JP2000031870A - セルラ通信信号受信器 - Google Patents
セルラ通信信号受信器Info
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0204—Channel estimation of multiple channels
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 セルラ通信において、複雑な信号処理なし
に、同一チャネル干渉信号の効果を大幅に低減する。 【解決手段】 受信器１０は、トレーニング信号サンプ
ルを受信して、所望の信号と同一チャネル干渉信号に対
する有限インパルス応答を推定するチャネル推定器１２
を有する。チャネルタップ推定値は、ビタビ復号器２０
と、タップパワー計算器１４に入力される。タップパワ
ー推定値は結合チャネルトリマ１８に入力される。結合
チャネルトリマ１８は、所望の信号のチャネル長と同一
チャネル干渉チャネル長の和が固定サイズになるよう
に、最も弱いタップをチャネルタップの両端から切り落
とすことによって、結合チャネル長を維持する。結合チ
ャネル長は動的に割り当てられる。ビタビ復号器２０
は、チャネル推定値と計算されたチャネルサイズに従っ
て、受信信号を復号する。
に、同一チャネル干渉信号の効果を大幅に低減する。 【解決手段】 受信器１０は、トレーニング信号サンプ
ルを受信して、所望の信号と同一チャネル干渉信号に対
する有限インパルス応答を推定するチャネル推定器１２
を有する。チャネルタップ推定値は、ビタビ復号器２０
と、タップパワー計算器１４に入力される。タップパワ
ー推定値は結合チャネルトリマ１８に入力される。結合
チャネルトリマ１８は、所望の信号のチャネル長と同一
チャネル干渉チャネル長の和が固定サイズになるよう
に、最も弱いタップをチャネルタップの両端から切り落
とすことによって、結合チャネル長を維持する。結合チ
ャネル長は動的に割り当てられる。ビタビ復号器２０
は、チャネル推定値と計算されたチャネルサイズに従っ
て、受信信号を復号する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、セルラ通信システ
ムに関し、特に、別の変調された同一チャネル干渉（Ｃ
ＣＩ(co-channel interfering)）信号の存在下でディジ
タル変調信号を受信するために用いられる受信器システ
ムに関する。
ムに関し、特に、別の変調された同一チャネル干渉（Ｃ
ＣＩ(co-channel interfering)）信号の存在下でディジ
タル変調信号を受信するために用いられる受信器システ
ムに関する。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信では、無線スペクトルは貴
重な資源である。その結果、ほとんどの移動無線通信シ
ステムはセルラ原理に基づいている。基本的には、ワイ
ヤレスサービスが利用可能な地域がいくつかのセルに分
割される。図式的には、各セルは六角形で表されるが、
実際には、各セルは、とりわけ、システムによってサー
ビスされる地形に依存する形状を有する。各セルは、ほ
ぼその中心に配置された基地局を有する。各基地局は、
ほぼ各セルによって規定されるエリア内の信号を送受信
する。しかし、各基地局の実際の無線レンジは、各セル
エリアを超えて広がることがあり得る。従って、干渉を
避けるために、隣接するセルには異なる周波数セットを
割り当てるのが好ましい。各セルエリア内に位置する加
入者は、ワイヤレス端末（セルラ電話機、ワイヤレスロ
ーカルループ端末、一部のコードレス電話機、一方向お
よび双方向のページャ、ＰＣＳ端末およびパーソナルデ
ィジタルアシスタント（ＰＤＡ(personal digital assi
stant)））を用いることによって他の加入者と通信す
る。セル内に位置する各ワイヤレス端末は、そのセルに
位置する対応する基地局との間で、所定の周波数レンジ
内の通信チャネルを通じて信号を送受信する。
重な資源である。その結果、ほとんどの移動無線通信シ
ステムはセルラ原理に基づいている。基本的には、ワイ
ヤレスサービスが利用可能な地域がいくつかのセルに分
割される。図式的には、各セルは六角形で表されるが、
実際には、各セルは、とりわけ、システムによってサー
ビスされる地形に依存する形状を有する。各セルは、ほ
ぼその中心に配置された基地局を有する。各基地局は、
ほぼ各セルによって規定されるエリア内の信号を送受信
する。しかし、各基地局の実際の無線レンジは、各セル
エリアを超えて広がることがあり得る。従って、干渉を
避けるために、隣接するセルには異なる周波数セットを
割り当てるのが好ましい。各セルエリア内に位置する加
入者は、ワイヤレス端末（セルラ電話機、ワイヤレスロ
ーカルループ端末、一部のコードレス電話機、一方向お
よび双方向のページャ、ＰＣＳ端末およびパーソナルデ
ィジタルアシスタント（ＰＤＡ(personal digital assi
stant)））を用いることによって他の加入者と通信す
る。セル内に位置する各ワイヤレス端末は、そのセルに
位置する対応する基地局との間で、所定の周波数レンジ
内の通信チャネルを通じて信号を送受信する。
【０００３】隣接するセルは異なる周波数セットを使用
するため、同じ周波数セットを使用する２つのセル間の
距離は設計上の重要な考慮事項である。この距離を、平
均再使用距離Ｄという。単位面積あたりに利用可能なチ
ャネルの総数を多くするために、セルのサイズを小さく
することが好ましい。セルのサイズを縮小することによ
り、同じ周波数セットを再使用する可能性が多くなる。
従って、所定のエリア内で利用可能な周波数セットの増
大のため、より多くの加入者がシステムを使用すること
が可能となる。しかし、各セルのサイズと、基地局およ
び移動機の送信パワーに依存して、同じ周波数レンジを
使用するセル間の同一チャネル干渉が重大になることが
ある。
するため、同じ周波数セットを使用する２つのセル間の
距離は設計上の重要な考慮事項である。この距離を、平
均再使用距離Ｄという。単位面積あたりに利用可能なチ
ャネルの総数を多くするために、セルのサイズを小さく
することが好ましい。セルのサイズを縮小することによ
り、同じ周波数セットを再使用する可能性が多くなる。
従って、所定のエリア内で利用可能な周波数セットの増
大のため、より多くの加入者がシステムを使用すること
が可能となる。しかし、各セルのサイズと、基地局およ
び移動機の送信パワーに依存して、同じ周波数レンジを
使用するセル間の同一チャネル干渉が重大になることが
ある。
【０００４】最尤シーケンス推定（ＭＬＳＥ(maximum l
ikelihood sequential estimation)）等化器が、受信器
においてチャネルを等化して、最適性能を達成すること
ができる。ＭＬＳＥ等化器は、特に、ＧＳＭ(Global Sy
stem for Mobile Communications)として知られる標準
仕様を用いるような長距離の無線チャネルで有用であ
る。同一チャネル干渉を低減するもう１つのアプローチ
は、アンテナアレイを使用するものである。所望の信号
と同一チャネル干渉信号は空間的に離れていることが多
いため、アンテナアレイは、ビーム形成により同一チャ
ネル干渉信号を抑圧することができる。しかし、これら
のアプローチは、最適な結果を得るために非常に複雑な
信号処理を必要とする。
ikelihood sequential estimation)）等化器が、受信器
においてチャネルを等化して、最適性能を達成すること
ができる。ＭＬＳＥ等化器は、特に、ＧＳＭ(Global Sy
stem for Mobile Communications)として知られる標準
仕様を用いるような長距離の無線チャネルで有用であ
る。同一チャネル干渉を低減するもう１つのアプローチ
は、アンテナアレイを使用するものである。所望の信号
と同一チャネル干渉信号は空間的に離れていることが多
いため、アンテナアレイは、ビーム形成により同一チャ
ネル干渉信号を抑圧することができる。しかし、これら
のアプローチは、最適な結果を得るために非常に複雑な
信号処理を必要とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、このようなシ
ステムの複雑さを低減し、商業的に実現可能にし、同一
チャネル干渉信号の効果を大幅に低減することが必要と
されている。
ステムの複雑さを低減し、商業的に実現可能にし、同一
チャネル干渉信号の効果を大幅に低減することが必要と
されている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の一実施例によれ
ば、通信信号受信器は、複数のトレーニング信号サンプ
ルを受信して、所望の信号と同一チャネル干渉信号の両
方に対する有限インパルス応答を推定するチャネル推定
器を有する。これらの有限インパルス応答推定値は、所
望のチャネルの長さおよび同一チャネル干渉チャネルの
長さをそれぞれ規定する所定数のチャネルタップを有す
る。チャネルタップ推定値は、ビタビ復号器に入力され
る。また、チャネルタップ推定値は、推定された各チャ
ネルタップのパワーを推定するパワー計算器にも入力さ
れる。個々のタップパワー推定値は、結合(joint)チャ
ネルトリマに入力される。結合チャネルトリマは、所望
の信号のチャネル長と同一チャネル干渉チャネル長の和
が固定サイズを有するように、最も弱いタップをチャネ
ルタップの両端から切り落とすことによって、結合チャ
ネル長を維持する。結合チャネル長は、所望のチャネル
タップと同一チャネル干渉チャネルタップの間に動的に
割り当てられる。トリムされたチャネルサイズはビタビ
復号器に入力される。ビタビ復号器は、チャネル推定値
と計算されたチャネルサイズに従って、受信信号を復号
する。
ば、通信信号受信器は、複数のトレーニング信号サンプ
ルを受信して、所望の信号と同一チャネル干渉信号の両
方に対する有限インパルス応答を推定するチャネル推定
器を有する。これらの有限インパルス応答推定値は、所
望のチャネルの長さおよび同一チャネル干渉チャネルの
長さをそれぞれ規定する所定数のチャネルタップを有す
る。チャネルタップ推定値は、ビタビ復号器に入力され
る。また、チャネルタップ推定値は、推定された各チャ
ネルタップのパワーを推定するパワー計算器にも入力さ
れる。個々のタップパワー推定値は、結合(joint)チャ
ネルトリマに入力される。結合チャネルトリマは、所望
の信号のチャネル長と同一チャネル干渉チャネル長の和
が固定サイズを有するように、最も弱いタップをチャネ
ルタップの両端から切り落とすことによって、結合チャ
ネル長を維持する。結合チャネル長は、所望のチャネル
タップと同一チャネル干渉チャネルタップの間に動的に
割り当てられる。トリムされたチャネルサイズはビタビ
復号器に入力される。ビタビ復号器は、チャネル推定値
と計算されたチャネルサイズに従って、受信信号を復号
する。
【０００７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施例による
通信受信器のブロック図であるが、本発明はこれに限定
されるものではない。受信器１０は、アナログ−ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器２６から信号サンプルＸを受信す
る結合チャネル推定器１２を有する。この信号サンプル
は、アンテナアレイ２２によって受信されダウンコンバ
ータ２４によってベースバンドへダウンコンバートされ
た信号をディジタル化したものである。
通信受信器のブロック図であるが、本発明はこれに限定
されるものではない。受信器１０は、アナログ−ディジ
タル（Ａ／Ｄ）変換器２６から信号サンプルＸを受信す
る結合チャネル推定器１２を有する。この信号サンプル
は、アンテナアレイ２２によって受信されダウンコンバ
ータ２４によってベースバンドへダウンコンバートされ
た信号をディジタル化したものである。
【０００８】アンテナアレイ２２は、セル内の所望の信
号と、セル外の地点からの同一チャネル干渉信号の両方
を受信する。結合チャネル推定器１２は、所望の信号と
同一チャネル干渉信号の両方に対して、チャネルの有限
インパルス応答を同じ推定する。
号と、セル外の地点からの同一チャネル干渉信号の両方
を受信する。結合チャネル推定器１２は、所望の信号と
同一チャネル干渉信号の両方に対して、チャネルの有限
インパルス応答を同じ推定する。
【０００９】ディジタルセルラ電話のシグナリング標準
に関して、世界ではいくつかのアプローチが使用されて
いる。そのような標準の１つはヨーロッパのＧＳＭであ
り、ETSI/GSM Series 03 Air Interference Specificat
ion, GSM PN Paris、に記載されている。この標準の一
部は、信号バーストの形での信号の伝送に関係する。
に関して、世界ではいくつかのアプローチが使用されて
いる。そのような標準の１つはヨーロッパのＧＳＭであ
り、ETSI/GSM Series 03 Air Interference Specificat
ion, GSM PN Paris、に記載されている。この標準の一
部は、信号バーストの形での信号の伝送に関係する。
【００１０】図２に、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）で用
いられるような信号バースト（伝送バーストあるいは信
号フレームともいう。）を示すが、本発明の技術的範囲
はこの特定の形式あるいはフォーマットを有する信号バ
ーストに限定されるものではない。今の場合、信号バー
スト、伝送バーストあるいは信号フレームという用語は
互いに入れ替えて使用可能である。図２の信号（伝送）
バーストは、所定数のディジタルシンボル（ビット）を
有する。この特定実施例では、各バーストは、順に、一
連の連続する所定の開始ビット２７、所定数の情報ビッ
ト２９、一連の所定のトレーニングビット３１、第２の
所定数の情報ビット３３、および、一連の連続する所定
の終了ビット３５を有する。例えば、ＧＳＭ方式では、
３ビットの開始ビットおよび３ビットの終了ビットと、
送信される２値ディジタル信号からなる信号バーストの
両方の部分に５７ビットと、「ミッドアンブル(midambl
e)」という２６ビットのトレーニングビットとがあり、
合計で信号バーストあたり１４８ビットである。トレー
ニングビットは、通信システムの受信端および送信端の
両方で既知である。開始ビットおよび終了ビットも既知
であり、一般に０の並びである。認識されるように、仕
様に依存して、他の個数および分布のビットが可能であ
る。
いられるような信号バースト（伝送バーストあるいは信
号フレームともいう。）を示すが、本発明の技術的範囲
はこの特定の形式あるいはフォーマットを有する信号バ
ーストに限定されるものではない。今の場合、信号バー
スト、伝送バーストあるいは信号フレームという用語は
互いに入れ替えて使用可能である。図２の信号（伝送）
バーストは、所定数のディジタルシンボル（ビット）を
有する。この特定実施例では、各バーストは、順に、一
連の連続する所定の開始ビット２７、所定数の情報ビッ
ト２９、一連の所定のトレーニングビット３１、第２の
所定数の情報ビット３３、および、一連の連続する所定
の終了ビット３５を有する。例えば、ＧＳＭ方式では、
３ビットの開始ビットおよび３ビットの終了ビットと、
送信される２値ディジタル信号からなる信号バーストの
両方の部分に５７ビットと、「ミッドアンブル(midambl
e)」という２６ビットのトレーニングビットとがあり、
合計で信号バーストあたり１４８ビットである。トレー
ニングビットは、通信システムの受信端および送信端の
両方で既知である。開始ビットおよび終了ビットも既知
であり、一般に０の並びである。認識されるように、仕
様に依存して、他の個数および分布のビットが可能であ
る。
【００１１】ＧＳＭ通信標準は、ガウシアン最小位相シ
フトキーイング（ＧＭＳＫ(Gaussian Minimum Phase Sh
ift Keying)）というベースバンドでの信号変調の形式
を要求する。なお、ＧＭＳＫは線形変調方式ではない
が、線形で近似可能である。ＧＭＳＫについてさらに詳
細には、J. B. Anderson, T. Aulin and C. E. Sundbur
g, "Digital Phase Modulation", Plenum, 1986、に記
載されている。もちろん、本発明の技術的範囲は、ＧＭ
ＳＫ変調方式に限定されるものではない。
フトキーイング（ＧＭＳＫ(Gaussian Minimum Phase Sh
ift Keying)）というベースバンドでの信号変調の形式
を要求する。なお、ＧＭＳＫは線形変調方式ではない
が、線形で近似可能である。ＧＭＳＫについてさらに詳
細には、J. B. Anderson, T. Aulin and C. E. Sundbur
g, "Digital Phase Modulation", Plenum, 1986、に記
載されている。もちろん、本発明の技術的範囲は、ＧＭ
ＳＫ変調方式に限定されるものではない。
【００１２】チャネル推定器１２は、図２のような入力
バーストのトレーニングビットを用いて、伝送が行われ
たチャネルの推定値を計算する。このチャネル推定値
は、バーストがセル内およびセル外の送信局から受信器
１０のような受信局へ伝送されてきたワイヤレスチャネ
ルの有限インパルス応答である。受信信号は、ワイヤレ
スチャネルを通じての伝送に伴うノイズおよびシンボル
間干渉（ＩＳＩ(inter symbol interference)）により
歪みを受ける。エラー信号のノルムを最小にすることに
よって、所望のチャネルと同一チャネル干渉チャネルの
推定値が得られる。インパルス応答の各項は複素数であ
り、この文脈ではタップ重みあるいはチャネルタップと
いう。各タップ重みは、以下でさらに詳細に説明するよ
うに、送信信号に対するチャネル歪みの効果を表す。
バーストのトレーニングビットを用いて、伝送が行われ
たチャネルの推定値を計算する。このチャネル推定値
は、バーストがセル内およびセル外の送信局から受信器
１０のような受信局へ伝送されてきたワイヤレスチャネ
ルの有限インパルス応答である。受信信号は、ワイヤレ
スチャネルを通じての伝送に伴うノイズおよびシンボル
間干渉（ＩＳＩ(inter symbol interference)）により
歪みを受ける。エラー信号のノルムを最小にすることに
よって、所望のチャネルと同一チャネル干渉チャネルの
推定値が得られる。インパルス応答の各項は複素数であ
り、この文脈ではタップ重みあるいはチャネルタップと
いう。各タップ重みは、以下でさらに詳細に説明するよ
うに、送信信号に対するチャネル歪みの効果を表す。
【００１３】所望の信号および同一チャネル干渉信号の
両方に対応するチャネル推定値を得るために、以下で詳
細に説明するようなチャネルモデルを使用する。
両方に対応するチャネル推定値を得るために、以下で詳
細に説明するようなチャネルモデルを使用する。
【００１４】線形変調方式を仮定すると、所望の信号お
よび同一チャネル干渉信号はそれぞれ次のように表され
る。
よび同一チャネル干渉信号はそれぞれ次のように表され
る。
【数１】 ただし、ｇsおよびｇiはそれぞれ、所望の信号および同
一チャネル干渉信号のパルス形成信号である。
｛ｓk｝、｛ｓi,k｝はそれぞれ、所望の信号および同一
チャネル干渉信号のデータシーケンスであり、Ｔは各シ
ンボル（信号サンプル）の期間である。従って、アンテ
ナアレイ２２のｊ番目のアンテナで受信される信号は次
のように書くことができる。
一チャネル干渉信号のパルス形成信号である。
｛ｓk｝、｛ｓi,k｝はそれぞれ、所望の信号および同一
チャネル干渉信号のデータシーケンスであり、Ｔは各シ
ンボル（信号サンプル）の期間である。従って、アンテ
ナアレイ２２のｊ番目のアンテナで受信される信号は次
のように書くことができる。
【数２】 ただし、ｃs,j（ｔ）およびｃi,j（ｔ）はそれぞれ、所
望の信号および同一チャネル干渉信号のｊ番目のアンテ
ナの物理チャネルインパルス応答であり、ｎ（ｔ）は加
法性ノイズである。式（１）および式（２）のバーｓ
（ｔ）およびバーｓ i（ｔ）を代入すると、式（３）は
次のように書くことができる。
望の信号および同一チャネル干渉信号のｊ番目のアンテ
ナの物理チャネルインパルス応答であり、ｎ（ｔ）は加
法性ノイズである。式（１）および式（２）のバーｓ
（ｔ）およびバーｓ i（ｔ）を代入すると、式（３）は
次のように書くことができる。
【数３】 ｘj（ｔ）をサンプリングした後、式（４）は次のよう
な行列形式で書くことができる。 Ｘmxn＝（Ｈs）mxlＳlxn＋（Ｈi）mxl（Ｓi）lxn＋Ｎmxn （５） ただし、ｍ×ｎなどの添字は行列のサイズを表す。ｍは
アンテナアレイ２２におけるアンテナの数である。ｌ
は、ｈs,jおよびｈi,jのすべての非ゼロ項をカバーする
ように十分長くとる。ｎは、式（５）で考慮している時
間サンプルの数である。Ｈの第ｉ行は、［ｈ
s,j（ｔ0），ｈs,j（ｔ0−Ｔ），...，ｈs,j（ｔ0−
（ｌ−１）Ｔ）］である。Ｓは、［ｓk，ｓk-1，...，
ｓk-l+1］Tを第１列とし、［ｓk，ｓk+1，...，
ｓk+n-1］を第１行とするテプリッツ行列である。同様
に、Ｓiは、［ｓi,k，ｓi,k-1，...，ｓi,k-l+1］Tを第
１列とし、［ｓi,k，ｓi,k+1，...，ｓi,k+n-1］を第１
行とするテプリッツ行列である。
な行列形式で書くことができる。 Ｘmxn＝（Ｈs）mxlＳlxn＋（Ｈi）mxl（Ｓi）lxn＋Ｎmxn （５） ただし、ｍ×ｎなどの添字は行列のサイズを表す。ｍは
アンテナアレイ２２におけるアンテナの数である。ｌ
は、ｈs,jおよびｈi,jのすべての非ゼロ項をカバーする
ように十分長くとる。ｎは、式（５）で考慮している時
間サンプルの数である。Ｈの第ｉ行は、［ｈ
s,j（ｔ0），ｈs,j（ｔ0−Ｔ），...，ｈs,j（ｔ0−
（ｌ−１）Ｔ）］である。Ｓは、［ｓk，ｓk-1，...，
ｓk-l+1］Tを第１列とし、［ｓk，ｓk+1，...，
ｓk+n-1］を第１行とするテプリッツ行列である。同様
に、Ｓiは、［ｓi,k，ｓi,k-1，...，ｓi,k-l+1］Tを第
１列とし、［ｓi,k，ｓi,k+1，...，ｓi,k+n-1］を第１
行とするテプリッツ行列である。
【００１５】式（５）は次のように書くことができる。
【数４】 ただし、Ｘは、受信器によって受信された信号サンプル
を表し、Ｎは、受信器によって受信された加法性ノイズ
である。ノイズＮはガウシアン白色ノイズであると仮定
すると、最小二乗解は次のように書くことができる。
を表し、Ｎは、受信器によって受信された加法性ノイズ
である。ノイズＮはガウシアン白色ノイズであると仮定
すると、最小二乗解は次のように書くことができる。
【数５】 ただし、（・）+は、Ａ+＝（Ａ*Ａ）-1Ａ*で定義される
一般逆行列を表す。
一般逆行列を表す。
【００１６】注意すべき点であるが、式（７）は、所望
の信号チャネルＨsと、１つの同一チャネル干渉チャネ
ルＨiの有限インパルス応答を与える。しかし、付近の
複数のセルが同一チャネル干渉信号を生じる場合もあ
る。認識されるように、上記の式（１）〜（７）は追加
の同一チャネル干渉信号を含むように拡張可能である。
その場合、式（７）は次のように拡張される。
の信号チャネルＨsと、１つの同一チャネル干渉チャネ
ルＨiの有限インパルス応答を与える。しかし、付近の
複数のセルが同一チャネル干渉信号を生じる場合もあ
る。認識されるように、上記の式（１）〜（７）は追加
の同一チャネル干渉信号を含むように拡張可能である。
その場合、式（７）は次のように拡張される。
【数６】 ただし、Ｈi,nは、ｎ番目の（所望の信号が送信されて
いるセルの付近のセルｎからの）チャネルを通じて与え
られる同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答に対
応し、Ｓi,nは、セルｎの基地局によって提供されるト
レーニングシーケンスである。
いるセルの付近のセルｎからの）チャネルを通じて与え
られる同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答に対
応し、Ｓi,nは、セルｎの基地局によって提供されるト
レーニングシーケンスである。
【００１７】このように、結合チャネル推定器１２は、
式（７）あるいは（７ａ）に示されるように、トレーニ
ングビットおよび実際の受信信号に基づいてチャネル推
定値を導出する。
式（７）あるいは（７ａ）に示されるように、トレーニ
ングビットおよび実際の受信信号に基づいてチャネル推
定値を導出する。
【００１８】次に、チャネルタップ推定値はビタビ復号
器２０に入力され、所望の信号および同一チャネル干渉
信号の両方が復調される。タップパワー計算器１４の出
力ポートは、タップパワー重みづけユニット１６の入力
ポートに接続される。タップパワー重みづけユニット１
６は、同一チャネル干渉タップに対応するチャネルタッ
プに、ある重み係数を乗じる。その後、タップパワー重
みづけユニット１６の出力ポートは、結合チャネルトリ
マ１８に接続される。結合チャネルトリマ１８は、所望
の信号および同一チャネル干渉信号の両方のチャネル推
定値を表すタップの総数を一定に維持する（詳細は後
述）ように、両方の信号に対応する複数のチャネルタッ
プを切り落とす。
器２０に入力され、所望の信号および同一チャネル干渉
信号の両方が復調される。タップパワー計算器１４の出
力ポートは、タップパワー重みづけユニット１６の入力
ポートに接続される。タップパワー重みづけユニット１
６は、同一チャネル干渉タップに対応するチャネルタッ
プに、ある重み係数を乗じる。その後、タップパワー重
みづけユニット１６の出力ポートは、結合チャネルトリ
マ１８に接続される。結合チャネルトリマ１８は、所望
の信号および同一チャネル干渉信号の両方のチャネル推
定値を表すタップの総数を一定に維持する（詳細は後
述）ように、両方の信号に対応する複数のチャネルタッ
プを切り落とす。
【００１９】結合チャネルトリマ１８の出力ポートは、
結合ビタビ復号器２０の入力ポートに接続される。結合
ビタビ復号器２０は、チャネルトリマ１８によって指定
されるタップ数に対応する一定数の状態を有する。
結合ビタビ復号器２０の入力ポートに接続される。結合
ビタビ復号器２０は、チャネルトリマ１８によって指定
されるタップ数に対応する一定数の状態を有する。
【００２０】タップパワー計算器１４は、所望の信号お
よび同一チャネル干渉信号の両方に対する各有限インパ
ルス応答タップの強度を計算する。所望の信号チャネル
に対する有限インパルス応答タップの強度をＰsで表
し、同一チャネル干渉信号チャネルに対する有限インパ
ルス応答タップの強度をＰiで表す。すると、パワー信
号Ｐsおよびパワー信号Ｐiは次のように書くことができ
る。
よび同一チャネル干渉信号の両方に対する各有限インパ
ルス応答タップの強度を計算する。所望の信号チャネル
に対する有限インパルス応答タップの強度をＰsで表
し、同一チャネル干渉信号チャネルに対する有限インパ
ルス応答タップの強度をＰiで表す。すると、パワー信
号Ｐsおよびパワー信号Ｐiは次のように書くことができ
る。
【数７】 ただし、１1xmは各成分が１の列ベクトルであり、ｃｏ
ｎｊ（・）は複素共役演算を表し、○の中に・の記号は
アダマール積を表す。
ｎｊ（・）は複素共役演算を表し、○の中に・の記号は
アダマール積を表す。
【００２１】図３は、本発明の一実施例による受信器１
０の動作を説明する流れ図であるが、本発明の技術的範
囲はこれに限定されるものではない。動作中、ステップ
１１０で、結合チャネル推定器１２は、各受信バースト
に対して、受信器１０によって受信された所望の信号お
よび同一チャネル干渉信号の両方に対する結合チャネル
推定値を得る。結合チャネル推定器１２は、各バースト
中のトレーニングビットを用いて、上記のように、所望
の信号および同一チャネル干渉信号に対する結合チャネ
ル推定値を得る。このために、結合チャネル推定器１２
は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応する
複数のチャネルタップを備える。
０の動作を説明する流れ図であるが、本発明の技術的範
囲はこれに限定されるものではない。動作中、ステップ
１１０で、結合チャネル推定器１２は、各受信バースト
に対して、受信器１０によって受信された所望の信号お
よび同一チャネル干渉信号の両方に対する結合チャネル
推定値を得る。結合チャネル推定器１２は、各バースト
中のトレーニングビットを用いて、上記のように、所望
の信号および同一チャネル干渉信号に対する結合チャネ
ル推定値を得る。このために、結合チャネル推定器１２
は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応する
複数のチャネルタップを備える。
【００２２】ステップ１１２で、タップパワー計算器１
４は、ステップ１１０で得られたチャネルタップのパワ
ーＰsおよびＰiを、上記の式（８）に従って計算する。
その後、ステップ１１４で、タップパワー重みづけユニ
ット１６は、同一チャネル干渉信号の効果を低減するよ
うに同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップパ
ワー値に重み係数ｗを乗じる。これは、同一チャネル干
渉信号に埋め込まれているデータビットは受信器１０に
とって重要ではないためである。好ましくは、重み係数
ｗは１に近く１より小さい値に選ぶ。
４は、ステップ１１０で得られたチャネルタップのパワ
ーＰsおよびＰiを、上記の式（８）に従って計算する。
その後、ステップ１１４で、タップパワー重みづけユニ
ット１６は、同一チャネル干渉信号の効果を低減するよ
うに同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップパ
ワー値に重み係数ｗを乗じる。これは、同一チャネル干
渉信号に埋め込まれているデータビットは受信器１０に
とって重要ではないためである。好ましくは、重み係数
ｗは１に近く１より小さい値に選ぶ。
【００２３】ステップ１１６で、結合チャネルトリマ１
８は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応す
るチャネルタップの合計数を、指定可能な一定数ｌcに
切り落とす。注意すべき点であるが、ｌcの値が大きい
ことは、ビタビ復号器におけるチャネル推定エラーが比
較的少なく、計算量（複雑さ）が比較的多いことを意味
する。例えば、ｌcが１増大するごとに、受信器１０で
用いられるビタビ復号器の計算量は倍になる。
８は、所望の信号および同一チャネル干渉信号に対応す
るチャネルタップの合計数を、指定可能な一定数ｌcに
切り落とす。注意すべき点であるが、ｌcの値が大きい
ことは、ビタビ復号器におけるチャネル推定エラーが比
較的少なく、計算量（複雑さ）が比較的多いことを意味
する。例えば、ｌcが１増大するごとに、受信器１０で
用いられるビタビ復号器の計算量は倍になる。
【００２４】結合チャネルトリマ１８は、 ｍｉｎ｛Ｐs（ｌs,first），Ｐs（ｌs,last），ｗＰi（ｌi,first），ｗＰi （ｌi,last）｝ （９） に基づいて最も弱いタップパワーを求めることにより、
所望のチャネルおよび同一チャネル干渉チャネルの両方
に対応するチャネルタップの終端部分を切り落とす。た
だし、ｌs,firstおよびｌs,lastはそれぞれ、所望の信
号の有限インパルス応答チャネルタップの最初および最
後のタップであり、ｌi,firstおよびｌi,l astはそれぞ
れ、同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答チャネ
ルタップの最初および最後のタップであり、ｌs,first
≧ｌs,last、ｌi,first≧ｌi,lastである。チャネルト
リマ１８は、最初および最後のチャネルタップに対応す
るパワーを比較し、最も弱いパワーのタップを除去す
る。例えば、最初のチャネルタップのパワーＰs（ｌ
s,first）が最も弱い場合、これはチャネルトリマによ
って切り落とされる。同様に、最後のチャネルタップの
パワーＰi（ｌi,first）が最も弱い場合、これがチャネ
ルトリマによって切り落とされる。チャネルトリマ１８
がステップ１１８で残りのチャネルタップの合計数すな
わち（ｌs,first−ｌs,l ast）＋（ｌi,first−
ｌi,last）がｌc（ただしｌcは固定数）に等しいと判定
するまで、ステップ１１６は繰り返される。なお、（ｌ
s,first−ｌs,last）の項は、所望の信号に対応するチ
ャネルタップｌsの残りの数に対応し、（ｌi,first−ｌ
i,last）の項は、同一チャネル干渉チャネルに対応する
チャネルタップｌiの残りの数に対応する。
所望のチャネルおよび同一チャネル干渉チャネルの両方
に対応するチャネルタップの終端部分を切り落とす。た
だし、ｌs,firstおよびｌs,lastはそれぞれ、所望の信
号の有限インパルス応答チャネルタップの最初および最
後のタップであり、ｌi,firstおよびｌi,l astはそれぞ
れ、同一チャネル干渉信号の有限インパルス応答チャネ
ルタップの最初および最後のタップであり、ｌs,first
≧ｌs,last、ｌi,first≧ｌi,lastである。チャネルト
リマ１８は、最初および最後のチャネルタップに対応す
るパワーを比較し、最も弱いパワーのタップを除去す
る。例えば、最初のチャネルタップのパワーＰs（ｌ
s,first）が最も弱い場合、これはチャネルトリマによ
って切り落とされる。同様に、最後のチャネルタップの
パワーＰi（ｌi,first）が最も弱い場合、これがチャネ
ルトリマによって切り落とされる。チャネルトリマ１８
がステップ１１８で残りのチャネルタップの合計数すな
わち（ｌs,first−ｌs,l ast）＋（ｌi,first−
ｌi,last）がｌc（ただしｌcは固定数）に等しいと判定
するまで、ステップ１１６は繰り返される。なお、（ｌ
s,first−ｌs,last）の項は、所望の信号に対応するチ
ャネルタップｌsの残りの数に対応し、（ｌi,first−ｌ
i,last）の項は、同一チャネル干渉チャネルに対応する
チャネルタップｌiの残りの数に対応する。
【００２５】注意すべき点であるが、キャリア対干渉比
（ＣＩＲ(carrier to interferenceratio)）が高いバー
ストの場合、システムは、すべてのタップを用いて所望
の信号チャネルを記述し、ビット誤り率の下限に到達す
る。逆に、キャリア対干渉比が低いバーストの場合、シ
ステムは、同一チャネル干渉の影響を軽減するために、
より多くのタップを同一チャネル干渉チャネルに対して
使用する。
（ＣＩＲ(carrier to interferenceratio)）が高いバー
ストの場合、システムは、すべてのタップを用いて所望
の信号チャネルを記述し、ビット誤り率の下限に到達す
る。逆に、キャリア対干渉比が低いバーストの場合、シ
ステムは、同一チャネル干渉の影響を軽減するために、
より多くのタップを同一チャネル干渉チャネルに対して
使用する。
【００２６】所望の信号および同一チャネル干渉信号に
対応するチャネルタップが選択された後、ビタビ復号器
２０は、ｌs,first、ｌs,last、ｌi,firstおよびｌ
i,lastによって示される残りのチャネルタップｌsおよ
びｌiを用いて、アンテナアレイ２２から入力された信
号Ｘを復号する。
対応するチャネルタップが選択された後、ビタビ復号器
２０は、ｌs,first、ｌs,last、ｌi,firstおよびｌ
i,lastによって示される残りのチャネルタップｌsおよ
びｌiを用いて、アンテナアレイ２２から入力された信
号Ｘを復号する。
【００２７】こうして、ステップ１２０で、ビタビ復号
器２０は、所望のデータシーケンスおよび同一チャネル
干渉データシーケンスの両方を復調する。ビタビ復号器
２０は、前方誤り訂正を備えた最尤復号器である。ビタ
ビ復号器は、各シンボル時点での可能なビットシーケン
スのうちの１つのシーケンスを逆に進み、いずれのビッ
トシーケンスが送信された可能性が最も高いかを判定す
る。あるシンボル時点（状態）における信号ステータス
から次のシンボル時点（状態）における信号ステータス
への可能な遷移は限られている。ある状態から次の状態
への可能な各遷移は図示することが可能であり、この文
脈では枝（ブランチ）という。互いに結合したブランチ
の系列をこの文脈ではパスという。各状態は、ビットス
トリーム中の次のビット（またはビットの集合）を受信
すると、限られた数の次の状態のみに遷移することが可
能である。復号プロセス中に、可能なパスは残り、他の
可能なパスは除去される。こうして、許されないパスを
除去することによって、送信された可能性が最も高いパ
スを判定する際の計算効率が改善される。
器２０は、所望のデータシーケンスおよび同一チャネル
干渉データシーケンスの両方を復調する。ビタビ復号器
２０は、前方誤り訂正を備えた最尤復号器である。ビタ
ビ復号器は、各シンボル時点での可能なビットシーケン
スのうちの１つのシーケンスを逆に進み、いずれのビッ
トシーケンスが送信された可能性が最も高いかを判定す
る。あるシンボル時点（状態）における信号ステータス
から次のシンボル時点（状態）における信号ステータス
への可能な遷移は限られている。ある状態から次の状態
への可能な各遷移は図示することが可能であり、この文
脈では枝（ブランチ）という。互いに結合したブランチ
の系列をこの文脈ではパスという。各状態は、ビットス
トリーム中の次のビット（またはビットの集合）を受信
すると、限られた数の次の状態のみに遷移することが可
能である。復号プロセス中に、可能なパスは残り、他の
可能なパスは除去される。こうして、許されないパスを
除去することによって、送信された可能性が最も高いパ
スを判定する際の計算効率が改善される。
【００２８】本発明の一実施例によれば、所望の信号お
よび同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップは
バーストごとに切り落とされるため、所望の信号および
同一チャネル干渉信号に対応するビタビ復号器内の状態
の数はバーストごとに異なる可能性がある。例えば、本
発明の一実施例によれば、チャネルタップの総数ｌ
cは、図４に示すように、５である。
よび同一チャネル干渉信号に対応するチャネルタップは
バーストごとに切り落とされるため、所望の信号および
同一チャネル干渉信号に対応するビタビ復号器内の状態
の数はバーストごとに異なる可能性がある。例えば、本
発明の一実施例によれば、チャネルタップの総数ｌ
cは、図４に示すように、５である。
【００２９】例示したデータバーストに対して、チャネ
ル切り落としの後、チャネルトリマ１８は、３個のチャ
ネルタップを所望のチャネルに割り当て、２個のチャネ
ルタップを同一チャネル干渉チャネルに割り当てる。図
４に示すように、ビタビ復号器２０は、所望の信号に対
応する３タップチャネルメモリに対応する８状態トレリ
ス２１０と、同一チャネル干渉チャネルに対応する２タ
ップチャネルメモリに対応する４状態トレリス２１２で
動作する。すなわち、図４に示すように、８状態トレリ
ス２１０内の各ブランチは、４状態トレリス２１２に展
開される。状態の総数は、所望の信号の状態の数と、同
一チャネル干渉状態の数との積である。例えば図４の例
では、状態の総数は３２である。各状態は、４個の入力
ブランチおよび４個の出力ブランチを有する。
ル切り落としの後、チャネルトリマ１８は、３個のチャ
ネルタップを所望のチャネルに割り当て、２個のチャネ
ルタップを同一チャネル干渉チャネルに割り当てる。図
４に示すように、ビタビ復号器２０は、所望の信号に対
応する３タップチャネルメモリに対応する８状態トレリ
ス２１０と、同一チャネル干渉チャネルに対応する２タ
ップチャネルメモリに対応する４状態トレリス２１２で
動作する。すなわち、図４に示すように、８状態トレリ
ス２１０内の各ブランチは、４状態トレリス２１２に展
開される。状態の総数は、所望の信号の状態の数と、同
一チャネル干渉状態の数との積である。例えば図４の例
では、状態の総数は３２である。各状態は、４個の入力
ブランチおよび４個の出力ブランチを有する。
【００３０】ステップ１２２で、ビタビ復号器は受信信
号を復号する。各ブランチに対して、ビタビ復号器２０
は受信信号バーＸを復元する。その後、ビタビ復号器２
０は、復元した受信信号と実際の受信信号の差のフロベ
ニウスノルムの２乗‖バーＸ−Ｘ‖F 2を、各ブランチに
対する増分メトリックとして使用する。ただし、演算子
‖・‖Fはフロベニウスノルムを表す。ビタビアルゴリ
ズムでノードメトリックを最小にすることによって、ビ
タビ復号器２０は、トレリスにおいてもっとも可能性の
高いデータシーケンスを探索する。
号を復号する。各ブランチに対して、ビタビ復号器２０
は受信信号バーＸを復元する。その後、ビタビ復号器２
０は、復元した受信信号と実際の受信信号の差のフロベ
ニウスノルムの２乗‖バーＸ−Ｘ‖F 2を、各ブランチに
対する増分メトリックとして使用する。ただし、演算子
‖・‖Fはフロベニウスノルムを表す。ビタビアルゴリ
ズムでノードメトリックを最小にすることによって、ビ
タビ復号器２０は、トレリスにおいてもっとも可能性の
高いデータシーケンスを探索する。
【００３１】１つのバースト分のデータが推定された
後、次のバーストに対してステップ１１０が繰り返され
る。
後、次のバーストに対してステップ１１０が繰り返され
る。
【００３２】
【発明の効果】こうして、本発明によれば、ワイヤレス
受信器は、非常に低いビット誤り率で信号を受信するこ
とができる。さらに、同一チャネル干渉信号に対応する
チャネルパワータップの重みづけや、チャネルタップの
総数の切り落としのような特徴により、構成は比較的簡
単で安価になる。
受信器は、非常に低いビット誤り率で信号を受信するこ
とができる。さらに、同一チャネル干渉信号に対応する
チャネルパワータップの重みづけや、チャネルタップの
総数の切り落としのような特徴により、構成は比較的簡
単で安価になる。
【図１】本発明の一実施例による受信器のブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明の一実施例による受信器によって受信さ
れるバースト信号の図である。
れるバースト信号の図である。
【図３】本発明の一実施例によるシステムの動作プロセ
スを説明する流れ図である。
スを説明する流れ図である。
【図４】本発明の一実施例によるビタビ復号器によって
用いられるトレリス図である。
用いられるトレリス図である。
【符号の説明】 １０ 受信器 １２ 結合チャネル推定器 １４ タップパワー計算器 １６ タップパワー重みづけユニット １８ 結合チャネルトリマ ２０ 結合ビタビ復号器 ２２ アンテナアレイ ２４ ダウンコンバータ ２６ アナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器 ２７ 開始ビット ２９ 情報ビット ３１ トレーニングビット ３３ 情報ビット ３５ 終了ビット ２１０ ８状態トレリス ２１２ ４状態トレリス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ジャン−ツァー チェン アメリカ合衆国，08901 ニュージャージ ー，ニュー ブランスウィック，サマーセ ット ストリート 246 (72)発明者 ヤン−カイ チェン アメリカ合衆国，07922 ニュージャージ ー，バークリー ハイツ，ヒルクレスト アベニュー 54 (72)発明者 ハン−シャン ツァイ アメリカ合衆国，07054 ニュージャージ ー，パーシッパニー，ニューロード 130, アパートメント シー１
Claims (12)
- 【請求項１】 少なくとも１つの同一チャネル干渉信号
の存在下で所望の信号を受信するセルラ通信信号受信器
において、 複数のトレーニング信号を受信して、前記所望の信号の
チャネル長および前記同一チャネル干渉信号のチャネル
長を規定する所定数のチャネルタップのチャネルタップ
推定値を、前記所望の信号および前記同一チャネル干渉
信号に対する有限インパルス応答として推定するチャネ
ル推定器と、 前記チャネル推定器に接続され、前記所望の信号および
前記同一チャネル干渉信号ならびに前記チャネル推定器
によって生成されたチャネルタップ推定値を受信するビ
タビ復号器と、 前記チャネル推定器に接続され、前記チャネルタップ推
定値のパワーを推定するパワー計算器と、 前記パワー計算器に接続され、前記所望の信号のチャネ
ル長と前記同一チャネル干渉信号のチャネル長の和が、
前記所望の信号および前記同一チャネル干渉信号に前記
ビタビ復号器が割り当てる状態数を規定する固定サイズ
になるように結合チャネル長を維持する結合チャネルト
リマとからなることを特徴とするセルラ通信信号受信
器。 - 【請求項２】 前記受信器によって受信される信号は信
号バーストとしてフォーマットされ、前記チャネル推定
器はバーストごとにチャネルを推定することを特徴とす
る請求項１に記載のセルラ通信信号受信器。 - 【請求項３】 前記結合チャネルトリマは前記ビタビ復
号器に接続されていることを特徴とする請求項２に記載
のセルラ通信信号受信器。 - 【請求項４】 前記パワー計算器に接続され、同一チャ
ネル干渉信号に対応するチャネルタップ推定値に重み係
数を乗じるパワー重みづけユニットをさらに有すること
を特徴とする請求項３に記載のセルラ通信信号受信器。 - 【請求項５】 前記重み係数は１より小さく、前記パワ
ー重みづけユニットは前記結合チャネルトリマに接続さ
れていることを特徴とする請求項４に記載のセルラ通信
信号受信器。 - 【請求項６】 前記結合チャネルトリマは、前記所望の
信号のチャネルタップと前記同一チャネル干渉信号のチ
ャネルタップの間の固定チャネル長を動的に割り当てる
ことを特徴とする請求項５に記載のセルラ通信信号受信
器。 - 【請求項７】 少なくとも１つの同一チャネル干渉信号
の存在下で所望の信号を受信する方法において、 ａ．複数のトレーニング信号サンプルを受信するステッ
プと、 ｂ．前記トレーニング信号サンプルに応答して、前記所
望の信号のチャネル長および前記同一チャネル干渉信号
のチャネル長を規定する所定数のチャネルタップのチャ
ネルタップ推定値を、前記所望の信号および前記同一チ
ャネル干渉信号に対する有限インパルス応答として推定
するステップと、 ｃ．各チャネルタップ推定値に対応するパワーを計算す
るステップと、 ｄ．前記所望の信号のチャネル長と前記同一チャネル干
渉信号のチャネル長の和が固定サイズになるように、結
合チャネル長を維持するように前記チャネルタップを切
り落とすステップと、 ｅ．ステップｄで切り落とされたチャネルタップを用い
て、ステップａで受信した受信信号を復号するステップ
とからなることを特徴とする、少なくとも１つの同一チ
ャネル干渉信号の存在下で所望の信号を受信する方法。 - 【請求項８】 バーストごとに前記ステップａ〜ｅを繰
り返すステップをさらに有することを特徴とする請求項
７に記載の方法。 - 【請求項９】 前記ステップｅは、前記受信信号をビタ
ビ復号するステップからなることを特徴とする請求項８
に記載の方法。 - 【請求項１０】 同一チャネル干渉信号に対応するチャ
ネルタップ推定値に重み係数を乗じるステップをさらに
有することを特徴とする請求項９に記載の方法。 - 【請求項１１】 前記重み係数を１より小さい値に設定
するステップをさらに有することを特徴とする請求項１
０に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記ステップｄは、バーストごとに、
前記所望の信号のチャネルタップと前記同一チャネル干
渉信号のチャネルタップの間の固定結合チャネル長を動
的に割り当てるステップを含むことを特徴とする請求項
１０に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/065193 | 1998-04-23 | ||
| US09/065,193 US6144710A (en) | 1998-04-23 | 1998-04-23 | Joint maximum likelihood sequence estimator with dynamic channel description |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000031870A true JP2000031870A (ja) | 2000-01-28 |
| JP3563293B2 JP3563293B2 (ja) | 2004-09-08 |
Family
ID=22060958
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11281199A Expired - Fee Related JP3563293B2 (ja) | 1998-04-23 | 1999-04-20 | セルラ通信信号受信器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6144710A (ja) |
| EP (1) | EP0952711B1 (ja) |
| JP (1) | JP3563293B2 (ja) |
| DE (1) | DE69924176T2 (ja) |
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| JP2009506595A (ja) * | 2005-08-23 | 2009-02-12 | リサーチ イン モーション リミテッド | 同一チャネル干渉の減少のための結合復調フィルタを含む無線通信デバイスおよび関連する方法 |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0952711A2 (en) | 1999-10-27 |
| JP3563293B2 (ja) | 2004-09-08 |
| US6144710A (en) | 2000-11-07 |
| DE69924176T2 (de) | 2006-03-23 |
| EP0952711B1 (en) | 2005-03-16 |
| EP0952711A3 (en) | 2002-11-27 |
| DE69924176D1 (de) | 2005-04-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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|
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