DE69820158T2

DE69820158T2 - Schaltkreis für eine Reluktanzmaschine

Info

Publication number: DE69820158T2
Application number: DE69820158T
Authority: DE
Inventors: Michael James Headingley Leeds Turner
Original assignee: Nidec SR Drives Ltd
Current assignee: Nidec SR Drives Ltd
Priority date: 1997-06-20
Filing date: 1998-06-10
Publication date: 2004-11-25
Anticipated expiration: 2018-06-11
Also published as: EP0886370A2; EP0886370B1; US6087799A; GB9713136D0; DE69820158D1; EP0886370A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein geschaltetes Reluktanzmaschinensystem.
1(a) und 1(b) zeigen eine typische geschaltete 3-Phasen-Reluktanzmaschine und einen üblichen elektronischen Schaltkreis, der verwendet werden kann, um die Maschine zu steuern. Die Maschine enthält im wesentlichen einen Stator s, der die Doppelschenkelpole 1, 1', 2, 2', 3, 3' definiert, auf die die Phasenwicklungen w gewickelt sind, von denen nur eine in Verbindung mit einem Satz von Polen 2, 2' dargestellt ist, und einem Rotor r mit den Einzelpolen 4, 4' und 5, 5'. Es ist zu bemerken, dass sich diese Doppelschenkelpolmaschine in ihren Kennwerten und in ihrer Leistung von Einzelpolreluktanzmaschinen sehr stark unterscheidet. Die letzteren sind allgemein Synchron-Reluktanzmaschinen und arbeiten mit einer Sinusspannung oder mit einer quasi-Sinusspannung und sinusförmigen Stromwellenformen.
Elektronische Schaltkreise sind angeordnet, um Gleichstrom zu den Phasenwicklungen w zu leiten. In dem Schaltkreis gehört jede Phasenwicklung in der Maschine von 1(a) zu einem Schaltungszweig, der ein Paar von in Reihe mit jeder Wicklung w quer über eine Gleichstromzuführung geschalteten elektronischen Schaltern aufweist. Eine Erläuterung von geschalteten Reluktanzmaschinen sowie ihrer Konstruktion und Steuerung kann in der Schrift "The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drives" von Dr. J. M. Stephenson et al gefunden werden; veröffentlicht auf der PCIM-Konferenz und Ausstellung, die in Nürnberg, Deutschland, vom 21. bis 24. Juni 1993 stattgefunden hat.
Ein Fachmann wird erkennen, dass ein SR-Motor eine bipolare Erregungsspannung benötigt, die auf die Phasenwicklung aufgebracht wird, um so den Fluss in der Phasenwicklung nach oben oder unten zu richten, je nachdem, wie und wann es gemäß der Zeitsteuerung der verwendeten Steuerstrategie gefordert ist. Weil jedoch der Fluss in einer gegebenen Phase allgemein unipolar ist, muss der Strom während einer Phasenperiode nicht umgekehrt werden. Es ist allgemein anzunehmen, dass herkömmliche geschaltete Reluktanzmaschinen mit unipolaren Strömen betrieben werden.
Diese Phasenströme in, beispielsweise einer 3-Phasen-SR-Maschine, sind hinsichtlich ihrer Grundfrequenzkomponente um 120° beabstandet, aber sie addieren sich wegen ihrer Sinusform, die durch ihren harmonischen Inhalt verursacht wird, nicht immer auf Null. Das bedeutet, dass ein 3-Phasen-Schaltkreis für eine SR-Maschine nicht unbedingt einen herkömmlichen sterngeschalteten (Y-geschalteten) oder dreieckgeschalteten Wechselrichter verwenden kann, durch den Gleichstrom aus einer Wechselstromquelle erhalten wird.
Eine gut bekannte, für geschaltete Reluktanzmaschinen gut geeignete Schaltung die auf verschiedene Art und Weise betrieben werden kann, ist in 1(b) dargestellt. Bei dem ersten Verfahren des Betreibens der Schaltung sind beide Schalter t eines Zweiges zusammen ein- und ausgeschaltet, so dass bei einer Aus-Stellung der Strom von den Schaltern umgeleitet wird, um durch die Dioden d zu fließen. Bei der zweiten Methode ist nur einer der beiden Schalter t geöffnet, so dass der Strom infolge der gespeicherten magnetischen Energie der Wicklung durch einen Schalter und eine Diode zirkuliert oder "freiläuft". Am Ende einer Phasenleitungsperiode sind beide Schalter in der Aus-Stellung.
Bei geringer Drehzahl wird der Strom in der Phasenwicklung normalerweise durch Zerhacken gesteuert. In diesem Fall spricht man davon, dass die Maschine "stromzugeführt" ist.
2(a) und 2(b) zeigen typische zerhackte Motor- bzw. Generator-Phasenwicklungsstrom-Wellenformen ohne Stromfreilauf. Der Strom ist bezogen auf einen Winkel θ der Drehung des Rotors in Bezug auf den Stator dargestellt.
Bei höheren Drehzahlen ist die Zeit, die für das Anwachsen und Abklingen des Flusses erforderlich ist, in Bezug auf die Phasenperiode von Bedeutung (definiert als die Zeit, die einem Zyklus der Phaseninduktivitätsveränderung entspricht). Die Änderungsgeschwindigkeit der Flussverbindung wird durch die Spannung bestimmt, die auf die Wicklung aufgebracht wird und die Veränderungsgeschwindigkeit in Bezug auf den Winkel fällt daher ab, wenn sich die Drehzahl erhöht. Bei diesen höheren Drehzahlen ist daher nur ein einziger Stromimpuls in den Schaltern und Dioden in jeder Phasenperiode vorhanden. Entsprechende Phasenwicklungsströme sind in 3(a) bzw. 3(b) für Motor- und Generatorbetrieb dargestellt. Der in dieser Weise durchgeführte Betrieb wird als "Einzelimpuls"-Betriebsweise bezeichnet, in der man davon spricht, dass die Maschine "spannungszugeführt" ist.
Es ist zu bemerken, dass der "Leitungswinkel" θ_c in 3(a) und (b) der Winkel ist, über den die Schalter geschlossen sind: θ_Ein ist der "Einschaltwinkel" und θ_Aus der "Ausschaltwinkel". Ferner wurde eingeschätzt, dass der Effekt des Phasenwicklungswiderstands beim Aufbau der Wellenformen in den 3(a) und (b) vernachlässigbar ist. Die Flussverbindungs-Wellenform Ψ der Phasenwicklung ist durch die gestrichelten Linien dargestellt. Nach dem Schließen der Schalter t in 1(b), der zu einer Phasenwicklung gehört, wächst die Flussverbindung linear an. Wenn die Schalter geöffnet sind, bringt der durch die Dioden d fließende Strom eine Spannung von –V_s auf die Wicklungen auf.
Um das von der Maschine entwickelte Drehmoment beizubehalten, wenn sich bei Einzelimpuls-Steuerung die Drehzahl erhöht, ist es erforderlich, die Flussamplitude beizubehalten. Das wird üblicherweise durch Vergrößern des Leitungswinkels mit der Drehzahl erreicht.
Die Steuerung dieser Einzelimpuls-Betriebsweise mit vollständiger Drehmomententwicklungsfähigkeit bei höheren Drehzahlen erfolgt durch Verändern des Winkels eines Rotorpols in Bezug auf einen bestimmten Statorpol, bei dem die Schalter geschlossen sind (des Einschaltwinkels), und des Winkels, über den die Schalter geschlossen bleiben (des vorher angeführten Leitungswinkels).
Die Schaltung von 1(b) ist gut für das Steuern des Stroms in den zugehörigen induktiven Wicklungen einer geschalteten Reluktanzmaschine geeignet. Das Einschalten beider Schalter bringt die volle Netzspannung auf die Wicklung eines bestimmten Zweigs, zwingt den Fluss (und daher den Strom) mit maximal möglicher Geschwindigkeit auf den erforderlichen Wert. Das Öffnen beider Schalter bringt dann die Dioden in Leitung und zwingt den Fluss (und den Strom) schnell nach unten. Das Öffnen nur eines Schalters erzeugt einen Freilaufweg für den Wicklungsstrom mit einer nur kleinen negativen Wicklungsspannung und der Fluss fällt dann nur mit einer relativ geringen Geschwindigkeit ab. Bei Einbeziehung dieser drei Betriebsweisen in eine geeignete Steuerstrategie kann der Wicklungsfluss und/oder Wicklungsstrom effektiv und mit relativ geringen Schaltverlusten gesteuert werden. Die in der Wicklung gespeicherte Energie (wie zum Beispiel am Ende einer Phasenperiode, wenn die Schalter abgeschaltet sind) wird dem Netz über die Dioden zurückgeführt.
Die Schaltung von 1(b) ist auch fehlertolerant. Weil die Wicklung zwischen den beiden Schaltern angeordnet ist, ist keine Möglichkeit eines direkten Kurzschlusses über die Gleichstromzuführung vorhanden.
Die Schaltung von 1(b) hat jedoch Nachteile. Erstens erfordert sie vier Stromanschlüsse für jeden Zweig (oder jede Phase). Zweitens erfordert jede Phase zumindest zwei getrennte Kabel zum Verbinden der Schaltung mit dem Motor. Ein drittes Problem ist das Fehlen von vormontierten Halbleitermodulen mit der erforderlichen Schaltungskonfiguration für mittlere und hohe Leistungen.
Der zweite der vorher angeführten Nachteile (die Notwendigkeit von zumindest zwei Kabeln pro Phase) kann überwunden werden, indem man die sogenannte H-Schaltung verwendet, die in 4 dargestellt ist. In dieser Schaltung sind die Wicklungen der geschalteten Reluktanzmaschine mit einem gemeinsamen Mittelpunkt zwischen den beiden Glättungskondensatoren C verbunden. Die Hälfte der Netzspannung steht dann für das Induzieren des Anwachsens des Flusses zur Verfügung und die andere Hälfte für das Herunterdrücken des Flusses. Der dazugehörige Betrieb der Basis-H-Schaltung ist auf die Spannungssteuerung (Einzelimpuls-Steuerung) einer geschalteten Reluktanzmaschine mit einer geraden Anzahl von Phasen beschränkt. Die gerade Anzahl der Phasen ist erforderlich, weil ein Teil der Energie, der zum Beispiel von dem oberen Glättungskondensator zu der Wicklung der Phase A abgezogen wird, beim Abschalten zu dem unteren Kondensator zurückgeführt wird. Wenn diese Energieübertragung nicht angepasst wird, zum Beispiel durch eine gleiche Energieübertragung in die andere Richtung, zum Beispiel zu der Wicklung der Phase B, verschiebt sich die Mittelpunktspannung an den Kondensatoren und kann schließlich die obere Betriebsspannung erreichen. Bei einer geraden Anzahl von Phasen funktioniert die Schaltung noch, wenn die Wicklungen in einer stromgesteuerten (Zerhacker-) Betriebsweise gesteuert sind, weil es unvermeidlich geringfügige Fehlanpassungen zwischen den Phasenwicklungsströmen gibt. In der spannungsgesteuerten (Einzelimpuls-) Betriebsweise ist die Schaltung selbststabilisierend, weil jede kleine Verschiebung des Kondensator-Mittelpunkt-Potentials eine erhöhte Stromableitung von dem Kondensator ergibt, der die höhere Spannung aufweist. Bei Stromsteuerung ist aber ein solcher stabilisierender Mechanismus während der wiederholten Zerhackerzyklen nicht vorhanden, und es muß eine äußere Schaltungsanordnung, wie die in EP-A-0074752 beschriebene, verwendet werden, um das Mittelpunkt-Potential zu regeln.
Die DE-C-44 16 342 offenbart eine Steuerschaltung für einen kommutierten Motor, in der die Anker- und Feldwicklungen in Reihe zwischen Schalttransistoren und einer Gleichrichterschaltung angeschlossen sind. Die Drehzahl der Motors wird durch die Impulsbreite geregelt, welche die Spannung über den Anker und das Feld durch Betätigen der Transistoren steuert.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein alternatives geschaltetes Reluktanzmaschinensystem zur Verfügung zu stellen.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, einen Schaltkreis für das geschaltete Reluktanzmaschinensystem zur Verfügung zu stellen, der aus fertigen verfügbaren kompakten Baugruppen von elektronischen Komponenten zusammengesetzt werden kann.
Die Erfindung ist in den beigefügten unabhängigen Ansprüchen definiert. Einige bevorzugte Merkmale sind in den abhängigen Ansprüchen angeführt.
In einer bevorzugten Ausführung kann die Erfindung Gebrauch von der Halbbrückenschaltung machen, die fertig in vormontierten Baugruppen zur Verfügung steht. Gemäß der Erfindung werden die beiden Schalteinrichtungen der Reihe nach für jede Erregung der Phasenwicklung erregt, an welche die Schaltung angeschlossen ist. Im Wesentlichen wirken die Schalteinrichtungen als zwei unabhängige Hauptstromkreise, die so verbunden sind, dass sie die Schaltlast entweder dadurch teilen, dass sie abwechselnd oder für abwechselnde Gruppen von aufeinanderfolgenden Phasenerregungen erregt werden.
Die vorliegende Erfindung kann auf verschiedenen Wegen in die Praxis überführt werden, von denen einige nun in Form eines Beispiels unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben werden, in denen:
1(a) ein Querschnitt einer herkömmlichen geschalteten Reluktanzmaschine ist;
1(b) ein Schaltbild eines herkömmlichen Schaltkreises für die Maschine von 1(a) ist;
2(a) und (b) Darstellungen der Motor- und Generator-Phasenströme bei geringer Drehzahl sind;
3(a) und (b) Darstellungen der Motor- und Generator-Phasenströme bei hohen Drehzahlen sind;
4 ein Schaltbild eines alternativen herkömmlichen Schaltkreises für eine geschaltete Reluktanzmaschine ist;
5 ein Schaltbild eines Schaltkreises gemäß der Erfindung ist;
6(a) Phasen- und Schaltströme für das Schalten bei höheren Drehzahlen gemäß der Erfindung darstellt;
6(b) Phasen- und Schaltströme für das Schalten bei niedrigen Drehzahlen gemäß der Erfindung darstellt;
7 eine Steuereinrichtung darstellt, die in einem Reluktanzmaschinenantrieb verwendet werden kann, der die Erfindung einschließt;
8 Phasen- und Drehmoment-Wellenformen für eine Reluktanzmaschine darstellt, die gemäß der Erfindung in Stillstrand geschaltet ist;
9 ein Schaltbild einer Steuerschaltung für den Schaltkreis gemäß der Erfindung ist; und
10(a) und (b) Schaltbilder von alternativen Schaltkreisen gemäß der Erfindung sind.
Bezug auf 5 nehmend weist ein Zweig des Schaltkreises für eine Reluktanzmaschine einen ersten und zweiten Netzschalter 10 bzw. 12 auf. Die Netzschalter können jede geeignete Vorrichtung darstellen, wie zum Beispiel bipolare Leistungshalbleitertransistoren, Leistungsfeldeffekttransistoren oder Thyristoren. Eine Seite des ersten Schalters 10 ist mit einer positiven Stromversorgungsleitung +V_DC und die andere Seite des zweiten Schalters 12 mit einer negativen Versorgungsleitung –V_DC verbunden. Der erste und der zweite Schalter sind miteinander verbunden und ebenfalls mit einem Ende der Phasenwicklung w der zu steuernden Reluktanzmaschine (siehe 1(a)). Das andere Ende der Wicklung w ist zwischen einem Paar von in Reihe geschalteten Kondensatoren 14 und 16 angeschlossen. Die entgegengesetzten Enden der Kondensatoren sind ebenfalls jeweils mit der ersten und zweiten Stromversorgungsleitung +V_DC und –V_DC verbunden. Eine Diode 18/20 überbrückt jeden der Schalter 10/12.
In der Praxis stehen die, wie in 5 dargestellt ist, verbundenen Schalter- und Diodenpaare in elektronischen Komponentenbaugruppen als Halbbrückenmodule zur Verfügung. Die Kästen in gestrichelten Linien in 5 zeigen eine solche Anordnung, in der das Modul einen Schalter und eine Diode enthält. Alternative Formen sind erhältlich, in denen alle vier Einrichtungen (10, 12, 18 und 20) in einem einzigen Modul enthalten sind. Beispiele dafür sind die bipolaren, auf Transistoren basierten Baugruppen MG25Q2YS40 und MG150Q2YS40 mit isoliertem Gate, die von der Toshiba Corporation, Tokio, Japan hergestellt werden. Ein Fachmann wird erkennen, dass andere Varianten vorhanden sind, die ebenfalls in bestimmten Anwendungen mit gleicher Wirkung geeignet sind.
Die in 5 dargestellten Schalter 10 und 12 sind normalerweise als Bipolartransistoren mit isoliertem Gate implementiert. Von einem Fachmann ist jedoch zu erkennen, dass andere Leistungsschalteinrichtungen verwendet werden könnten und viele davon in Halbbrücken-Modul-Bausteinen, auf die bereits Bezug genommen wurde, zur Verfügung stehen. Es ist auch zu erkennen, dass die Schaltung von 5 für eine Einphasenwicklung einer Reluktanzmaschine ausgelegt ist.
Das kann die einzige Phase der Maschine sein oder eine Phase von einer Mehrzahl von Phasen. Im Fall von mehr als einer Phase (wie zum Beispiel bei der Maschine von 1(a)), kann eine Schaltung gemäß der Erfindung an jede Phase angeschlossen werden, wie in 10(a) dargestellt ist, in der gleiche Komponenten für jede der drei dargestellten Phasen mit denselben Bezugszahlen versehen sind, wie in 5. Eine alternative Form einer Mehrphasenschaltung ist in 10(b) dargestellt, in der ein Paar von Kondensatoren 14' und 16' zwischen die Stromversorgungsleitungen +V_DC und –V_DC geschaltet ist. Der gemeinsame Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren ist mit einem Ende jeder der Wicklungen versehen. Ein Fachmann wird erkennen, dass jeder der Kondensatoren in den 5, 10(a) und 10(b) zwei oder mehr einzelne Kondensatoren aufweisen könnte, die in Reihe oder parallel geschaltet sind, um die Strom- und Spannungs-Nenndaten für jede spezielle Anwendung zu erhalten.
Die Schaltung von 5 verwendet entweder das Schalter/Dioden-Paar 10 und 20 oder das Paar 12 und 18 für einen Phasenzyklus der Maschine. Den Zustand der geschalteten Reluktanzmaschine als Motor betrachtend und auf 6(a) Bezug nehmend, in der eine Einzelimpulssteuerung dargestellt ist, ist ersichtlich, dass der Phasenstrom I_ph, d. h. der Strom in der Wicklung, bipolar ist. Der Strom in jedem Schalter, I₁₀ und I₁₂ zeigt, dass die Schalter abwechselnd betätigt werden. Für den Leitungszyklus für die Phasenwicklung w in 5 ist der Schalter 10 eingeschaltet, um am Punkt A in 6(a) zu Beginn der Leitungsperiode zu leiten. Der Strom in der Wicklung w steigt in der Leitungsperiode an und der Schalter 10 wird an dem Punkt B am Ende der Leitungsperiode geöffnet, wodurch eine Spannungsumkehr über die Wicklung w und ein Abklingen des Flusses (und damit des Stroms) bewirkt wird. Der abklingende Strom zirkuliert durch die Wicklung w, den Kondensator 16 und die Diode 20.
Wie in 6(a) dargestellt, wird bei Beginn der nächsten Leitungsperiode am Punkt C die Schaltpflicht auf den Schalter 12 übertragen, der geschlossen ist, während der Schalter 10 offen bleibt. In diesem Fall verläuft der Phasenstromfluss im umgekehrten Sinne von dem Phasenstromfluss von Schalter 10. Der Strom wächst im umgekehrten Sinne, bis das Ende der Leitungsperiode am Punkt D erreicht ist, wenn der Schalter 12 geöffnet wird. Ohne dass ein Weg für den abklingenden Strom in der Wicklung über den Schalter 12 zur Verfügung steht, zirkuliert der Strom nun durch die Diode 18 und den Kondensator 14.
Bei geringen Drehzahlen kehrt sich der Strom bei stromgesteuertem Betrieb oder beim Zerhacken in jeder Phaseperiode entsprechend einer ansonsten herkömmlichen Zerhackerstrategie um. Das ist in 6(b) dargestellt.
Die Schaltung verwendet die Schalter-/Dioden-Kombinationen von 10 und 20 oder von 12 und 18 für jede Phasenperiode. Die Schaltung stellt eigentlich ein Paar von Hauptstromkreisen dar, die miteinander verbunden sind, um einen Wicklungserregungsstrom mit einer Polarität zu erzeugen, die in der vorher beschriebenen Art und Weise bei aufeinanderfolgenden Phasenperioden wechselt. Diese alternierende Betriebsweise verringert die Kondensatorspannungsschwankungen auf ein Minimum. Es ist jedoch gleichermaßen möglich, die Schalter so anzuordnen, dass sie in abwechselnden Schaltgruppen oder Schaltbündeln betrieben werden können, wobei das Verlagern zwischen den Schaltern erst nach dem Durchlaufen einer Anzahl von Phasenperioden erfolgt.
Es ist zu bemerken, dass bei einer Mehrphasenausführung der vorliegenden Erfindung die Phasen vollkommen unabhängig voneinander betrieben werden. Das steht im Gegensatz zu einer über einen Wechselrichter gespeisten Reluktanzmaschine oder einer Induktionsmaschine, bei denen die Phasenströme und Phasenspannungen voneinander abhängig sind (und bei denen sich die Phasenströme normalerweise auf Null summieren).
Es ist weiterhin zu bemerken, dass, wenn die Maschine gemäß der Erfindung betrieben wird, der Strom in der Phasenwicklung während jeder Einphasen-Periode gleichgerichtet ist (d. h. er ist unipolar). Während wechselnder Phasenperioden oder wechselnden Gruppen von Phasenperioden verändert sich die Stromrichtung so, wie es in 6(a) und 6(b) dargestellt ist. Die Frequenz der Stromumkehrung ist daher maximal gleich der halben Frequenz des elektrischen Zyklus. Das steht im Gegensatz zu über einen Wechselrichter gespeisten Maschinen, bei denen die Frequenz der Spannung und der Stromumkehr exakt mit dem elektrischen Zyklus gekoppelt ist.
Weil jede Phasenerregung Strom von beiden Kondensatoren ableitet (und beiden Kondensatoren Energie zurückführt), sollte kein lang andauerndes Abweichen von der Mittelpunktspannung zwischen den Kondensatoren vorhanden sein. In der Praxis kann ein Widerstand (oder andere Einrichtungen für den Spannungsausgleich) quer über jeden Kondensator angeordnet sein, um kleine Fehler (infolge von Zeitsteuerungsdifferenzen usw.) zwischen den abwechselnden Zyklen zu gestatten und um geringfügig unterschiedliche Kondensatorwerte während der Stromsteuerungs- oder Zerhacker-Betriebsweise zu gestatten. In schwereren Fällen (vielleicht wegen schlechter Kondensatortoleranzen), ist ein aktiver Ausgleich erforderlich, um das Mittelpunkt-Potential zwischen den Kondensatoren zu überwachen und den Betrieb der Schalter 10 und 12 in einer bestimmten. Weise so zu modulieren, dass die Stromableitung und damit die Spannungen über jeden Kondensator eingestellt wird. Die Mittelpunkt-Spannung könnte zum Beispiel überwacht und verwendet werden, um die geschaltete Relunktanz-Steuerschaltungsanordnung so zu adressieren, dass zusätzliche Energie von dem Kondensator abgeleitet wird, der eine höhere Spannung aufweist, um einen Ausgleich zu erreichen. Dabei braucht es sich nicht um eine proportionale Steuerungseinrichtung handeln, die übermäßig kompliziert sein könnte. Eine einfache Komparatorschaltung mit Hysteresis kann verwendet werden, um ein Ungleichgewicht über einem bestimmten Grenzwert anzuzeigen: Wenn der Grenzwert erreicht ist, adressiert die Steuerungseinrichtung einen Schalter kontinuierlich, bis das Ungleichgewicht geringer wird oder sich sogar umgekehrt wird, wonach der normale alternierende Betrieb wiederhergestellt wird.
7 zeigt eine Steuereinrichtung auf Hysteresisbasis für diesen Zweck. Ein Komparator mit positiver Spannungshysteresis 22 vergleicht eine Bezugsspannung +V_ref mit einem Rückkopplungssignal V_fb, das die Mittelpunkt-Spannung zwischen den Kondensatoren 14 und 16 anzeigt. Wenn die Differenz zwischen den beiden Spannungssignalen den vorbestimmten Grenzwert überschreitet, wird der Ausgang des Komparators einem Wahlschalter 24 zugeführt, welche die Betriebverantwortlichkeit von einem Schalter zum anderen schaltet.
Es ist zu erkennen, dass, wenn V_fb im positiven Sinne über den Grenzwert ansteigt, der Wahlschalter 24 die Erregung des Schalters 12 bewirkt. Wenn V_fb unter einen negativen Grenzwert fällt, löst der Schalter 24 die Erregung des Schalters 10 aus. Die tatsächlichen, zeitlich gesteuerten Auslösesignale werden von einer herkömmlichen geschalteten Reluktanz-Zeitsteuerungsschaltung in herkömmlicher Weise zusammenfallend mit dem Beginn und dem Ende jeder Leitungsperiode abgeleitet. Von einer Person mit gewöhnlichen Kenntnissen ist zu erkennen, dass der vorher angeführte Betrieb der Einphasen-Anordnung von 5 mit den notwendigen Änderungen auch für jede der Phasen in den Schaltungen der 10(a) und 10(b) gilt.
In einigen Situationen kann es erforderlich sein, den Motor im blockierten Zustand zu betreiben, in dem er kein ausreichendes Drehmoment gemäß der normalen Schaltfolge erzeugt. Die eine Phase oder mehrere Phasen, die mit der Schaltung (den Schaltungen) gemäß der vorliegenden Erfindung verbunden ist (sind), kann für längere Perioden durch Erregen eines der beiden Schalter angetrieben werden. Das erzeugt jedoch ein Ungleichgewicht in den Ladungen der Kondensatoren 14 und 16. Dem kann durch Umverlagern zwischen den Schalter-/Dioden-Paaren, welche die gleiche Phase erregen, entgegengewirkt werden. Die Wirkung des Übergangs zwischen Schalter-/Dioden-Paaren erzeugt Störungen in der Drehmomentabgabe des Motors am Wechselpunkt. Das ist in 8 dargestellt, in der der zwischen den Schaltern umverlagerte Phasenstrom I_ph dargestellt ist. Am Übergang ist die Drehmomentabgabe T gestört und ein scharfer Abfall des Drehmoments wird erzeugt, bis der umgekehrte Phasenstrom I_ph, welcher dem Schalterwechsel entspricht, hergestellt ist.
Wenn in einer Blockiersituation zwei Phasen gleichzeitig aktiv sind, ist es möglich zu sichern, dass sie beide Strom von den Gegenkondensatoren ableiten. Wenn es zum Beispiel erforderlich wäre, gleichzeitig die Phasen 1 und 2 von 10(b) zu betreiben, könnte die Wicklung W₁ der Phase 1 durch den oberen Kondensator 14' über den oberen Schalter und die Wicklung W₂ der Phase 2 durch den unteren Kondensator 16' über den unteren Schalter 12 versorgt werden. Auf diese Weise werden die Kondensatorspannungen bei etwa den gleichen Werten gehalten. Das hat den Vorteil, dass die beiden Phasen kontinuierlich ein Drehmoment ohne die in 8 dargestellten Störungen liefern könnten. Es wäre natürlich erforderlichenfalls möglich, diese Betriebsart mit einer aktiven Methode des Mittelpunkt-Ausgleichs zu kombinieren. So könnten zum Beispiel die Strompegel, bei denen die beiden Wicklungen betrieben werden, moduliert werden, um die Mittelpunkt-Spannung einzustellen, während noch ein kontinuierliches Drehmoment zur Verfügung gestellt wird.
Die längeren Betriebsperioden, denen ein Schalter-/Diodepaar in einer Blockiersituation ausgesetzt ist, sind hinsichtlich der Belastung der Schalter und des Ungleichgewichts in den Kondensatoren dem Betrieb bei sehr geringen Drehzahlen gleichzusetzen. Die längeren Perioden der Phasenwicklungserregung sind bei beiden vorhanden. Die Technologien des Umverlagerns zwischen den Schalter-/Diodenpaaren in einer Blockiersituation können während einer Phasenperiode angewendet werden um diese zu adressieren. Somit kann das Umverlagern zwischen den Schalter-/Diodenpaaren gemäß der Erfindung während derselben Phasenperiode erfolgen.
Die Schaltung der Erfindung ermöglicht die Verwendung von billigen, fertig zur Verfügung stehenden Halbbrücken-Wechselrichter-Halbleiter-Modulen für die Steuerung der geschalteten Reluktanzmaschine. Für einen n-Phasen-Motor verringert sie die Anzahl der erforderlichen Phasenanschlüsse des Motors von 2n (für die herkömmliche Schaltung) auf n + 1, bei keinen praktischen Begrenzungen des Wertes von n. Die Verringerung der Anzahl der Maschinenkabel kann insbesondere bei Anwendungen wertvoll sein, die sehr lange Kabeltrassen erfordern und, zum Beispiel, bei aus Umweltschutzgründen abgedichteten Motoren, bei denen zusätzliche Anschlüsse kostspielig sind und wahrscheinlich die Gefahr erhöht wird, dass die Integrität der abgedichteten Einheit untergraben wird.
Die Schaltung der Erfindung kann jeden Schalter im Durchschnitt nur für die Hälfte der Zeit nutzen, wie das Äquivalent in einer herkömmlichen Schaltung. Wenn das auch eine uneffektive Auslastung der Schalter ist, bedeutet das jedoch, dass der Wärmeverlust pro Schalter- und Diodenpaar halbiert wird. Somit wird das Leistungsvermögen jedes Schalters hinsichtlich der Stromführung erhöht (theoretisch verdoppelt) oder der Nennstrom jedes Schalters kann für eine gegebene Anwendung verringert werden. In der Praxis sind Anwendungen, die Transistoren als Schalter verwenden, durch ihre Spitzen-Stromführungsleistung sowie durch ihre Wärmebelastbarkeit definiert. Bei vielen Anwendungen ist die Spitzenstrom-Erwägung dominant. Daher können aus diesem Grund die Transistoren hinsichtlich der Wärmebelastung in der Schaltung der Erfindung überdimensioniert sein. Trotzdem verringert das die Wärmeabsenkungsanforderungen und das kann bei Anwendungen, in denen der Platz begrenzt ist, nützlich sein.
9 stellt die Steuerlogik dar, mittels der die Übertragung zwischen den Schaltern der Schaltungen bei abwechselnden Phasen erzielt werden kann. Ein Wechselbefehl auf der Leitung 30 wird dem Dateneingang von einem Flip-Flop vom Typ D 32 und einem Eingang von einem UND-Gatter mit zwei Eingängen 34 zugeführt. Der invertierte Ausgang von dem Flip-Flop vom D-Typ wird dem anderen Eingang von dem UND-Gatter 34 zugeführt. Der Ausgang von dem UND-Gatter 34 wird dem CE-Eingang von einem Flip-Flop vom Typ K/J 36 zugeführt, der eine Auslösespannung V_DD an den Eingängen J und K empfängt. Die UND-Gatter 38/40 liefern ein Steuersignal für jeden der Schalter 10 und 12 der Schaltung von 5. Der nicht-invertierte Ausgang von dem Flip-Flop vom Typ J/K 36 wird dem UND-Gatter 38 zugeführt, und der invertierte Ausgang von dem Flip-Flop 36 wird dem UND-Gatter 40 zugeführt. Ein Schaltersteuersignal wird auf der Leitung 42 dem anderen Eingang der UND-Gatter zugeführt. Die kombinierte Wirkung von dem Flip-Flop 36 und den UND-Gattern 38 und 40 ist so, dass das Schaltersteuersignal 42 zu einem der beiden Ausgänge 41 und 43 gesteuert wird, um die oberen und unteren Schalter 10 bzw. 12 zu betätigen.
Der Wechselbefehl auf der Leitung 30 wird jedes Mal ausgelöst, wenn eine aktive Phasenperiode beendet ist, die dem Auslösen einer der Schalter folgt. Das zeitgesteuerte Schaltersteuerungssignal steht dann am Ausgang des UND-Gatters zur Verfügung, das dem anderen der Transistoren für die nächste Phasenperiode entspricht.
Wenn auch die Erfindung hauptsächlich im Zusammenhang mit geschalteten Reluktanzmotoren beschrieben ist, ist durch einen Fachmann doch zu erkennen, dass eine solcher Schaltkreis gleichermaßen auf geschaltete Reluktanzgeneratoren, hinsichtlich der gut bekannten Einstellung der Steuerstrategie zum Ableiten von Strom von den Wicklungen im Ergebnis des Antreibens des Rotors, anwendbar ist.
Die Erfindung wurde in Verbindung mit den abgebildeten Ausführungen, die vorher erläutert wurden, beschrieben und der Fachmann wird erkennen, dass viele Variationen ausgeführt werden können, ohne von der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Wenn auch die Erfindung, zum Beispiel, in Form eines Moduls erläutert ist, der eine Halbbrücken-Wechselrichter-Schaltung umfasst, könnte sie gleichermaßen in nicht-modularer Form implementiert sein. Auch die beschriebenen Transistoren sind nur eine Form des Schalters, die benutzt werden könnte, um Strom zum Erregen der Wicklung durchzulassen. Ferner kann eine Maschine, wie zum Beispiel eine Reluktanzmaschine, als Linearmotor konstruiert sein, bei dem das sich bewegende Bauteil oft als Rotor bezeichnet wird. Der Ausdruck "Rotor" schließt hierin solche sich bewegenden Bauteile ein. Daher ist die vorhergehende Beschreibung der Erfindung als Beispiel und nicht einschränkend zu betrachten.

Claims

Geschaltetes Reluktanzmaschinensystem, das aufweist: eine Doppelschenkelpol-Reluktanzmaschine mit einem Rotor (r), einem Stator (S) und zumindest einer Phasenwicklung (A/B); und einen Schaltkreis mit einem Paar Schalteinrichtungen (10/12), die seriell zwischen einer positiven und einer negativen Stromschiene (+/–) angeschlossen sind, einem Paar Kondensatoren (14/16), die seriell zwischen den Stromschienen und parallel zu den Schalteinrichtungen angeschlossen sind, und einer Diode (18/20), die quer zu jeder Schalteinrichtung angeschlossen ist, um in Richtung auf die positive Schiene leitend zu sein, wobei die Phasenwicklung an einem Ende zwischen den Schalteinrichtungen und an dem anderen Ende zwischen den Kondensatoren angeschlossen ist und die Schalteinrichtungen wahlweise betätigbar sind, um die Phasenwicklung so zu erregen, daß die Frequenz der Stromumkehrung in der Phasenwicklung nicht größer als die Hälfte der Frequenz des elektrischen Zyklus der Maschine ist.
System nach Anspruch 1, bei dem jede der Schalteinrichtungen für alternierende Phasenleitungsperioden betätigt wird.
System nach einem der Ansprüche 1 oder 2, bei dem jede Schalteinrichtung einen Transistor enthält.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem jede der Schalteinrichtungen und deren zugehörige Diode als ein vorgeschaltetes Modul gebildet sind.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Paar von Schalteinrichtungen und die jeweils angeschlossenen Dioden als ein vorgeschaltetes Modul gebildet sind.
System nach einem der Ansprüche 1 bis 5, mit Überwachungseinrichtungen (22), die auf die Spannung zwischen den Kondensatoren ansprechen, die einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt, wobei eine der Schalteinrichtungen betätigt wird, um diese eine Einrichtung zu deaktivieren und die andere Schalteinrichtung zu aktivieren.
Verfahren zum Betreiben eines Schaltkreises für eine Phasenwicklung von einer geschalteten Reluktanzmaschine, mit einem Rotor (r), einem Stator (S) und zumindest einer Phasenwicklung (A/B), wobei der Schaltkreis ein Paar Schalteinrichtungen (10/12), die seriell zwischen einer positiven und einer negativen Stromschiene (+/–) angeschlossen sind, ein Paar Kondensatoren (14/16), die seriell zwischen den Stromschienen und parallel zu den Schalteinrichtungen angeschlossen sind, und eine Diode (18/20) aufweist, die quer zu jeder Schalteinrichtung angeschlossen ist, um in Richtung auf die positive Schiene leitend zu sein, wobei die Phasenwicklung an einem Ende zwischen den Schalteinrichtungen und an dem anderen Ende zwischen den Kondensatoren angeschlossen ist und wobei das Verfahren umfaßt: Betätigen der Schalteinrichtungen der Reihe nach, so daß die Frequenz der Stromumkehrung in der Phasenwicklung nicht größer als die Hälfte der Frequenz des elektrischen Zyklus der Maschine ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem jede Schalteinrichtung für Gruppen von aufeinanderfolgende Leitungsperioden der Maschine ausgewählt ist, wobei die Schalteinrichtungen alternierend für aufeinanderfolgende Gruppen ausgewählt sind.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die Spannung an einem Mittelpunkt zwischen den Kondensatoren überwacht wird und eine der Schalteinrichtungen ausgewählt wird, wenn die Mittelpunkt-Spannung einen Grenzwert übersteigt.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die Schalteinrichtungen für alternierende Leitungsperioden der gleichen Phase ausgewählt sind.