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Hintergrund
der Erfindung
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1. Gebiet
der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Richtkoppler, der einen
dielektrischen Leiter verwendet, und auf eine Antennenvorrichtung
und ein Sende/Empfangsgerät,
das den Richtkoppler verwendet.
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2. Beschreibung der verwandten
Technik
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Herkömmlicherweise
wird ein dielektrischer Leiter, der einen dielektrischen Streifen
aufweist, der zwischen zwei leitfähigen Platten vorgesehen ist,
als ein Leiter für
eine Sendung in dem Millimeterwellenband und dergleichen verwendet.
Bei einem Bilden einer Millimeterwellenschaltung, die derartige
dielektrische Leiter verwendet, wird ein Richtkoppler bei einem
Abschnitt verwendet, bei dem eine elektrische Leistung zwischen
zwei dielektrischen Leitern geteilt wird.
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Ein
herkömmlicher
Richtkoppler, der dielektrische Leiter verwendet, weist zwei dielektrische Streifen
auf, die einen linearen Abschnitt und einen gekrümmten Abschnitt aufweisen,
die bei einem vorbestimmten Abstand voneinander zwischen zwei leitfähigen Platten
vorgesehen sind. Die dielektrischen Streifen sind nahe aneinander
angeordnet und die dielektrischen Leiter sind bei diesem eng angeordneten
Abschnitt gekoppelt.
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Ein
Millimeterwellenradar ist ein Beispiel der Millimeterwellenschaltung,
die dielektrische Leiter verwendet, die oben beschrieben sind. Eine
Antennenvorrichtung, die bei einem Millimeterwellenradar verwendet
wird, weist eine dielektrische Linse und einen primären Emitter
auf, der bei dem Brennpunkt der dielektrischen Linse vorgesehen
ist.
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Da
jedoch die Richtung der Antenne bei dem herkömmlichen Millimeterwellenradar
fest ist, ist es bei bestimmten Bedingungen nicht möglich, die
beabsichtigte Empfindlichkeit und die beabsichtigten Messungen zu
erreichen, wie es unten erläutert
wird. Wie es z.B. in 22 gezeigt ist, ist es, wenn
sich ein Fahrzeug auf einer mehrspurigen Straße bewegt, nicht möglich, lediglich
basierend auf Wellen, die von den anderen Fahrzeugen reflektiert
werden, unmittelbar zu bestimmen, ob andere Fahrzeuge vor demselben
sich in der gleichen Spur bewegen. In 22 heißt das,
wenn das Fahrzeug Cm einen Strahl B2 emittiert, nimmt derselbe nicht
nur Wellen auf, die von dem Fahrzeug Ca reflektiert werden, das
sich davor bewegt, sondern auch Wellen, die von dem Fahrzeug Cb
reflektiert werden, das sich in der gegenüberliegenden Spur bewegt. Wie
es in dem Beispiel von 23 gezeigt ist, ist, wenn das
Fahrzeug Cm einen Strahl B1 in die Vorwärtsrichtung emittiert, dasselbe
ferner nicht in der Lage, das Fahrzeug Ca zu erfassen, das sich
davor in der gleichen Spur bewegt. Wie es in 24 gezeigt
ist, kann, wenn sich dasselbe auf einer kurvigen Straße bewegt,
obwohl das Fahrzeug Cm einen Strahl B1 in die Vorwärtsrichtung emittiert,
dasselbe zudem das Fahrzeug Ca vor demselben nicht erfassen.
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Eine
entwerfbare Lösung
besteht darin, eine Antennenvorrichtung bereitzustellen, die einen
primären
Emitter und eine dielektrische Linse kombiniert, bei der die Richtung
des Strahls durch ein Verändern
der Position des primären
Emitters geneigt wird. Um die Position des primären Emitters zu verändern, sollte
die Konfiguration angeordnet sein, sodass der dielektrische Leiter,
der eine Verbindung mit dem primären
Emitter herstellt, und der andere dielektrische Leiter, der eine
Verbindung mit der Schaltung herstellt, mit einem niedrigen Verlust
relativ verschoben werden können,
während
dieselben gekoppelt bleiben. Um dies zu erreichen, muss die Konfiguration
des Richtkopplers, der dielektrische Leiter verwendet, die oben
beschrieben sind, lediglich angeordnet werden, sodass zwei dielektrische
Leiter relativ verschoben werden können.
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Die
getrennten Positionen (getrennten Flächen) der zwei dielektrischen
Leiter des Richtkopplers sind jedoch parallel zu den zwei dielektrischen Streifen,
die eng aneinander vorgesehen sind. Bei dieser Anordnung sind die
Endflächen
der leitfähigen Platten
auf jeder Seite der dielektrischen Streifen parallel zu der Ausbreitungsrichtung
der elektromagnetischen Wellen der zwei dielektrischen Leiter vorgesehen
und folglich ist der Weg des Stroms, der durch die leitfähigen Platten
fließt,
bei den Endflächenabschnitten
der leitfähigen
Platten gebrochen, was eine Reflexion bewirkt. Folglich gibt es
Probleme, wie beispielsweise die Erzeugung von anderen ungewollten Moden
als der Ausbreitungsmode bzw. dem Ausbreitungsmode, einen erhöhten Verlust
oder eine Unfähigkeit,
erwünschte
Charakteristika des Richtkopplers zu erhalten, etc.
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Das
obige Beispiel beschreibt einen Fall, bei dem die zwei dielektrischen
Leiter des Richtkopplerabschnitts relativ verschoben werden, aber
der Richtkoppler kann bei einem Bilden einer einzigen Vorrichtung
verwendet werden, die Schaltungsmodule umfasst, die dielektrische
Leiter verwenden, um die dielektrischen Leiter zwischen die Schaltungsmodule
zu koppeln. Auch in diesem Fall ist der Weg des Stroms, der durch
die leitfähigen
Platten fließt,
zwischen den Schaltungsmodulen gebrochen, wodurch eine Reflexion
bewirkt wird. Folglich gibt es Probleme eines erhöhten Verlusts
und einer Unfähigkeit,
erwünschte Signalsendecharakteristika
zwischen den Schaltungsmodulen zu erhalten.
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Das
Dokument JP-A-10065413 A offenbart einen dielektrischen Richtkoppler
vom Leitungstyp, der aufgebaut ist, um eine Kopplungsgröße einer Kopplungsleitung über einem
vergleichsweise breiten Frequenzband konstant zu machen und um eine einheitliche
Verteilung durch ein Vorsehen einer Differenz zwischen Phasenkonstanten
von dielektrischen Leitungen sicherzustellen, um eine Mehrzahl von
dielektrischen Leitungen, die Differenzen unter den Phasenkonstanten
aufweisen, elektromagnetisch zu koppeln. Deshalb weist der dielektrische Richtkoppler
vom Leitungstyp dielektrische Streifen und eine dielektrische Platine
auf, die zwischen Leiterplatten vorgesehen sind, die zwei Leiterebenen bilden,
die beinahe parallel sind. Die Leiterplatinen, die dielektrischen
Streifen und die dielektrische Platine konfigurieren eine dielektrische
Leitung. Die Leiterplatinen und andere dielektrische Streifen konfigurieren
die andere dielektrische Leitung. Da die Querschnittsformen der
zwei dielektrischen Leitungen sich voneinander unterscheiden, unterscheiden
sich die Phasenkonstanten der dielektrischen Leitungen voneinander.
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Das
Dokument US-A-2,751,556 offenbart einen Richtkoppler mit variabler Übertragung
für eine Mikrowellenenergie.
Der offenbarte Richtkoppler weist einen ersten und einen zweiten
Wellenleiter auf, die jeweils eine Öffnung aufweisen, und wobei die Öffnungen
jedes der Wellenleiter verschoben werden können, derart, dass die Gesamteingangsleistung
von einem der Wellenleiter gerade durch das Ausgangsende des anderen
Wellenleiters gesendet wird. Durch ein Verschieben der zwei Wellenleiter
mit Bezug aufeinander kann eine Skalierung der Größe der gesendeten
elektromagnetischen Energie realisiert werden.
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Das
Dokument Tanizaki et al., „Multi-Beam Automotive
Radar Front End Using Non-Contact Cylindrical NRD Switch", Microwave Symposium
Digest, 1998 IEEE MTT-S International Baltimore, MD, USA 7.–12. Juni
1998, New York, 7. Juni 1998 (1998-06-07), Seiten 521–524, XP
010290454, ISBN: 0-7803-4471-5
offenbart einen berührungsfreien zylindrischen
NRD-Schalter mit
einem niedrigen Einfügungsverlust
und einer hohen Isolation bzw. Trennung. Es ist ein Mehrstrahl-Automobil-FM-Pulsradar-Front-End
für das
Band von 60 GHz offenbart, das einen mechanischen Schalter verwendet.
Die Millimeterwellenschaltung basiert auf einer NRD-Technologie. Der
offenbarte berührungsfreie zylindrische
NRD-Schalter kann für
Automobil-ICC-Anwendungen angewendet werden.
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Somit
ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Richtkoppler
zu schaffen, der zwei getrennte dielektrische Leiter aufweist, wobei
Reflexions- und Verlustprobleme eliminiert werden.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Richtkoppler gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Um
dielektrische Streifen von zwei dielektrischen Leitern eines Richtkopplers
nahe beieinander lediglich in einer vorbestimmten Region vorzusehen, muss
eine Biegung bei dielektrischen Leiterabschnitten vorgesehen sein,
die mit dem Richtkoppler verbunden sind. Um jedoch einen Verlust
aufgrund einer Umwandlung von der LSM-Mode bzw. dem LSM-Mode zu der LSE-Mode
bzw. dem LSE-Mode zu reduzieren, muss beispielsweise der Krümmungsradius der
Biegung groß sein.
Folglich ist die Gesamtgröße der Vorrichtung
erhöht
und wenn dieselbe verwendet wird, um eine Antennenvorrichtung zu
bilden, kann der Bewegungsabschnitt nicht leicht gemacht werden,
was es schwierig macht, den Strahl schnell abzulenken. Wenn jedoch
der Raum zwischen gegenüberliegenden
Flächen
der zwei leitfähigen
Platten, die den dielektrischen Streifen festklammern, schmal gemacht
ist, muss, obwohl der Krümmungsradius
der Biegung frei gesetzt werden kann, solange dielektrische Leiter
lediglich in dem LSM01-Mode
wie verwendet senden, der Kopplungsabschnitt lang gemacht werden,
um ein geeignetes Koppeln zu erhalten, was unausweichlich die Gesamtgröße der Vorrichtung
erhöht
und es schwierig macht, den Bewegungsabschnitt leichter zu machen.
Falls der Raum zwischen den dielektrischen Streifen in dem Kopplungsabschnitt
extrem schmal ist, kann ein starkes Koppeln erhalten werden, aber
die Charakteristika des Richtkopplers werden stark von der Genauigkeit der
Positionierung der zwei getrennten dielektrischen Leiter abhängen.
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Eine
andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, zu ermöglichen,
dass der Richtkoppler und eine Vorrichtung, die den Richtkoppler verwendet,
ohne weiteres miniaturisiert werden können, um zu ermöglichen,
dass die Masse des Bewegungsabschnitts reduziert wird, und um zu
ermöglichen,
dass die Richtung des Strahls schnell abgelenkt werden kann.
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Der
Richtkoppler der vorliegenden Erfindung weist einen ersten und einen
zweiten dielektrischen Leiter auf, die jeweils einen dielektrischen
Streifen aufweisen, der zwischen zwei leitfähigen Platten vorgesehen ist,
die angeordnet sind, wobei sich die Endflächen der leitfähigen Platten
berühren
oder nicht berühren,
und die dielektrischen Streifen des ersten und des zweiten dielektrischen
Leiters sind im Wesentlichen parallel zu einander in der Nähe der Endflächen der
leitfähigen
Platten vorgesehen, sodass der erste und der zweite dielektrische
Leiter strukturell getrennt sind. Ferner ist eine Rille in einer
Endfläche
der leitfähigen
Platten eines des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters
vorgesehen, wobei die Rille eine Kurzschlussfläche in einer Position bei einem
Abstand von den Elektrodenflächen
von näherungsweise
einem ganzzahligen Vielfachen der Hälfte der Wellenlänge einer
ausgebreiteten Welle aufweist.
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Bei
dieser Konfiguration wirken die Elektrodenflächen in dem Abschnitt, wo die
Endflächen
der leitfähigen
Platten des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters ausgerichtet
sind, als ein äquivalent kontinuierlicher
Abschnitt. Obwohl die zwei dielektrischen Leiter durch die leitfähigen Plattenabschnitte getrennt
sind, gibt es deshalb beinahe keinen Verlust in diesem Raum. Da
es ferner beinahe keine Reflexion gibt, werden keine Störmoden durch
eine Reflexion bewirkt.
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Bei
der vorliegenden Erfindung ist eine Position bei einem Abstand von
der Elektrodenfläche
von näherungsweise
einem ganzzahligen Vielfachen der Hälfte der Wellenlänge einer
ebenen Welle, die sich in eine Richtung bewegt, derart, dass dieselbe
eine Wellenzahl-Vektorkomponente gleich einer Phasenkonstante einer
gesendeten Welle aufweist, die sich durch die dielektrischen Leiter
ausbreitet, in die Richtung einer gesendeten Welle, die sich durch
die dielektrischen Leiter ausbreitet, eine Kurzschlussfläche.
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Eine
ebene Welle, die sich durch den ausgerichteten Abschnitt der Endflächen der
leitfähigen Platten
des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters ausbreitet, bewegt
sich in eine Richtung, die gemäß der Größe derselben
und der Größe einer Sendewelle
bestimmt ist, die sich entlang der Länge der dielektrischen Leiter
ausbreitet. Das heißt,
die Größe der ebenen
Welle (Wellenzahl k) ist vorbestimmt, und wenn die ebene Welle in
die Senderichtung der dielektrischen Leiter projiziert wird, fährt die ebene
Welle in eine Richtung (θ)
fort, die mit der Phasenkonstante einer Sendewelle übereinstimmt,
die sich durch die dielektrischen Leiter ausbreitet. Wenn deshalb
eine Rille als eine Kurzschlussfläche bei einem Abstand von der
Elektrodenfläche
von näherungsweise
einem ganzzahligen Vielfachen der Hälfte der Wellenlänge einer
ebenen Welle in diese Richtung vorgesehen ist, wird das Reflexionsproblem
zu einem optimalen Maß vermieden.
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Ferner
weist die vorliegende Erfindung ferner einen ersten Typ eines nichtstrahlenden
dielektrischen Leiters, der die näherungsweise parallelen dielektrischen
Streifenabschnitte und die Elektrodenflächen aufweist, und einen zweiten
Typ eines nichtstrahlenden dielektrischen Leiters auf, wobei der Raum
zwischen den anderen Elektrodenflächen als denselben der näherungsweise
parallelen dielektrischen Streifen abschnitte schmäler als
die Höhe
der näherungsweise
parallelen dielektrischen Streifenabschnitte ist und einen anderen
dielektrischen Streifenabschnitt als die näherungsweise parallelen dielektrischen
Streifenabschnitte und die Elektrodenflächen aufweist und in einem
Einzel-LSM01-Mode sendet. Dann ist ein Führungsumwandlungsabschnitt bzw.
Leitungsumwandlungsabschnitt zwischen dem ersten und dem zweiten
Typ eines nichtstrahlenden dielektrischen Wellenleiters vorgesehen.
Folglich kann ein Koppeln ohne weiteres bei dem ersten Typ eines
nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts erreicht werden,
ohne die Länge
der parallelen dielektrischen Streifenabschnitte zu erhöhen oder den
Raum zwischen denselben stark zu verschmälern. Bei dem zweiten Typ eines
nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts gibt es zusätzlich keine Umwandlung
zu dem LSE-Mode,
sogar wenn eine Biegung mit einem kurzen Krümmungswinkel vorgesehen ist,
wodurch ermöglicht
wird, dass die gesamte Vorrichtung miniaturisiert wird, ohne einen
Sendeverlust zu erhöhen.
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Ferner
ist gemäß der vorliegenden
Erfindung ein primärer
Emitter mit einem ersten dielektrischen Leiter des obigen Richtkopplers
gekoppelt und eine dielektrische Linse ist näherungsweise bei dem Brennpunkt
des primären
Emitters befestigt. Bei dieser Konfiguration wird, wenn der erste
dielektrische Leiter in Beziehung zu einem zweiten dielektrischen Leiter
verschoben wird, der primäre
Emitter innerhalb der inneren Fläche
des Brennpunkts der dielektrischen Linse verschoben, wobei die Richtung
des Strahls geneigt wird. Außerdem
gibt es wenig Verlust bei dem Richtkopplerabschnitt und der Bewegungsabschnitt
kann miniaturisiert werden und durch ein Vorsehen des ersten und
des zweiten Typen von nichtstrahlenden dielektrischen Leitern an
der Seite des ersten dielektrischen Leiters eine geringe Masse aufweisen.
Ferner kann durch ein Liefern des ersten und des zweiten Typen von
nichtstrahlenden dielektrischen Leitern zu dem zweiten dielektrischen
Leiter eine miniaturisierte Antennenvorrichtung erhalten werden.
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Wenn
der Richtkoppler angeordnet ist, sodass die Größe einer Kopplung zwischen
dem ersten dielektrischen Leiter und dem zweiten dielektrischen Leiter
des Richtkopplers näherungsweise
0 dB beträgt,
können
Sendesignale und empfangene Signale am effizientesten zwischen dem
Bewegungsabschnitt und dem festen Abschnitt gesendet werden, wobei
die Effizienz der Antenne erhöht
wird.
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Bei
der vorliegenden Erfindung wird ferner ein Sendesignal von einem
Sender zu dem zweiten dielektrischen Leiter gesendet und Eingangs-/Ausgangs-Tore
eines Zirkulartors zum Senden eines empfangenen Signals von dem
zweiten dielektrischen Leiter zu einem Empfänger sind mit dem zweiten dielektrischen
Leiter verbunden. Bei dieser Konfiguration ist es möglich, eine
Antennenvorrichtung zum Senden und Empfangen zu realisieren, bei
der die Richtung des Strahls unter Verwendung eines einzigen primären Emitters
und eines einzigen Richtkopplers geneigt werden kann.
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Ferner
weist die vorliegende Erfindung ein Sende/Empfangsgerät auf, bei
dem ein Sender mit einem Eingangstor des Zirkulartors verbunden
ist und ein Empfänger
mit einem Ausgangstor des Zirkulartors verbunden ist.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1A bis 1C zeigen Konfigurationen eines Richtkopplers
und einer Antennenvorrichtung gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel;
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2A bis 2C sind
Diagramme, die die Beziehung zwischen rela tiven Positionen einer
dielektrischen Linse und eines primären Emitters und der Richtung
eines Strahls zeigen;
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3 ist
eine Querschnittsansicht eines Richtkopplerabschnitts;
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4A bis 4B sind
Teilquerschnittsansichten der Konfiguration von Endflächen von
leitfähigen
Platten eines Richtkopplers;
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5A bis 5E sind
Querschnittsansichten von verschiedenen exemplarischen Konfigurationen
eines Richtkopplers;
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6A und 6B sind
Diagramme, die die Beziehung zwischen der Konfiguration eines Richtkopplers
und den Charakteristika desselben zeigen;
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7A bis 7C sind Diagramme, die eine Querschnittskonfiguration
von zwei Typen eines Richtkopplers zeigen;
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8 ist
eine perspektivische Ansicht einer Konfiguration eines Führungsumwandlungsabschnitts;
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9A und 9B sind
eine Draufsicht bzw. eine Querschnittsansicht der Konfiguration
des gleichen Führungsumwandlungsabschnitts;
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10A bis 10D sind
Diagramme, die beispielhafte Dimensionen jedes Teils eines Richtkopplers
zeigen;
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11A bis 11C sind
Diagramme, die Charakteristika des gleichen Richtkopplers zeigen;
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12A bis 12C sind
Diagramme, die eine Konfiguration eines Richtkopplers gemäß einem zweiten
Ausführungsbeispiel
zeigen;
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13A bis 13C sind
Diagramme, die eine beispielhafte Konfiguration eines anderen Richtkopplers
zeigen;
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14A und 14B sind
Diagramme, die eine Konfiguration eines anderen Richtkopplers zeigen, der
eine unterschiedlich konfigurierte Bewegungsabschnittsseite aufweist;
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15 ist
eine Querschnittsansicht der Konfiguration von dielektrischen Leitern
an einer Bewegungsabschnittsseite;
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16 ist
eine Draufsicht einer beispielhaften Konfiguration eines anderen
Richtkopplers;
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17 ist
ein Diagramm, das eine Konfiguration eines Sende/Empfangsgeräts zeigt;
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18 ist
eine auseinandergezogene perspektivische Ansicht einer Konfiguration
einer Antennenvorrichtung und eines Sende/Empfangsgeräts;
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19 ist
eine perspektivische Ansicht einer beispielhaften Konfiguration
eines Vorwärtsschraubensystems;
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20A und 20B sind
Diagramme, die eine beispielhafte Konfiguration eines Schwingspulenmotors
zeigen;
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21 ist
ein Blockdiagramm, das eine Konfiguration eines Millimeterwellenradars
für ein
Fahrzeug zeigt;
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22 ist
ein Diagramm, das den Zustand zeigt, wenn der emittierte Strahl
des Millimeterwellenradars für
ein Fahrzeug horizontal geneigt ist;
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23 ist
ein Diagramm, das den Zustand zeigt, wenn der emittierte Strahl
des Millimeterwellenradars für
ein Fahrzeug horizontal geneigt ist;
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24 ist
ein Diagramm, das den Zustand zeigt, wenn der emittierte Strahl
eines Millimeterwellenradars für
ein Fahrzeug vertikal geneigt ist;
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25 ist
eine teilweise perspektivische Ansicht einer Konfiguration eines
ausgerichteten Abschnitts von zwei oberen leitfähigen Platten;
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26 ist
eine Querschnittsansicht einer Konfiguration eines ausgerichteten
Abschnitts der leitfähigen
Platten;
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27 ist
ein Diagramm, das Tore eines Richtkopplers definiert;
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28 ist
ein Diagramm, das Messungen von Transparenzcharakteristika eines
Richtkopplers zeigt; und
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29A und 29B sind
Diagramme, die Messungen von Transparenzcharakteristika eines Richtkopplers
als ein Vergleichsbeispiel zeigen.
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Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Die
Konfigurationen eines Richtkopplers und einer Antennenvorrichtung
gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug auf 1A bis 11 erläutert.
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1A und 1B zeigen
die Beziehung zwischen der Konfiguration eines Richtkopplers und eines
primären
Emitters und einer dielektrischen Linse. 1A ist
eine Draufsicht des Zustands, wenn die obere leitfähige Platte
entfernt ist, und 1B ist eine Querschnittsansicht
durch den Primäremitterabschnitt.
In 1A kann ein Bewegungsabschnitt 31 mit
Bezug auf einen festen Abschnitt 32 in die Richtung verschoben
werden, die durch die Pfeile angegeben ist. Bei dem Bewegungsabschnitt 31 stellt
das Bezugszeichen 14 eine untere leitfähige Platte dar und stellt
das Bezugszeichen 11 einen dielektrischen Streifen dar.
Der dielektrische Streifen 11 ist zwischen einer oberen
leitfähigen
Platte und der unteren leitfähigen
Platte 14 vorgesehen, wodurch ein erster nichtstrahlender
dielektrischer Leiter (hierin im Folgenden „NRD-Leiter") gebildet wird.
Bei dem festen Abschnitt 32 stellt das Bezugszeichen 16 eine
untere leitfähige
Platte dar und ist 12 ein dielektrischer Streifen. Der dielektrische
Streifen 12 ist zwischen einer oberen leitfähigen Platte
und der unteren leitfähigen Platte 16 vorgesehen,
wodurch ein zweiter NRD-Leiter gebildet wird.
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Die
Endflächen
der leitfähigen
Platten des ersten und des zweiten NRD-Leiters sind mit einem vorbestimmten
Zwischenraum zwischen denselben vorgesehen, sodass dieselben einander
nicht berühren.
Die dielektrischen Streifen 11 und 12 des ersten und
des zweiten NRD-Leiters sind eng aneinander parallel nahe den Endflächen der
leitfähigen
Platten 14 und 16 vorgesehen. Somit ist ein Richtkoppler
gebildet, der den ersten und den zweiten NRD-Leiter aufweist.
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Dielektrische
Streifenabschnitte, die in 1 durch
die Abschnitte 11' und 12' gezeigt sind,
und die obere und die untere leitfähige Platte, die dieselben festklammern,
bilden NRD-Leiter (hierin im Folgenden „Hyper-NRD-Leiter"), die in einem einzigen
Mode, einem LSM01-Mode senden.
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Ein
primärer
Emitter 13, der einen zylindrischen, stabähnlichen,
dielektrischen Resonator aufweist, ist bei einem Ende des dielektrischen
Streifens 11' des
Bewegungsabschnitts 31 vorgesehen. Wie es in 1B gezeigt
ist, ist eine Öffnung,
die eine hornähnliche
Verjüngung
aufweist, in der oberen leitfähigen
Platte 15 vorgesehen und ist koaxial zu dem primären Emitter 13.
Wie es in dem Diagramm gezeigt ist, ist eine Schlitzplatte, die
eine leitfähige
Platte mit einem Schlitz in derselben aufweist, zwischen dem primären Emitter 13 und
der Öffnung
eingefügt. Folglich
werden elektromagnetische Wellen in dem dielektrischen Streifen 11' in einem LSM-Mode
ausgebreitet, der Komponenten eines elektrischen Felds in einem
rechten Winkel zu der Länge
des dielektrischen Streifens 11' und parallel zu den leitfähigen Platten 14 und 15 trägt und Magnetfeldkomponenten in
eine Richtung senkrecht zu den leitfähigen Platten 14 und 15 trägt. Der
dielektrische Streifen 11' und
der primäre
Emitter 13 sind elektromagnetisch gekoppelt, wobei ein
HE111-Mode erzeugt wird, der Komponenten eines elektrischen Felds
im Inneren des primären
Emitters 13 in die gleiche Richtung wie das elektrische
Feld des dielektrischen Streifens 11' trägt. Dann werden vertikal polarisierte
elektromagnetische Wellen durch die Öffnung in eine Richtung senkrecht zu
der leitfähigen
Platte 14 emittiert. Die dielektrische Linse 18 konvergiert
diese Wellen in einen vorbestimmten Strahl. Umgekehrt wird, wenn
elektromagnetische Wellen durch eine dielektrische Linse in die Öffnung emittiert
werden, der primäre
Emitter 13 in dem HE111-Mode angeregt und elektromagnetische Wellen
werden in dem LSM-Mode
zu dem dielektrischen Streifen 11' ausgebreitet, der mit demselben gekoppelt
ist.
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Ein
Terminator bzw. eine Abschlusseinrichtung 20 ist bei einem
Ende des dielektrischen Streifens 12' an der Seite des festen Abschnitts 32 vorgesehen.
Bei dieser Konfiguration werden Sendsignale zu dem Hyper-NRD-Leiter
eingegeben, der den anderen dielektrischen Streifen 12' aufweist, der
empfangene Signale ausgibt.
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2 zeigt Veränderungen bei einer Richtung
des Strahls aufgrund einer Verschiebung des primären Emitters. Der primäre Emitter 13 ist
näherungsweise
bei dem Brennpunkt der dielektrischen Linse 18 positioniert
und der gesendete/empfangene Strahl B wird durch ein Verschieben
des Brennpunkts der inneren Fläche
(durch ein Verschieben des Bewegungsabschnitts 31 in Beziehung
zu dem festen Abschnitt 32, der in 1A gezeigt
ist) zu der Linken und der Rechten abgelenkt, wie es in 2 gezeigt ist.
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3 ist
eine Querschnittsansicht, die entlang der Linie A-A von 1A genommen
ist. Der erste NRD-Leiter an der Bewegungsabschnittsseite weist
die obere und die untere leitfähige
Platte 14 und 15 und den dielektrischen Streifen 11 auf,
der zwischen denselben vorgesehen ist. Der zweite NRD-Leiter an
der Bewegungsabschnittsseite weist die obere und die untere leitfähige Platte 16 und 17 und
den dielektrischen Streifen 12 auf, der zwischen denselben
vorgesehen ist. Die Endflächen
der leitfähigen
Platten des ersten und des zweiten NRD-Leiters sind einander gegenüber mit
einem vorbestimmten Zwischenraum zwischen denselben angeordnet und
vorbestimmte Rillen, die parallel zu den leitfähigen Platten 16 und 17 verlaufen,
sind in den Endflächen
der leitfähigen
Platten 16 und 17 vorgesehen.
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4 zeigt zwei Beispiele der Konfiguration der
obigen Rillen. Bei dem Beispiel 4A ist
eine Rille einer Tiefe d0 und einer Dicke g0 bei einem Abstand von
h0 von der Elektrodenfläche
(den gegenüberliegenden
Flächen
der oberen und der unteren leitfähigen
Platte) vorgesehen. Hier ist g0 gleich dem Zwischenraum g zwischen
den leitfähigen
Platten 15 und 17. Ferner ist h0 = d0, wobei diese
Längen
ein ungerades Vielfaches von einem Viertel der Wellenlänge der
elektromagnetischen Wellen sind, die sich durch den Zwischenraum
ausbreiten. Da das Ende P3 der Rille ein Kurzschlussanschluss ist,
ist ein Punkt P2, der einen Abstand d0 von dem Ende P3 weg ist,
ein äquivalent
offener Punkt bzw. ein Punkt im Leerlauf, und ist ein Punkt P1,
der einen Abstand h0 von dem Punkt P2 weg ist, ein äquivalent
kurzgeschlossener Punkt (Kurzschlussfläche). Deshalb sind die Elektrodenflächen der
leitfähigen
Platten 15 und 17 äquivalent kontinuierlich.
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Wie
es bei dem Beispiel von 4B gezeigt ist,
ist die Breite g1 der Rille breiter als der Zwischenraum g der leitfähigen Platten 15 und 17.
Bei einer derartigen Konfiguration sollten die Position, Tiefe und
Breite der Rille gesetzt sein, sodass die Position von P1 von der
Kurz schlussfläche
P3 betrachtet eine äquivalent
kurzgeschlossene Fläche
ist. Je größer die
Breite g1 der Rille, desto kürzer
normalerweise der Abstand h1 von der Elektrodenfläche zu der
Rille, und folglich ist es möglich,
den Abschnitt des Punkts P2 zwischen den zwei leitfähigen Platten
zu einem äquivalenten
Punkt zu machen. Wenn der Abschnitt zwischen den zwei leitfähigen Platten
auf diese Weise zu einem offenen Anschluss gemacht ist, fließen keine
Ströme
zu den leitfähigen
Platten, wodurch ein Leitfähigkeitsverlust
reduziert wird.
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Obwohl
die zwei NRD-Leiter, die einen Bewegungsabschnitt und einen festen
Abschnitt aufweisen, bei dem leitfähigen Plattenabschnitt getrennt sind,
sind die Elektrodenflächen
derselben äquivalent
kontinuierlich und somit wird beinahe kein Verlust durch das Vorhandensein
des Zwischenraums bewirkt. Da es ferner beinahe keine Reflexion
in dem Raum gibt, wird keine Störmode
durch eine Reflexion bewirkt.
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5A bis 5E zeigen
Querschnittsansichten von anderen Konfigurationen eines Kopplungsabschnitts
zwischen zwei NRD-Leitern. Bei dem Beispiel, das in 3 gezeigt
ist, wurden Rillen in den Endflächen
sowohl der oberen als auch der unteren leitfähigen Platte vorgesehen; wie
es jedoch in 5A gezeigt ist, können Rillen
nicht nur in der Seite des festen Abschnitts sondern auch in der
Bewegungsabschnittsseite vorgesehen sein. Wie es ferner bei dem
Beispiel 5B gezeigt ist, können Rillen
in gegenüberliegenden
Teilen der oberen und der unteren leitfähigen Platte des festen Abschnitts und
des Bewegungsabschnitts vorgesehen sein. Wie bei dem Beispiel 5C können alternativ
die Rillen an beiden Seiten einander zugewandt vorgesehen sein.
Die Dicken der leitfähigen
Platten des festen Abschnitts und des Bewegungsabschnitts müssen nicht
notwendigerweise die gleichen sein, aber wenn sich dieselben unterscheiden,
sollten die gegenüberliegenden
Endflächen
der leitfähigen
Platten die gleiche Dicke aufweisen, wie bei 5D. Wenn
die leitfähigen
Platten 14 und 15 an der Bewegungsabschnittsseite
insgesamt dünn
gemacht sind, kann die Gesamtgröße und das
Gewicht des Bewegungsabschnitts klein gemacht werden, wobei ermöglicht wird,
dass derselbe ohne weiteres unter Verwendung sogar eines Motors
mit niedrigem Drehmoment verschoben wird. Wie es in 5E gezeigt
ist, kann ferner eine Rille in nur einer der leitfähigen Platten
vorgesehen sein, um eine erwünschte
Wirkung zu erreichen.
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Bei
dem in 4 gezeigten Beispiel sind bei einem
Band von 60 GHz g = g0 = 0,2 mm, h0 = d0 = 1,2 mm. In 4B sind
g = 0,2 mm, g1 = 1,0 mm, h1 = 0,96 mm und d1 = 1,5 mm. Bei diesem
Beispiel betrug der Abstand von dem Ende P3 der Rille zu der Elektrodenfläche P1 die
Hälfte
der Wellenlänge
der ausgebreiteten Wellen, aber dieser Abstand muss lediglich nλ/2 betragen,
wobei n eine Ganzzahl größer 1 ist
und λ die
Wellenlänge
ist. Ferner sollte der Abstand von der Elektrodenfläche P1 und
dem Rillenende P3 zu dem Mittelpunkt P2 (2m – 1) λ/4 betragen (wobei m eine Ganzzahl
größer 1 ist).
Je länger
der Abstand von dem Punkt P1 zu dem Punkt P3, desto schmäler die
Breite des Frequenzbands, in dem der Punkt P1 äquivalent als eine kurzgeschlossene
Fläche
wirken kann, und aus diesem Grund sollte der Abstand von dem Punkt
P1 und dem Punkt P3 zu dem Mittelpunkt P2 näherungsweise λ/4 betragen, um
die obige Wirkung über
einem breiten Band zu erhalten.
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6 zeigt die Beziehung zwischen dem Richtkoppler,
der oben beschrieben ist, und dem Leistungsteilverhältnis. Falls
nun die Phasenkonstante der geraden Moden der gekoppelten Leiter,
die die dielektrischen Streifen 11 und 12 aufweisen,
als βe ausgedrückt wird,
ist die Phasenkonstante der ungeraden Moden als βo und Δβ = |βe – βo| und das Leistungsverhältnis zwischen
einer elektromagnetischen Welle, die von einem Tor Nr. 1 eingegeben wird,
und einer elektromagnetischen Welle, die zu einem Tor Nr. 2 ausgegeben
wird, durch P2/P1 = 1 – sin2(Δβz/2) ausgedrückt und
das Leistungsverhältnis zwischen
einer elektromagnetischen Welle, die von dem Tor Nr. 1 eingegeben
wird, und einer elektromagnetischen Welle, die zu einem Tor Nr.
4 ausgegeben wird, durch P4/P1 = 1 – sin2(Δβz/2) ausgedrückt. Bei einer
Konstante von (Δβz/2) = nπ + π/2 (n: 0,
1, 2 ...) wird deshalb das gesamte Eingangssignal von dem Tor Nr.
1 zu dem Tor Nr. 2 ausgegeben, wobei ein Richtkoppler mit 0 dB gebildet
wird.
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7A und 7B zeigen
die Querschnittskonfigurationen des Hyper-NRD-Leiters und des normalen
NRD-Leiterabschnitts in dem Richtkoppler, der in 1 gezeigt
ist. 7A ist eine Querschnittsansicht des NRD-Leiters 12,
die entlang der Linie A-A von 1 genommen
ist, und 7B ist eine Querschnittsansicht,
die entlang der Linie B-B in 1 genommen
ist. Wie es in 7A gezeigt ist, ist bei dem normalen
NRD-Leiter der Raum Dh zwischen den Elektrodenflächen der leitfähigen Platten 16 und 17 gleich
der Höhe
des dielektrischen Streifens 12. Wie es in 7b gezeigt
ist, sind bei dem Hyper-NRD-Leiter Rillen einer Tiefe Gh in den
leitfähigen
Platten 16 und 17 vorgesehen, sodass der Raum Eh
zwischen den Elektrodenflächen
der leitfähigen Platten 16 und 17 schmäler als
die Höhe
Dh des dielektrischen Streifens 12' ist. Zusätzlich zu einem Vorsehen dieser
Rillen ist der Raum zwischen der Ausbreitungsregion der dielektrischen
Streifen und der leitfähigen
Brechplatte in der Nichtausbreitungsregion, in der es keine dielektrischen
Streifen gibt, bestimmt, sind die Dielektrizitätskonstanten der dielektrischen
Streifen bestimmt und ist die Grenzfrequenz des LSM01-Mode niedriger
gesetzt als die Grenzfrequenz des LSE01-Mode und ist die Grenzfrequenz des
LSE01-Mode höher gesetzt
als die verwendete Frequenz. Bei dieser Konfiguration können Wellen immer
in einem einzigen Mode, dem LSM01-Mode, gesendet werden, ungeachtet
des Krümmungsradius und
dergleichen der Biegungen der dielektrischen Streifen. Folglich
kann der gesamte Richtkoppler mit einem reduzierten Verlust klein
gemacht werden.
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Wenn
Signale bei einer einzigen Frequenz gesendet werden, ist die Breite
DHw des dielektrischen Streifens 12' des Hyper-NRD-Leiters kleiner als
die Breite DNw des dielektrischen Streifens 12 des normalen
NRD-Leiters. Bei einem Band von 60 GHz z.B. ist dann Dh = 2, 2 mm,
DNw = 3, 0 mm, Gh = 0,5 mm, Eh = 1,2 mm und DHw = 1,8 mm, falls
die spezifische Dielektrizitätskonstante εr der dielektrischen
Streifen 2,04 beträgt.
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8 ist
eine perspektivische Ansicht der Konfiguration eines normalen NRD-Leiters,
eines Hyper-NRD-Leiters und eines Führungswandlers. 9 zeigt eine Draufsicht und eine Querschnittsansicht
desselben. 8 und 9 zeigen
Zustände, wenn
die obere leitfähige
Platte entfernt wurde. Wie es in diese Diagrammen gezeigt ist, verjüngt sich
der Wandlerabschnitt des Hyper-NRD-Leiters und des normalen NRD-Leiters,
um die Abmessungsdifferenz bei den Breiten der dielektrischen Streifen
der NRD-Leiter graduell zu eliminieren. Ferner verändert sich
der Raum zwischen den Elektrodenflächen der leitfähigen Platten 16 und 17 stufenweise.
Das heißt, der
Raum zwischen den Elektrodenflächen
des Hyper-NRD-Leiters verändert
sich nicht von der Position der Schnittstelle zwischen dem Hyper-NRD-Leiter und
dem Wandler zu w1. Gleichermaßen
verändert sich
der Raum zwischen den Elektrodenflächen des normalen NRD-Leiters
nicht von der Position der Schnittstelle zwischen dem normalen NRD-Leiter und
dem Wandler zu w2. In dem Abschnitt zwischen w1 und w2 jedoch weisen
die Räume
zwischen den Elektrodenflächen
des normalen NRD-Leiters und dem Hyper-NRD-Leiter einen Zwischenwert
auf. Zum Beispiel sind w1 = w2 = 0,75 mm, w0 = 3, 0 mm, gh1 = 0,
13 mm, gh2 = 0, 37 mm. Hier entspricht w3 näherungsweise einem Viertel
der Wellenlänge
der ausgebreiteten Welle. Folglich werden eine reflektierte Welle 1 und
eine reflektierte Welle 2 in einer Rückwärtsphase in den Stufenabschnitt
des Raums zwischen den Elektrodenflächen gekoppelt, wodurch die emittierten
Wellen aufgehoben werden. Folglich können der Hyper-NRD-Leiter und der
normale NRD-Leiter ohne ein Reflexionsproblem umgewandelt werden.
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Das
obige Beispiel beschrieb die Konfigurationen und den Umwandlungsabschnitt
des Hyper-NRD-Leiters und des normalen NRD-Leiters an der Seite
des festen Abschnitts, aber die Bewegungsseite ist gleich.
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10A bis 10D zeigen
Größen aller Abschnitte,
wenn der oben beschriebene Richtkoppler als ein Richtkoppler mit
0 dB konfiguriert ist, und 11 zeigt
die Charakteristika desselben.
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10A bis 10D zeigen
die Abmessungen aller Abschnitte in Millimetern. 10A ist eine Draufsicht, wenn die obere leitfähige Platte
entfernt ist, 10B ist eine Querschnittsansicht,
die entlang der Linie A-A von 10B genommen
ist, und 10C ist eine Draufsicht des
Führungswandlerabschnitts
des normalen NRD-Leiters und des Hyper-NRD-Leiters und eine Querschnittsansicht
des Bereichs nahe desselben. 10D schließlich ist
ein Diagramm, das die ursprüngliche
Position des Bewegungsabschnitts zeigt.
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11 ist ein Diagramm, das Transparenzcharakteristika
des Richtkopplers zeigt, wenn der Bewegungsabschnitt um –8 mm, 0
mm und +8 mm zu drei unterschiedlichen Positionen bewegt wurde,
wobei 11A die Transparenzcharakteristika
bei jeder Frequenz zeigt, 11B eine
vergrößerte Ansicht der
Transparenzcharakteristika zu dem primären Emitter ist und 11C Veränderungen
bei den Transparenzcharakteristika in Beziehung zu der Position
des Bewegungsabschnitts bei 59,5 GHz zeigt. Selbst wenn der Bewegungsabschnitt über einen derart
vergleichbar breiten Bereich von Positionen bewegt wird, kann eine
Leistung bei näherungsweise 0
dB geteilt werden. 0 dB wird nicht erreicht, da zusätzlich zu
einer Abweichung bei der Leistungsteilung es ferner einen Führungsverlust
und einen Sendeverlust gibt.
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Als
nächstes
werden andere Beispiele von Konfigurationen eines Richtkopplers
mit Bezug auf 12A bis 14B erläutert.
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12A ist eine Draufsicht des Zustands, wenn die
obere leitfähige
Platte entfernt ist, und 12B ist
eine Querschnittsansicht, die entlang der Linie A-A in 12A genommen ist. 12C ist
eine Querschnittsansicht als ein Vergleichsbeispiel. Im Gegensatz
zu dem in 1 gezeigten Fall ist bei
diesem Beispiel ein Abschnitt 11' des dielektrischen Streifens 11 des
NRD-Leiters an der Bewegungsabschnittsseite ein Hyper-NRD-Leiter
und der andere Endabschnitt 11' ist ebenfalls ein Hyper-NRD-Leiter. Bei
dieser Konfiguration kann, da die horizontalen Breiten beider Enden
des dielektrischen Streifens 11 klein sind, der dielektrische
Streifen 11 exakt in der axialen Richtung desselben positioniert
werden. Wenn dieser Richtkoppler ein Richtkoppler mit 0 dB ist,
werden zudem beinahe keine Sendesignale von dem Tor Nr. 1 zu dem
Hyper-NRD-Leiter unter Verwendung des dielektrischen Streifens 11'' an der gegenüberliegenden Seite des primären Emitters 13 ausgegeben
und folglich kann, da es keinen Bedarf nach einem Widerstandswertabschluss
gibt, derselbe als ein offener Anschluss oder als ein Kurzschlussanschluss
verwendet werden.
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Wenn
jedoch der Hyper-NRD-Leiter nahe an dem dielektrischen Streifen 12 des
normalen NRD-Leiters an der Seite des festen Abschnitts auf diese
Weise vorgesehen ist, wird eine Wand (elektrische Wand) nahe dem
dielektrischen Streifen 12 erzeugt, wie es durch das Symbol
O in 12C angegeben ist, was ein Koppeln
von dem LSM01-Mode zu dem LSE-Mode bewirkt. Wie es in 12B gezeigt ist, ist deshalb der Raum zwischen
den leitfähigen Platten 14 und 15 in
dem Abschnitt, der den leitfähigen
Platten 16 und 17 an der Seite des festen Abschnitts
zugewandt ist, gleich dem Raum zwischen den Elektrodenflächen der
leitfähigen
Platten 16 und 17 gemacht. Gleichermaßen ist
der Hyper-NRD- Leiterabschnitt,
der den dielektrischen Streifen 11' aufweist, der mit dem primären Emitter 13 gekoppelt
ist, nahe dem normalen NRD-Leiter der Seite des festen Abschnitts
vorgesehen, wobei eine elektrische Wand erzeugt wird, aber wenn
der Richtkoppler ein Richtkoppler mit 0 dB ist, breiten sich beinahe
keine elektromagnetischen Wellen durch diesen Abschnitt aus und
gibt es somit kein Problem eines Koppelns zu dem LSE-Mode.
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Wenn
der Hyper-NRD-Leiter parallel zu dem normalen NRD-Leiter ist, wobei
sowohl die rechte als auch die linke Seite symmetrisch angeordnet
sind, wie es in 12C gezeigt ist, sollte ein
LSE-Mode-Unterdrücker
bzw. eine LSE-Mode-Unterdrückungsvorrichtung
im Inneren des dielektrischen Streifens 12 des normalen
NRD-Leiters vorgesehen sein, der verhältnismäßig nahe an dem Hyper-NRD-Leiter
liegt, wie es in 13 gezeigt ist. 13B ist eine Teilquerschnittsansicht in die vertikale
Richtung durch die Mitte des dielektrischen Streifens 12 und 13C ist eine Querschnittsansicht, die entlang
der Linie A-A von 13A genommen ist. Ein LSE-Mode-Unterdrücker ist
im Grunde genommen ein leitfähiges
Bauglied, das senkrecht zu den Elektrodenflächen und parallel zu der Richtung
einer Wellenausbreitung zum Verhindern eines LSE-Mode in diesem
Abschnitt vorgesehen ist. Ferner ist die Höhe dieses leitfähigen Bauglieds
abwechselnd verändert,
um eine Filterschaltung zu bilden, wodurch sichergestellt ist, dass
es kein Koppeln mit dem TEM-Mode gibt. Das Diagramm zeigt ein Beispiel
bei dem Band von 60 GHz und Abmessungen sind in Millimetern gezeigt.
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Bei
dem in 13 gezeigten Beispiel ist ein Terminator 20 zu
dem Abschnitt des dielektrischen Streifens 11' des Hyper-NRD-Leiters
an der Bewegungsabschnittsseite vorgesehen. Wenn der Terminator 20 zu
dem Hyper-NRD-Leiter vorgesehen ist, können, selbst wenn die Kopplungssymmetrie
des Richtkopplers etwas ungenau ist, was in einer Reflexion von Wellen
von dem Tor Nr. 3 resultiert, die Wirkungen einer derartigen Reflexion
reduziert werden.
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Wie
es in 13 gezeigt ist, ist ferner,
wenn der Terminator 20 zu dem Hyper-NRD-Leiter vorgesehen
ist, der Terminatorabschnitt einen erheblichen Abstand weg von dem
dielektrischen Streifen 12 des normalen NRD-Leiters an
der Seite des festen Abschnitts, wobei sichergestellt ist, dass
es kein Koppeln zwischen denselben gibt. Folglich ist es nicht notwendig,
eine Biegung vorzusehen, um den Terminatorabschnitt von dem normalen
NRD-Leiter an der Seite des festen Abschnitts weg zu halten.
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In 12A bis 12C und 13 kann das Tor des NRD-Leiters, der den
dielektrischen Streifen 11' aufweist,
für andere
Zwecke verwendet werden. Zum Beispiel können bei dem Tor Nr. 2 und dem
Tor Nr. 3 Ausgangsanschlüsse
vorgesehen sein und eine Sendesignalleistung und -frequenz und dergleichen
können
von dem Tor Nr. 2 überwacht
werden und die Reflexion bei dem Antennenanschluss kann von dem
Tor Nr. 3 überwacht
werden.
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14A bis 14B sind
Diagramme, die andere Beispiele von Konfigurationen eines Richtkopplers zeigen.
Bei den mehreren obigen Beispielen war eine Biegung bei dem Hyper-NRD-Leiter vorgesehen,
der mit dem primären
Emitter an der Bewegungsabschnittsseite gekoppelt ist, aber wie
es in 14A gezeigt ist, kann der primäre Emitter
ohne eine Biegung angeordnet sein. In diesem Fall ist die Fläche einer
polarisierten Welle des primären
Emitters 13 parallel zu der Richtung, in die sich der Bewegungsabschnitt 31 bewegt.
Falls eine Biegung vorgesehen ist und der primäre Emitter 13 mit
einem Winkel von 45 Grad wie bei den vorhergehenden Beispielen gekoppelt
ist, neigt sich die elektromagnetische Welle einer Fläche einer
polarisierten Welle um 45 Grad. Deshalb kann der Biegeabschnitt
vorgesehen sein, um zu dem beabsichtigten Zweck zu passen.
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Wie
es in 14B gezeigt ist, kann ferner der
ganze NRD-Leiter
des Bewegungsabschnitts 31 ein normaler NRD-Leiter sein.
Dies wird gewöhnlich die
Größe des Bewegungsabschnitts 31 erhöhen, sodass
der Krümmungsradius
der Biegung gesetzt sein sollte, um einen Sendeverlust zu minimieren,
wenn zwischen Moden geschaltet wird.
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15 ist
eine Querschnittsansicht einer anderen beispielhaften Konfiguration
der Bewegungsabschnittsseite eines Richtkopplers. Bei diesem Beispiel
sind die obere und die untere leitfähige Platte 14 und 15 durch
ein Plattieren der äußeren Flächen von synthetischen
Harzplatten mit einem Metallfilm gebildet. Bei einem Bilden der
Rillen in dem Bewegungsabschnitt sollte das Basismaterial des Harzes
vorab geformt werden und die Metallplattierung wird auf alle äußeren Flächen desselben
aufgebracht, einschließlich
der inneren Flächen
der Rillen. Da der Elektrodenfilm, der als der NRD-Leiter wirkt,
sich auf den Flächen
befindet, die den dielektrischen Streifen 11 an jeder Seite
festklammern, ist es nicht wesentlich, einen Elektrodenfilm an den äußeren Flächen vorzusehen.
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16 ist
ein anderes Beispiel einer Konfiguration des Bewegungsabschnitts
und zeigt eine Draufsicht, wenn die obere leitfähige Platte entfernt ist. Bei
diesem Beispiel wurde der Bereich (die Fläche) der leitfähigen Platten
soweit möglich
in anderen Regionen als den Positionen des primären Emitters 13 und
der dielektrischen Streifen 11 und 11' reduziert,
die zu dem Bewegungsabschnitt 31 vorgesehen sind. Um dies
zu erreichen, sind Einkerbungen, wie bei A und B gezeigt, vorgesehen
und ein Loch ist vorgesehen, wie es bei C gezeigt ist. Diese sollten
innerhalb eines Bereichs begrenzt sein, der die NRD-Leitercharakteristika
und die Primäremittercharakteristika
nicht beeinflusst. Zum Beispiel sind in dem Hyper-NRD-Leiterabschnitt
die Einkerbungen und das Loch bei zumindest 2 mm in die Breitenrichtung
von dem dielektrischen Streifen 11' und bei zumindest 8 mm von dem
primären
Emitter 13 vorgesehen. In 16 ist der
sichere Bereich durch eine gestrichelte Linie dargestellt.
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Als
nächstes
werden Beispiele von Konfigurationen einer Antennenvorrichtung und
eines Sende/Empfangsgeräts
mit Bezug auf 17 bis 21 erläutert.
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17 ist
eine Draufsicht, wenn der Abschnitt der oberen leitfähigen Platte
entfernt ist. Die Konfiguration des Richtkopplers bei dem Bewegungsabschnitt 31 und
dem festen Abschnitt 32 ist die gleiche wie 1. Hier ist das Tor Nr. 1 der Signal-Eingangs-/Ausgangs-Abschnitt
des Richtkopplers und stellt eine Verbindung zu einem Zirkulator 19 her.
Ein Hyper-NRD-Leiter, der einen dielektrischen Streifen 21 aufweist,
stellt eine Verbindung zu dem Eingangstor des Zirkulators 19 her
und ein Hyper-NRD-Leiter, der einen dielektrischen Streifen 23 aufweist,
stellt eine Verbindung zu dem Ausgangstor des Zirkulators 19 her.
Ein Oszillator ist mit dem Hyper-NRD-Leiter, der den dielektrischen
Streifen 21 aufweist, verbunden und ein Mischer ist mit
dem Hyper-NRD-Leiter, der den dielektrischen Streifen 23 aufweist,
verbunden. Ein dielektrischer Streifen 22 ist zwischen
den dielektrischen Streifen 21 und 23 vorgesehen
und ist mit den Hyper-NRD-Leitern gekoppelt, die die dielektrischen
Streifen 21 bzw. 23 aufweisen, wodurch ein Richtkoppler
gebildet wird. Terminatoren 20 sind bei beiden Enden des
dielektrischen Streifens 22 vorgesehen. Hier weisen der
Mischer und der Oszillator, die einen Hyper-NRD-Leiter mit einem
Substrat dazwischen aufweisen, um eine Schaltung zum Anlegen einer
Vorspannungsspannung an diese Dioden bereitzustellen, eine Varaktordiode
und eine Gunn-Diode auf.
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Bei
der obigen Konfiguration wird das Oszillationssignal des Oszillators
von dem dielektrischen Streifen 21 → dem Zirkulator 19 → dem dielektrischen Streifen 12 → dem dielektrischen
Streifen 11 → dem primären Emitter 13 gesendet.
Entgegengesetzt werden elektromagnetische Wellen, die bei dem primären Emitter 13 empfangen
werden, von dem dielektrischen Streifen 11 → dem dielektrischen
Streifen 12 → dem
Zirkulator 19 → dem
dielektrischen Streifen 23 gesendet und werden schließlich zu
dem Mischer eingegeben. Ferner wird ein Teil des Oszillationssignals
als ein Lokalsignal zu dem Mischer zusammen mit dem empfangenen
Signal über
die zwei Richtkoppler gesendet, die die dielektrischen Streifen 21, 22 und 23 aufweisen.
Folglich gibt der Mischer die Frequenzkomponenten der Differenz
zwischen dem gesendeten Signal und dem empfangenen Signal als ein
Zwischenfrequenzsignal aus.
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18 ist
eine auseinander gezogene perspektivische Ansicht einer Gesamtkonfiguration
eines Sende/Empfangsgeräts.
In dem Diagramm ist eine Bewegungsabschnitt-Antriebseinheit 42 zum Verschieben
der Bewegungseinheit 31 unten erläutert. Ein Horn 43 weist
eine Öffnung
auf, die ein langes Loch aufweist, das sich in die Richtung erstreckt,
in die der Bewegungsabschnitt 31 verschoben wird. Der Bewegungsabschnitt 31 und
ein „0-dB-Koppler" bilden einen Richtkoppler.
Ein Teilungsabschnitt RF weist den obigen Mischer auf und ein Schaltungsabschnitt
VCO weist den obigen Oszillator auf. Ferner steuert eine Steuerung
die Bewegungsabschnitt-Antriebseinheit 42, extrahiert Informationen
basierend auf dem Zwischenfrequenzsignal einschließlich des Abstands,
Winkels und der Relativgeschwindigkeit der Bewegungsabschnitt-Antriebseinheit 42 und
sendet diese Daten zu einer externen Vorrichtung. Um diese Abschnitte
zusammenzufügen,
werden alle Einheiten in einem Gehäuse 41 platziert,
wird das Horn 43 angebracht, wird die dielektrische Linse 18 mit
einem O-Ring 44 dazwischen über dieses
platziert und wird die gesamte Vorrichtung durch vier Schrauben
zusammengeschraubt, die von der unteren Fläche des Gehäuses 41 eintreten.
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19 ist
eine perspektivische Ansicht der Konfiguration der Bewegungsabschnitt-Antriebseinheit.
In dem Diagramm ist ein Ende einer Vorwärtsschraube 54 über ein
Lager an einem Rahmen angebracht, sodass die Vorwärtsschraube 54 sich
frei drehen kann. Das andere Ende der Vorwärtsschraube 54 stellt
eine Verbindung mit der Achse eines Pulsmotors 55 her,
der sicher an den Rahmen geschraubt ist. Der Rahmen weist eine Vorwärtsführung 51 auf, die
parallel zu der Vorwärtsschraube 54 ist,
und die Vorwärtsschraube 54 wird
in einen Mutterabschnitt geschraubt, der entlang der Vorwärtsführung 51 gleiten
kann. Der Bewegungsabschnitt 31 weist einen primären Emitter
auf und ist sicher an den Mutterabschnitt geschraubt. Ferner ist
eine Abfangvorrichtungsplatte 52 an dem Mutterabschnitt
angebracht. Der Rahmen weist einen Photounterbrecher bzw. eine Photounterbrechungsvorrichtung 53 auf
und die Abfangvorrichtungsplatte 52 verläuft durch
die optische Achse des Photounterbrechers 53.
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Dieses
Vorwärtsschraubensystem
ist im Grunde genommen in einer offenen Schleife gesteuert, da der
Bewegungsabschnitt 31 durch ein Anlegen einer vorbestimmten
Anzahl von Pulsen an den Pulsmotor 55 zu einer vorbestimmten
Position verschoben wird. Das heißt, eine CPU steuert den Puls des
Pulsmotors durch ein Anlegen einer vorbestimmten Anzahl von Pulsen
an den Pulsmotor, wodurch die Position des Bewegungsabschnitts gesteuert wird.
Simultan zählt
ein Speicher oder Register die Pulszahl, die die gegenwärtige Position
des Bewegungsabschnitts darstellt, wodurch die Position des Bewegungsabschnitts
indirekt erfasst wird. Da die Position des Bewegungsabschnitts 31 nicht
unmittelbar nach einer Leistungsinjektion oder wenn der Pulsmotor
eine Fehlfunktion aufwies erfasst werden kann, wird in derartigen
Fällen
die Position desselben unter Verwendung der Abfangvorrichtungsplatte 52 und
des Photounterbrechers 53 erfasst.
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Bei
dem obigen Beispiel wurde der Bewegungsabschnitt unter Verwendung
eines Drehmotors verschoben, aber der Bewegungsabschnitt kann alternativ
unter Verwendung eines Linearmotors verschoben werden. 20A und 20B zeigen
die Konfiguration der Bewegungsabschnitt-Antriebseinheit in einem
derartigen Fall. 20A ist eine perspektivische
Ansicht und 20B ist eine Querschnittsansicht
durch die Fläche senkrecht
zu der Verschiebungsrichtung des Bewegungsabschnitts. In 20A und 20B weist
eine Magnetschaltung externe Jöcher 46 und 47,
ein internes Joch 45 und Magneten 48 und 49 auf,
die an den inneren Flächen der
externen Jöcher 46 und 47 angebracht
sind. Zwei Führungsstifte 51 und 51 sind
an dem externen Joch 47 angebracht und sind parallel zu
dem internen Joch 45. Eine Bewegungsspule 50 ist
in einem einzigen Körper
mit einem Bewegungsdrückabschnitt
vorgesehen, der entlang den Führungsstiften 51 und 51 gleitet.
Simultan läuft
das interne Joch 45 durch die Bewegungsspule 50,
während
ein fester Abstand zu derselben beibehalten wird. Der Bewegungsabschnitt 31 jedoch,
der einen primären
Emitter aufweist, ist sicher an den Bewegungsdrückabschnitt geschraubt. Eine
Abfangvorrichtungsplatte 52 ist an dem Bewegungsdrückabschnitt
angebracht und weist ein rhombisches Fenster auf. Zwei Photounterbrecher 53a und 53b sind
an dem externen Joch 47 angebracht, sodass die optischen
Achsen derselben durch das rhombische Fenster verlaufen.
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Bei
dem obigen Schwingspulenmotorsystem wird die Position des Bewegungsabschnitts 31 gemäß der Differenz
bei den Mengen an Licht erfasst, die durch die zwei Photounterbrecher 53a und 53b empfangen
werden, und der Motor wird angetrieben, um den Bewegungsabschnitt 31 zu
einer vorbestimmten Position zu bewegen.
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21 ist
ein Blockdiagramm, das eine Gesamtkonfiguration eines Millimeterwellenradars
zeigt, das die Antennenvorrichtung und das Sende/Empfangsgerät aufweist,
die oben beschrieben sind. In dem Diagramm verwendet ein Signalverarbeitungsabschnitt
in einem Signalprozessor ein Sende/Empfangsgerät, um numerische Daten zu erfassen,
wie beispielsweise die Relativgeschwindigkeit und den Abstand zu
einem Fahrzeug, das sich vorne bewegt. Dann erteilt basierend auf
der Beziehung zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit des Hauptfahrzeugs und
dem Abstand zwischen dem Hauptfahrzeug und dem vorderen Fahrzeug
ein Steuer-/Warn- Abschnitt eine
Warnung, wenn z.B. vorbestimmte Bedingungen erfüllt sind, oder erteilt eine
Warnung, wenn die Geschwindigkeit relativ zu dem vorderen Fahrzeug
einen vorbestimmten Schwellenwert überschritten hat.
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Als
nächstes
wird ein Beispiel zum Optimieren der Transparenz- und Reflexionscharakteristika in
dem Abschnitt der Endflächen
der leitfähigen
Platten des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters beschrieben.
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25 ist
eine teilweise perspektivische Ansicht einer Konfiguration des ausgerichteten
Abschnitts der zwei oberen leitfähigen
Platten. In dem Diagramm werden ebene Wellen, die sich durch den Raum
ausbreiten, nicht nur als Wellen, die senkrecht zu den Elektrodenflächen (Richtung
x) gesendet werden, sondern auch Wellen, die sich parallel zu der Länge des
dielektrischen Leiters (der z-Richtung) in dem LSM-Mode ausbreiten,
der ein Hauptmode des NRD-Leiters ist, umfassend betrachtet. Das
heißt, ebene
Wellen werden als sich in eine Richtung θ(= cos – 1(β/k)) ausbreitend erachtet, bestimmt
basierend auf der Phasenkonstante β des LSM-Mode, der sich parallel
zu der Länge
des dielektrischen Leiters ausbreitet, und der Anzahl k von ebenen
Wellen, die sich durch den Raum ausbreiten, und eine Rille, die parallel
zu der Richtung von ebenen Wellen ist, die diesen Ausbreitungsvektor
aufweisen, ist bei einem Abstand von der Elektrodenfläche von
näherungsweise
einem ganzzahligen Vielfachen der Hälfte einer Wellenlänge vorgesehen.
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In 25 verschieben
sich ebene Wellen, die sich von einem Punkt p1 ausbreiten, zu der y-Richtung
der Rille bei einem Punkt p2 und werden dann von einem Punkt p3
zu einem Punkt p4 reflektiert. Danach werden dieselben noch einmal
reflektiert, bis dieselben einen Punkt p5 erreichen. Hier entsprechen
die Punkte p1 und p5 von 25 den Punkten
P1 und P2 von 4, die Punkte p2 und
p4 entsprechen dem Punkt P2 und der Punkt p3 entspricht dem Punkt
P3 von 4.
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Die
Anzahl von Wellen k ist bestimmt durch k = ω√(εμ). Hier
ist ω die
Frequenz, ε die
Dielektrizitätskonstante
der Rille und μ die
Permeabilität
der Rille. Insbesondere gilt in Luft k = ω√(εoμo). Wenn
die Abmessungen und die Position des dielektrischen Streifens bei
dem ausgerichteten Abschnitt der leitfähigen Platten sind wie es in 26 gezeigt
ist, betragen die Abmessungen der Abschnitte von 25 bei
einem Band von 76 GHz g = 0,2 mm, g2 = 1,0 mm, h2 = 1,07 mm, d2
= 1,6 mm.
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28 zeigt
Messungen der Charakteristika des Richtkopplers zu dieser Zeit.
Hier sind die Tore des Richtkopplers wie in 27 definiert.
Fluorharz mit einer spezifischen Dielektrizitätskonstante von 2,04 wurde
als das dielektrische Material verwendet.
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Somit
können
stabile Transparenzcharakteristika mit einem geringen Verlust über einem
breiten Band von Frequenzen erhalten werden, die um 76 GHz zentriert
sind. Durch einen Vergleich zeigt 29A die
Transparenzcharakteristik, wenn keine Rille vorgesehen ist. Wenn
keine Rille vorgesehen ist, ist die Transparenzcharakteristik extrem
schlecht. Ferner zeigt 29B die
Transparenzcharakteristik lediglich für Wellen, die sich in die Richtung
senkrecht zu der Elektrodenfläche
(x-Richtung) ausbreiten in einem Fall, bei dem die Abmessungen der
Rille g = 0,2 mm, g2 = 1,0 mm, h2 = 0,7 mm und d2 = 1,22 mm betragen.
Wenn die Rille keine geeigneten Abmessungen aufweist, wandelt sich
der LSM-Mode bei bestimmten Frequenzen (bei dem gezeigten Beispiel
näherungsweise
73 GHz, 75 GHz, 77 GHz, 79 GHz, 81 GHz) in den LSE-Mode um, was
in einem ernsthaften Verlust resultiert.
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Obwohl
die ausgerichteten Abschnitte der Endflächen der leitfähigen Platten
des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters getrennt sind,
wirkt gemäß der vorliegenden
Erfindung die Vorrichtung, wobei die Elektrodenflächen beider
leitfähiger
Platten äquivalent
kontinuierlich sind, und somit gibt es beinahe keinen Verlust in
dem Raum zwischen den leitfähigen
Platten. Da es ferner beinahe keine Reflexion in dem Raum gibt,
werden keine Störmoden
durch eine Reflexion bewirkt.
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Eine
Kurzschlussfläche
ist bei einer optimalen Position entsprechend der Richtung von ebenen Wellen
vorgesehen, die sich durch den Abschnitt ausbreiten, in dem die
Endflächen
der leitfähigen Platten
des ersten und des zweiten dielektrischen Leiters ausgerichtet sind,
wodurch eine Reflexion bei dem ausgerichteten Abschnitt der leitfähigen Platten am
wirksamsten reduziert werden kann.
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Gemäß einem
ersten Typ eines nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts
ist ferner ein Koppeln möglich,
ohne den Raum zwischen dielektrischen Streifen extrem schmal zu
machen. Gemäß einem
zweiten Typ eines nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts
gibt es zusätzlich,
obwohl eine Biegung eines kleinen Krümmungsradius vorgesehen ist,
keine Umwandlung von einem LSM-Mode zu LSE, wodurch die gesamte
Vorrichtung ohne weiteres klein gemacht werden kann, ohne einen
Sendeverlust zu erhöhen.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Antennenvorrichtung bereit, bei
der die Richtung des Strahls durch ein relatives Verschieben eines
ersten dielektrischen Leiters mit Bezug auf einen zweiten dielektrischen
Leiter geneigt wird, sodass es einen geringen Verlust bei dem Richtkopplerabschnitt
gibt. Durch ein Vorsehen eines ersten und eines zweiten Typs eines
nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts an der Seite eines
dielektrischen Leiters kann der Bewegungsabschnitt außerdem klein
gemacht werden und eine niedrige Masse aufweisen, sodass der Strahl
schnell geneigt werden kann, selbst wenn ein Motor mit niedrigem
Drehmoment verwendet wird. Durch ein Vorsehen eines ersten und eines
zweiten Typs eines nichtstrahlenden dielektrischen Leiterabschnitts
an der Seite des zweiten dielektri schen Leiters kann außerdem eine
Antennenvorrichtung erhalten werden, die insgesamt miniaturisiert
ist.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung können Sendesignale
und empfangene Signale mit einer maximalen Effizienz zwischen einem
Bewegungsabschnitt und einem festen Abschnitt elektrisch gesendet
werden, wobei die Effizienz der Antenne erhöht wird.
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Die
vorliegende Erfindung stellt ferner eine miniaturisierte Antenne
zum Senden und Empfangen bereit, wobei die Richtung des Signals
unter Verwendung eines einzigen primären Emitters und eines einzigen
Richtkopplers geneigt werden kann.
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Die
vorliegende Erfindung stellt ferner ein Sende/Empfangsgerät bereit,
das miniaturisiert ist und einen niedrigen Verlust aufweist.