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Hintergrund der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein ADSL-(asymmetrische digitale Subscriber-Loop)-Modeme und
spezieller diskrete DMT-(Mehrton)-ADSL-(asymmetrische digitale Subscriber-Loop)-Modeme.
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Wie
in der Technik bekannt ist, werden Modeme zum Übertragen von Daten durch ein
Kommunikationsmedium wie z.B. eine Twisted-Pair-(verdrilltes Paar)-Telefonleitung
verwendet. Ein solches System 10 ist in 1 dargestellt.
(Es ist zu verstehen, dass das System 10 stark vereinfacht
ist und dass verschiedene Filter nicht dargestellt sind.) Hier ist
ein Paar Modeme (d.h. Transceiver) 12, 14 über ein Übertragungsmedium 16 gekoppelt.
Jedes Modem 12, 14 beinhaltet einen Senderteil 18 und
einen Empfängerteil 20,
die wie gezeigt durch einen Hybrid 24 isoliert sind. Das
von Modem 12 zu Modem 14 oder von Modem 14 zu
Modem 12 zu übertragende
Signal ist ein digitales Signal, das von einem digitalen Modulator 16 mit
derselben Abtastrate fs produziert wird.
Um den Effekt zu reduzieren, dass ein Echo vom Sender 18 das
empfangene Signal beeinträchtigt,
wurden Echokompensatoren 26 verwendet. Wenn beispielsweise
ein Upstream-Signal 28 von einem der Modeme 12, 14,
hier Modem 12, zum Empfänger 20 von
Modem 14 gesendet wird, kann ein Echosignal 30 am
Empfänger 20 von
Modem 12 erzeugt werden. Auf dem Echosignal 30 kann
ein vom Sender 18 von Modem 14 gesendetes Upstream-Signal 32 überlagert
sein. Somit empfängt
der Empfänger 20 von
Modem 12 ein Mischsignal aus Echosignal 30 und
Upstream-Signal 32. Der Echokompensator 26 ist
vorgesehen, um das Echosignal zu reduzieren oder zu löschen. Es
ist zu bemerken, dass das Echosignal von den Impedanzkennwerten
des Übertragungsmediums 16 abhängig ist
und daher von Anlage zu Anlage variiert. Jeder Echokompensator 26 kompensiert
diese Variationen adaptiv.
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Spezieller,
das Echosignal 30, bei einem anfänglichen Trainingsmodus, wird
der Schalter 34 in die „untere" Position geschaltet, so dass der Ausgang 39 eines
Bewertungs-Update-Rechenmoduls 35 einen Impuls, oder ein
Trainingsmuster, zum Modem 14 sendet. Während dieses Trainingsmodus
sendet das Modem 14 das Upstream-Signal 32 nicht.
Jedes resultierende Echosignal 30 wird vom Bewertungs-Update-Rechenmodul 35 als
ein „Fehler"-Signal aus einem
Subtrahierer 36 erfasst. Das Bewertungs-Update-Rechenmodul 35 ermittelt das
Impulsansprechverhalten des vom Bewertungs-Update-Modul 35 gesendeten
Impulses. Das heißt,
das Bewertungs-Update-Rechenmodul 35 ermittelt das Impulsansprechverhalten
des Echosignalübertragungspfades 30.
Bei einer Technik beinhaltet das Modul 35 eine Fast Fourier
Transformation (nicht dargestellt), um anhand des Zeitansprechverhaltens
auf diesen Impuls die Transferfunktion zwischen dem Eingang des
Schalters 34 und dem Ausgang des Subtrahierers 36 durch
den Echosignalpfad 30 zu ermitteln. Nach der Ermittlung
erzeugt das Bewertungsrechenmodul 35 Koeffizienten für einen
Finite-Impulse-Empfindlichkeitsfilter 37 des Echokompensators,
so dass die Transferfunktion vom Eingang zum Filter 37 zu
dessen Ausgang, d.h. zum Substrahierer 36, dieselbe ist
wie für
die Transferfunktion zwischen dem Eingang von Schalter 34 und
dem Ausgang des Subtrahierers 36 durch den Echosignalpfad 30.
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Somit
wird während
des normalen Betriebs, wenn der Schalter 34 in der in 1 gezeigten „oberen" Position steht,
eine Schätzung
des Echosignals vom Filter 37 erzeugt, und eine solche
Schätzung
des Echosignals 30 wird vom Mischsignal 31, das
sich aus dem Echosignal 30 und dem Upstream-Signal 32 zusammensetzt,
im Subtrahierer 36 subtrahiert, mit dem Ergebnis, dass
das Echosignal 30 vom Mischsignal 31 kompensiert
wird. Eine ähnliche
Echosignalkompensation findet im Modem 14 statt.
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Wie
in der Technik ebenfalls bekannt ist, erzielen ADSL-Modeme Vollduplexbetrieb über ein
einzelnes Subscriber-Loop-Paar (d.h. Twisted-Pair-Telefonleitung)
mittels Sequenzmultiplexierung (FDM) oder Echokompensation (EC).
Einige ADSL-Modeme arbeiten mit DMT, einer Mehrträger-Modulationstechnik,
um eine hohe Bandbreitenauslastung über eine Bandbreite von etwa
1,024 MHz (genauer 1,104 MHz) zu erzielen. Ein ADSL-Transceiver-System beinhaltet
im Allgemeinen ein Modem an einer Zentralstelle mit der Aufgabe,
Informationen in einem Downstream-Signal zu einem Modem an einem
Fernterminal zu senden und Informationen in einem Upstream-Signal
zu empfangen, die von dem Modem am Fernterminal gesendet wurden.
Die Upstream- und Downstream-Signale passieren durch ein gemeinsames Übertragungsmedium,
typischerweise die Twisted-Pair-Telefonleitung. Das Upstream-Signal
umfasst Daten, die von einem unteren Teil eines Frequenzbandes geführt werden,
das sich über
M, hier 255, Subkanäle
erstreckt, d.h. die unteren 31 Subkanäle. Das Downstream-Signal umfasst
Daten, die von einem oberen Teil der 255 Subkanäle geführt werden
(d.h. den oberen Subkanälen
von Subkanal 1 bis 255). (Die Erzeugung dieser
M Subkanäle
kann über
eine N-Punkt-Fast-Fourier-Transformation
(FFT) erfolgen, wobei die N-Punkt-FFT M = (N/2) – 1 Subkanäle, d.h. hier N = 512 bereitstellt).
Somit ist beabsichtigt, dass diese Frequenzbandasymmetrie eine große Downstream-Signaldatenrate
aufnimmt, um datenhungrige Anwendungen wie z.B. Video-on-Demand
und Internet-Zugriff zu ermöglichen,
und eine tiefe Upstream-Signaldatenrate für interaktive Steuerung und
Basisraten-ISDN. Dies wird dadurch implementiert, dass eine acht
Mal breitere Bandbreite für
das Downstream-Signal als für
das Upstream-Signal
verwendet wird. Im Hinblick auf die Mehrträgermodulation besteht die Downstream-Signalbandbreite
aus Trägersubkanälen 1 bis 255,
während
die Upstream-Signalbandbreite nur aus Trägersubkanälen 1 bis 31 besteht;
in der tatsächlichen
Praxis werden die ersten 6 bis 8 Trägersubkanäle als Schutzband für POTS (Telefondienst)
verwendet. Ein EC-gestütztes
System nutzt die soeben erwähnte
Trägerzuordnung, aber
FDM-Systeme vermeiden die Überlappung
von Upstream- und Downstream-Signalbandbreiten
durch Verwenden einer Trägerzuweisung
wie Subkanäle 35 bis 255 für die Downstream-Subkanäle und 8 bis 31 für die Upstream-Subkanäle, zum
Beispiel.
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Ein
solches DMT-FDM-ADSL-System 110, wie in 2 gezeigt,
hat die Aufgabe, Informationen zwischen einem Modem 112 an
einer ersten Station, hier eine Zentralstelle (CO), und einem Modem 114 an
einer zweiten Station, hier ein Fernterminal (RT), durch ein gemeinsames
Kommunikationsmedium 116, hier eine Twisted-Pair-Telefonleitung, auszutauschen.
Das System 110 beinhaltet Folgendes: einen Sender-(TX)-Teil 118 am
Zentralstellenmodem 112 zum Verteilen eines ersten Stroms
von Daten auf der Leitung 113 unter einer Mehrzahl von
M (hier 255) Trägerfrequenzen.
Spezieller, der Senderteil 118 des Zentralstellenmodems 112 beinhaltet
einen Modulator 120, hier zum Empfangen von Frames der
Daten auf Leitung 113 und zum Verteilen solcher Daten über den
oberen Teil der Mehrzahl von M Trägerfrequenzen. Hier beinhaltet
der Modulator 120 einen QAM-(Quadrature Amplitude Modulator)-Codierer 124 und
einen IFFT (Inverse Fast Fourier Transformer) 126, der
auf herkömmliche
Weise wie gezeigt angeordnet ist. Hier ist der IFFT 126 ein
512-Punkt-IFFT. Somit werden die eingehenden Daten auf Leitung 113 selektiv vom
QAM-Codierer 124 mit einer Frame-Rate fr von
hier etwa 4 kHz (genauer 4,0588 kHz) codiert und der IFFT 126 erzeugt
für jeden
Frame eine Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 122 mit
einer Rate von fs = 2(M + 1)fr.
Spezieller, die Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 113 wird
vom QAM-Codierer 124 auf die 512 Eingangsleitungen 1280 -128511 des
IFFT 126 als eine Folge von Frames, hier mit einer Frame-
oder Symbol-Rate von 4 kHz codiert. Somit wird für jeden Frame von Daten, die
zu Leitungen 1280 -128511 gespeist werden, eine Folge von
digitalen Abtastwerten vom IFFT 126 auf Leitung 122 mit
einer Abtastrate von etwa fs = 2,048 MHz
(genauer 2,208 MHz) erzeugt.
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Der
Senderteil 118 des Zentralstellenmodems 112 beinhaltet
auch Folgendes: einen Digital-Analog-Wandler (DAC) 130 zum
Umwandeln der Abtastwertefolge von digitalen Abtastwerten in ein
entsprechendes analoges Signal auf Leitung 132 mit der
Rate fs = 2,048 MHz; und einen Bandpassfilter 134,
der mit dem Analogsignal gespeist wird. Der Bandpassfilter 134 hat
ein Passband, das über
den oberen Teil der M Trägerfrequenzen
verläuft,
um nach dem Passieren durch einen herkömmlichen Isolationshybrid 136 auf
dem gemeinsamen Kommunikationsmedium 116 das Downstream-Signal
mit einer Bandbreite zu erzeugen, die sich über den oberen Teil der M Trägerfrequenzen,
hier über
Subkanäle 35 bis 255 erstreckt.
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Das
Fernterminalmodem 114 beinhaltet einen Empfänger-(RX)-Teil 140 mit:
einem Bandpassfilter 142, der über einen Hybrid 143 mit
dem gemeinsamen Kommunikationsmedium 116 gekoppelt ist,
zum Leiten von Signalen in dem Downstream-Signal, das ihm vom Senderteil 118 des
Zentralstellenmodems 112 zugeführt wird. Wie oben erwähnt, verlaufen
die Daten im Downstream-Signal über
den oberen Teil der M Trägerfrequenzen
(d.h. Subkanäle 35 bis 255).
Ein Analog- Digital-Wandler
(ADC) 144 ist zum Umwandeln der vom Bandpassfilter 142 durchgelassenen
Signale in eine Folge von digitalen Daten auf dem Bus 146 vorgesehen.
Die Daten auf dem Bus 146 werden mit der Abtastrate fs erzeugt. Ein Demodulator 148 wird
von der Folge von Datenabtastwerten, die vom Analog-Digital-Wandler 144 auf
dem Bus 146 erzeugt werden, gespeist, um solche digitalen
Signale in solchen Abtastwerten auf dem Bus 146 in den
oberen Teil der Mehrzahl von M Trägerfrequenzen (d.h. in Subkanäle 35 bis 255,
wobei zu verstehen ist, dass nur die Daten in Subkanälen 35 bis 255 von
Interesse sind) zu trennen. Spezieller, der Demodulator 148 beinhaltet
einen TDQ (Time Domain Equalizer)/512-Punkt-FFT (Fast Fourier Transformer) 150 und
einen QAM-Decoder 152, die auf herkömmliche Weise wie gezeigt angeordnet
sind, um idealerweise einen Datenstrom auf der Leitung 154 bereitzustellen,
der dem Datenstrom auf der Leitung 113 entspricht.
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Das
Fernterminalmodem 114 beinhaltet einen Senderteil 160 zum
Verteilen eines zweiten Stroms von Daten, die zum Fernterminalmodem 114 auf
der Leitung 163 gespeist werden, über den unteren Teil der Mehrzahl
M, 4 kHz breit, von Trägerfrequenzen
(d.h. auf den Kanälen 8 bis 31).
Spezieller, der Senderteil 160 beinhaltet einen Modulator 162,
hier zum Empfangen von Daten auf Leitung 163 und zum Verteilen
solcher Daten über
Subkanäle 8 bis 31.
Hier beinhaltet der Modulator 162 einen QAM-(Quadrature
Amplitude Modulator)-Codierer 164 und einen IFFT (Inverse
Fast Fourier Transformator) 166, die wie gezeigt auf herkömmliche
Weise angeordnet sind. Hier ist der IFFT 166 ein 64-Punkt-IFFT.
Somit werden die eingehenden Daten auf Leitung 163 selektiv
vom QAM-Codierer 164 mit der Frame-Rate fr codiert,
hier etwa 4 kHz, und der IFFT 166 erzeugt für jeden
Frame eine Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 170 mit
einer Rate fs/8 = 2(M + 1)fr/8.
Spezieller, die Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 163' wird vom QAM-Codierer 164 auf
die 64 Eingangsleitungen 1680 -16863 des IFFT 166 als eine Folge
von Frames codiert, hier mit einer Frame-Rate von etwa 4 kHz. Somit
wird für
jeden Frame von Daten, die zu Leitungen 1680 -16863 gespeist werden, eine Folge von digitalen
Abtastwerten vom IFFT 166 auf dem Bus 170 mit
einer Rate von etwa fs/8 = 256 kHz erzeugt.
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Der
Senderteil 160 des Fernterminalmodems 114 beinhaltet
auch Folgendes: einen Digital-Analog-Wandler (DAC) 172 zum
Konvertieren der Abtastwertefolge von digitalen Abtastwerten auf
dem Bus 170 in ein entsprechendes Analogsignal auf der
Leitung 174. Ein Tiefpassfilter 176 wird mit dem
Analogsignal gespeist und hat eine Bandbreite, die sich über den
unteren Teil der M Trägerfrequenzen
erstreckt (d.h. von dc bis 128 kHz (d.h. Subkanal 31)),
um nach dem Passieren eines herkömmlichen
Isolationshybrids 143 auf dem gemeinsamen Kommunikationsmedium 116 das
Upstream-Signal mit einer Bandbreite zu erzeugen, die sich über einen
solchen unteren Teil der M Trägerfrequenzen,
hier über
Subkanäle 8 bis 31,
erstreckt.
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Das
Zentralstellenmodem 112 beinhaltet einen Empfängerteil 180 mit:
einem Tiefpassfilter 182, der über den Isolationshybrid 136 mit
dem gemeinsamen Kommunikationsmittel 116 gekoppelt ist,
um Signale im Upstream-Signal durchzulassen, die ihm vom Fernterminalmodem 114 zugeführt werden,
das sich über
den unteren Teil der M Trägerfrequenzen,
hier über
Subkanäle 8 durch 31,
erstreckt. Ein Analog-Digital-Wandler 184 ist zum Konvertieren
des vom Tiefpassfilter 182 durchgelassenen Signals in eine
Folge von digitalen Daten auf dem Bus 186 mit der Abtastrate
fs/8 vorgesehen. Ein Demodulator 188 wird
mit der Folge von Abtastwerten, die vom Analog-Digital-Wandler 184 auf dem
Bus 186 erzeugt werden, gespeist, um die digitalen Daten
in solchen Abtastwerten in den unteren Teil der M Trägerfrequenzen
(d.h. die Daten in Subkanälen 8 bis 31)
in einen Datenstrom auf Leitung 190 zu kombinieren, der
idealerweise dem Datenstrom auf Leitung 163 entspricht.
Der Demodulator 188 beinhaltet hier einen TDQ (Time Domain
Equalizer)/64-Punkt-FFT (Fast Fourier Transformator) 192 und
einen QAM-Decoder 194. Somit trennt der TDQ/FFT 192 die
ihm vom Analog-Digital-Wandler 184 mit einer Rate von fs/8 zugeführten
digitalen Daten in Frames von Daten mit der Frame-Rate von etwa
4 kHz unter den Subkanälen 1 bis 31 (jeweils
auf Leitungen 1950 -19563 ): dabei ist zu verstehen, dass die
Daten von Interesse in Subkanälen 8 bis 31 erscheinen.
Die Daten auf den Leitungen 1945 -19431 werden vom QAM-Codierer 194 kombiniert,
um einen ordnungsgemäß angeordneten
Datenstrom auf Leitung 190 zu erzeugen.
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Es
ist zu bemerken, dass, da sich die für das Upstream-Signal verwendete
Transformationsgröße (d.h. ein
64-Punkt-IFFT) von der für
das Downstream-Signal verwendeten Transformationsgröße (d.h.
ein 512-Punkt-IFFT) unterscheidet, Transformationen in beiden Richtungen
mit derselben Symbolrate erfolgen, so dass der Frequenzabstand der
Mehrträgersignale
upstream (US) und downstream (DS) äquivalent ist. Bei einer festen
Symbolrate beträgt
die Downstream-Abtastrate das 512-fache der Symbolrate und die Upstream-(US)-Abtastrate
beträgt
das 64-fache der Symbolrate. Mit anderen Worten, die Abtastraten
unterscheiden sich um einen Faktor 8 aufgrund der achtfachen Differenz
der Transformationsgröße.
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Spezieller,
ein herkömmlicher
Echokompensator am Zentralstellenmodem 112 besteht aus
einem Transversalfilter mit einem Eingang, der vom Ausgang des IFFT
angesteuert wird, und einem Ausgang, der vom Ausgang des ADC 144 subtrahiert
wird. Die Ausgaberate des Transversalfilters muss um einen Faktor
8 komprimiert werden, bevor sie vom ADC 44 subtrahiert
wird. Dadurch entsteht leider ein Alias-Effekt am Downstream-(DS)-Signalband
von fs/16 bis fs/2
in das Upstream-(US)-Band. Anstatt das Echo zu kompensieren, ist
die Interferenz unter diesen Umständen sogar noch größer. Ebenso
ist auch das Anwenden von Echokompensation auf das Fernterminalmodem
problematisch. In diesem Fall ist die Geschwindigkeit des Transversalfilters
acht Mal langsamer als die des ADC 144 und muss um einen
Faktor 8 expandiert werden. Dies führt dazu, dass Bilder der Echoschätzungen
in das Band zwischen fs/16 und fs/2 fallen und erhebliche Interferenzen verursachen.
Frequenzdomänen-Echokompensationsalgorithmen
sind in dem am 31. Mai 1994 erteilten Patent Nr. 5,317,596 mit dem
Titel „Method
and Apparatus for Echo Cancellation with Discrete Multitone Modulation" beschrieben, ihre
Implementation ist aber relativ komplex.
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Selbst
in einem frequenzmultiplexierten System ist Echokompensation zum
Reduzieren von Nebenkeuleninterferenzen wünschenswert, die über das
Hauptsignalband hinaus gehen. 3 zeigt
die Leistungsspektraldichte (PS D) der Upstream-(US)- und Downstream-(DS)-Signale,
wie sie am Empfänger
des Fernterminalmodems gesehen werden. Im Allgemeinen erzeugen die
Nebenkeulen eines einzelnen Nebenträgers eine PSD, die die Summe
der Sinc-Funktionen ist, um ein Frequenzinkrement verschoben, das
gleich der ADSL-Frame-Rate ist, was größere Nebenkeulenpegel ergibt
als die, die von einem einzelnen Träger erzeugt werden. In 3 ist
die Interferenz des Upstream-(US)-Signals in das Downstream-(DS)-Band offensichtlich. Das
Upstream-(US)-Signal wird durch die Dämpfung des Hybrids und den
US-Sender-Tiefpassfilter (LPF) und den Downstream-(DS)-Empfänger-Bandpassfilter
am Zentralstellenmodem reduziert. Aber trotz der Dämpfung sind
die Nebenkeulen noch groß genug,
um den Signalabstand (SNR) des empfangenen Signals ernsthaft zu
begrenzen und die Datenratenfähigkeit
des Modems zu reduzieren. Wie in 3 gezeigt,
ist der SNR die Differenz der Ordinatenlängen der beiden Kurven. Ein
Weg, die Interferenzen der Nebenkeulen des Echosignals zu minimieren,
besteht darin, ein großes
Schutzband zwischen dem Upstream-(US)-Signal und dem Downstream-(DS)-Signalband
zu induzieren. Dadurch wird jedoch ein erheblicher Teil der Signalbandbreite vergeudet
und die potenzielle Datenrate des Modems wird natürlich ernsthaft
begrenzt.
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Das
US-Patent 5,317,596 beschreibt ein asymmetrisches digitales Kommunikationssystem,
bei dem ein Modem zum Senden eines Downstream-Signals und zum Empfangen
eines Upstream-Signals ein Echokompensationssystem beinhaltet, bei
dem es zu Dezimierung kommt, so dass ein Subtrahierer mit Echosignalabtastwerten
und Abtastwerten eines Upstream-Signals
mit derselben Rate gespeist wird. Es wird auch ein Modem zum Senden
eines Upstream-Signals beschrieben, das ein Echokompensationssystem
mit Interpolation beinhaltet. Das letztere Modem hat einen Subtrahierer,
der mit Abtastwerten vom Echokompensationssystem gespeist wird,
und einen Analog-Digital-Inverter, der das Downstream-Signal in
Abtastwerte konvertiert, die ebenfalls dem Subtrahierer mit derselben
Rate zugeführt
werden wie der Abtastwert vom Echokompensationssystem.
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Die
WO 95/17079 beschreibt ein ähnliches
digitales Kommunikationssystem. Die Mathematik des Betriebs des
im US-Patent 5,317,596 beschriebenen Systems wird von R.C. Younce,
P.J.W. Melsa und S. Kapoor in einem Artikel mit dem Titel „Echo Cancellation
for Asymmetrical Digital Subscriber Lines" auf den Seiten 301 bis 306 in Saving
Humanity Through Communication, Supercomm/ICC, New Orleans, 1.-5.
Mai 1994, International Conference on Communications (ICC), New
York, IEEE, US, Bd. 1, 1. Mai 1994, erörtert.
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Die
vorliegende Erfindung ist in den nachfolgenden Ansprüchen definiert,
auf die nun Bezug genommen werden sollte.
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In
einem die Erfindung ausgestaltenden asymmetrischen digitalen Subscriber-Loop-Modemsystem sendet
ein Modem an einer Zentralstelle Informationen zu einem Modem an
einem Fernterminal auf einem Downstream-Signal mit einer vorbestimmten
Bandbreite, und das Modem am Fernterminal sendet Informationen zum
Modem an der Zentralstelle auf einem Upstream-Signal mit einer Bandbreite,
die geringer ist als die vorbestimmte Bandbreite des Downstream-Signals.
Es werden digitale Abtastwerte des Upstream-Signals im Zentralstellenmodem
erzeugt. Digitale Abtastwerte, die für ein geschätztes Echosignal im Zentralstellenmodem
repräsentativ
sind, werden ebenfalls erzeugt. Die digitalen Abtastwerte des Upstream-Signals
und die für ein
geschätztes
Echosignal repräsentativen
digitalen Abtastwerte werden beide mit derselben Rate einem Subtrahierer
zugeführt,
um Echosignale zu kompensieren, die von dem von der Zentralstelle
gesendeten Signal resultieren.
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Ein
Quellsignal wird beim Produzieren der digitalen Abtastwerte überabgetastet
(d.h. mit einer Rate abgetastet, die höher ist als die Nyquist-Abtastrate),
die in das Upstream-Signal konvertiert werden. Abtastwerte des Downstream-Signals
werden zu einem Echokompensationsfilter im Zentralstellenmodem gespeist. Der
Ausgang des Echokompensationsfilters wird auf eine vorbestimmte
Rate dezimiert. Die Dezimierung beinhaltet Tiefpassfilterung und
Abtastratenkompression. Die Abtastwerte des überabgetasteten Upstream-Signals
werden dezimiert, so dass Abtastwerte mit der vorbestimmten Rate
entstehen. Sowohl die dezimierten Abtastwerte des überabgetasteten
Upstream-Signals
als auch die vom Dezimator erzeugten dezimierten Abtastwerte werden
dem Subtrahierer mit derselben vorbestimmten Rate zugeführt.
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In
den beiliegenden Zeichnungen zeigt:
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1 ein
Blockdiagramm eines Modemsystems gemäß dem Stand der Technik;
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2 ein
Blockdiagramm eines DMT-ADSL-Systems gemäß dem Stand der Technik;
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3 Kurven,
die für
das Verständnis
von Problemen im System von 1 nützlich sind;
und
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4 ein Blockdiagramm eines DMT-ADSL-Systems
gemäß der Erfindung.
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Beschreibung der bevorzugten
Ausgestaltungen
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4 zeigt ein DMT-ADSL-System 110'. System 110' hat, wie System 110 (2),
die Aufgabe, Informationen zwischen einem Modem 112' an einer ersten
Station, hier einer Zentralstelle (CO), und einem Modem 114' an einer zweiten
Station, hier einem Fernterminal (RT), durch ein gemeinsames Kommunikationsmedium
auszutauschen, hier eine Twisted-Pair-Telefonleitung 116.
Das System beinhaltet Folgendes: einen Senderteil 118' an der ersten
Station 112' zum
Verteilen eines ersten Stroms von Daten unter einer Mehrzahl von
M (hier 255) Trägerfrequenzen.
Somit ist, wie beim System 110 in 2, ein Senderteil 118' am Zentralstellenmodem 112' zum Verteilen
eines ersten Stroms von Daten auf Leitung 113 unter einer
Mehrzahl von M (hier 255) Trägerfrequenzen
vorgesehen. Spezieller, der Senderteil 118' des Zentralstellenmodems 112' beinhaltet
einen Modulator 120, hier zum Empfangen von Frames der
Daten auf Leitung 113 und zum Verteilen solcher Daten über den
oberen Teil der Mehrzahl von M Trägerfrequenzen. Hier beinhaltet
der Modulator 120 einen QAM-(Quadrature Amplitude Modulator)-Codierer 124 und
einen IFFT (Inverse Fast Fourier Transformator) 126, die
auf konventionelle Weise wie gezeigt angeordnet sind. Hier ist der
IFFT 126 ein 512-Punkt-IFFT. Somit werden die eingehenden
Daten auf Leitung 113 selektiv vom QAM-Codierer 124 mit
einer Frame-Rate fr von hier etwa 4 kHz codiert, und der IFFT 126 erzeugt
für jeden
Frame eine Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 122 mit
einer Rate fs = 2(M + 1)fr,
wie oben in Verbindung mit 2 beschrieben
wurde.
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Der
Senderteil 118' des
Zentralstellenmodems 112' beinhaltet
auch Folgendes: ein Echokompensationssystem 200; einen
Digital-Analog-Wandler 130 zum Umwandeln der Abtastwertefolge
von digitalen Abtastwerten in ein entsprechendes Analogsignal auf
Leitung 132 nach dem Passieren durch einen Multiplexer 211, der
in Verbindung mit dem Echokompensationssystem 200 beschrieben
wird, mit einer Rate fs; und einen Bandpassfilter 134,
der vom Analogsignal gespeist wird und ein Passband hat, das sich über den
oberen Teil der M Trägerfrequenzen
erstreckt, um nach dem Passieren durch einen konventionellen Isolationshybrid 136 auf
dem gemeinsamen Kommunikationsmedium 116 das Downstream-Signal
mit einer Bandbreite zu erzeugen, die sich über den oberen Teil der M Trägerfrequenzen
erstreckt, hier über
die Subkanäle 35 bis 255,
wie in Verbindung mit 2 oben beschrieben wurde.
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Das
Fernterminalmodem 114' beinhaltet
einen Empfängerteil 140' mit: einem
Bandpassfilter 142, der mit dem gemeinsamen Kommunikationsmedium 116 über einen
Hybrid 143 gekoppelt ist, um Signale im Downstream-Signal
durchzulassen, die ihm vom Senderteil 118' des Zentralstellenmodems 112' zugeführt wurden.
Wie oben erwähnt,
erstrecken sich die Daten im Downstream-Signal über den oberen Teil der M Trägerfrequenzen
(d.h. Subkanäle 35 bis 255).
Ein Analog-Digital-Wandler 144 ist zum Konvertieren der
vom Bandpassfilter 142 durchgelassenen Signale in eine
Folge von digitalen Daten auf dem Bus 146 vorgesehen. Hier
werden die digitalen Signale vom ADC 114 mit einer Rate
Vfs erzeugt, wobei V eine ganze Zahl größer als 1
ist, hier 4. Der Ausgang des ADC 146 wird zu einem Dezimator 145 gespeist.
Der Dezimator 145 erzeugt digitale Abtastwerte mit der
Rate fs (d.h. dezimiert um einen Faktor
V, leistet Tiefpassfilterung und Abtastratenkompression). Der Empfängerteil 140' hat ein Echokompensationssystem 300 (wird
beschrieben) und einen Demodulator 148. Der Demodulator 148 wird
mit der von einem Subtrahierer 315 erzeugten Folge von
Datenabtastwerten mit der Rate fs, die zum
Subtrahieren des Dezimators 145 verwendet wird, und einer
Schätzung
des Sendeechosignals gespeist, das im Sendeechopfad 149 von
Reflexionen auf dem Übertragungsmedium 116 erzeugt
wird, die durch den Hybrid 143 zum Subtrahierer 315 passieren.
Man stellt fest, dass die Daten auf Bus 146 und die Daten
auf Bus 207 vom Kompensator 300 dieselbe Rate
fs haben. Das Downstream-Signal wird, nachdem die vom Echokompensationssystem 300 auf
dem Bus 207 erzeugte Echoschätzung davon subtrahiert wurde,
zum Demodulator 148 gespeist, um die am Ausgang des Subtrahierers 315 erzeugten
digitalen Daten in den oberen Teil der Mehrzahl von M Trägerfrequenzen
zu trennen (d.h. in Subkanäle 1 bis 255,
wobei zu verstehen ist, dass nur die Daten in den Subkanälen 8 bis 255 von
Interesse sind).
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Spezieller,
der Demodulator 148 beinhaltet einen TDQ (Time Domain Equalizer)/512-Punkt-FFT
(Fast Fourier Transformator) 150 und einen QAM-Decoder 152,
die in herkömmlicher
Weise wie gezeigt angeordnet sind, um einen Strom von Daten auf
der Leitung 154 bereitzustellen, der dem Strom von Daten
auf der Leitung 113 entspricht.
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Das
Fernterminalmodem 114' beinhaltet
einen Senderteil 160' zum
Verteilen eines dem Fernterminalmodem 114' auf der Leitung 163 zugeführten zweiten
Stroms von Daten auf dem unteren Teil der Mehrzahl M, 4 kHz breit,
von Trägerfrequenzen.
Spezieller, der Senderteil 160' beinhaltet einen Modulator 162,
hier zum Empfangen der Daten auf Leitung 163 und zum Verteilen
solcher Daten über
Subkanäle 8 bis 31.
Hier beinhaltet der Modulator 162 einen QAM-(Quadrature
Amplitude Modulator)-Codierer 164 und einen IFFT (Inverse Fast
Fourier Transformator) 166, die wie gezeigt auf herkömmliche
Weise angeordnet sind. Der IFFT 166 ist hier ein 64-Punkt-IFFT.
Somit werden die eingehenden Daten auf Leitung 163 selektiv
vom QAM-Codierer 164 mit der Frame-Rate fr,
hier 4 kHz codiert, und der IFFT 166 erzeugt für jeden
Frame eine Folge von digitalen Abtastwerten auf Leitung 170 mit
einer Rate von fs/8. Spezieller, die Folge
von digitalen Abtastwerten auf Leitung 163 wird vom QAM-Codierer 164 auf
die 64 Eingangsleitungen 1680 -16863 des IFFT 166 als eine Folge von
Frames codiert, hier mit einer Frame-Rate von 4 kHz. Somit wird
für jeden
Frame von Daten, die auf Leitungen 1680 -16863 gespeist werden, eine Folge von digitalen
Abtastwerten vom IFFT 166 auf dem Bus 170 mit einer
Rate von fs/8 = 256 kHz erzeugt.
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Hier
wird jedoch, im Gegensatz zum System 110 von 2,
ein digitaler Interpolator 173 mit dem Ausgang des Modulators 162 gekoppelt,
um interpolierte Daten in einen vom Fernterminalmodem 14' verteilten Strom
von Daten zu addieren, um den Imaging-Effekt durch Erhöhen der
Rate, mit der Abtastwerte vom Modulator 162 von der Abtastrate
fs erzeugt werden, auf eine Rate J·(fs/8) zu reduzieren, bevor sie über den
Multiplexer 311, der in Verbindung mit dem Echokompensationssystem 300 beschrieben
wird, wie gezeigt zum DAC 172 und zum Tiefpassfilter 176' geleitet werden.
Spezieller, der Interpolator 173 addiert interpolierte
digitale Abtastwerte zwischen den digitalen Abtastwerten zu den
vom Modulator 162 mit der Rate fs/8
erzeugten Abtastwerten. Man stellt fest, dass eine in den Interpolator 173 integrierte
Tiefpassfilteraktion eine digitale Unterdrückung der tieferfrequenten
Bilder im Interpolator 173 ermöglicht, so dass die übrigen Bilder
leichter und effektiver vom Tiefpassfilter 176 beseitigt
werden können.
So werden die digitalen Abtastwerte vom Interpolator 173 mit
der Rate Jfs/8 erzeugt, wobei J eine ganze
Zahl gleich oder größer als
2 ist. So ist das Überabtastverhältnis J
(d.h. das Verhältnis
zwischen der Rate, mit der Abtastwerte vom Interpolator 173 erzeugt
werden, und der Rate, mit der Abtastwerte zum Interpolator 173 gespeist
werden) des Interpolators 173 die ganze Zahl J. Diese Überabtastung
erhöht
die Abtastrate von fs/8 auf Jfs/8
am DAC 172 und ermöglicht
eine digitale Unterdrückung
der tieferfrequenten Bilder im Interpolator 173, so dass
die übrigen
Bilder vom Tiefpassfilter 176 des analogen Senderteils 160' leichter und
effektiver beseitigt werden können.
Die folgende Tabelle zeigt die Stoppbandfrequenzen für den Tiefpassfilter,
die für
verschiedene gewählte
Interpolationsverhältnisse
J benötigt
werden, und zeigt an, dass die analogen Filteranforderungen für Filter 176 mit
zunehmendem Wert von J progressiv abnehmen. Das Passband des Tiefpassfilters 176 ist
fs/16, so dass mit zunehmender Stoppbandfrequenz
der Formungsfaktor des Filters 176 (d.h. das Verhältnis von
Stoppbandfrequenz zu Passband) zunimmt.
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Das
Zentralstellenmodem 112' beinhaltet
einen Empfängerteil 180' mit: einem
Tiefpassfilter 182 mit einer Bandbreite und einem Stoppband,
hier wie beim Tiefpassfilter 176 (oben beschrieben). Der
Ausgang des Tiefpassfilters 182 wird dem ADC 184 zugeführt. Der
ADC 184 erzeugt hier digitale Abtastwerte mit einer Rate KNfs/8, wobei K das Dezimierungsverhältnis ist,
d.h. das Verhältnis
zwischen der Rate, mit der Daten dem Dezimator 185 zugeführt werden,
und der Rate, mit der der Dezimator 185 Daten erzeugt;
wobei K eine ganze Zahl ist, die gleich oder größer als 2 ist. Die vom ADC 184 mit
der Rate KNfs/8 erzeugten digitalen Abtastwerte werden
um einen Faktor K vom digitalen Dezimator 185 dezimiert.
So werden digitale Abtastwerte vom Dezimator 185 mit einer
Rate (Nfs/8) erzeugt. Die Überabtastung
durch den Analog-Digital-Wandler 184 reduziert den Grad
an Alias-Effekt am ADC 184, weil die Filterung durch den
Dezimator 185 Signale in den Bändern über Nfs/16
dämpft,
die einen Alias-Effekt erfahren, wenn sie vom Dezimator 185 zurück auf eine
Rate von Nfs/8 komprimiert werden. Die Selektivität des analogen
Tiefpassfilters 182 ist je nach der Überabtastung wie in der Tabelle
oben beschrieben erheblich reduziert, die für Filter 182 gilt.
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Der
Ausgang des Dezimators 184 wird von einer Schätzung des
im Sendeechopfad 208 erzeugten Sendeechosignals von Reflexionen
auf dem Übertragungspfad 116 subtrahiert,
die durch den Hybrid 136 zum Subtrahierer 215 passieren.
Man stellt fest, dass die Datenrate am Ausgang des Dezimators 195 Nfs/8 beträgt. Ferner
ist auch die Datenrate am Ausgang des FIR-Filters 204 auf
dem Bus 307 dieselbe Datenrate, Nfs/8.
So sind die Datenraten der an den Subtrahierer 215 angelegten
Daten beide dieselbe Datenrate, Nfs/8. Das Upstream-Signal
wird, nach dem Subtrahieren der vom Echokompensationssystem 200 erzeugten
Echoschätzung, über die
Leitung 118 durch einen Durch-N-Dividieren-Dezimator 193 zum
Demodulator 188 gespeist. Der Dezimator 193 verringert
ferner den Alias-Effekt am ADC 184, weil das Filtern durch
den Dezimator 193 Signale in den Bändern über fs/16
(d.h. Subkanal 31) dämpft,
die einen Alias-Effekt erfahren, wenn sie vom Dezimator 193 zurück auf eine
Rate von fs/8 komprimiert werden. Der Demodulator 188 wird
durch die vom Subtrahierer 215 erzeugte Abtastwertefolge
nach dem Dezimieren durch N im Dezimator 193 erzeugt. Man stellt
fest, dass der Dezimator 193 mit Abtastwerten vom Subtrahierer 215 mit
der Abtastrate N(fs/8) des ersten Dezimators 185 gespeist
wird und Ausgangsabtastwerte mit einer niedrigeren Abtastrate von
fs/8 erzeugt. Die vom Dezimator 193 erzeugten
Abtastwerte werden nach dem Passieren durch den Subtrahierer 215 mit
der niedrigeren Abtastrate von fs/8 zum
Demodulator 188 gespeist und werden in Abtastwerte im unteren
Teil der M Trägerfrequenzen
(d.h. die Daten in Subkanälen 8 bis 31)
in einen Datenstrom auf der Leitung 190 konvertiert, der
dem Datenstrom auf Leitung 163 entspricht. Hier beinhaltet
der Demodulator 188 den TDQ/64-Punkt-FFT (Fast Fourier
Transformator) 192 und den QAM-Decoder 194. Somit
trennt der TDQ/FFT 192 die ihm vom Dezimator 193 mit
der Rate fs/8 zugeführten digitalen Daten in Frames
von Daten mit der Frame-Rate von 4 kHz unter den Subkanälen 1 bis 31 (jeweils
auf den Leitungen 1940 -19463 ); dabei ist zu verstehen, dass die
Daten von Interesse in Subkanälen 8 bis 31 erscheinen.
Die Daten auf Leitungen 1948 -19431 werden vom QAM-Decoder zum Erzeugen
eines ordnungsgemäß angeordneten
Stroms von Daten auf Leitung 190 kombiniert.
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Mit
nun ausführlicherer
Bezugnahme auf das Echokompensationssystem 200 wird zunächst festgestellt,
dass das System 110' Mehrraten-Signalbearbeitungstechniken
anwendet (d.h. die Datenrate in das Kompensationssystem 200,
hier Rate fs, unterscheidet sich von der
Rate, mit der Daten am Ausgang des Kompensationssystems 200 erzeugt
werden, hier Rate Nfs/8). Ferner arbeiten
der Sende- und der Empfangspfad mit den oben beschriebenen Überabtastungstechniken
(d.h. der ADC 184 tastet mit einer Rate [KN/8]fs ab, die höher ist als die Nyquist-Abtastrate
von fs/8). Durch diese Überabtastung werden Alias-
und Imaging-Probleme erheblich reduziert, die zu Interferenzen zwischen
dem Upstream- und dem Downstream-Signalempfang sowohl am Fernterminalmodem
als auch am Zentralstellenmodem führen. Das Mehrraten-Echokompensationssystem 200 beinhaltet
einen programmierbaren Transversalfilter (FIR) 204, der
als Echokompensator dient. Die Koeffizienten oder Abgriffbewertungen
des FIR 204 werden von einem Bewertungs-Update-Rechenmodul 206 auf
Leitung 205 erzeugt und vom Bewertungs-Update-Rechenmodul 206 eingestellt.
Diese Koeffizienten sind Schätzungen
von Abtastwerten des Impulsansprechverhaltens des Sendeechopfades 208 (d.h.
das Impulsansprechverhalten, im Hinblick auf Reflexionen oder Echos
geschätzt,
die vom gesendeten Downstream-Signal erzeugt werden, das am Eingang
zum Subtrahierer 215 erscheint). Der Ausgang des FIR 204 steuert
den Eingang eines Dezimators 202 an, der die Rate fs des
Downstream-Zeitdomänensignals
nach dem Passieren durch EC FIR 204 (d.h. das Signal auf
Leitung 203) um einen Faktor 8/(N) dezimiert, so dass eine
Rate Nfs/8 auf Leitung 207 erzielt
wird. Die vom Dezimator 202 bewirkte Filterung dämpft Signale
in den Bändern über fs/16 (d.h. Kanal 31), die Alias-Effekte
erfahren, wenn sie vom Dezimator 202 zurück auf eine Rate
von fs/8 komprimiert werden. Der Ausgang
des Dezimators 202 (d.h. das Signal auf Leitung 207)
ist eine Echoschätzung,
die vom Empfangssignalpfad subtrahiert wird, d.h. das Signal auf
Leitung 214 (d.h. der Ausgang von Dezimator 185),
um das tatsächliche
Echo auf dem Sendeechopfad 208 zu beseitigen. Das auf Leitung 218 vom
Subtrahierer 215 erzeugte Differenzsignal (d.h. die Differenz
zwischen dem Signal auf Leitung 207 und dem Signal auf
Leitung 214) wird bei Bedarf um einen Faktor N im Dezimator 193 (gestrichelt
dargestellt) dezimiert und dann durch einen TDQ (Time-Domain-Equalizer)/FFT 192 geleitet,
wo er mit einer 64-Punkt-Transformation Fast-Fourier-transformiert wird. Es wird
angemerkt, dass N gleich oder kleiner als 8 ist. (Wenn N gleich
8 ist, dann wird der Dezimator 202 nicht benötigt und
der FIR wird direkt zum Eingang des Subtrahierers 215 gespeist.)
Wenn in 3 ein Dezimierungsverhältnis für den Dezimator 193 gleich
eins ist, durch geeignete Werte von N, dann ist zu verstehen, dass
der Dezimator 193 nicht verwendet wird. Der Ausgang des
TDQ/FFT 192 wird wie gezeigt dem QAM-Decoder 194 zugeführt.
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An
der Zentralstelle 112' ist
es wichtig, dass das Echokompensationssystem 200 das Downstream-Signal
vom Upstream-Empfangspfad über
das Frequenzband 0 bis fr/16 oder größer kompensiert.
Dazu ist es notwendig, eine Echoschätzung mit einer Rate von fs/8 oder höher zu erzeugen. Es ist notwendig,
die Rate der Echoschätzung
auf die Rate des empfangenen Signalpfads abzustimmen, um Imaging-
oder Alias-Effekte zu vermeiden. Um dies zu erzielen, wird ein Dezimator 202 dem
Echokompensations-FIR 204 vorgeschaltet.
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Eine
Bewertungs-Update-(WUD)-Berechnung erfolgt in einem anfänglichen
Trainingsmodus. Während
des Trainings koppelt der Multiplexer 211 den Ausgang des
Bewertungs-Update-Rechenmoduls 206 mit dem
FIR 204. So ist in 3 der Multiplexer 211 um
das Bewertungs-Update-Rechenmodul 206 herum angezeigt,
damit er den Dezimator 202 und FIR 204 und DAC 130 selbst
während
des Trainings ansteuern kann. Typischerweise wird in diesem Zusammenhang
ein Zeitdomänen-Algorithmus für die Bewertungs-Update-Berechnung
verwendet, wie z.B. LMS-(Least Mean Squared)- oder RLS-(Recursive
Least Square)-Algorithmen, die in „Adaptive Filter Theory" von S. Haykin beschrieben
sind, herausgegeben von Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ 1986.
Die Bewertungs-Update-Berechnung
muss für
beide diese in 4 gezeigten Algorithmen
auf das Fehlersignal auf Leitung 218 zugreifen.
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Das
Fernterminalmodem 114' verwendet
ebenfalls Mehrraten-Echokompensation. Der Sende-IFFT im IFFT 166 erfolgt
mit einer Transformationsgröße von 64
Punkten, und der darauf folgende Interpolator 173 interpoliert
mit einem Faktor von J. Das Produkt J muss gleich 8 sein, so dass
die Rate des Echokompensations-FIR 304 des Echokompensationssystems 300 auf
die Eingangsrate des TDQ/FFT 152 abgestimmt ist.
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Während des
Trainings steuert das Bewertungs-Update-Rechenmodul 306 den Eingang
zum Echokompensations-FIR 304 und DAC 172 auf
Leitung 340 durch den Multiplexer 311 direkt an
und versorgt den FIR 304 auch mit Koeffizienten auf Leitung 305 und
beobachtet das vom Subtrahierer 315 auf Leitung 318 erzeugte
resultierende Fehlersignal. Das Bewertungs-Update-Rechenmodul 306 berechnet
dann die Echokompensationsbewertungen auf Leitung 305 mit
einem LMS- oder
RLS-Algorithmus. Am Fernterminal 114' müssen die Nebenkeulen über das
Downstream-Band von 0 bis fs/2 kompensiert
werden, daher muss das Echokompensationssystem 300 eine
Ausgangsabtastrate von fs haben, um das Nyquist-Theorem zu erfüllen. Dies erfolgt mit dem
Interpolator 173, der Interpolation leistet, um die Datenrate
zum Echokompensations-FIR 304 auf die empfangene Signalpfadrate
von fs abzustimmen.
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Ein
weiterer Aspekt der Echokompensation ist Symbolzeit-Alignment. Am
Fernterminalmodem wird das Upstream-Signal-Frame-Timing auf das
zurückgewonnene
Downstream-Frame-Timing aufgeschaltet. Ein Versatz wird zwischen
den Downstream- und den Upstream-Signal-Frames am Fernterminal eingestellt,
um das Echosignal vor der Echokompensation zu minimieren. Dieser
Versatz wird während
der Initialisierung durch erschöpfende
Suche über
alle möglichen
Versatzwerte von 0 bis 511 und Wählen
des Wertes bestimmt, der das Echosignal am Downstream-Empfänger minimiert.
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Es
ist zu bemerken, dass Fourier-Transformationen und Inverse-Fourier-Transformationen,
die von den Bewertungs-Update-Rechenmodulen 206 und 204 ausgeführt werden,
mit Hilfe von TDQ/FFT 192, IFFT 126 und TDQ/FFT
150 bzw. IFFT 166 auf zeitlich verzahnter (Time Shared)
Basis ausgeführt
werden können.
