DK144138B - Modtaktforstaerker - Google Patents

Description

(19) DANMARK

11 (12) FREMLÆGGELSESSKRIFT (n> 11+1+1 38 B

DIREKTORATET FOR PATENT- OG VAREMÆRKEVÆSENET

(21) Ansøgning nr. 5551/75 (51) |nt.CI.3 Η 03 F 1/30 (22) Indleveringsdag 23· Jul. 1975 (24) Løbedag 23· jul. 1975 (41) Aim. tilgængelig 27· jan. 1976 (44) Fremlagt 14. d,ec. 19δΐ (86) International ansøgning nr. ~ (86) International indleveringsdag -(85) Videreførelsesdag “ (62) Stamansøgning nr. “

(30) Prioritet 26. jul. 1974, 7410080, NL

(71) Ansøger N.V. PHILIPS* GLOEILAMPENFABRIEKEN, Eindhoven, NL.

(72) Opfinder Werner Felix Thotnmen, CH.

(74) Fuldmægtig Internationalt Patent-Bureau.

(54) Modt akt forstærker.

Opfindelsen angår en modtaktforstærker omfattende dels en første og en anden transistor af modsat ledertype, hvis kollektor-emitterveje er koblet i seriemodstilling mellem en forsyningskildes terminaler, dels en udgangsterminal, der er forbundet med den første og den anden transistors mod hinanden vendte kollektorer, dels en første modstand som forbinder den første transistors basis med den anden transistors basis, dels et kredsløb til hvilestrømsstyring, der føder en hvilestrøm gennem den første modstand, så at hvilestrømmen gennem den første og den anden transistor er bestemt af kredsløbet til hvilestrømsstyring.

Sådanne modtaktforstærkere med komplementære udgangstransistorer med ind-3Q byrdes forbundne kollektorer og hvilestrømsindstilling over en mellem basiselek- troderne i de to transistorer forbundet modstand kendes fra DE fremlæggelsesskrift t— ;-j· nr. 2.048.520 og anvendes bl.a. som udgangsforstærkere i høreapparater. Det er i d- r— * 3 2 144138 denne forbindelse et problem, at spændingen fra de batterier, der driver forstærkeren, falder lang tid før batterierne er brugt op.

I de kendte modtaktforstærkere fremkommer hvilestrømsindstillingen bl.a. ved at den nævnte modstand både er forbundet gennem en strømkilde eller en modstand til forsyningskildens ene terminal, og gennem en anden strømkilde, som fører den samme strøn^eller en tilsvarende modstand, med den anden terminal på forsyningskilden. Som følge heraf er basis-emitterspændingen over den første og den anden transistor proportional med forsyningsspændingen. Da den strøm, som flyder gennem transistorens kollektor-emittervej, forøges eksponentielt med basis-emitterspændingen, er hvilestrømsindstillingen i de kendte kredsløbsudformninger stærkt afhængig af forsyningsspændingen og endvidere afhængig af temperaturen på grund af basis-emitterspæn-dingens temperaturafhængighed. I den hensigt at forhindre hvilestrømmen gennem den første og den anden transistor i at blive utilladelig stærk ved maksimal batterispænding og maksimal temperatur, må disse kredsløb være således udformet, at der ved nominel batterispænding kun flyder en lille hvilestrøm, der kan give anledning til kraftig forvrængning af det signal, som skal forstærkes. Endvidere medfører den eksponentielle forøgelse af hvilestrømmen med voksende batterispænding, at den maksimalt tilladelige batterispænding kun ligger lidt højere end den nominelle batterispænding.

Det er en hensigt med opfindelsen at tilvejebringe en modtaktforstærker,hvor disse ulemper er undgået.

Opfindelsen er derfor ejendommelig ved, at kredsløbet til hvilestrømsstyring omfatter en første og en anden strømspejlkreds, der hver har mindst én indgangskreds og én udgangskreds, medens der er et fast forhold mellem den strøm, som flyder i udgangskredsen, og den strøm, som flyder i indgangskredsen, idet mindst én halvlederovergang i udgangskredsen er shuntet med mindst én halvlederovergang i indgangskredsen, hvilke indgangskredse påtrykkes en forstrøm, der ændres med forsyningsspændingen, ved hjælp af en strømgren mellem forsyningsterminalerne, hvilken gren omfatter mindst en anden modstand og halvlederovergangene i indgangskredsene til strømspejlkredsene, hvis udgangskredse er indbyrdes forbundet gennem den første modstand, så at hvilestrømmen gennem den første modstand ændres med forsyningsspændingen på lignende måde som strømmene gennem strømgrenen, idet størrelsen af den første modstand afhængigt af elementerne i strømgrenen er valgt således, at hvilestrømmene gennem den første og den anden transistor ændres i mindre udstrækning med forsyningsspændingen.

Opfindelsen er baseret på den erkendelse, at basis-emitterspændingerne over den første og den anden transistor,på grund af anvendelsen af kredsløbsudformningen ifølge opfindelsen, er ikke eller kun lidt afhængige af forsyningsspændingen, mens endvidere forspændingerne har samme temperaturafhængighed som de basis-emitterspæn-dinger, der er nødvendige for en konstant emitterstrøm i den første og den anden 3 144138 transistor.

Modtaktforstærkeren ifølge opfindelsen beskrives nærmere i det følgende ved hjælp af udførelseseksempler under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser en modtaktforstærker ifølge opfindelsen i skematisk fremstil1" ling, fig. 2 et første udførelseaeksempel på en modtakt forstærker ifølge opfindelsen, og fig. 3 et anden udførelseseksempel på en modtaktforstærker ifølge opfindel- s en.

Fig. 1 viser skematisk en modtaktforstærker ifølge opfindelsen. Mellem terminaler 8 og 9 på en spændingsforsyning med en terminalspænding E, findes en serieforbindelse af kollektor-emittervejene for to transistorer og af modsat ledertype. Pnp-transistoren T^'s emitter er forbundet med den positive spændingsterminal 8 og npn-transistoren T2's emitter er forbundet med den negative spændingsterminal 9. Transistorerne T^'s og T2's kollektorer er forbundet med en udgangsterminal 7, der fører til en belastning f.eks. en øretelefon. Mellem basis på transistoren og transistoren T2 findes en første modstand R^. Forstærkeren omfatter yderligere to strømspejlkredse 1 og 2, hvis indgangsterminaler, som er betegnet med henvisningsbetegnelser henholdsvis 3 og 5, er indbyrdes forbundet igennem en anden modstand R2· En udgangsterminal 4 på strømspejlkredsen 1 er forbundet med transistoren T^'s basis,og en udgangsterminal 6 på strøraspejlkredsen 2 er forbundet med transistoren T2's basis. Strøraspejlkredsene l's og 2 's udgangskredse forbinder udgangsterminalerne 4 og 6 med forsyningsterminalerne, henholdsvis 8 og 9 og tilsvarende forbinder indgangskredsene indgangsterminalerne 3 og 5 med forsyningsterminalerne, henholdsvis 8 og 9.

Udgangsstrømmen 1^ fra strømspejlkredsene 1 og 2 står i et fast forhold n til indgangsstrømme Når de to strømspejlkredse 1 og 2 antages at være identiske, vil spændingsfaldet over indgangskredsene i hver af strømspejlkredsene være lig med V^. Spændingsfaldet over strømspejlkredsene l's og 2's udgangskredse er lig med basis-eraitterspændingen over transistorerne, henholdsvis og T2.

De to strømspejlkredse l's og 2's indgangsstrømme ^ bestemmes af modstanden R2 og spændingsfaldet herover, der er lig med forsyningsspændingen E minus spændingsfaldet 2 * over de to indgangskredse. Suianen af transistorerne T^'s og T2's basis-emitterspændinger er lig med forsyningsspændingen E minus spændingsfaldet IjR^ over modstanden R^, idet transistorerne T^'s og T2's basis-strømme kan negligeres i forhold til strømmen 1^. Under hensyntagen til forholdet n mellem strømspejlkredsene l's og 2's udgangs- og indgangsstrømme, bliver spmmen af transistorerne T^'s og T2 's basis-emitterspændinger lig med: I2(R2-nR1)+2V1 (1) 4 144138

Dette udtryk er uafhængigt af forsyningsspændingen E, når den første afledede af udtrykket (1) som en funktion af forsyningsspændingen er lig med 0. For modstandene og R2 giver dette betingelsen: nRx = R2+2Rd, (2) hvor Rj er den differentielle indgangsimpedans for hver af strøraspejlkredsene 1 og 2. Ved et hensigtsmæssigt valg af strømspejIkredsene og modstandene R^ og Rj under hensyntagen til betingelsen (2), kan der tilvejebringes et sådant spændingsfald over modstanden R^, at hvilestrømmen gennem transistorerne og Tj får den ønskede størrelse. Derved muliggøres en forstrøm, både i klasse-B og i klasse-AB.

Da den differentielle indgangsimpedans R^ i udtrykket (2) ændres i mindre udstrækning med forsyningsspændingen, kan der aldrig opnås en fuldstændig uafhængighed mellem forsyningsspændingen og hvilestrømsindstillingen med en fast værdi af modstandene R^ og Rj. Derfor må der i praksis vælges en værdi for R^, som svarer til middel-batterispændingen. For n = 1 viser et optimalt valg sig at være et R^, som er tilnærmelsesvis 207. større end R2·

Fig. 2 viser et første udførelseseksempel på en modtaktforstærker ifølge opfindelsen. Dette udførelseseksempel er baseret på fig. 1, og henvisningsbetegnelserne for diverse tilsvarende dele er derfor bibeholdt. StrøraspejIkredsene l's og 2's udgangskredse inkluderer kollektor-emittervejene for henholdsvis en pnp-tran-sistor T3 og en npn-transistor T^, i hvilke kollektorerne er forbundet med udgangsterminalerne, henholdsvis 4 og 6, og emitterne med forsyningsterminalerne, henholdsvis 8 og 9. Transistorerne T^'s og T^'s basis-eraitterovergange er shuntet med dioder D^ og D2, der i integrerede kredse sædvanligvis ville være udformet som transistorer, hvis kollektor- og basiselektroder er indbyrdes forbundne. Dioderne D^ og D2 forbinder forsyningsterminalerne 8 og 9 med indgangsterminalerne, henholdsvis 3 og 5, og udgør således strømspejIkredsene henholdsvis l’s og 2's indgangskredse. En signalindgangsterminal 10 er forbundet med et midterudtag på modstanden R^.

Med henblik på forsyningsspændingens uafhængighed af hvilestrømsindstillingen, skal modstandene R^ og R2 opfylde betingelsen (2). Den differentielle modstand R^ er da lig med den differentielle modstand af en diode, som fører en strøm 1^.

Når der som dioder D^ og Dj anvendes transistorer, der er forbundet som dioder, og som er identiske med transistorerne, henholdsvis og T^, vil forholdet n mellem udgangsstrømmen og indgangsstrømmen i strømspejIkredsene være lig med 1. Hvis endvidere den differentielle modstand af dioderne D^ og Dj er lille i forhold til størrelsen af modstanden Rj, vil basis-emitterspændingen over henholdsvis transistoren og Tj i fravær af et indgangssignal på indgangsterminalen 10 kun være lidt mindre end spændingsfaldet over henholdsvis dioden D^ og Dj. Ved et hensigtsmæssigt valg af strømmen Ij,der flyder gennem strømspejIkredsene l's og 2's indgangskredse, opnås den ønskede hvilestrømsindstilling for transistorerne og Tj.

144138 5 Når indgangsterminalen 10 påtrykkes en indgangssignalstrøm, fordeles denne til basiselektroderne for transistorerne og fordi transistorerne T^'s °8 T2's indgangsimpedanser er lave i forhold til indgangsimpedanserne af strømspej1-kredsene l's og 2's udgangskredse. Den forstærkede signalstrøm,som flyder gennem udgangsterminalen 7, kan da være flere gange større end hvilestrømmen gennem transistorerne og T2, f.eks. ved en klasse-AB forspænding.

Det er principielt muligt at tilføre indgangssignalet på modstanden 's midterudtag. Indgangssignalstrømmen fordeles da til strømspejIkredsene l's og 2's indgangskredse. På grund af det faste forhold mellem indgangsstrømmene og udgangsstrømmene i strømspejIkredsene 1 og 2, fører de to strømspejlkredse l's og 2's udgangskredse også signalstrømmene, hvilke signalstrømme fordeles til basiselektroderne på transistorerne og T2· Det er en ulempe herved, at indgangsimpedansen på modstanden I^'s midterudtag er væsentlig lavere end indgangsimpedansen på modstanden R^'s midterudtag på grund af de lave indgangsimpedanser på strømspe j Ikredsene 1 og 2. Ved sær lige anvende Iser kan det imidlertid være en fordel, at strømspejIkredsene 1 og 2 fører signalstrømrae, så at der kan tilvejebringes et yderligere udgangssignal ved udvidelse af strømspejIkredsene 1 og 2 med et andet udgangskredsløb.

I modtaktforstærkere anvendes der praktisk taget altid negativ tilbagekobling. Når der som negativt tilbagekoblingssignal kræves en spænding, der er proportional med udgangsspændingen, kan det negative tilbagekoblingssignal tages fra udgangsterminalen 7. Hvis der kræves et negativt tilbagekoblingssignal, Som er proportionalt med strømmen gennem transistorerne og T2, hvilket f.eks. kan være ønskeligt ved frekvensafhængig belastning, kan man anvende en yderligere udgang ifølge fig. 2.

I den hensigt at tilvejebringe denne yderligere udgang, er transistor T^'s basis forbundet med basis i en pnp-transistor T,. og transistor Tj's basis med basis i en npn-transistor T^. Transistorerne T^'s og T^'s emittere er forbundet med en anden udgangsterminal 11, der yderligere er forbundet med den negative forsyningsterminal 9 igennem en serieforbindelse af en afkoblingskondensator C og en variabel modstand R^. Fra udgangsterminalen 11 fås da en strøm, som er proportional med den strøm, der flyder gennem udgangsterminalen 7. Af denne styøm frembringes der over modstanden R^ en spænding, som også er proportional med den strøm, der flyder gennem udgangsterminalen 7. Denne spænding påtrykkes en første indgangsterminal 12 på en forforstærker V, hvis udgangsterminal 14 er forbundet med indgangsterminalen 10, mens et indgangssignal kan påtrykkes en anden indgangsterminal 13 på forforstærkeren V. Den på udgangsterminalen 11 liggende signalspænding, der skal kobles tilbage til forforstærkeren V, kan indstilles ved hjælp af den variable modstand R^, hvorved der er tilvejebragt en volumenregulering.

6 UA138

Transistorerne T,. og Tg er sædvanligvis således udformet, at de kun fører en brøkdel af den strøm, der flyder gennem transistorerne T^ og Tj. Dette kan ske ved, at der udvælges basis-emitterarealer i transistorerne T,. og Tg, der er meget mindre end basis-emitterarealerne i transistorerne og T2.

En yderligere fordel ved anvendelsen ifølge opfindelsen af to strømspej1-kredse til hvilestrømsindstillingen, er hvilestrømsindstillingens formindskede temperaturafhængighed. Når temperaturen stiger forøges strømmen 1^ gennem strøm- spejlkredsene l’s og 2's indgangskredse på grund af diodekarakteristikkernes (for dioderne og D^) temperaturafhængighed. For basis-emitterovergangene i transistorerne T^, T2, Tj. og findes en lignende temperaturafhængighed, således at forøgelsen af hvilestrømmen igennem disse transistorer, stort set kompenseres ved formindskelsen af disse transistorers basis-emitterspænding på grund af spændingen over modstanden R^, der forøges med temperaturen.

I udførelseseksemplet ifølge fig. 2 er strømspejlkredsene l’s og 2's indgangskredse direkte sammenkoblede gennem en modstand R2. Det skal bemærkes, at en mere kompliceret udførelsesform i princippet er mulig. F.eks. kan indgangsterminalen 3 for strømspejlkredsen 1 være forbundet med forsyningsterminalen 9 igennem modstanden R2 og indgangskredsen i en tredie strømspejlkreds. Denne tredie strømspejlkreds's udgangskreds er derefter forbundet med forsyningsterminalen 8, gennem indgangskredsen i en fjerde strømspejlkreds, hvis udgangskreds er forbundet med indgangsterminalen 5 i strømspejlkredsen 2.

Hvilestrømsindstiliingen ifølge opfindelsen kan også anvendes i udgangsforstærkere til høreapparater med øretelefoner med centerudtag, der anvendes i høreapparater med en forholdsvis høj udgangseffekt.

Fig. 3 viser en sådan udgangsforstærker. Denne forstærker omfatter forstærkeren i fig. 2 med undtagelse af transistorerne T^ og T2. Basis i en transistor T^ er forbundet med basis i en pnp-transistor T^, hvis emitter er forbundet med den positive forsyningsterminal 8, og hvis kollektor er forbundet med den negative forsyningsterminal 9 igennem en diode D^. Dioden D^ er shuntet med basis-emitter-overgangen i en npn-transistor Tg. Basis-emitterovergangen til transistoren Tg er shuntet med basis-emitterovergangen i npn-transistor Tg. Transistorerne Tg's og Tg's kollektorer er indbyrdes forbundet ved hjælp af en strømspole 15 i en øretelefon, idet et centerudtag på denne strømspole er forbundet med den positive forsyningsterminal 8.

Da basis-emitterovergangene i transistorerne T^ og samt i transistorerne Tg og Tg er parallelforbundne, vil der gennem transistorerne T^'s og Tg's kollektæ emitterveje flyde strømme, som er proportionale med de strømme, der flyder gennem kollektor-emittervejene i transistorerne, henholdsvis T^ og Tg. Kollektorstrømmen i transistoren T7, flyder derefter gennem dioden D^. Som følge heraf er strømmen gennem transistoren Tg's kollektor-emittervej proportional med strømmen igennem

Claims (2)

1. 7 14/1138 transistoren Τ,-'s kollektor-emittervej. Når der findes et korrekt forhold mellem basis-emitterarealerne i transistorerne T,., Tg, og Tg og dioden D^, der kan være en diodekoblet transistor, er det sikret at forskellen mellem kollektorstrømme-ne i transistorerne Tg og Tg er proportional med den strøm, som flyder gennem udgangsterminalen 11. Transistorerne Tg's og Tg's ko1lektorstrømme kan da være flere gange større end transistorerne Tg's og T^'s kollektorstrømme. Da strømmene gennem transistorerne Tg's og Tg's kollektor-emitterveje er proportionale med strømmene gennem transistorerne Tg's og Tg's kollektor-emitterveje sikrer anvendelsen af kredsløbsarrangementet ifølge opfindelsen, at hvilestrømsindstillingen for transistorne Tg og Tg også er mindre afhængig af forsyningsspændingen og temperaturen. På grund af brugen af strømspejlkredse til hvilestrørasindstilllngen, hvorved modstandene og R2 ved lav forsyningsspænding kan have forholdsvis lave modstandsværdier, er forstærkeren ifølge opfindelsen egnet til at udgøre en del af et monolitisk integreret kredsløb. Den tilbagekoblende udgangskreds, der består af kondensatoren C og den variable modstand R^, tilsluttes da externt. Hvis det ønskes, kan også modstandene R^ og/eller R2 tilsluttes externt. Som det fremgår af beskrivelsen, findes der flere udførelsesformer, der gør hvilestrømsindstillingen for udgangstransis torerne i modtaktforstærkeren stort set uafhængig af forsyningsspændingen.
2. 1. Modtaktforstærker omfattende dels en første og en anden transistor (T^ og T2) af modsat ledertype, hvis kollektor-emitterveje er koblet i seriemodstilling mellem en forsyningskildes terminaler (8 og 9), dels en udgangsterminal (7), der er forbundet med den første og den anden transistors mod hinanden vendte kol-lektorer, dels en første modstand (R^), som forbinder den første transistors (T^) basis med den anden transistors C^) basis, dels et kredsløb (1,2^2) til hvilestrømsstyring, der føder en hvilestrøm (1^) gennem den første modstand (R^), så at hvilestrømmen gennem den første og den anden transistor er bestemt af kredsløbet til hvilestrømsstyring, kendetegnet ved, at kredsløbet (1,2,R2) til hvilestrømsstyring omfatter en første og en anden strømspejlkreds (1 og 2), der hver har mindst én indgangskreds og én udgangskreds, medens der er et fast forhold mellem den strøm (1^), som flyder i udgangskredsen, og den strøm (Ig), som flyder i indgangskredsen, idet mindst én halvlederovergang (Τ^,Τ^) i udgangskredsen er shuntet med mindst én halvlederovergang (D^^) i indgangskredsen, hvilke indgangskredse påtrykkes en forstrøm (l^), der ændres med forsyningsspændingen (E), ved hjælp af en strømgren (1,2^2) mellem forsyningsterminalerne (8 og 9), hvilken