DE69924176T2

DE69924176T2 - Gemeinsamer Maximalwahrscheinlichkeits-Folgeschätzer mit dynamischer Kanalsbeschreibung

Info

Publication number: DE69924176T2
Application number: DE69924176T
Authority: DE
Inventors: Jiunn-Tsair New Brunswick Chen; Huan-Shang Tsai; Young-Kai Berkeley Heights Chen
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 1998-04-23
Filing date: 1999-04-13
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2019-04-14
Also published as: JP3563293B2; US6144710A; EP0952711A3; EP0952711B1; DE69924176D1; EP0952711A2; JP2000031870A

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein zellulares Kommunikationssystem und insbesondere ein Empfängersystem, das zum Empfangen digital modulierter Signale bei Anwesenheit eines anderen modulierten Ko-Kanal-Störsignals (CCI-Signals) verwendet wird.
Allgemeiner Stand der Technik
Bei der Mobilfunkkommunikation ist das Funkspektrum ein rares Betriebsmittel. Folglich basieren die meisten Mobilfunkkommunikationssysteme auf dem zellularen Prinzip. Im Prinzip wird ein geographisches Gebiet, in dem drahtloser Dienst verfügbar ist, in mehrere Zellen unterteilt. Schematisch wird jede Zelle als ein Sechseck repräsentiert; in der Praxis weist jede Zelle jedoch eine Form auf, die unter anderem von der Topographie des von dem System versorgten Terrains abhängt. Jede Zelle enthält eine Basisstation, die sich ungefähr in ihrer Mitte befinden kann. Jede Basisstation ist so konfiguriert, daß sie Signale ungefähr innerhalb des durch jede Zelle definierten Gebiets sendet und empfängt. Die tatsächliche Funkreichweite jeder Basisstation kann sich jedoch über jedes Zellengebiet hinaus erstrecken. Deshalb wird gewünscht, daß in angrenzenden Zellen eine verschiedene Menge von Frequenzen zugeteilt wird, um Störungen zu vermeiden. Teilnehmer, die sich in jedem Zellengebiet befinden, kommunizieren mit anderen Teilnehmern durch Verwendung eines drahtlosen Endgeräts (z.B. eines zellularen Fernsprechers, eines drahtlosen Teilnehmer-Leitungsendgeräts, bestimmter schnurloser Fernsprecher, einseitiger und zweiseitiger Pager, PCS-Endgeräte und persönliche digitale Assistenten). Über einen Kommunikationskanal innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs sendet jedes in einer Zelle befindliche drahtlose Endgerät Signale zu der in dieser Zelle befindlichen entsprechenden Basisstation und empfängt Signale von dieser.
Da angrenzende Zellen verschiedene Mengen von Frequenzen verwenden, kann die Distanz zwischen zwei Zellen, die dieselbe Frequenzmenge benutzen, ein wichtiger Entwurfsgesichtspunkt sein. Diese Distanz wird als die mittlere Wiederverwendungsdistanz D bezeichnet. Um die Gesamtzahl verfügbarer Kanäle pro Flächeneinheit zu vergrößern, wird gewünscht, die Größe der Zellen zu vermindern. Durch Verringern der Größe der Zellen ist es möglich, dieselben Frequenzmengen öfter zu verwenden. Aufgrund der Zunahme verfügbarer Frequenzmengen in einem vorbestimmten Gebiet können also mehr Teilnehmer das System benutzen. Abhängig von der Größe jeder Zelle, der Sendeleistung der Basisstationen und der mobilen Einheiten können jedoch starke Ko-Kanalstörungen zwischen den Zellen, die denselben Frequenzbereich benutzen, auftreten.
Der Entzerrer für sequenzielle Maximum-Likelihood-Schätzung (MLSE) kann den Kanal im Empfänger entzerren, um optimale Leistungsfähigkeit zu erzielen. Der MLSE-Entzerrer ist besonders in einem Funkkanal mit langer Spreizung nützlich, wie zum Beispiel dem, der eine Standardspezifikation verwendet, die als das globale System für die Mobilkommunikation (GSM) bekannt ist. Ein anderer Ansatz zur Verringerung von Ko-Kanalstörungen ist die Verwendung von Gruppenantennen. Aufgrund der häufigen räumlichen Trennung zwischen dem gewünschten Signal und den Ko-Kanal-Störsignalen können Gruppenantennen Ko-Kanal-Störsignale durch Strahlformung unterdrücken. Diese Ansätze erfordern jedoch sehr komplizierte Signalverarbeitung, um optimale Ergebnisse zu produzieren.
Somit ist es notwendig, die Komplexität solcher Systeme zu verringern, damit sie kommerziell gangbar werden, und die Effekte von Ko-Kanal-Störsignalen wesentlich zu verringern.
Wales S.W.: "Technique for cochannel interference suppression in TDMA mobile radio systems", IEE Proceedings: Communications, Institution of Electrical Engineers, GB, Band 142, Nr. 2, 1.4.1995 (1995-04-01), Seiten 106–14, beschreibt eine Technik, die den Viterbi-Algorithmus ergänzt, um "Superzustände" hinzuzufügen, um ein gewünschtes Signal und K Störsignale zu repräsentieren. Wenn für jedes Signal S Zustände gegeben sind, enthält der Superzustand-Trellis des Viterbi-Algorithmus S^K+1 Superzustände.
Lozano A. et al.: "Adaptive MLSE receiver for dual-band IS-136 TDMA", Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 1997, Waves of the Year 2000, PIMRC '97, The 8th IEEE International Symposium on Helsinki, Finnland, 1.-4.9.1997, New York, NY, USA, IEEE, US, 1.9.1997 (1997-09-01), Seiten 816–820, betrifft das Kompensieren von Deep-Fading im 1,9-GHz-Band aufgrund erhöhter Dopplerverschiebungen. Die Arbeit beschreibt einen Doppelband-MLSE-Empfänger zum Empfangen von Signalen sowohl im 800-MHz- als auch im 1,9-GHz-Band. Es wird ein abgeschnittener MLSE-Empfänger beschrieben, der aus einem angepaßten Filter, einem Sampler, möglicherweise einem Rauschweißungsfilter und einem Trellis-Decodierer mit Unterstützung durch einen Kanalschätzer besteht.
Kurze Darstellung der Erfindung
Ein Empfänger und ein Verfahren gemäß der Erfindung werden in den unabhängigen Ansprüchen dargelegt. Bevorzugte Formen werden in den abhängigen Ansprüchen dargelegt.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält ein Kommunikationssignalempfänger einen Kanalschätzer, der so konfiguriert ist, daß er mehrere Trainingssignalabtastwerte empfängt, um die endliche Impulsantwort auf das gewünschte Signal und das Ko-Kanal-Störsignal zu schätzen. Diese Schätzungen der endlichen Impulsantwort weisen mehrere geschätzte Kanalabgriffe auf, wodurch die Länge des gewünschten Kanals bzw. die Länge des Ko-Kanal-Störkanals definiert werden. Die Kanalabgriffsschätzungen werden dann einem Viterbi-Decodierer zugeführt. Außerdem werden die Kanalabgriffsschätzungen einem Leistungskalkulator zugeführt, der die Leistung jedes der geschätzten Kanalabgriffe schätzt. Die einzelnen Abgriffsleistungsschätzungen werden dann einem gemeinsamen Kanaltrimmer zugeführt. Der gemeinsame Kanaltrimmer hält eine gemeinsame Kanallänge aufrecht, so daß die gewünschte Signalkanallänge plus die Ko-Kanal-Störkanallänge eine feste Größe aufweisen, indem die schwächsten Abgriffe von beiden Rändern der Kanalabgriffe abgeschnitten werden. Die gemeinsame Kanallänge wird dynamisch zwischen den gewünschten Kanalabgriffen und den Ko-Kanal-Störkanalabgriffen zugeteilt. Die getrimmten Kanalgrößen werden dann dem Viterbi-Decodierer zugeführt, der die empfangenen Signale gemäß den Kanalschätzungen und den berechneten Kanalgrößen decodiert.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Der als die Erfindung betrachtete Gegenstand wird insbesondere im letzten Teil der Spezifikation herausgestellt und distinkt beansprucht. Die Erfindung wird jedoch sowohl in bezug auf Organisation als auch auf Betriebsverfahren zusammen mit Merkmalen, Aufgaben und ihren Vorteilen am besten durch Bezugnahme auf die folgende ausführliche Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verständlich. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Empfängers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
2 ein von dem Empfänger empfangenes Burst-Signal gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
3 ein Flußdiagramm des Betriebsprozesses eines Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 ein von einem Viterbi-Decodierer benutztes Trellis-Diagramm gemäß einer Ausführungsform der Erfindung.
Ausführliche Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockschaltbild eines Kommunikationsempfängers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, obwohl die Erfindung in bezug auf den Schutzumfang in dieser Hinsicht nicht beschränkt ist. Der Empfänger 10 enthält einen gemeinsamen Kanalschätzer 12, der so konfiguriert ist, daß er Signalabtastwerte X aus einem Analog/Digital-(A/D-)Umsetzer 26 empfängt. Diese Signalabtastwerte sind digitalisierte Version von Signalen, die von der Gruppenantenne 22 empfangen und durch einen Abwärtsumsetzer 24 in das Basisband abwärts umgesetzt wurden.
Die Gruppenantenne 22 empfängt sowohl gewünschte Signale in einer Zelle als auch Ko-Kanal-Störsignale von Orten außerhalb einer Zelle. Der gemeinsame Kanalschätzer 12 ist so konfiguriert, daß er die endlichen Impulsantworten der Kanäle sowohl für das gewünschte Signal als auch für das Ko-Kanal-Störsignal schätzt.
In bezug auf Zeichengabestandards für digitale zellulare Fernsprecher werden weltweit mehrere Ansätze verwendet. Ein solcher Standard ist das globale System für Mobilkommunikation (GSM) in Europa, das in der ETSI/GSM Series 03 Air Interference Specification, GSM PN, Paris, beschrieben wird. Ein Aspekt des Standards betrifft die Übertragung von Signalen in Form von Signal-Bursts.
2 zeigt einen Signal-Burst, der auch als Übertragungsburst oder Signalrahmen bezeichnet wird, so wie er in einem drahtlosen Kommunikationssystem mit Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff (TDMA) verwendet werden kann, obwohl die Erfindung bezüglich ihres Schutzumfangs nicht auf einem Signal-Burst mit dieser bestimmten Form oder diesem bestimmten Format beschränkt ist. Im vorliegenden Kontext können die Begriffe Signal-Burst, Übertragungsburst oder Signalrahmen austauschbar verwendet werden. Der Signal- oder Übertragungsburst, der in 2 dargestellt ist, besitzt eine vorbestimmte Anzahl von digitalen Symbolen oder Bit. Bei dieser bestimmten Ausführungsform enthält jeder Burst in einer Abfolge eine Reihe von sukzessiven vorbestimmten Startbit 27, eine vorbestimmte Anzahl von Informationsbit 29, eine Reihe vorbestimmter Trainingsbit 31, eine zweite vorbestimmte Anzahl von Informationsbit 33 und eine Reihe sukzessiver vorbestimmter Endebit 35. Bei GSM-Systemen gibt es zum Beispiel drei Start- und drei Endebit, 57 Bit in beiden Teilen des Signal-Bursts, die zu übertragende binäre digitale Signale umfassen, und 26 Trainingsbit, die als die "Mittambel" bezeichnet werden, also insgesamt 148 Bit pro Signal-Burst. Die Trainingsbit sind sowohl am Empfangs- als auch am Sendeende des Kommunikationssystems bekannt. Die Start- und Endebit sind ebenfalls bekannt und sind in der Regel "Nullen". Es versteht sich, daß abhängig von der Spezifikation andere Anzahlen und eine andere Verteilung von Bit möglich sind.
Der GSM-Telekommunikationsstandard erfordert eine Form der Signalmodulation im Basisband, die als Gaußsche Minimalphasenumtastung (GMSK – Gaussian Minimum Phase Shift Keying) bekannt ist. Es wird angemerkt, daß GMSK zwar kein lineares Modulationsschema ist, aber als ein solches approximiert werden kann. GMSK wird ausführlicher in Digital Phase Modulation, von J.B. Anderson, T. Aulin und C.E. Sundburg, 1986, erhältlich von Plenum, beschrieben, obwohl die Erfindung natürlich in bezug auf ihren Schutzumfang nicht auf GMSK-Modulationsverfahren beschränkt ist.
Der Kanalschätzer 12 verwendet die Trainingsbit eines ankommenden Bursts wie in 2 dargestellt zur Berechnung einer Schätzung der Kanäle, über die die Übertragung stattfand. Diese Kanalschätzung ist die endliche Impulsantwort des drahtlosen Kanals, durch den die Bursts von Senderstationen in einer Zelle und außerhalb einer Zelle zu einer Empfängerstation, wie z.B. dem Empfänger 10, gesendet werden. Das empfangene Signal ist aufgrund von Rauschen und Zwischensymbolstörung (ISI), die der Übertragung über den drahtlosen Kanal zugeordnet sind, verzerrt. Durch Minimieren der Norm des Fehlersignals erhält man eine Schätzung des gewünschten Kanals und des Ko-Kanal-Störkanals. Jeder Term in der Impulsfunktion ist eine komplexe Größe und wird in diesem Kontext als Abgriffsgewicht oder Kanalabgriff bezeichnet. Jedes Abgriffsgewicht repräsentiert die Effekte der Kanalverzerrung auf das übertragene Signal, wie später ausführlicher erläutert werden wird.
Um eine Kanalschätzung zu erhalten, die sowohl den gewünschten Signalen als auch dem Ko-Kanal-Störsignal entspricht, wird ein Kanalmodell verwendet, das später ausführlicher besprochen werden wird.
Unter der Annahme eines linearen Modulationsschemas können das gewünschte Signal und das Ko-Kanal-Störsignal jeweils folgendermaßen ausgedrückt werden:

wobei g_s, g_i jeweils die Impulsformungsfunktionen des gewünschten Signals bzw. des Ko-Kanal-Störsignals sind. {S_k}, {S_i,k} sind die Datensequenzen des gewünschten Signals bzw. des Ko-Kanal-Störsignals und T ist die Periode jedes Symbols oder Signalabtastwerts. Das an der j-ten Antenne der Gruppenantenne 22 empfangene Signal kann also folgendermaßen geschrieben werden:
wobei c_s,j(t) und c_i,j(t) die physische Kanalimpulsantwort der j-ten Antenne des gewünschten Signals bzw. des Ko-Kanal-Störsignals sind; und n(t) das additive Rauschen ist. Durch Einsetzen s(t) und s _i(t) aus den Gleichungen (1) und (2) kann Gleichung (3) folgendermaßen geschrieben werden:
Nach dem Abtasten x_j(t) kann Gleichung (4) in Matrixform folgendermaßen geschrieben werden
wobei die Indizes die Größe der Matrizen angeben; m die Anzahl von Antennen in der Gruppenantenne 22 ist; 1 lang genug ist, um alle von Null verschiedenen Terme von h_s,j und h_s,d abzudecken; n Zeitabtastwerte in Gleichung (5) betrachtet werden; die i-te Zeile von Hs [h_s,j(to), h_s,j(to–T), ..., h_s,j(to–(l–1)T)] ist, die i-te Zeile von Hi [h_i,j(to), h_i,j(to–T), ..., h_i,j(to–(l–1)T)] ist; S eine Toeplitzmatrix mit [S_k, S_k–1 S_k–1-1]^T als ihre erste Spalte und [S_k, S_k+1 ... S_k+n–l] als ihre erste Zeile ist; S_i ebenfalls eine Toeplitzmatrix mit [S_i,k, S_i,k–l, ...S_i,k–l+1]^T als ihre erste Spalte und [S_i,k, S_i,k+l, ...S_i,k+–n–l] als ihre erste Zeile ist.
Gleichung (5) kann folgendermaßen geschrieben werden:
wobei X durch den Empfänger empfangene Signalabtastwerte bedeutet und N das vom Empfänger empfangene additive Rauschen ist. Unter der Annahme, daß das Rauschen N Gaußsches weißes Rauschen ist, kann die Least-Square-Lösung folgendermaßen geschrieben werden:
wobei (.)⁺ die Pseudoinverse bedeutet, die als A⁺ = (A^.A)^–1A^. definiert ist.
Es wird angemerkt, daß Gleichung (7) die endliche Impulsantwort des gewünschten Signalkanals H_s und eines Ko-Kanal-Störkanals H_i liefert. Es kann jedoch Fälle geben, in denen mehr als eine benachbarte Zelle ein Ko-Kanal-Störsignal liefert. Es versteht sich, die obigen Gleichungen (1) bis (7) erweitert werden, um zusätzliche Ko-Kanal-Störsignale aufzunehmen. In diesem Fall kann Gleichung (7) folgendermaßen erweitert werden:
wobei H_i,n endliche Impulsantwort des Ko-Kanal-Störsignals, bereitgestellt über den n-ten Kanal aus Zelle n in der Nähe der Zelle, ist, in der das gewünschte Signal gesendet wird, und Sn die von der Basisstation in der Zelle n bereitgestellte Trainingssequenz ist.
Der gemeinsame Kanalschätzer 12 ist also so konfiguriert, daß auf der Basis von Trainingbit und des tatsächlichen empfangenen Signals wie in Gleichung (7) oder (7a) gezeigt Kanalschätzungen abgeleitet werden.
Die Kanalabgriffsschätzungen werden dann einem Viterbi-Decodierer 20 zugeführt, um sowohl das gewünschte Signal als auch das Ko-Kanal-Störsignal zu demodulieren. Die Kanalabgriffsschätzungen werden außerdem einem Eingangsport des Abgriffsleistungskalkulators 14 zugeführt. Der Ausgangsport des Abgriffsleistungskalkulators 14 wird an einen Eingangsport einer Abgriffsleistungsgewichtungseinheit 16 angekoppelt, die so konfiguriert ist, daß sie die den Ko-Kanal-Störabgriffen entsprechenden Kanalabgriffe mit einem Gewichtungsfaktor multipliziert. Danach wird der Ausgangsport der Abgriffsleistungsgewichtungseinheit 16 an einem gemeinsamen Kanaltrimmer 18 angekoppelt, der so konfiguriert ist, daß er mehrere Kanalabgriffe, die dem gewünschten Signal und dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechen, so abschneidet, daß die Gesamtzahl von die Kanalschätzungen für beide Signale repräsentierenden Abgriffe eine Konstante bleibt, wie später ausführlicher erläutert werden wird.
Der Ausgangsport des gemeinsamen Kanaltrimmers 18 wird an einen Eingangsport des gemeinsamen Viterbi-Decodierers 20 angekoppelt, der so konfiguriert ist, daß er eine feste Anzahl von Zuständen aufweist, so wie es durch die Anzahl von durch den Kanaltrimmer 18 spezifizierten Abgriffen dargelegt wird.
Der Abgriffsleistungskalkulator 14 ist so konfiguriert, daß er die Stärke jedes Abgriffs der endlichen Impulsantwort sowohl für das gewünschte Signal als auch das Ko-Kanal-Störsignal berechnet. Die Stärken der Abgriffe der endlichen Impulsantwort für den gewünschten Signalkanal wird als Ps und die Abgriffe der endlichen Impulsantwort für den Ko-Kanal-Störsignalkanal als Pi bezeichnet. Das Leistungssignal Ps und das Leistungssignal Pi können also folgendermaßen geschrieben werden:
wobei 1_l×m ein Spaltenvektor ist, von dem jedes Element Eins ist, conj.(.) die Operation der komplexen Konjugation bedeutet und ⊙ das Hadamard-Produkt bedeutet.
3 ist ein Flußdiagramm der Funktionsweise des Empfängers 10 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, obwohl die Erfindung in bezug auf ihren Schutzumfang in dieser Hinsicht nicht beschränkt ist. Während des Betriebes erhält im Schritt 110 der gemeinsame Kanalschätzer 12 für jeden empfangenen Burst eine gemeinsame Kanalschätzung sowohl für gewünschte Signale als auch Ko-Kanal-Störsignale, die von dem Empfänger 10 empfangen werden. Der gemeinsame Kanalschätzer 12 verwendet die Trainingsbit in jedem Burst, um die gemeinsame Kanalschätzung für die gewünschten Signale und die Ko-Kanal-Schätzungssignale wie oben beschrieben zu erhalten. Zu diesem Zweck liefert der gemeinsame Kanalschätzer 12 mehrere Kanalabgriffe, die den gewünschten und Ko-Kanal-Störsignalen entsprechen.
Im Schritt 112 berechnet der Abgriffsleistungskalkulator 14 die Leistung Ps und Pi der im Schritt 110 erhaltenen Kanalabgriffe gemäß Gleichung (8) wie oben beschrieben. Danach multipliziert im Schritt 114 die Abgriffsleistungsgewichtungseinheit 16 einen Gewichtungsfaktor w mit dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechenden Kanalabgriffsleistungswerten, um so den Effekt von Ko-Kanal-Störsignalen zu vermindern. Dies folgt, weil die in das Ko-Kanal-Störsignal eingebetteten Datenbit für den Empfänger 10 von keinerlei Interesse sind. Vorzugsweise wird der Gewichtungsfaktor w in der Nähe von, aber unterhalb von Eins gewählt.
Im Schritt 116 schneidet der gemeinsame Kanaltrimmer 16 die kombinierte Anzahl von Kanalabgriffen, die dem gewünschten und dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechen, auf eine feste spezifizierbare Zahl l_c ab. Es wird angemerkt, daß ein großer Wert für l_c einen relativ niedrigen Kanalschätzungsfehler in dem Viterbi-Decodierer und relativ höhere Komplexität bedeutet. Zum Beispiel führt jede Zunahme von l_c um eins zu einer Verdopplung der Komplexität des in dem Empfänger 10 verwendeten Viterbi-Decodierers.
Der gemeinsame Kanaltrimmer 18 schneidet also die Endteile von Kanalabgriffen, die sowohl dem gewünschten als auch dem Ko-Kanal-Störkanal entsprechen, ab, indem die schwächste Abgriffsleistung auf der Basis von min{Ps(ls,first), Ps(ls,last), wPi(li,first)wPi(li,last)} (9)gefunden wird, wobei l_s,first, l_s,last, l_i,first, l_i,last die ersten bzw. letzten Abgriffe der Kanalabgriffe der endlichen Impulsantwort des gewünschten und des Ko-Kanal-Störsignals mit l_s,first ≥ l_s,last und l_i,first ≥ l_i,last sind. Der Kanaltrimmer 18 vergleicht also die dem ersten und dem letzten Kanalabgriff entsprechende Leistung und beseitigt den Abgriff mit der schwächsten Leistung. Wenn zum Beispiel die Leistung für den ersten Kanalabgriff P_s(l_s,first) die schwächste ist, wird er von dem Kanaltrimmer abgeschnitten. Ähnlich wird, wenn die Leistung des letzten Kanalabgriffs n(l_i,last) der schwächste Abgriff ist, er durch den Kanaltrimmer abgeschnitten. Schritt 116 wird wiederholt, bis der Kanaltrimmer 18 im Schritt 118 bestimmt, daß die kombinierte Anzahl der verbleibenden Kanalabgriffe, d.h. (l_s,first – l_s,last) + (l_i,first – l_i,last) = l_c ist, wobei l_c eine feste Anzahl ist. Es wird angemerkt, daß der Term (l_s,first – l_s,last) der verbleibenden Anzahl von Kanalabgriffen, l_s dem gewünschten Signal und (l_i,first – l_i,last) der verbleibenden Anzahl von Kanalabgriffen und l_idem Ko-Kanal-Störkanal entspricht.
Es wird angemerkt, daß für die Bursts mit einem hohen Verhältnis von Träger zu Störung (CIR) das System alle Abgriffe zur Beschreibung des gewünschten Signalkanals verwendet, um die untere Schranke einer Bitfehlerrate zu erreichen. Umgekehrt verwendet das System für die Bursts mit einem niedrigeren Verhältnis von Träger zu Störung mehr Abgriffe für den Ko-Kanal-Störkanal, um so die Auswirkung der Ko-Kanal-Störungen zu lindern.
Nachdem die dem gewünschten Signal und dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechenden Kanalabgriffe ausgewählt wurden, verwendet der Viterbi-Decodierer 20 die verbleibenden Kanalabgriffe (angegeben durch l_s,first, l_s,last, l_i,first und l_i,last l_sund l_i, um die Signale X zu decodieren, die aus der Gruppenantenne 22 geliefert werden.
Somit demoduliert der Viterbi-Decodierer 20 im Schritt 120 sowohl die gewünschten Datensequenzen als auch die Ko-Kanal-Stördatensequenzen. Der Viterbi-Decodierer 20 ist ein Maximum-Likelihood-Decodierer. Der Viterbi-Decodierer arbeitet sich durch eine Sequenz möglicher Bitsequenzen an jedem Symbolmoment zurück, um zu bestimmen, welche Bitsequenzen am wahrscheinlichsten gesendet wurden. Die möglichen Übergänge von einem Signalstatus an einem Symbolmoment oder Zustand zu einem Signalstatus an einem nachfolgenden Symbolmoment oder Zustand sind begrenzt. Jeder mögliche Übergang von einem Zustand zu einem nächsten Zustand kann graphisch dargestellt werden und wird in diesem Kontext als Zweig bezeichnet. Eine Sequenz verbundener Zweige wird in diesem Kontext als ein Weg bezeichnet. Jeder Zustand kann nach Empfang des nächsten Bit (oder einer Menge von Bit) in dem Bitstrom nur zu einer begrenzten Anzahl nächster Zustände übergehen. Es bleiben potentielle Wege übrig, während andere potentielle Wege während des Decodierungsprozesses beseitigt werden. Durch Beseitigung der Wege, die nicht zulässig sind, kann also rechnerische Effizienz bei der Bestimmung der wahrscheinlichsten Wege, die gesendet wurden, erreicht werden.
Weil Kanalabgriffe, die dem gewünschten Signal und dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechen, burstweise abgeschnitten werden, kann gemäß einer Ausführungsform der Erfindung die Anzahl von Zuständen in dem Viterbi-Decodierer, die dem gewünschten Signal und dem Ko-Kanal-Steuersignal entspricht, von einem Burst zum nächsten verschieden sein. Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung kann die Gesamtzahl von Kanalabgriffen l_c zum Beispiel 5 betragen, wie in 4 dargestellt.
Für einen beispielhaften Datenburst teilt der Kanaltrimmer 18 also dem gewünschten Kanal drei Kanalabgriffe und dem Ko-Kanal-Störkanal zwei Kanalabgriffe zu. Wie in 4 dargestellt, arbeitet der Viterbi-Decodierer 20 mit einem 8-Zustands-Trellis 210, der dem 3-Abgriffs-Kanalspeicher entspricht, der dem gewünschten Kanal entspricht, und mit einem 4-Zustands-Trellis 212, der dem 2-Abgriffs-Kanalspeicher entspricht, der dem Ko-Kanal-Störkanal entspricht. Wie in 4 dargestellt, wird jeder Zweig in dem 8-Zustands-Trellis 210 also zu einem 4-Zustands-Trellis 212 entwickelt. Die Gesamtzahl von Zuständen ist das Produkt der Anzahlen der gewünschten Signalzustände und der Ko-Kanal-Störzustände. Für das in 4 gezeigte Beispiel beträgt also die Gesamtzahl von Zuständen 32. Jeder Zustand besitzt vier Eingangszweige und vier Ausgangszweige.
Im Schritt 122 decodiert der Viterbi-Decodierer das empfangene Signal. Für jeden Zweig rekonstruiert der Viterbi-Decodierer 20 das empfangene Signal x. Dann verwendet der Viterbi-Decodierer 20 das Quadrat der Differenz zwischen dem rekonstruierten empfangenen Signal und dem tatsächlichen empfangenen Signal der Fobenius-Norm ||x – X||² _Fals inkrementelle Metriken für jeden Zweig, wobei der Operator ||·||_F, die Fobenius-Norm bedeutet. Durch Minimieren der Knotenmetrik in dem Viterbi-Algorithmus sucht der Viterbi-Decodierer 20 nach der wahrscheinlichsten Datensequenz in dem Trellis.
Nachdem die Daten für einen Burst geschätzt wurden, wird Schritt 110 für folgende Bursts wieder wiederholt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung kann ein drahtloser Empfänger also Signale mit wesentlich niedrigeren Bitfehlerraten empfangen. Ferner ermöglichen Merkmale wie zum Beispiel das Gewichten der Kanalleistungsabgriffe entsprechend den Ko-Kanal-Störsignalen und das Abschneiden der Gesamtzahl von Kanalabgriffen eine relativ einfache und kostengünstige Anordnung.
Obwohl hier nur bestimmte Merkmale der Erfindung dargestellt und beschrieben wurden, werden Fachleuten viele Modifikationen, Substitutionen, Änderungen oder Äquivalente einfallen. Die Erfindung wird durch die angefügten Ansprüche definiert.

Claims

Zellularkommunikations-Signalempfänger (10) zum Empfangen eines gewünschten Signals bei Anwesenheit mindestens eines Ko-Kanal-Störsignals, wobei der Empfänger folgendes umfaßt: einen Kanalschätzer (12), der so konfiguriert ist, daß er mehrere Trainingssignalabtastwerte empfängt, um die endliche Impulsantwort auf das gewünschte Signal und das Ko-Kanal-Störsignal zu schätzen, wobei die Schätzungen der endlichen Impulsantwort mehrere geschätzte Kanalabgriffe aufweisen, wodurch die Länge des gewünschten Kanals und die Länge des Ko-Kanal-Störkanals definiert werden; einen an den Kanalschätzer angekoppelten Leistungskalkulator (14), der so konfiguriert ist, daß er die Leistung der geschätzten Kanalabgriffe schätzt; einen an den Leistungskalkulator angekoppelten gemeinsamen Kanaltrimmer (18), der so konfiguriert ist, daß er die geschätzten Kanalabgriffe an den Endteilen, die eine insgesamt schwächste Leistung aufweisen, abschneidet, um eine gemeinsame Kanallänge aufrechtzuerhalten, dergestalt, daß die Länge des gewünschten Kanals plus die Länge des Ko-Kanal-Störkanals eine feste Größe aufweist; und einen an den Kanalschätzer angekoppelten Viterbi-Decodierer (20), der so konfiguriert ist, daß er das gewünschte und das Ko-Kanal-Störsignal sowie die von dem Kanalschätzer erzeugten geschätzten Kanalabgriffe empfängt, wobei der Viterbi-Decodierer eine durch die gemeinsame Kanallänge definierte Anzahl von Zuständen aufweist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei durch den Empfänger empfangene Signale als Signal-Bursts formatiert sind und der Kanalschätzer so ausgelegt ist, daß er die geschätzten Kanalabgriffe burstweise schätzt.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei der gemeinsame Kanaltrimmer an den Viterbi-Decodierer angekoppelt ist.
Empfänger nach Anspruch 3, weiterhin mit einer an den Leistungskalkulator angekoppelten Leistungsgewichtungseinheit (16), die so konfiguriert ist, daß sie die geschätzten Kanalabgriffe, die dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechen, mit einem Gewichtungsfaktor multipliziert.
Empfänger nach Anspruch 4, wobei der Gewichtungsfaktor weniger als eins beträgt und die Leistungsgewichtungseinheit an den gemeinsamen Kanaltrimmer angekoppelt ist.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei der gemeinsame Kanaltrimmer so ausgelegt ist, daß er die gemeinsame Kanallänge dynamisch zwischen den gewünschten Kanalabgriffen und den Ko-Kanal-Störkanalabgriffen zuteilt.
Verfahren zum Empfangen eines gewünschten Signals bei Anwesenheit mindestens eines Ko-Kanal-Störsignals, mit den folgenden Schritten: (a) Empfangert (110) mehrerer Trainingssignalabtastwerte; (b) als Reaktion auf die Trainingssignalabtastwerte, Schätzen (110) der endlichen Impulsantwort von Kanälen, die dem gewünschten Signal und dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechen, durch Erzeugen mehrerer geschätzter Kanalabgriffe, wodurch die Länge des gewünschten Kanals und die Länge des Ko-Kanal-Störkanals definiert werden; (c) Berechnen (112) der jedem der geschätzten Kanalabgriffe entsprechenden Leistung; (d) Trimmen (116) der geschätzten Kanalabgriffe durch Abschneiden der Kanalabgriffe an den Endteilen, die insgesamt schwächste Leistung aufweisen, um eine gemeinsame Kanallänge aufrechtzuerhalten, dergestalt, daß die Länge des gewünschten Kanals plus die Länge des Ko-Kanal-Störkanals eine feste Größe aufweist; und (e) Viterbi-Decodieren (122) des gewünschten und des Ko-Kanal-Störsignals durch Verwendung der getrimmten geschätzten Kanalabgriffe und einer durch die gemeinsame Kanallänge definierten Anzahl von Zuständen.
Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin mit dem Schritt des burstweisen Wiederholens der Schritte (a) bis (e).
Verfahren nach Anspruch 8, weiterhin mit dem Schritt des Multiplizierens der dem Ko-Kanal-Störsignal entsprechenden geschätzten Kanalabgriffe mit einem Gewichtungsfaktor.
Verfahren nach Anspruch 9, mit dem Schritt des Einstellens des Gewichtungsfaktors auf eine Zahl kleiner als Eins.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei der Schritt des Trimmens weiterhin den Schritt des dynamischen burstweisen Zuteilens der festen gemeinsamen Kanallänge zwischen den gewünschten Kanalabgriffen und den Ko-Kanal-Störkanalabgriffen umfaßt.