DE69822459T2

DE69822459T2 - Photodiodenanordnung

Info

Publication number: DE69822459T2
Application number: DE69822459T
Authority: DE
Inventors: Hubert Kuderer
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 1998-09-10
Filing date: 1998-09-10
Publication date: 2005-01-20
Anticipated expiration: 2018-09-11
Also published as: EP0986250A1; EP0986250B1; US6326603B1; DE69822459D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Photodiodenanordnung in Übereinstimmung mit dem charakterisierenden Teil des Anspruchs 1. Solch eine Photodiodenanordnung wird z. B. verwendet zum Messen des Absorptionsspektrums einer Probensubstanz, um daraus Information abzuleiten bezüglich der chemischen Zusammensetzung der Probe und den Mengen der einzelnen Bestandteile in der Probe.
Eine Photodiodenanordnung dieser Art ist in der Technik bekannt durch das Europäische Patent EP 0 519 105 B1 . Diese konventionelle Photodiodenanordnung kann in einem Flüssigkeitschromatographen verwendet werden zum Analysieren der Substanzen, die der chromatographischen Säule entweichen. Sie weist eine Lichtquelle auf, welche ein breites Spektrum an ultravioletter und sichtbarer Strahlung ausgibt, sowie ein optisches System zum Fokussieren des Strahls in eine Probenzelle durch welche die zu analysierenden Probensubstanzen fließen. Abhängig von den spezifischen Substanzen, welche durch die Zelle fließen, absorbiert die Probe bestimmte charakteristische Spektralanteile der Strahlung, welche in die Probenzelle eindringt, so dass die Spektralkomposition der Strahlung, welche die Zelle verlässt, ein Indiz für die Probensubstanzen ist.
In einem solchen Spektrometer wird das Strahlungsspektrum, welches die Probenzelle verlässt, extrahiert unter Verwendung eines Diffraktionsgitters in dem optischen Pfad hinter der Zelle. Das Diftraktionsgitter richtet die Lichtstrahlen differierender Wellenlängen in unterschiedliche Richtungen. Eine lineare Photodiodenanordnung ist dazu angepasst, das durch das Gitter gebrochene Licht zu empfangen. Jede Diode empfängt hierbei Licht, das einem unterschiedlichen Wellenlängenbereich entspricht. Die elektrischen Signale, welche in jeder Photodiode durch das einfallende Licht produziert werden, werden durch einen Lese-Schaltkreis ausgelesen und in digitale Datenwerte umgewandelt, welche die Intensität des auf die jeweilige Diode einfallenden Lichts repräsentieren. Diese Datenwerte werden dann angezeigt als eine Wellenlängenfunktion in jeder passenden Weise, zum Beispiel auf einem CRT Bildschirm.
Die Photodiodenanordnung ist eine Halbleitervorrichtung und weist eine Vielzahl von photosensitiven Elementen auf, welche über elektronische Schalter mit einer gemeinsamen Ausgabeleitung verbunden sind, z. B. einer Video-Leitung, welche ihrerseits mit einem Ladungsverstärker verbunden ist. Jedes photosensitive Element hat einen zugeordneten Kompensator, welcher die Verbindungskapazität der Photodioden darstellt. Die Kombination eines photosensitiven Elements und zugeordneten Kompensators wird auch als „Photozelle" bezeichnet.
Licht, welches auf das photosensitive Material trifft, generiert Ladungsträger, welche diese Kompensatoren entladen. Die Kompensatoren der Photozellen werden anfänglich geladen bis zu einem vorgegebenen Wert und werden dann entladen durch den Photostrom, welcher durch die Photozellen generiert wird, wenn Licht auf sie einwirkt. Die Ladungsmenge, welche benötigt wird zum erneuten Laden der Kompensatoren auf ihre ursprünglichen Werte verursacht eine Spannungsänderung an der Ausgabe des Ladungsverstärkers, ein Signal, welches die Lichtintensität an der Photodiode anzeigt.
Eine Photodiodenanordnung weist eine Vielzahl von Photozellen auf, jede generiert diese Ausgabesignale, welche dann sequentiell verarbeitet werden. Die Photodiodenanordnung arbeitet im Allgemeinen in einem integrierenden Modus (selbst scannende und zufällig zugängliche Photodiodenanordnungen). Die Verteilung der Ausgabesignale über die Zeit ist verbunden mit dem Problem spektraler Verformung. Insbesondere für Spektralphotometer, welche verwendet werden zum Detektieren von Probensubstanzen, welche aus der Flüssigkeitschromatograhpensäule entweichen, ändert sich die zu analysierende Probe als eine Zeitfunktion. Da die Signale aus den individuellen Photozellen sequentiell verarbeitet werden, werden die Ausgabesignale, welche durch Lichtstrahlen unterschiedlicher, gleichzeitig auf die Photodioden treffender Wellenlängen verursacht werden, in zeitlich aufgeteilter Weise verarbeitet.
Ein weiteres Problem ist, dass ein einzelner A/D Umwandler normalerweise verwendet wird zum sequentiellen Umwandeln individueller Photodioden der Photodiodenanordnung. Da die Zahl von Photodioden im Allgemeinen sehr groß ist, d. h. 1024 Photodioden, muss die Umwandlungsrate des A/D Umwandlers sehr hoch sein, z. B. um 100 kHz, zum Sicherstellen hoher Messgenauigkeit. Solche A/D Umwandler sind eher komplex und teuer.
Daher ist eine parallele Photodiodenanordnung in Übereinstimmung mit EP 0 519105 vorteilhaft. Die Signale jedes Kanals, der seinen eigenen Umwandler hat, werden simultan generiert. Für jeden einzelnen Kanal können einfachere A/D Umwandler verwendet werden, und die Messgenauigkeit für zeitvariable Probenkonzentrationen wird verbessert.
Die Verwendung einer Photodiodenanordnung des Ladungsausgleichstyps ist vorteilhaft zum Verbessern der Integration der Photodiodenanordnung, z.B. auf einem einzelnen Silikonchip. Diese Art von Photodiodenanordnung verwendet einen Integratorschaltkreis zum Akkumulieren der Ladung, welche durch den Photostrom geliefert wird und entfernt die Ladung, welche innerhalb eines bestimmten Zeitintervalls in definierten Ladungspaketen angesammelt wurde unter Verwendung eines schaltbaren Ladekompensators. Die Frequenz von Ladungslagerung, welche erforderlich ist, um das System in Balance zu halten, ist proportional zu dem Photostrom, welcher durch die individuelle Photodiode generiert wird. Jede Photodiode ist verbunden mit dem Summenknoten eines Integrators, welcher die Ladung kontinuierlich akkumuliert in Übereinstimmung mit dem Photostrom zum Ausführen der A/D Umwandlung. Das Ausgabesignal des Integrators wird periodisch verglichen mit einem vorgegebenen Signalniveau, d.h. durch einen passenden Komparator, und als Antwort auf diese Vergleiche, werden Spannungslagerungen ausgeführt an und/oder von dem Integrator zum Halten der Ausgabesignale auf einem vorgegebenen Niveau. Die Anzahl solcher Lagerungen ist gezählt, d.h. durch einen logischen Zähler während eines vorgegebenen Zeitintervalls. Die ermittelte Anzahl ist ein digitales Signal, das den tatsächlichen Photostrom darstellt. Dieser Integratorschaltkreis weist im Allgemeinen einen operationellen Verstärker auf. Dies verursacht Probleme im Zusammenhang mit der Eingabe-Offset-Spannung und dem Eingabe-Offset-Drift dieses operationellen Verstärkers. Die Eingabe-Offset-Spannung resultiert aus dem Schaltkreisdesign, zufälligem Offset und von Unstimmigkeiten auf dem Silikonchip. Zusätzliche Probleme werden verursacht durch Rauschen, z.B. sogenanntes Flickerrauschen und thermales Rauschen, was mit der Eingangsstufe des operationellen Verstärkers assoziiert ist. Ein spezielles Problem bezüglich dieser Rauschperformance ist mit der Tatsache verbunden, dass das Rauschverhalten nicht über das ganze Frequenzspektrum gleich verteilt ist. Das Flickerrauschen ändert sich bei 1/f-. Dadurch ist der Rauschbeitrag bei niedrigeren Signalfrequenzen besonders hoch.
In einer vorteilhaften Ausführung weist die Photodiodenanordnung des Ladungsausgleichstyps C-MOS-Technologie auf zum Reduzieren des Spannungsgewinns des operationellen Verstärkers und erhöht den Einfluss einer Input-Offset-Spannung.
Das Flickerrauschen eines MOSFET Schaltkreises könnte verbessert werden durch Erhöhen der Größe des Torbereichs des MOSFETs. Die thermale Rauschperformance hängt hauptsächlich von der Leitfähigkeit des Eingabe-MOSFET's des Schaltkreises ab, der wiederum von dem Verhältnis der Kanalweite zu Kanallänge abhängt. Als Konsequenz daraus ist eine Vergrößerung des Torbereichs wünschenswert zum Verbessern der Rauschperformance, aber ist assoziiert mit vergrößertem Raum und daher Energieanforderung. Dies ist in Konflikt mit Versuchen, immer höher integrierte Chips zu entwickeln.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, die Messgenauigkeit einer Photodiodenanordnung eines Ladungsausgleichstyps zu verbessern. Es ist insbesondere eine Aufgabe der Erfindung, die Rauschperformance einer Photodiodenanordnung eines Ladungsausgleichstyps zu verbessern durch Vermeiden der Nachteile der bekannten Technik. Die Rauschperformance der Photodiodenanordnung sollte daher besonders verbessert werden in Bezug auf die Niedrigfrequenzcharakteristika. Es ist auch eine Aufgabe der Erfindung, den Einfluss von Offset-Spannungen auf dem gewünschten Signal zu unterdrücken oder zumindest zu reduzieren.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Photodiodenanordnung des Typs wie in dem einleitenden Teil des Anspruchs 1 beschrieben in einer Photodiodenanordnung mit den da gekennzeichneten Merkmalen.
Das Basisprinzip der Erfindung ist die Schaffung einer Photodiodenanordnung des Ladungsausgleichstyps, welche eine Signalfehlerkompensation aufweist oder zumindest eine Rauschreduzierung z.B. eine Flicker- und/oder Thermalrauschreduzierung durch Einfügen eines Kompensationsschaltkreises unter Verwendung eines Verfahrens, das als korrelierendes Double-Sampling bekannt ist. Die Grundidee dieses Verfahrens ist die Fehlerkomponente eines gewünschten Signals in einem ersten Schritt zu messen und zu speichern und, in einem zweiten Schritt, diesen gespeicherten Wert zu verwenden für das Überlagern zum Kompensieren dieses Fehlerbeitrags in dem gewünschten Signal. In Bezug auf die Photodiodenanordnung des Ladungsausgleichstyps ist das Problem, dass das gewünschte Signal keine Spannung ist, sondern eher eine Ladungsmenge. Dies verursacht das Problem, den Fehlerbeitrag zu kompensieren ohne eine signifikante Ladungsbewegung, welche neue oder andere Fehlerbeiträge verursacht. Der Kompensationsschaltkreis weist daher einen Kompensationskondensator auf, welcher in einem ersten Schritt geladen wird bis zu einer Ladungsmenge, welche einer Fehlerspannung entspricht, die durch die Signalfehlerkomponente verursacht ist.
Der Hauptvorteil dieses Photodiodenanordnungsschaltkreises ist eine enorme Verbesserung in der Messgenauigkeit ohne eine bedeutende Zunahme in Bezug auf Raum- oder Energiebedarf.
Es ist nützlich, wenn keine zusätzlichen Schaltkreise benötigt werden zum Kontrollieren des Kompensatorschaltkreises. Nach Anspruch 2 ist es vorteilhaft, die Kontrolle des Ladeschaltkreises und des Kompensationsschaltkreises zu synchronisieren. Gegen Ende sind die Lösch- und Ladeperiode des Ladungsbalanceverfahrens synchronisiert mit der Kalibrierungs- und Kompensationsperiode des Kompensationsschaltkreises.
In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung weist der Kompensationsschaltkreis einen Kompensationskondensator auf, der mit drei Schaltern verbunden ist. Dies ist ausreichend zum Realisieren einer Kalibrierung des Kompensationsschaltkreises und der Kompensation selbst. Die Kontrolle dieser Schalter ist synchronisiert mit der Kontrolle der Schalter des Ladeschaltkreises.
In einer weiteren Verbesserung dieser Ausführung ist der Kompensationsschaltkreis verbunden mit einem nicht-invertierenden Eingang eines operationellen Verstärkers dieses Integratorschaltkreises. Dies hat den Vorteil, dass eine Referenzspannung, welche gewöhnlich verbunden ist mit diesem nicht-invertierenden Eingang, in Bezug auf den tatsächlichen Beitrag zu dem tatsächlichen gewünschten Signal modifiziert wird.
In Übereinstimmung mit Anspruch 6 kontrolliert ein vorteilhafter Kontrollalgorithmus die synchronisierte Kalibrierung des Kompensationsschaltkreises und folglich der Fehlerkompensation.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführung der Erfindung ist der Kompensationsschaltkreis selbst regulierend. Dies bedeuted, dass der Kompensationsschaltkreis permanent kalibriert wird. Dies ist wichtig für zeitlich wechselnde gewünschte Signale, auch in Bezug auf zeitlich wechselnde Rauschsignale. Zum Beispiel ist das thermale Rauschen im Allgemeinen nicht konstant. Es ist daher wichtig, die fehlerbezogene Spannung, die durch den Kompensationskondensator geliefert wird, konstant anzupassen. Gemäß der Erfindung ist es ausreichend, nur den Ladungsunterschied zu modifizieren, welcher durch den tatsächlichen Wechsel im Fehlerbeitrag verursacht wird. Es ist daher nicht erforderlich, bedeutende Ladungsmengen von dem Ladungsausgleichssystem zu entfernen, was neue Fehler verursachen würde.
In einer weiteren Verbesserung in dieser Ausführung weisen die Schalter CMOS-Technologie auf zum Erleichtern der Anordnung der gesamten Photodiodenanordnung auf einem einzigen Chip.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Eine Ausführung der Erfindung wird mit Bezug auf die Zeichnungen detaillierter erklärt:
1 zeigt ein schematisches Diagramm eines Photodiodenanordnungsspektrometers mit einer Photodiodenanordnung nach der Erfindung,
2 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm, das einen Kanal einer Photodiodenanordnung des Ladungsausgleichstyps mit einem Kompensationsschaltkreis darstellt,
3 zeigt ein Detail des Kompensationsschaltkreises während einer sogenannten „Kalibrierungsperiode" und
4 zeigt ein Detail des Kompensationsschaltkreises während einer sogenannten „Kompensationsperiode".
BESCHREIBUNG DER VORTEILHAFTEN AUSFÜHRUNG
1 zeigt schematisch eine Photodiodenanordnung zum Messen der Absorption eines mehrfarbigen Strahls von ultravioletter und/oder sichtbarer Strahlung durch eine zu analysierende Probe.
Das Spektrometer weist eine Lichtquelle 1 auf, z. B. eine Deuterium-Lampe, welche einen Lichtstrahl 2 von mehrfarbiger Strahlung ausgibt. In Übereinstimmung mit der Erfindung kann die Lichtquelle 1 auch eine Blitzlicht-Lampe sein. Der Lichtstrahl 2 wird durch eine Linse 3 in eine Probenzelle 5 fokussiert. Das Linsensystem 3 ist vorzugsweise ein achromatisches System, um sicherzustellen, dass Strahlen unterschiedlicher Wellenlänge im Wesentlichen denselben Fokalpunkt haben. Eine Blende 4 erlaubt die Unterbrechung des Lichtstrahls 2 zum Messen des dunklen Signals an den Photodioden der Photodiodenanordnung 11. Während des tatsächlichen Messprozesses mit dem Strahl 2, der durch die Probenzelle 5 passiert, werden das dunkle Signal und andere Offset-Signale von den gemessenen Werten subrahiert, um Messfehler zu kompensieren.
Die Probenzelle 5 kann einen Einlass und einen Auslass aufweisen durch welche eine zu analysierende Probenflüssigkeit kontinuierlich fließt. Ein Spektrometer dieser Art wird in Flüssigkeitschromatographen verwendet, welche mit chromatographischen Trennsäulen verbunden sind, aus denen kontinuierlich Probensubstanzen entweichen.
Die mehrfarbige Strahlung, welche in die Probenzelle 5 eindringt, wird teilweise absorbiert durch die Substanz in der Zelle. Abhängig von den Probensubstanzen werden Strahlen gewisser Wellenlänge stärker absorbiert als Strahlen anderer Wellenlängen. Der Strahl, der die Zelle 5 verlässt , hat daher eine andere Spektralkomposition als der Lichtstrahl 2, der in die Zelle 5 eindringt. Das resultierende Spektrum weist dabei Informationen auf über die Art und die Menge von Substanzen in der Zelle 5.
Der Strahl, der die Zelle 5 verlässt, trifft auf ein holographisches Diffraktionsgitter 10, welches das Licht dispergiert in Abhängigkeit von den verschiedenen Wellenlängen in dem einfallenden Strahl. Die räumlich getrennten Lichtstrahlen von dem Gitter 10 treffen auf eine Photodiodenanordnung 11, welche aus einer Vielzahl von individuellen Lichtsensitiven Dioden besteht, welche durch Licht unempfindliche Räume getrennt sind. Jede der Photodioden fängt einen spezifischen Spektralanteil der gebrochenen Strahlung.
Die Photodiodenanordnung 11 ist verbunden mit einem Leseschaltkreis 20 zum kontinuierlichen Auslesen von elektrischen Signalen von den Photodioden, wobei diese Signale die Intensität des Lichts angeben, welches auf die Photodioden trifft. Die elektrischen Signale, die aus der Photodiodenanordnung 11 ausgelesen werden, werden dann in einer Signalverarbeitungseinheit 21 weiter verarbeitet. Der Betrieb des Leseschaltkreises 20 und der Signalverarbeitungseinheit 21 wird durch einen Controller 23 kontrolliert, der auch Displaymittel 22 kontrolliert zum Anzeigen eines Spektrums der analysierten Probe.
Wie in 2 gezeigt, ist eine Photodiode rückwärts gerichtet und agiert als eine Stromquelle, die einen Photostrom I_ph liefert. Der Photostrom I_ph fließt, wenn Licht auf die Photodioden trifft und einen Wert hat, der proportional zu dem einfallenden Lichtniveau ist. Die Photodiode ist verbunden mit einem Summenknoten 25 eines Integratorschaltkreises 26 mit einem operationellen Verstärker 27 und einem Kondensator C_int in seiner Feedback-Schleife. Die Vorspannung der Photodiode ist gegeben durch die Spannung V_sum, die durch den invertierenden Eingang des operationellen Verstärkers 27 geliefert wird. Ein Ladeschaltkreis 30 weist einen schaltbaren Ladekondensator C_d auf, der kontrolliert wird durch einen logischen Schaltkreis 31. Ein Komparatorschaltkreis 32 ist verbunden zwischen dem Ausgang des Integratorschaltkreises 26 und dem Logik-Schaltkreis 31. Die Ladungspakete des Ladekondensators C_d, die benötigt wurden, das System in Balance zu halten, werden durch einen digitalen Zähler (nicht gezeigt) gezählt. Das digitale Ausgabesignal des Zählers zeigt die auf die Photodiode treffende Lichtintensität an. Der oben beschriebene Typ der Photodiodenanordnung 11 wird „Ladungsausgleichstyp" genannt.
Die Ausführung der unten beschriebenen Erfindung weist zusätzlich einen Kompensationsschaltkreis 33 auf, der mit dem Summenknoten 25 des Integratorschaltkreises 26 verbunden ist. Dieser Kompensationsschaltkreis 33 weist einen schaltbaren Kompensationskondensator C_comp auf. Der Kompensationskondensator C_comp ist schaltbar über eine Anordnung von drei Schaltern S_a, S_b und S_c. In einer vorteilhaften Ausführung weisen die Schalter S_a, S_b und S_c auch passende MOSFETs auf. Die gesamte Photodiodenanordnung 11 kann daher als ein Silikonchip ausgeführt sein, so hoch wie möglich integriert.
Auf Grund der Verwendung eines operationellen Verstärkers 27, der auch in CMOS Technologie ausgeführt ist, ist das gewünschte Signal durch Offset- und Rauschkomponenten gestört, welche aus dem Chip-Design resultieren oder unvermeidbaren Toleranzen oder Drift-Effekten. MOS-Vorrichtungen werden insbesondere beeinflusst durch Offset-Spannungen genauso wie durch Flicker- und thermalem Rauschen.
Der Kompensationsschaltkreis 33 erlaubt die Kompensation der ungewünschten Signalfehler unter Verwendung eines korrelierenden doppelten Probenverfahrens, welches in Verbindung mit den 3 und 4 zu sehen ist, die die Schritte des doppelten Probenverfahrens illustrieren:

1. Kalibrierung und
2. Kompensation.

Diese beiden Schritte werden synchronisiert mit den beiden Schritte des Ladungsausgleichsverfahrens, den sogenannten Lösch- und Ladephasen, wie unten zu sehen sein wird.
Das ganze Verfahren wird überlagert durch einen Photostrom I_ph, der permanent in C_int fließt. Dies verursacht eine permanente Integration durch den Integratorschaltkreis 26.
In einem ersten Schritt, der sogenannten „Löschphase", wird der Ladekondensator C_dump entladen durch den geschlosssenen Schalter S₁, wie in 3 zu sehen ist. Die Bezeichnung „Löschphase" bedeutet das Löschen des Kondensators C_dump. In dieser Phase wird der Schalter Sa geschlossen wie es der Schalter Sc ist. Die Spannung V_c über den Kompensationskondenator C_comp ist daher in Reihe mit der Referenzspannung V_ref an dem nicht-invertierenden Eingang des operationellen Verstärkers 27. Dies bedeutet, dass der Kompensationskondensator C_comp geladen wird bis eine Lademenge erreicht ist, welche exakt die Spannungsdifferenz zwischen V_su _m und V_ref liefert. Um die Kalibrierung der Photodiodenanordnung 11 sicherzustellen, ist die Referenzspannung Vref gleich einem gewünschten Signal. Die Differenzspannung V_c, welche durch den Kompensationskondensator C_comp geliefert wird, ist daher äquivalent einer Fehlerspannung, welche durch die Offset- und Rauschsignalfehlerkomponenten verursacht wird. Der Kompensationsschaltkreis 33 ist nun kalibriert. Der Kalibrierungsschritt ist daher äquivalent zu der Löschphase.
Der Kompensationsschritt, äquivalent der Ladephase des Ladungsausgleichsverfahrens, folgt dann zum Sicherstellen einer Messung mit verbesserter Messqualität und/oder -genauigkeit.
Während dieser sogenannten Ladephase wird der Ladekondensator geladen bis zu einem Betrag, der der Summenspannung V_sum entspricht durch Schließen des Schalters S₁ und Öffnen des Schalters S₂. Wie unten beschrieben ist die Anzahl von benötigten Ladungslagern eine Messung des Lichts, das auf die Photodiodenanordnung trifft.
Zu diesem Zeitpunkt wird der Betrag V_sum korrigiert, da, innerhalb des Kompensationsschaltkreises 33, die Schalter S_a und S_c geöffnet werden, während der Schalter S_b geschlossen ist. Die Summenspannung V_sum resultiert dabei aus der folgenden Gleichung: Vsum = Vref – Vc
Dies bedeutet, dass die Referenzspannung Vref kalibriert ist durch die Kompensationsspannung V_c, wobei die Kompensationsspannung V_c dem Fehlerbeitrag an das gewünschte Signal entspricht. Eine kompensierte Spannung V_sum wird daher verwendet in dem Ladungsausgleichsverfahren zum Erreichen eines digitalisierten Betrags, der der Lichtintensität entspricht, die auf die Photodiodenanordnung trifft. Der Fehlerbeitrag wird erfolgreich kompensiert.
Eine neue Löschphase mit einer neuen Kalibrierungsperiode für den Kompensationschaltkreis beginnt dann. Es ist dabei ausreichend, die Ladung des Kompensationskondensators zu ändern, nur durch einen differentialen Betrag, der der Signaländerung entspricht, z. B. einer Fehlerbeitragsänderung. Dies ist der Fall, da es keine Notwendigkeit gibt für eine signifikante Ladungsbewegung in dem aktiven Messsystem. Es gibt daher keine zusätzlichen Fehler, die durch den Spannungs-/Ladungstransfer verursacht werden, die in Verbindung stehen mit dem Fehler-Spannungsbeitragsausgleich innerhalb eines Ladungsausgleichssystems.
Als Konsequenz daraus ist der Ladungsausgleich immer nahezu perfekt Fehler-kompensiert. Nur beim ersten Auftreten von Signaländerung ist ein kleiner nicht-kompensierter Fehlerbeitrag möglich, da der Kompensationsschaltkreis 33 re-kalibriert werden muss zum passenden Modifizieren der Referenzspannung Vref. Dies bedeutet, dass der Fehlerausgleich nach der Erfindung insbesondere effizient ist in diesem niedrigeren Frequenzbereich, da die Signaländerung in diesem Bereich reduziert ist. Dies ist in der Tat ein bedeutender Vorteil der Erfindung, da eine bedeutende Komponente des Flickerrauschens ein 1/f-Rauschen ist. Daher gibt es keinen Bedarf für besonderen Fehlerausgleich, z. B. Rauschreduzierung, in dem Niedrig-Frequenz-Bereich.
Das oben beschriebene Verfahren erleichtert die Kompensation des thermalen und Flickerrauschens genauso wie der Offset-Spannungen ohne erhöhten Raum- oder Energiebedarf.
Im Hinblick auf zeitlich variierende gewünschte Signale und Drift-Effekte ist es notwendig, den Kompensationsschaltkreis 33 kontinuierlich zu kalibrieren. Es ist dabei nicht möglich, nicht-perfekte Kompensation bei einem ersten Auftreten einer Signaländerung zu vermeiden. Eine Berechnung des erwarteten Fehlerbeitrags zeigt eine Verbesserung im Magnituden-Bereich.
Es wird eine Ladungsausgleichsphotodiodenanordnung beschrieben mit enorm verbesserter Messgenauigkeit ohne eine merkliche Zunahme bezüglich Herstellungskosten.

Claims

Eine Photodiodenanrodnung mit einer Vielzahl von Kanälen, wobei jeder Kanal folgendes aufweist: – eine Photodiode, welche rückwärts gerichtet ist, so dass sie als Stromquelle agiert und welche ein elektrisches Ausgabesignal (I_ph) liefert als Antwort auf das Licht, welches auf die Photodiode einwirkt, – eine Signalverarbeitungseinheit (21) zum Verarbeiten des elektrischen Ausgabesignals (I_ph) der Photodiode, – ein A/D Umwandlungsschaltkreis zum Liefern eines digitalen Ausgabesignals, das die Intensität des Lichts, welches auf die Photodiode einwirkt, bezeichnet, mit – einem Integratorschaltkreis (26) zum Ansammeln von Spannung, welche dem von der Photodiode gelieferten Photostrom (I_ph) entspricht, – einen kontrollierbaren Ladeschaltkreis (30) zum Laden von vorbestimmten Spannungspaketen an und/oder von dem Integratorschaltkreis (26), – einen Komparatorschaltkreis (32) zum Vergleichen des Ausgabesignals des Integratorschaltkreises (26) mit einem vorgegebenen Signal (V_ref), – einen Logik-Schaltkreis (31 ), verbunden mit dem Ausgang des Komparatorschaltkreises (32) und mit einem Kontrolleingang des Ladeschaltkreises (30) zum Kontrollieren des Ladungsflusses, um das Ausgabesignal des Komparatorschaltkreises (32) innerhalb eines vorgegebenen Bereichs um das vorgegebene Signal (Vref) zu halten, – einen digitalen Zähler um Zählen der Anzahl von Spannungspaketen an oder von dem Integratorschaltkreis (26) während eines vorgegebenen Zeitintervalls gekennzeichnet dadurch, dass – ein Kompensatorschaltkreis (33) eingefügt wird an der Eingangsseite des Integratorschaltkreises (26) mit mindestens einem schaltbaren Kondensator (C_comp), – wo in einem ersten Schritt der Kompensationskondensator (C_comp) geladen wird an einer Kompensationsspannung (V_c), welche einer Fehlerspannung entspricht (V_err) am Eingang des Integratorsschaltkreises, verursacht durch geändertes Signalrauschen, und in einem zweiten Schritt die Kompensationsspannung im Folgenden dem Eingangssignal (V_sum) des Integratorschaltkreises (26) überlagert wird zum Kompensieren dieser Rauschkomponente eines gewünschten Signal-Inputs.
Die Photodiodenanordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass der Kompensationsschaltkreis (33) mit dem Ladeschaltkreis (30) kontrolliert verbunden ist.
Die Photodiodenanordnung nach Anspruch 2, gekennzeichnet dadurch, dass der Kompensationsschaltkreis (33) mindestens den Kompensationskonsensator (C_comp) aufweist, der durch mindestes drei Schalter (S_a,S_b, S_c) schaltbar ist, betrieben in Verbindung mit dem Ladeschaltkreis (30).
Die Photodiodenanordnung nach Anspruch 3, gekennzeichnet dadurch, dass der Kompensationsschaltkreis (33) verbunden ist mit nicht-invertierenden Eingang eines operationellen Verstärkers (27) des Integratorschaltkreises (26).
Die Photodiodenanordnung nach Anspruch 4. gekennzeichnet dadurch, dass der Kompensationsschaltkreis so kontrolliert wird, dass in einer ersten so genannten „Kalibrierungsperiode" der Kompensationskondensator (C_comp) eingefügt wird zwischen einer Spannung (V_sum) an einem Summenknoten (25) des Integratorschaltkreises (26) und das vorgegebene Signal (Vref) und der Kompensationsschaltkreis (33) an eine vorgegebene Spannung (V_c) geladen wird, welche der Rauschkompenente entspricht und dass, in einer zweiten so genannten „Kompensationsperiode" der nichtumkehrende Eingang des Integratorschaltkreises (26) direkt mit der Kompensations-Kondensatorspannung (V_c) verbunden ist.
Die Photodiodenanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet dadurch, dass die Kompensations-Kondensatorspannung (V_c) während des gesamten Messkreises selbst regulierend ist.
Die Photodiodenanorndung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass mindestens einer der Schalter (S_a, S_b, S_c) des Kompensatorschaltkreises (33) in MOSFET-Technologie wirkt.