DE69815540T2

DE69815540T2 - Kommunikationsgerät

Info

Publication number: DE69815540T2
Application number: DE69815540T
Authority: DE
Inventors: Gavin Robert Ferris; Peter Charles Florence
Original assignee: RadioScape Ltd
Current assignee: RadioScape Ltd
Priority date: 1997-08-27
Filing date: 1998-08-27
Publication date: 2004-04-29
Anticipated expiration: 2018-08-28
Also published as: CA2301748A1; EP1016209B1; ATE242936T1; GB9718131D0; DE69815540D1; WO1999010976A1; EP1016209A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein den Bereich Radiofrequenzempfänger und-sender (die, wenn sie zusammen in einer Einheit integriert sind, gewöhnlich als „Transceiver" bezeichnet werden). Die Erfindung kommt besonders dort zur Anwendung, wo solche Systeme mit persönlichen Rechengeräten (PCD-Geräten) wie Laptop-PC oder PDA-Geräten (Personal Digital Assistant) verbunden sind.
Die Verwendung von elektromagnetischen Radiofrequenzwellen (RF-Wellen) als Träger für Informationen, wie analoge Audio-, digitale Audio- und allgemeine digitale Daten, ist in der Kommunikationstechnik gut bekannt. Ihre bekannteste Nutzung findet sich in Fernsehen und Radio, und 2 zeigt einen typischen Empfänger für FM-Radio (in Blockdiagrammform). In einem derartigen Empfänger setzt eine Antenne 201 elektromagnetische Radiofrequenzstrahlung (RF) in elektrische Signale um. Da die Antenne (in gewissem Maße) jedwede RF umsetzt, wird ein Mittel benötigt, um nur das gewünschte Signal auszuwählen, das im Fall von konventionellem FM-Audio-Rundfunk ein bestimmtes Band von Signalen mit einer bestimmten Mittenfrequenz und einer Bandbreite von 200 kHz ist. Dieser Prozess ist als Abstimmen bekannt und der Grad, in dem ein Empfänger nur das gewünschte Signal annehmen und alle anderen zurückweisen kann, als Selektivität. Der RF-Verstärker 202 stellt einen gewissen Grad an Abstimmschärfe bereit, gewöhnlich durch die Verwendung von Resonanz(LC)-Schaltkreisen an seinem Eingang und Ausgang. Die Resonanzfrequenz dieser Schaltkreise wird mit der Abstimmregelung 211 eingestellt, die einstellbare Kondensatoren beinhaltet. Der RF-Verstärker 202 erhöht auch die Empfindlichkeit des Systems (d. h. seine Fähigkeit, schwache RF-Signale zu erfassen), indem er die Amplitude des Signals vergrößert.
Um eine gut geregelte Empfängerbandbreite bereitzustellen und die Frequenz des erfassten RF-Signals zu verringern, wird das Signal als Nächstes in einen Mischer 203 weitergeleitet, wo es mit einem Signal von einem Lokaloszillator (LO) 210 kombiniert wird. Die Frequenz des Oszillators 210 wird durch die Abstimmregelung der Vorrichtung 211 eingestellt (und durch Rückkopplung von der automatischen Frequenzregelung (AFC) 209 modifiziert). Das Ergebnis eines derartigen RF/LO-Mischens, gewöhnlich als Überlagerung bezeichnet, ist die Erzeugung der Summe und der Differenz der LO- und RF-Frequenzen (zusammen mit einer Anzahl anderer Frequenzen). Wenn diese Frequenzen f_o bzw. f_r bezeichnet werden, dann ist der Primärausgang von Mischer 203 |f_r ± f_o|. Bei Injektion auf der hohen Seite, die bei derartigen Empfängern am üblichsten ist, ist die Frequenz des Signals fo höher als die gewünschte Frequenz fr. Die Differenz zwischen ihnen wird durch die Abstimmregelung 211 als die Zwischenfrequenz oder ZF festgesetzt. Wenn wir diese Frequenz mit f_i bezeichnen, dann ergibt sich Folgendes: fo = fr + fi
Zweck dieser Anordnung ist das Abwärtsmischen des ankommenden RF-Signals fr auf eine feste Frequenz (für diesen Empfänger) fi, die dann von dem abgestimmten ZF-Verstärker 204 ausgewählt wird. Weil die Frequenz fi fest ist, kann die Bandbreite des Empfängers präzise geregelt werden und der ZF-Verstärker sorgt daher für gute Selektivität des ZF-Signals f_r – f_o. Systeme wie das in 2 abgebildete werden gewöhnlich als Überlagerungsempfänger oder Superheterodyn- (oder Superhet-) Empfänger bezeichnet. Die Begriffe sind zusammengezogen aus „Supersonic Heterodyne", d. h. Überschallüberlagerung, weil sie ein Schwebungssignal mit Frequenzen erzeugen, die über der Hörgrenze des Menschen liegen.
Bei einer derartigen Anordnung ist aber vorsichtig vorzugehen, um zu verhindern, dass der Empfänger ein weiteres, unerwünschtes Signal, das als Spiegelfrequenz bekannt ist, aufnimmt. Dies kommt vor, weil das System das Signal f_im = f_r + 2 f_i akzeptiert, mit dem es betrieben wird, um unter anderem Folgendes zu erzeugen: fim – fo = (fr + 2fi) – (fr + fi) = fi.
In einfachen Systemen wie dem in 2 illustrierten wird eine gute Spiegelselektion normalerweise dadurch erzielt, dass der abgestimmte RF-Verstärker 202 fim unterdrückt.
Das ZF-Signal (das für konventionelle FM-Audioempfänger normalerweise auf f_i = 10,7 MHz eingestellt ist) wird dann in eine Amplitudenbegrenzerschaltung 205 geleitet, die das Signal vor der Aktion des Detektors 212 einfach konditioniert (durch Ausschließen von durch Rauschen bedingten Amplitudenänderungen). Der Detektor oder Demodulator für Frequenzmodulation (FM) setzt Änderungen in der Frequenz der Trägerschwingung fr (die jetzt in abwärtsgemischter ZF-Form als f_i dargestellt wird) in Amplitudenänderungen der ursprünglichen Modulationsschwingung f_m um. Das primäre Ergebnis von Stufe 212 sind daher die wiedergewonnenen Audioinformationen, die an einen Niederfrequenzverstärker 207 und dann weiter an eine Wiedergabevorrichtung geleitet werden, in diesem Fall einen Lautsprecher 208, der die wiedergewonnenen Audioinformationen in hörbarer Form wiedergibt. Mit dem Detektor sind noch zwei weitere Ergänzungssysteme verbunden. Eines, die automatische Frequenzregelung (AFC) 209, wird zum Oszillator zurückgekoppelt, um Driften von fo zu verhindern. Das andere, das Deemphase-Netz 206, modifiziert das empfangene Signal zum Kompensieren der in der FM-Übertragung verwendeten Preemphase (Treble Boost) durch Reduzieren der Stärke der höherfrequenten Komponenten des Audiosignals.
Bei der obigen Besprechung ist durchgehend zu beachten, dass die Mittenfrequenz der RF-Trägerschwingung und die Frequenz des Lokaloszillators fo zwar Einzelfrequenzsignale sind, aber die Frequenz der Modulationsschwingung fm und die resultierende übertragene Schwingung fr allgemein im Verhältnis zur Zeit (wobei für FM Änderungen in der Amplitudenumhüllenden von fm die Trägerfrequenz ändern) variieren. Die Differenz zwischen der Höchst- und der Mindestfrequenz des Modulationssignals fm ist als die Modulationsbandbreite bekannt.
Im Allgemeinen funktioniert die Modulation durch Verschieben von Frequenz, Phase und/oder Amplitude einer Trägerschwingung (oder einem Satz derartiger Träger) gemäß der Momentanamplitude des Modulationssignals. Dieser Prozess erzeugt Seitenbänder um die mittlere Trägerfrequenz, und die Differenz zwischen dem höchstfrequenten signifikanten Seitenband und dem mindestfrequenten signifikanten Seitenband ist als die Übertragungsbandbreite bekannt. Der komplementäre Prozess zur Modulation, der empfängerseitig zum Wiedergewinnen des Modulationssignals stattfindet, ist als Demodulation bekannt.
Eine große Zahl von Modulationsschemas kann zum Übertragen von Informationen über RF-Emissionen verwendet werden, und zu den in der Technik gut bekannten zählen die Frequenzmodulation (FM), verschiedene Formen der Amplitudenmodulation (AM) (wie z. B. Zweiseitenbandmodulation mit Träger, Zweiseitenband-Amplitudenmodulation mit unterdrücktem Träger und Seitenbandmodulation mit unterdrücktem Träger) und die Phasenmodulation (PM), und diese Methoden können gemeinsam (wie bei der Quadraturamplitudenmodulation oder QAM, die Amplituden- und Phasenmodulation kombiniert) und parallel über eine Anzahl von Trägern (wie z. B. bei dem im Digital Audio Broadcasting-System, definiert in ETS 300 401 Rev. 2, verwendeten orthogonalen Frequenzmultiplex (COFDM – Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex) angewendet werden. Noch komplizierter wird die Situation durch das Aufkommen von Streuspektrummethoden, wie Code-Vielfachzugriff (CDMA – Code Division Multiple Access), der eine breite Übertragungsbandbreite verwendet, die von verschiedenen Sendern gemeinsam benutzt wird, die jeweils eine eindeutige Codesequenz nutzen, um das Signal von dem der anderen Stationen unterscheiden zu können.
Empfänger mit unveränderlicher Demodulation, wie in 2 gezeigt, sind nur zu einem einzigen Demodulationssystem fähig. Fortschrittlichere Empfänger können nach einer Anzahl verschiedener Schemas demodulieren. Beispielsweise kann ein Haushaltsradio normalerweise konventionelle FM und AM demodulieren und auch auf einer Anzahl verschiedener Frequenzbänder funktionieren. Noch höher entwickelte Betriebsempfänger, die oft als „Scanner" bezeichnet werden, implementieren im Allgemeinen eine große Zahl von Demodulationssystemen und können Signale über einen sehr breiten Bereich von RF-Frequenzen erfassen. Selbst hochentwickelte Scanner sind aber insofern begrenzt, als sie sich nicht leicht auf die Demodulation von Signalen einstellen lassen, die erst nach ihrer Herstellung eingeführt wurden.
4 zeigt einen Überblick über ein von Rosetta Labs in WO 9627949 vorgeschlagenes System, bei dem ein PCD-Gerät (Gerät für individuelle Datenverarbeitung) 405 über eine Schnittstelle 402 mit einem Betriebsempfänger 405 verbunden ist. Das PCD-Gerät 405 zeigt eine Mensch-Maschine-Schnittstelle (MMI) 403, über die der Benutzer die Abstimm- und Demodulationsoptionen für den Empfänger 401 auswählen kann, wobei die genannten Informationen durch die Schnittstelle 402 zu dem Empfänger gesendet werden. Das PCD-Gerät 405 kann demodulierte digitale Informationen von der Vorrichtung empfangen und die Informationen dann über die MMI anzeigen. Es kann auch allgemeine Abstimminformationen und Signalsummierinformationen, wie z. B. eine Anzeige der Stärke des empfangenen Signals (RSSI), empfangen. Es ist aber zu beachten, dass das PCD-Gerät bei diesem System nur als hochentwickelter Abstimmregler und Wiedergabevorrichtung fungiert- die Demodulation wird immer noch in einem dedizierten Hardware-Empfänger 401 durchgeführt.
5 illustriert die bei Übertragung und Empfang von Nachrichten durch RF, wie sie in der Kommunikationstechnik bekannt sind, verwendeten Mechanismen. Auf der Übertragungsseite 501 erzeugt eine Ausgangsanwendung 503 digitale Daten 504, die dann durch eine Anzahl digitaler Protokolle 532 umgewandelt werden. Diese Protokolle können eine Anzahl verschiedener Aufgaben erfüllen und sind gewöhnlich zu einem Protokollstapel angeordnet, der gemäß den mittleren Schichten (2 bis 6) des vom Internationalen Normenausschuss vorgeschlagenen Open Systems Interconnect-Modells (ISO/OSI) analysiert werden kann:
Beispielsweise könnte die Kommunikationsschicht (Layer 5) hier auftreten, wie auch die Vorwärtsfehlerkontrolle (Forward Error Control), wie Faltungscodierung (Convolutional Coding) und das Hinzufügen von Prüfsummen (Layer 2). Das Wichtige in dem vorliegenden Fall ist jedoch, dass das Ergebnis der Endstufen-Datenprotokolle 532 übertragungsbereite digitale Daten 505/506 sind.
Die nächste Stufe ist das Weiterleiten der Daten in einen Modulator, um sie auf ein zur Übertragung auf RF geeignetes Signal zu codieren. Dies ist auf verschiedene Weisen möglich. Die erste, die gewöhnlich von Systemen verwendet wird, die Daten über ein bestehendes analoges Übertragungssystem senden müssen, das ursprünglich für Audio (wie z. B. ein sprachbasiertes Telekommunikationssystem) vorgesehen war, stellt einen Niederfrequenz-(NF-) Modulator 508 bereit, der die Daten auf AF 523 ausgibt, die dann auf eine nachfolgende höhere Frequenzmodulationsstufe 510 weitergeleitet werden und zwar weitgehend so, wie das bei von einer konventionellen Audioquelle (wie z. B. einem Mikrofon 509) kommender NF 507 wäre. Die zweite (und allgemein effizientere) Vorgehensweise ist, die Daten 505 direkt zu dem Modulator 510 weiterzuleiten und sie dann mithilfe eines zutreffenden Schemas (wie z. B. QAM) zu decodieren.
Die Informationen können entweder von dem Modulator 510 direkt in RF-Signal 512 codiert werden oder von dem Modulator 510 in ZF-Signal 511 codiert werden, das dann auf RF-Signal 514 aufwärtsgemischt (von 513, das gewöhnlich einen Einfach- oder Mehrfach-Superhet beinhaltet) werden kann. In jedem Fall sind die Informationen nach der Modulatorstufe 510 allgemein in analoger Form ausgestaltet.
Das RF-Signal 512/514 wird in das RF-Übertragungssubsystem 515 geleitet, das die erforderliche Pufferung, Antenne mit angepasster Abstrahlung usw. bereitstellt. Die Informationen werden dann als elektromagnetische Wellen 516 über den Äther verbreitet.
Diese Wellen können mithilfe einer geeigneten RF-Vorfeldeinrichtung 517 (Empfangsantenne, RF-Verstärker usw.) erfasst werden. Das Ergebnis sind elektrische RF-Signale 518/520, die je nach Empfänger, entweder direkt 520 zu dem Demodulator 533 weitergeleitet werden können oder 518 zu einer Empfangsumsetzerstufe 519 (die gewöhnlich einen Einfach- oder Mehrfach-Superhet beinhaltet), in der sie auf eine Zwischenfrequenz (IF) 512 verschoben werden, und dann an Demodulator 533 weitergeleitet werden.
Auf jeden Fall tritt das (allgemein analoge) RF- 520 oder ZF-Signal 521 in den Demodulator 533 ein, wo es erfasst wird. Im Fall von analogen Audionachrichten kann das detektierte AF-Signal 528 (nach Verstärkung) zu einer Wiedergabevorrichtung 534 (wie z. B. einen Lautsprecher) geleitet werden, so dass das ursprüngliche Audiosignal hörbar wird. Im Fall von digitalen Daten, die in einem AF-Signal codiert sind, werden die wiedergewonnenen Nachrichten 524 an einen AF-Demodulator 525 weitergeleitet, der zum Wiedergewinnen des Low-Level-Datenstroms 527 verwendet wird. Für direkt codierte Daten produziert der Demodulator 533 den Datenstrom 526. In beiden Fällen werden die Daten dann an höhere Digitaldatenprotokolle 529 weitergeleitet 526/527, die Operationen entsprechend den mittleren Schichten des ISO/OSI-Modells durchführen. Die resultierenden Daten 530 werden dann zu Endnutzeranwendungen 531 weitergeleitet.
Wir nehmen jetzt Bezug auf 3 und können sehen, wie beim Stand der Technik konventionell diese in 5 dargestellte Anordnung für die Datenübertragung implementiert wird. Man betrachte zuerst den Fall eines eingehenden oder Hauptkanalsignals. Im Allgemeinen werden elektromagnetische RF-Emissionen mithilfe einer Antenne 301 in elektrische Signale mit RF-Frequenz umgesetzt, die darin von einer RF-Empfängerstufe 306 verstärkt und einer Grobselektion unterzogen werden (diese beiden Stufen entsprechend 517 in 5), dann von einer Empfangsumsetzerstufe 307 (gewöhnlich als Einfach- oder Mehrfach-Superhet ausgeführt, entsprechend 519 in 5) auf eine Zwischenfrequenz (IF) umgesetzt und dann einer Detektorstufe 308 unterzogen werden, die die Primärdemodulation in digitale Informationen (oder AF) entsprechend 533 in 5 bereitstellt. Diese drei Stufen 302 werden gewöhnlich in einem einzigen Gerät, wie z. B. einem zellularen Telefon 320 oder einem Betriebsempfänger 319, implementiert. Die resultierenden decodierten Informationen entsprechend 526/524 von 5 werden dann an ein höheres System weitergeleitet, das im Fall von AF Sekundärdemodulation (gemäß 525 in 5) bereitstellt und in beiden Fällen einen Großteil der höheren Datenprotokolle (529 in 5) bereitstellt. Diese Stufe 303 wird allgemein von einer Hardware-Steckkarte 317 oder einem externen Modem 318 bereitgestellt, und da sie digitale oder AF-Eingänge betrifft, sind die von ihr durchgeführten Prozesse nicht direkt davon abhängig, dass die Daten über eine Funkverbindung gesendet wurden. Die Funktionen von 302 und 303 werden manchmal auf einer einzigen Steckkarte 321 kombiniert. Der resultierende Datenstrom wird dann zu dem PCD-Gerät 314 geleitet, wo er von Anwendungen verbraucht wird (dies entspricht 531 in 5). Auf dieser Stufe 304 ist das betreffende Gerät im Allgemeinen ein Personalcomputer, wie z. B. ein IBM-kompatibler PC 315, ein „Personal Digital Assistant" (PDA) 316 oder sonstiges Gerät.
Eine ähnliche Analyse kann für die Erzeugung eines abgehenden Signals (oder Hilfskanal) gemacht werden. Anwendungen auf dem PCD-Gerät 314 liefern Informationen (entsprechend 503/504 in 5), die dann zu einer High-Level-Protokoll-/Modulationsstufe 313 in Gerät 303 weitergeleitet werden, die für das Abbilden der Daten durch die zutreffenden Protokolle (gemäß 532 in 5) zuständig sind und sie möglicherweise in NF umsetzen (dies entspricht 508 in 5). Wie bei Eingängen erzeugen die Transformationen in Gerät 303 nicht unbedingt ein für die Übertragung über eine Funkverbindung spezifisches Signal, da die Nachrichten beim Verlassen entweder NF oder eine direkte digitale Darstellung sind (wenn in NF umgesetzt, könnte beispielsweise ein konventionelles Festnetz-Telefonsystem zum Senden der modulierten Informationen an ein fernes Endgerät verwendet werden).
Das NF- oder digitale Signal wird dann in das Funkkommunikationsgerät 302 geleitet, das das Signal codiert (allgemein in analoge IF; auf jeden Fall entsprechend dem Modulator 510 in 5), aufwärtsmischt 310 (allgemein mithilfe einer Einfach- oder Mehrfach-Superhet-Anordnung, entsprechend 513 von 5) und dann an einen RF-Verstärker 309 und eine Antenne 305 weiterleitet, die das Endsignal abstrahlen (diese zwei entsprechen 515 in 5). Das Abbilden auf physische Geräte ist für Übertragung und Empfang gleich (außer der offensichtlichen Bedingung, dass das Gerät, sei es ein Betriebsempfänger 319, eine kombinierte Funk-Modem-Karte 321 oder ein sonstiges Gerät, zusätzlich zu den gerade erwähnten Empfangsmechanismen auch RF-Übertragungsfähigkeiten hat). Bei diesem Stand der Technik findet sich viel häufiger eine Transceiver- oder Nur-Empfänger-Ausführung – Nur-Sender-Ausführungen sind ziemlich selten.
Im Stand der Technik kommt konventionell die Verwendung spezieller Hardware, wie z. B. integrierte digitale Signalprozessorschaltungen (DSP-ICs) oder analoge Detektoren (wie z. B. ein Funkdetektor für FM-Demodulation) zur Anwendung. DSPs sind aber teuer in der Herstellung, ihre spezielle Ausführung auf eine bestimmte Anwendung ist teuer (da nur wenige Techniker Erfahrung damit haben) und sie sind im Einsatz schwierig aufzurüsten, um neue Modulationssysteme akzeptieren zu können. Analoge Detektionsschaltungsanordnungen dagegen sind meist extrem unflexibel und werden von der aufkommenden Familie komplexer und vorherrschend digitaler Übertragungsprotokolle überfordert. Beispielsweise liegt das Modulationsverfahren des codierten orthogonalen Frequenzmultiplex/der differenziellen Vierphasenumtastung (COFDM/DQPSK) gemäß ETSI-Spezifikation für Digital Radio (Digital Audio Broadcasting – DAB) (Norm ETSI 300 401 Rev. 2) weit jenseits des Vermögens der analogen Decoder.
Es besteht ein allgemein anerkannter Bedarf an kostengünstigem flexiblem Zugang zu RF-Funkdatendiensten hoher Bandbreite, einschließlich Haupt- und Hilfskanälen, für Benutzer von PCD-Geräten. PCD-Funkmodems vom Stand der Technik, wie 321 in 3, sind aber im Allgemeinen entweder auf Grund der Verwendung von DSP-ICs sehr teuer oder nicht in der Lage, mit hohen Übertragungsgeschwindigkeiten zu senden und zu empfangen (weil sie einfache, analoge Systeme wie z. B. binäre Frequenzumtastung (BFSK) nutzen und daher die Vorteile moderner Hochdurchsatzsysteme wie COFDM/QPSK oder COFDM/QAM nicht ausnutzen können). Auf jeden Fall sind derartige Modems allgemein unflexibel- sie sind zur Bearbeitung von nur einem Modulationssystem und einer RF-Frequenz (oder einen kleinen Anzahl davon) konzipiert und bieten generell keine Aufwärtskompatibilität – das Anpassen eines vorhandenen RF-Modems an ein neues Kommunikationsprotokoll bedeutet gewöhnlich den Kauf eines neuen Modems oder die Durchführung eines lästigen Hardware-Upgrades an dem Gerät.
Die EP-A-O 276 932 betrifft ein Satellitenempfängennodul, das einen Computer zum Steuern der Signale verwendet. Das Empfängermodul hat eine Schaltung, die zum Bearbeiten von Signalen von dem Satelliten und zum Zusammenwirken mit einem Computer ausgeführt ist.
Die US-A-S 589 833 beschreibt ein Radarerfassungssystem, das Hochfrequenz-Funkübertragung vorsieht, bei der das Zwischenfrequenzsignal digitalisiert und von einer Personalcomputer-Busschnittstellenkarte gehandhabt wird.
Entsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine RF-Kommunikationsvorrichtung bereitzustellen, die zur Verwendung mit einem PCD-Gerät und einem darauf abgearbeiteten Softwarepaket bestimmt ist, das ein wirtschaftliches Kommunikationssystem bereitstellt, das leicht an verschiedene Modulations- und Demodulationssysteme angepasst werden kann.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Kommunikationsvorrichtung vorgesehen, umfassend (ein) Mittel zum Empfangen eines modulierten Radiofrequenzsignals, wenigstens ein Mittel zum Abwärtsmischen des empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals auf eine Zwischenfrequenz, (ein) Mittel zum Digitalisieren des abwärtsgemischten Signals und (ein) Mittel zum Exportieren wenigstens eines Teils des digitalisierten modulierten Signals zu einem persönlichen Rechengerät, wobei der Personalcomputer einen Hauptprozessor umfasst, der zum Durchführen der Demodulation des digitalisierten modulierten Signals programmiert ist.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Kommunikationsvorrichtung vorgesehen, die Folgendes umfasst: Mittel zum Importieren eines digitalen modulierten Signals von einem persönlichen Rechengerät, wobei die Modulierung zum Erzeugen des digitalen modulierten Signals auf einer Zwischenfrequenz von einem Hauptprozessor in dem persönlichen Rechengerät durchgeführt wurde, Mittel zum Umsetzen des digitalen modulierten Signals in ein analoges Signal, Mittel zum Aufwärtsmischen des analogen Signals auf ein Radiofrequenzsignal und Mittel zum Senden des Radiofrequenzsignals.
Der Inhalt von Anspruch 1 und Anspruch 18 unterscheidet sich von der EP-A-O 276 932 insofern, als die zu dem Personalcomputer exportierten oder von ihm importierten digitalisierten Signale digitalisierte modulierte Signale sind und der Personalcomputer einen Hauptprozessor aufweist, der zum Durchführen einer Demodulation des digitalisierten modulierten Signals bzw. zum Durchführen einer Modulation zum Erzeugen des digitalisierten modulierten Signals programmiert ist.
In einem weiten Sinn ist die Erfindung zum Ausnutzen der extrem schnellen integrierten Schaltungen (ICs) des Hauptprozessors und der großen Speicherkapazität konzipiert, die innerhalb von PCD-Geräten, insbesondere IBM-PC-kompatiblen Maschinen, verfügbar ist. Die in derartige Systeme eingebauten Prozessorchips können oft die Leistungsfähigkeit dedizierter digitaler Signalprozessor-(DSP-)ICs übertreffen und haben reichlich verfügbare Datenverarbeitungskapazitätsreserven (und andere Ressourcen, wie z. B. Speicher), wenn der Benutzer Aufgaben durchführt, für die PCD-Geräte gewöhnlich eingesetzt werden, wie z. B. Bearbeiten einer Kalkulationstabelle, Briefeschreiben, Durchsuchen von Dateien und dergleichen. Die Kosten der genannten Hauptprozessor-IC sind hoch, der Benutzer hat aber bereits für das Bauelement bezahlt, als er das PCD-Gerät kaufte (anders als im Fall des DSP, der in den Preis eines DSP-bestückten Funkmodems aufgenommen werden muss). Auf jeden Fall bedeutet der äußerst große und wettbewerbsstarke Markt für PCD-Geräte, dass die Kosten pro normierter Computeroperation (NCO) für die Hauptprozessor-IC niedriger sind als für den dedizierten DSP. Darüber hinaus gewährleistet die weite Verbreitung derartiger ICs die Existenz einer großen Anzahl von Softwareingenieuren, die mit der Codierung für derartige Architekturen vertraut sind, und das Vorhandensein fortgeschrittener Entwicklungstools, um ihre Bemühungen zu erleichtern. Dies muss mit der spezialisierten Welt der DSP-Programmierung mit all ihren anhängigen Kosten verglichen werden.
Die vorliegende Erfindung nutzt somit die Verfügbarkeit von Rechnerkapazitäts-„Reserven" auf genau dem Gerät, an das der Benutzer einen Funkempfänger, -sender oder -transceiver anzuschließen wünscht (um Zugang zu Informationsdiensten und anderen RF-Rundfunksendungen zu erhalten, seien sie analog oder digital). Es ist daher nützlich, diese Kapazität zu nutzen anstatt sie durch Einbetten eines teueren DSP in die Transceiver-Hardware zu verdoppeln (oder ein eingeschränktes System analoger Komponenten zu verwenden). Einer der Kernvorteile der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass sie die Fähigkeit hierfür unter Einbindung eines Betriebsempfängers, -senders oder -transceivers oder Transceiver-„Front End" für eine digitale ZF-Datenpumpe verleiht, die über einen Hochgeschwindigkeitsdatenbus mit anpassbaren Softwaretreibern in dem PCD-Gerät kommunizieren kann. Die Treiber sind für die Umsetzung der digitalisierten ZF in die darin enthaltenen Modulationsdaten zuständig und für das Synthetisieren von digitaler ZF, die die modulierten Komponenten einer abgehenden Übertragung darstellen.. Die Fähigkeit, PCD-residente Software und PCD-Hauptprozessorzyklen zum Bearbeiten der ZF-Informationen (ankommende wie abgehende) zu verwenden, ist ein wesentliches Merkmal der allgemeinen Erfindung. Es ermöglicht, dass die Vorrichtung zu relativ niedrigen Kosten hergestellt wird, dabei aber komplexe RF-Signale hoher Bandbreiten (mit entsprechend hohem Bitdurchsatz) verarbeiten kann, ein breites Spektrum von Modulationsprotokollen abwickeln kann und einfach durch Hinzufügen von „Plug-in"-Softwaremodulen am PCD-Gerät leicht erweiterbar ist, um mit neuen (oder modifizierten oder vorher nicht angesprochenen) Modulationsprotokollen funktionieren zu können.
Andere fakultative Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus den angefügten Unteransprüchen hervor.
Im Folgenden wird die vorliegende Erfindung beispielhaft unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Funktionsblockdiagramm, das die Hauptkomponenten einer Ausgestaltung des Radiofrequenz-(RF-) Adapters der vorliegenden Erfindung zeigt. Es werden nur die hauptsächlichen Steuer- und Datenflüsse gezeigt, wie dies bei allen Zeichnungen der Fall ist, weniger bedeutende Steuer- und Datenflüsse werden nicht dargestellt;
2 ein Funktionsblockdiagramm eines Frequenzmodulations-(FM-) Empfängers für konventionellen Audiorundfunk, wie im Stand der Technik bekannt ist;
3 ein Funktionsblockdiagramm, das die Verbindung zwischen einem Radiofrequenzempfänger, einem Hardware-Modem und einem PCD-Gerät (Personal Computing Device) zeigt, wie im Stand der Technik bekannt ist. Beispiele für Systeme, die die verschiedenen Stufen ausgestalten, werden ebenfalls gezeigt;
4 ein Funktionsblockdiagramm eines von einem PCD-Gerät gesteuerten RF-Scanning Radios, wie es der Stand der Technik kennt;
5 ein konzeptionelles Protokollstapeldiagramm, das den Ende-zu-Ende-Prozess von Inhaltsübertragung und -empfang mithilfe von RF-Signalen illustriert;
6 ein Funktionsblockdiagramm der Antennensteuereinheit des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 103 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
7 ein Funktionsblockdiagramm der Radiofrequenz-(RF)-Empfangsverstärkerstufe des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 104 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
8 ein Funktionsblockdiagramm der Empfangsumsetzerstufe des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 105 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
9 ein Funktionsblockdiagramm der Anti-aliasing-Bandpassfiltereinheit (kommendes Signal) des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 106 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
10 ein Funktionsblockdiagramm der Analog-Digital-Wandler-(ADC)-Einheit des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 107 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
11 ein Funktionsblockdiagramm der Schnittstellenmanagementeinheit (IMU) des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 108 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
12 ein Funktionsblockdiagramm der Digital-Analog-Wandler-(DAC)-Einheit des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 110 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
13 ein Funktionsblockdiagramm der Anti-aliasing-Bandpassfilter- und Combiner-Einheit (abgehendes Signal) des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 111 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
14 ein Funktionsblockdiagramm der Sendeumsetzerstufe des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 112 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
15 ein Funktionsblockdiagramm der RF-Übertragungsverstärkerstufe des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung (entsprechend 113 in 1) gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
16 eine Darstellung in aufgelösten Einzelteilen, die eine Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung zeigt, der als eine Steckkarte (wie z. B. eine PCI-Karte) in einem PCD-Gerät eingebaut ist;
17 eine Rückansicht eines PCD-Geräts, die zeigt, wie zwei verschiedene Ausgestaltungen des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung angeschlossen werden können; eine über einen parallelen Hochgeschwindigkeitsbus (wie z. B. den SCSI-Bus) und die andere über eine serielle Hochgeschwindigkeitsverbindung (wie z. B. USB);
18 eine Dreiviertelansicht eines tragbaren PCD-Geräts, die zeigt, wie eine Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung in der Form einer PCMCIA-Karte in das genannte PCD-Gerät eingebaut werden kann;
19 ein Funktionsblockdiagramm der Softwaretreiberstruktur, die auf dem PCD-Gerät vorhanden ist, an dem der RF-Adapter der vorliegenden Erfindung angebracht ist, gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung;
20 ein Funktionsblockdiagramm, das die Hauptkomponenten einer Ausgestaltung eines einfachen Radiofrequenz-(RF)-Empfängeradapters der vorliegenden Erfindung zeigt;
21 ein Flussdiagramm, das zeigt, wie ein einfacher Demodulationsprozess (in diesem Fall von einem mit binärer Frequenzumtastung modulierten Signal) mit auf dem PCD-Gerät, an dem der RF-Adapter der vorliegenden Erfindung angebracht ist, abgearbeiteter Treibersoftware durchgeführt werden kann, gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung. Es wird nur die Bitübertragungsschicht (Physical Layer) des ISO/OSI-Modells gezeigt;
22 ein Flussdiagramm, das zeigt, wie ein einfacher Modulationsprozess (in diesem Fall unter Verwendung von Zweiphasen-Frequenzumtastung) mit auf dem PCD-Gerät, an dem der RF-Adapter der vorliegenden Erfindung angebracht ist, abgearbeiteter Treibersoftware durchgeführt werden kann, gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung. Es wird nur die Bitübertragungsschicht (Physical Layer) des ISO/OSI-Modells gezeigt.
Der folgende Text enthält eine ausführliche Beschreibung der verschiedenen Komponententeile der bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung.
In 20 wird eine sehr einfache Nur-Empfänger-Festmittenfrequenz-Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung gezeigt. Eine Antenne 2012 erfasst RF-Übertragungen und speist sie als elektrische Signale 2007 in die Vorrichtung 2001 ein. Dort werden die Signale von einem RF-Verstärker 2002 verstärkt und zu einem gewissen Grad frequenzgefiltert. Das resultierende RF-Signal 2008 wird dann an einen Empfangsumsetzer 2003 weitergeleitet, der mit Hilfe einer Festfrequenz-Lokaloszillator-Überlagerungsempfängeranordnung das Signal der zutreffenden Bandbreite auswählt und es in Nennmittenfrequenz auf ein niedriges Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal nach unten verschiebt. Dieses ZF-Signal 2009 wird dann in eine A/D-Wandlereinheit 2004 geleitet, wo es durch ein Anti-aliasingfilter gelegt und dann digitalisiert wird. Der resultierende digitale Datenstrom 2010 wird zu einer Schnittstellenmanagementeinheit (IMU) 2005 geleitet, die den Zugang zu einem Hochgeschwindigkeitsbus 2011 steuert, über den das (noch modulierte) digitalisierte ZF-Signal in das persönliche Rechnergerät (PCD) 2006 geleitet wird. Bei der Aufnahme der Daten in das PCD-Gerät 2006 werden sie von darin enthaltenen Softwaremodulen zur Demodulation und höheren Datenverarbeitung verarbeitet. Die demodulierten Daten werden dann entweder gespeichert oder einem Benutzer angezeigt.
Das allgemeine Betriebsschema für ein komplexeres System, das sowohl senden als auch empfangen kann und in der Lage ist, auf einer Anzahl verschiedener Nennmittenfrequenzen und Bandbreiten zu arbeiten, ist unter Bezugnahme auf 1 (ein High-Level-Blockdiagramm, das die Hauptkomponenten einer Ausgestaltung des RF-Adaptergeräts 102 der vorliegenden Erfindung zeigt) am besten verständlich. In dem System werden RF-Signale von der Antenne 101 erfasst und in ein Antennensteuergerät 103 geleitet 115, das verschiedene Anpassungs-, Schalt- und Diversity-Funktionen erbringt und ZF-Traps zum Schutz gegen ZF-Durchbruch bereitstellt. Das resultierende RF-Signal 116 wird dann in einen RF-Verstärker 104 geleitet, der einen gewissen Grad an Selektion (variabler, abgestimmter Gang) und Empfindlichkeit (durch Steigern der RF-Signalstärke) liefert. Das verstärkte RF-Signal ist für eine direkte digitale Verarbeitung aber nicht geeignet, da es oft auf Hunderten von MHz liegt, was weit jenseits der Fähigkeiten derzeitiger PCD-Prozessor-ICs und Datentransferbusse liegt, ganz zu schweigen von A/D-Wandlern. Da aber die Bandbreite des Signals das wichtige Element ist und nicht die Nennmittenfrequenz, auf der es gesendet wird, wird das RF-Signal 117 als Nächstes in einen Empfangsumsetzer 105 weitergeleitet, der das gewünschte Frequenzband auf eine zutreffende Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt. Der Empfangsumsetzer sorgt außerdem für zusätzliche Selektion und Verstärkung des gewünschten Signals.
Das ZF-Signal 118 wird dann in ein Bandpassfiltersystem 106 geleitet, dessen Hauptzweck es ist, die höherfrequenten Komponenten des Signals einzuschränken, um ein Aliasing des von dem A/D-Wandler (ADC) 107, in den das gefilterte ZF-Signal 119 als Nächstes geleitet wird, erfassten Signals zu verhindern. Zweck der schnellen Präzisions-ADC-Einheit 107 ist es, eine digitale abgetastete Version der ZF-Schwingungsform zu erzeugen, die dann weiter digital verarbeitet werden kann. Der digitalisierte Datenstrom wird (kontinuierlich) über einen Datenbus 120 zu der Schnittstellenmanagementeinheit (IMU) 108 geleitet. Aufgabe der IMU ist die Verwaltung aller Systemfunktionen innerhalb der Vorrichtung (IMU) 108 und die Steuerung des Datenstroms zwischen der Vorrichtung 102 und dem PCD-Gerät 109. Eingehend wird das digitalisierte ZF-Signal in der IMU zwischengespeichert und nach Bedarf mit einem schnellen Bus 114 an das PCD-Gerät 109 übertragen.
Das eingehende, digitalisierte ZF-Signal wird dann von Softwaremodulen in dem PCD-Gerät 109 verarbeitet, wobei die oben erwähnte Reservekapazität (wenn vorhanden) auf der/den Hauptprozessor-IC(s) des PCD-Geräts genutzt wird. Diese Module demodulieren und decodieren das ZF-Signal und besorgen eventuell notwendige höhere Protokollverarbeitungsvorgänge (einschließlich sekundärer AF-Demodulation, falls nötig). So wiedergewonnene Daten können nach Wunsch von Anwendungen verwendet werden, die auf dem PCD-Gerät abgearbeitet werden, oder zu weiteren Systemen weitergeleitet werden.
Wenn Daten von der Vorrichtung 102 aus dem PCD-Gerät 109 übertragen werden sollen, müssen die auf dem PCD-Gerät 109 laufenden Softwaremodule zunächst jedwede erforderliche Codierung und Modulation (einschließlich High-Level-Datenprotokolle und anfängliche AF-Modulation, wenn gewünscht) durchführen, so dass ein synthetisiertes digitales ZF-Signal entsteht. Diese Informationen werden dann über den Hochgeschwindigkeitsbus 114 zur IMU 108 geleitet, wo sie zwischengespeichert werden können, bevor sie auf einen schnelle Präzisions-A/D-Wandler (DAC) 110 gestreamt werden (121). Dadurch wird das digitale ZF-Signal in eine analoge Darstellung 122 umgesetzt, die dann durch ein Anti-aliasing-Filter 111 gesendet werden muss, dessen Hauptaufgabe es ist, unerwünschte Hochfrequenzkomponenten zu entfernen, die ein natürliches Nebenprodukt des D/A-Wandlungsprozesses sind. Das gefilterte ZF-Signal 123 wird dann in eine Sendeumsetzereinheit 112 geleitet, die es in Nennmittenfrequenz aufwärts auf den zum Senden zutreffenden Bereich verschiebt (der selbstverständlich jeweils von dem benutzten Dienst abhängt). Der Sendeumsetzer stellt auch die Signalverstärkung und Selektion am ZF-Bereich bereit.
Das resultierende aufwärtsgemischte RF-Signal 124 wird in den abgangsseitigen RF-Leistungsverstärker 113 geleitet, der seine Stärke auf einen zum Senden geeigneten Pegel erhöht. Dieses verstärkte Signal 125 wird dann zu dem Antennensteuergerät 103 geleitet, wo es an die zutreffende Antenne 101 zum Senden angelegt wird. Die Antenne 101, die gemeinsam mit der Empfängerantenne genutzt wird oder von ihr separat ist, emittiert dann das RF-Signal als elektromagnetische Schwingungen und der Kreislauf wird geschlossen.
Die Vorrichtung kann Informationen über eine große Zahl von Nennmittenfrequenzen und Signalbandbreiten empfangen und senden. Steuerinformationen, die die Frequenz- und die Bandbreitenselektion der Vorrichtung beeinflussen, werden von den Treibern auf dem PCD-Gerät 109 generiert, das letztendlich unter der Kontrolle einer Mensch-Maschine-Schnittstelle (MMI) steht. Diese Informationen werden von der IMU 108 über den Datenbus 114 übermittelt und dann von der IMU 108 über den Steuerbus an die verschiedenen anderen Komponentenmodule der Vorrichtung 102 weitergeleitet. Dieser Bus dient auch zum Übertragen von Leistungsinformationen (wie z. B. Signalstärkeanzeigen und Abstimmungsrückkopplung) von den Modulen zu der IMU 108 und zwischen den Modulen selbst.
Die Vorrichtung kann im Vollduplexbetrieb (gleichzeitiges Empfangen und Senden) sowie im Halbduplexbetrieb (Empfangen und Senden, aber nie gleichzeitig) und im Simplexbetrieb (nur entweder Empfangen oder Senden, aber nicht beides) betrieben werden. Auf Wunsch können Modulationsschema, Bandbreite und Nennmittenfrequenz bei gesendeten Signalen vollkommen anders sein als bei empfangenen Signalen. Die Vorrichtung 102 kann außerdem verschiedene Bandbreiten und Frequenzen „scannen" (absuchen). Alternativ oder zusätzlich dazu kann der „Suchlauf durch Modulationsschemas auf der Seite des PCD-Geräts 109 stattfinden, um ein Signal von Interesse zu erfassen. Es ist zu beachten, dass das System auch in dem ankommenden Signal (als digitale Nachrichten) enthaltene digitale Abstimmungsinformationen verarbeiten kann, damit es einen Frequenz- (und möglichen Modulations-)Übergang beeinflussen kann, der Übertragung zu „folgen", was für Channel-Hopping-Schemas (und für „Übergaben" zwischen Diensten, beispielsweise DAB (Digital Audio Broadcasting) und konventionelle FM nützlich ist).
Wie verständlich ist, bildet die mit einem PCD-Gerät 109 gemäß der obigen Beschreibung (und wie im folgenden Text ausführlicher besprochen) verbundene Vorrichtung 102 ein einzigartiges kostengünstiges hochwertiges RF-Transceiversystem, obwohl Empfänger und Sender auch unabhängig bereitgestellt werden können. Dieses System ist sehr flexibel und kann durch Änderungen der PCD-Software mit künftigen Modulationsstandards kompatibel gemacht werden. Es kann auf Breitband- und Schmalbandübertragungen arbeiten und (mit den geeigneten Softwaretreibern) Einzelträger-, Mehrträger- und Streuspektrumsignale empfangen und senden.
Im Folgenden werden die diversen Komponenten der bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung ausführlicher besprochen.
ANTENNENSTEUEREINHEIT
Das erste derartige Teil ist die Antennensteuereinheit, die 103 in 1 entspricht und in 6 ausführlicher dargestellt ist. Dieses Subsystem 601 ist für die Verwaltung der Verbindung der verschiedenen RF-Verstärkungsstufen des Transceivers (empfangen und senden) mit einem Antennensatz 602 verantwortlich. Aufgabe jeder Antenne in dem Satz 602 ist das Umsetzen abgehender elektrischer RF-Signale in elektromagnetische RF-Emissionen und ankommender elektromagnetischer RF-Emissionen in elektrische RF-Signale. Der Antennenschalter 603 wählt aus, welche Antenne aus dem Satz 602 mit dem abgehenden RF-Signalweg 610 und/oder ankommenden Signalweg 623 zu verbinden ist. Dieses System ermöglicht die gemeinsame Nutzung einer einzigen Antenne für Senden und Empfang, entweder in einem Halbduplex-Umschaltmodus oder in einem Mischsignalmodus, und bildet außerdem die Basis für ein multiplexiertes Antennendiversity-System. Der Schalter wird (letztendlich) von der vom Endnutzer über eine MMI gewählten und an das PCD-System (109 in 1) übermittelten Betriebsart gesteuert, wobei diese Informationen von der Treibersoftware (an späterer Stelle besprochen) in ein Antennenschaltprofil übersetzt werden, die sie zu der Schnittstellenmanagementeinheit (108 in 1) überträgt, welche wiederum Low-Level-Befehle über den Steuerbus 608 an den Antennenschalter 603 ausgibt. In dem Antennensubsystem koordiniert eine Busmanagementeinheit 607 den Hauptinformationsfluss zwischen Subsystemkomponenten und der Hauptantennenspeisung auf den und von dem Befehlsbus 621.
Die Antennenabstimm- und -anpasseinheit (ATMU) 604 stellt eine Anzahl von Funktionen bereit. Ihre Hauptaufgabe ist es, die ausgewählte(n) Antenne(n) aus dem Satz 602 auf effiziente Weise mit dem Rest des Systems zu koppeln. In der bevorzugten Ausgestaltung hat dieses System schaltbare Balune, einen variablen ZF-Trap (bestehend aus einem Satz paralleler Resonanzkreise oder äquivalenter Oberflächenwellen- oder Quarzfilter, die auf die ZF-Frequenzen abgestimmt sind, die an anderer Stelle in dem Empfänger eingespeist werden, der zwischen jeder gewählten Antenne und Erde angeschlossen ist) und andere in der Technik gut bekannte Systeme zum Abstimmen einer bestimmten Antenne zum Empfangen oder Senden innerhalb eines bestimmten Frequenzbandes. Außerdem sorgt sie für einen Grad an transienter Isolation zwischen dem Antennensatz 602 und dem Rest des Systems. Steuereingangssignale werden über den Befehlsbus 608 und von dort durch Steuerleitung 612 an die ATMU 604 gelegt, die die Auswahl von verschiedenen Balunen, ZF-Filter-Rückweisungsprofil und so weiter erlaubt.
Die ATMU 604 ist über eine Leitung für eingehende 616 und abgehende 617 Signale mit den RF-Empfangs- und -Sendeteilen des Systems verbunden. Von den „rohen" Signalen zu und von der ATMU 618 und 619 abgegriffene Speisungen werden zu dem Antennenleistungsmonitor 605 geleitet, der auch Eingangssignale 623 und 610 erhält. Der Leistungsmonitor ist für das Bestimmen der Messgrößen des Grads an „Anpassung" zuständig, der zwischen dem ausgewählten Antennensatz und den Signalspeisungen zu und von dem Rest des Systems erzielt worden ist, wie dem Welligkeitsfaktor (VSWR). Diese Metrik wird auch für Sicherheitsschalten verwendet, wobei das Sendesystem gesperrt wird, wenn keine Antenne verfügbar ist (beispielsweise deshalb, weil der Benutzer sie abgeschaltet hat). Informationen von dem Antennenleistungsmonitor werden wieder zum Steuerbus 608 zurückgeleitet (615), wo sie von der Schnittstellenmanagementeinheit (und höherer Software im PCD-Gerät) für Quality of Service- (Betriebsgüte-) und Antennenanpassungs- und -schaltentscheidungen verwendet werden.
Schließlich wird in diesem Subsystem der fakultative Antennennachführungscontroller 606 für diejenigen Antennen verwendet, die elektronisch gesteuerte variable Empfangsfähigkeiten haben. Beispielsweise könnte ein Satellitenantennensystem die Fähigkeit haben, den Reflektor durch eine bestimmte Ablenkdistanz (Sweep) zu führen, und diese Funktionalität würde durch den Antennennachführungscontroller gesteuert werden. Als ein weiteres Beispiel würde bei externen Antennensystemen mit eingebauten Verstärkern der Verstärkungsfaktor durch dieses System geregelt. In einer Ausgestaltung ist der Nachführungscontroller eine Ein-/Ausgabe-IC mit Leitungen 613, die über den Steuerbus 614 von auf dem PCD-Gerät laufenden High-Level-Treibern programmiert, modifiziert und abgefragt werden können. Diese Anordnung bietet die Flexibilität zum Erweitern des Systems zum Steuern vieler Arten von Antennen- und Primärsignalerfassungssystemen.
RF-EMPFANGSVERSTÄRKER
Das eingehende Signal 616 wird von der Antennensteuereinheit 601 zu dem RF-Empfangsverstärker geleitet, der 104 in 1 entspricht und in 7 im Detail dargestellt ist. Das elektrische RF-Signal 708 in den Verstärkerunterabschnitt 701 wird zunächst durch einen elektronisch gesteuerten Bandpassfilter 702 geführt, das eine erste Rückweisung von Signalen außerhalb des gewünschten Bandes erbringt. Dieses Filter kann auf Wunsch völlig aus der Schaltung ausgeschaltet werden (für sehr schwache Signale). Das resultierende gefilterte Signal 720 wird dann von dem Breitband-Radiofrequenzverstärker 718 verarbeitet. Der Verstärker kann abgestimmt werden, um gegenüber dem eingehenden Signal 720 einen gewissen Selektionsgrad zu bieten und um die Bildung unerwünschter Bild-, Kreuzmodulations- und Intermodulationsprodukte innerhalb der nachfolgenden Abwärtsmischstufe zu unterdrücken; im Allgemeinen übernimmt dies ein in der Einheit 718 eingebundenes Nachverstärkungs-Bandpassfilter. Mittenfrequenz und Bandbreite des Bandpassfilters 702 und die von dem RF- Verstärker 178 bereitgestellte Grobabstimmung werden von dem Grobabstimmcontroller 704 durch Schnittstellenleitungen 714/713 ausgewählt. Diese Abstimmung erfolgt letztlich unter der Kontrolle der Mensch-Maschine-Schnittstelle (MMI) am PCD-Gerät, die dann durch die entsprechenden Softwaretreibermodule Abstimmbefehle zu der Schnittstellenmanagementeinheit (IMU) sendet, die wiederum Befehle über den Steuerbus 707 (unter anderem) zu dem RF-Empfangsverstärker 701 sendet. In dem Verstärkersubsystem 701 leitet die Busmanagementeinheit 706 den Informationsfluss zu und von (717) dem Steuerbus zu Komponenten des Subsystems, einschließlich der oben erwähnten Abstimmregelung (über 715).
Die Verstärkereinheit selbst 718 besteht in einer Ausgestaltung aus einem Satz schaltbarer Verstärker, jeweils mit einem eindeutigen „Fingerabdruck" von Bandbreite, Gain, Frequenz und Phasengang. In einem solchen System wird ein geeigneter Verstärker von dem Grobabstimmcontroller 704 in den Schaltkreis geschaltet. In der bevorzugten Ausgestaltung des Systems wird aber ein einzelner Verstärker mit relativ hoher Bandbreite verwendet, wobei die Abstimmung von einer integrierten digital gesteuerten Bandpassfiltereinheit bewirkt wird, die von dem Grobabstimmcontroller durch die Leitung 713 verwaltet wird.
Selbstverständlich ist ein Hauptzweck des RF-Verstärkers die Erzielung einer gewissen Signalverstärkung. Bei Nennempfangsfrequenzen unter rund 3 MHz wird der Verstärker auf einen sehr geringen Verstärkungsfaktor eingestellt (oder sogar vollständig aus dem Schaltkreis ausgeschaltet), weil der Rauschabstand (SNR) durch Verstärken nicht verbessert wird. Bei höhreren Frequenzen geht das von der Antenne aufgenommene Rauschen zurück (relativ zu dem im Empfänger erzeugten Rauschen), wodurch die RF-Verstärkung im Hinblick auf den Rauschabstand lohnend wird. Allgemeine Pegeloptimierung zu nachfolgenden Unterabschnitten des Transceivers, besonders dem Empfangsumsetzer, wird durch Einstellen des entsprechenden Verstärkungsfaktors erreicht. Dies wird von dem Hauptverstärkungsregler 722 gesteuert, der einen von der PCD-residenten Treibersoftware gesetzten Grobeingang (in der aus der vorhergehenden Besprechung jetzt bekannten Weise) hat und über die IMU und den Steuerbus 707, vom Busmanagementsystem 706 überwacht, durch die Steuerleitung 719 kommuniziert. Es ist aber zu beachten, dass das Verstärkersubsystem 701 auch eine Hauptverstärkungsmonitoreinheit 705 hat, die Vorfilter- 712, Nachfilter- 721 und Nachverstärkungssignale 710 akzeptiert und für jedes kontinuierliche Signalstärkemessgrößen berechnet. Dieses System speist seine Ergebnisse 706, die schließlich von den PCD-residenten Treibern konsumiert werden, über die Busmanagementeinheit (BMU) zum Befehlsbus 707, kann aber auch in einem automatischen Verstärkungsregelungsmodus mit direkter Rückkopplung betrieben werden, in dem die berechneten Informationen zu dem Hauptverstärkungsregler 722 weitergeleitet werden 711, um eine rasche Glättung des Signals zuzulassen. Es ist zu beachten, dass der Verstärker 718 eine extrem gute Linearität aufweisen sollte.
EMPFANGSUMSETZER
Nach Durchlaufen der Verstärkung und Auswahl innerhalb des RF-Empfangsverstärkers 701 wird das RF-Signal als Nächstes zur Empfangsumsetzerstufe geleitet (709), die 105 in 1 entspricht und in 8 detailliert dargestellt ist. Allgemeiner Zweck der Empfangsumsetzerstufe 801 ist es, eine verstärkte Version des gewünschten Signals mit einer gegenüber dem empfangenen Signal viel niedrigeren Nennmittenfrequenz (aber mit identischer Bandbreite) zu liefern. Ziel ist es, das Signal abwärts auf eine Frequenz zu mischen, auf der es vernünftig digitalisiert und in den nachfolgenden Stufen des Systems in das PCD-Gerät gespeist werden. Hauptsignalverstärkung ist auch auf der Empfangsumsetzerstufe möglich, wozu auch die Tatsache beiträgt, dass eine bekannte Nennmittenfrequenz (an einem Punkt in der Empfangsumsetzungskette) erzielt werden kann, was die Verstärkerkonstruktion (besonders bezüglich Bandbreite/Frequenzgang) erleichtert.
Das ankommende verstärkte RF-Signal 816 wird durch eine Anzahl von Überlagerungsempfängerstufen 808...821 geleitet, die für das Verschieben des Signals auf einen geeigneten ZF-Punkt verantwortlich sind, wobei sie das Signal zum Entfernen unerwünschter Komponenten filtern und auf einen nützlichen Pegel verstärken. In der bevorzugten Ausgestaltung des RF-Transceivers der vorliegenden Erfindung gibt es insgesamt vier primäre Superhet-Stufen (im Diagramm werden zwecks besserer Übersichtlichkeit nur zwei 808/821 gezeigt), gefolgt von einem Quadratur-Überlagerungsempfänger 809, obwohl auch Konstruktionen mit einer kleineren oder größeren Zahl von Frequenzumsetzungsstufen möglich sind. Jeder Superhet kann, gesteuert vom Zwischenabstimmcontroller 807, der Eingänge von der Treibersoftware im PCD-Gerät über die IMU und den Befehlsbus 810 erhält, erforderlichenfalls aus der Schaltung ausgeschaltet werden. Wie zuvor ist eine Busmanagementeinheit 803 für das Management der Kommunikation 861 zwischen dem Bus 810 und den lokalen Modulen verantwortlich. Sie stellt die Speisung 836 zum Zwischenabstimmcontroller bereit. Der Controller wiederum sendet über Befehlsleitungen 826/827/825 Nachrichten an jede der Superhet-Stufen.
In einer alternativen, für maximale Frequenzagilität ausgelegten Ausgestaltung ist eine zweidimensionale Matrix von Superhet-Stufen vorgesehen, die jeweils unter der Kontrolle der im PCD-Gerät abgearbeiteten Treiber ein- oder ausgeschaltet werden können. In dieser Anordnung werden spezialisierte Superhets erster und zweiter Stufe für die anfängliche Mikrowellenumsetzung, UHF- und Sub-UHF-RF, verwendet.
In einer weiteren alternativen Ausgestaltung wird die so genannte „Direktumsetzung" des RF-Signals eingesetzt. Bei der Direktumsetzung findet ein Abwärtsmischen in einem Mischer mit Hilfe eines eingespeisten LO-Signals auf der Nennmittenfrequenz statt. Dieser Prozess hebt das Spiegelfrequenzproblem (und ensprechende Spiegelselektionsschaltungsanordnungen) auf, führt aber keine DC-Komponente in das Signal ein, weil die ZF um den 0 Hz-Punkt „gewickelt" ist. Diese DC-Komponente verursacht bezüglich Verstärkung ernsthafte Probleme (siehe beispielsweise Abidi, A., „Low-Power Radio Frequency ICs for Portable Communications", Seiten 58–60, in Larson, L. (Hrsg.), RF and Microwave Circuit Design for Wireless Communications, 1996, Artech House Inc., Norwood, MA, USA), wodurch das Verfahren für eine Anzahl von Modulationsschemas, wie analoge FM und gewisse Vielträgersysteme, ungeeignet wird. Für Schemas wie binäre Frequenzumtastung (BFSK) ist die Direktumsetzung aber nützlich.
Eine detailliertere Ansicht der Funktionskomponenten von einer der Standard-Superhet-Stufen ist in 808 zu sehen. Das ankommende RF-Signal 841/816/823 wird in einen Mischer 831 geleitet, wo es mit einer Frequenz 845 von einem variablen Lokaloszillator (VLO) 834 kombiniert wird. In einer bevorzugten Ausgestaltung ist der VLO unter Verwendung von Digital-Synthesiser-Technologie ausgeführt, um einen breiten Frequenzbereich, hervorragende Genauigkeit und rasche Rekonfiguration zuzulassen. Andere Ausgestaltungen sind aber eindeutig möglich. In einer solchen Anordnung verwendet die erste Stufe der Empfangsverstärkung einen synthetisierten VLO 834, dessen Frequenz durch die Speisung 847/826/827 von dem Zwischenabstimmcontroller 807 ausgewählt werden kann, aber nachfolgende Stufen verwenden Festfrequenzoszillatoren, um Kosten und Komplexität zu verringern. In einer anderen Anordnung wird anstelle eines Digitalfrequenzsynthesisers ein Varaktordiodensystem zum Erzeugen des LO-Signals 845 verwendet. In noch einer weiteren Anordnung, bei der die Erfassungsrate der A/D-Wandlerstufe (107 in 1) hoch genug ist, um das RF-Signal direkt digitalisieren zu können, und keine analoge Quadatur gewünscht wird, kann die gesamte Empfangsumsetzerstufe 801 weggelassen werden. Es ist auch zu beachten, dass der allgemeine Zweck des Empfangsumsetzers 801 zwar die Verschiebung des erfassten RF-Signals auf eine zugängliche ZF (oder auf Basisband oder sogar 0 Hz ZF, falls zutreffend) ist, die Verringerung der Nennmittenfrequenz über die Superhet-Stufen aber nicht monoton zu sein braucht. Beispielsweise kann es für bestimmte Frequenzbereiche sogar vorteilhaft sein, das Signal in den frühen Überlagerungsempfängern aufwärtszumischen, um zu der Verringerung von Spiegelfrequenzen in den späteren Stufen beizutragen.
Das Ergebnis des Mischers 831 wird dann in einen ZF-Verstärker 832 geleitet 842, der die Stärke des Signals erhöht. In einer bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung werden Breitband-ZF-Adapter verwendet. Es ist aber auch möglich, durch Verwendung von abgestimmten IF-Verstärkern einen Grad an Selektion bereitzustellen. In einer alternativen Ausgestaltung des Systems sind die ZF-Verstärker 832/836/838 unter Stoftwaresteuerung, letztlich über die Speiseleitung 847/859/826/827/825 von dem Zwischenabstimmcontroller 807, abstimmbar. Der Verstärkungsfaktor der ZF-Verstärkerstufe wird von durch eine Speisung 864/811/812/813 von dem Zwischenverstärkungsregler-Subsystem 802 eingestellt. Wie in den RF-Stufen, erfolgen Abgriffe (821) von dem Signal, während es die Stufe 801 durchläuft, und diese speisen sowohl einen Zwischenverstärkungsregler 804 als auch einen Zwischenabstimmungsmonitor 805. Der Verstärkungsmonitor meldet (815) den Treibern im PCD-Gerät über die Busmanagementeinheit 803, den Steuerbus 810 und die IMU Gesamtmessgrößen der Signalstärkeverstärkung. Er hat auch einen schaltbaren Rückkopplungsweg 820 zu dem Zwischenverstärkungsregler 802, der die Anwendung einer automatischen Verstärkungsregelung (AGC), wo gewünscht, zulässt, die mit Konstanthüllkurven-Modulationsschemas wie COFDM/QPSK oder konventioneller FM nützlich ist. Dieses System kann für andere Schemas mit variabler Umhüllenden (wie z. B. AM), für die es vielleicht nicht angebracht ist, deaktiviert werden; alternativ können bei einer ausreichend langen Integrationszeit für die Signalmetrik in der Verstärkungsmonitoreinheit 815 sogar einige Schemas mit variabler Umhüllenden die Vorteile der automatischen Verstärkungsregelung (AGC) genießen.
Die Hauptspeiseleitung 814 zu der Zwischenverstärkungsregelung wird letztendlich von der Treibersoftware im PCD-Gerät gesteuert.
Der Zwischenabstimmungsmonitor 805 stellt einen Satz Messgrößen bereit, die den erzielten Grad an Frequenzrastung anzeigt, wie er anhand des Satzes von Eingangssignalabgriffen 821 berechnet wurde. Bei einer bevorzugten Ausgestaltung beinhaltet dies zumindest die Verwendung eines Satzes von Phasenregelkreisen zum Erzeugen von Phasenfehlersignalen. Diese Metrik wird den PCD-Treibern über Kanal 828 zurückgemeldet; es ist aber auch ein Rückkopplungsweg 860 zu dem Zwischenabstimmcontroller 807 vorgesehen, damit ein System für die automatische Verstärkungsregelung (AFC) bei Bedarf genutzt werden kann. Eine Verwendung hiervon wäre es, die Einspeisungs-VLO-Frequenzen in den Überlagerungsempfängern 808/821/809 zu verschieben, um sicherzustellen, dass ein Signal „gerastet" gehalten gehalten wurde, bei dem die Nennmittenfrequenz des Signals wegen schlechter Senderstabilität im Spektrum „wanderte", und um einen Mangel an Genauigkeit oder Drift in den VLO-Einheiten 834/840 selbst zu kompensieren.
Das verstärkte Signal 843 enthält unerwünschte Modulationskomponenten, die dann von dem Bandpassfilter 833 gedämpft werden, wonach die Umsetzungsunterstufe 808 abgeschlossen ist und das Signal auf 844/823/822 zur nächsten Unterstufe geleitet wird. In einer bevorzugten Ausgestaltung werden die Phasen- und Frequenztransferfunktion des Bandpassfilters 833 mit über eine Leitung 848 von dem Zwischenabstimmcontroller 807 gesendeten Signalen elektronisch gesteuert.
Die anfänglichen Superhet-Stufen 808...821 sind Nichtquadratur-Einheiten, die nur mit Signalen in dem phasengleichen oder „I"-Modus betrieben werden. Der Ausgang einer Stufe wird in den Eingang der nächsten gespeist (z. B. wird 823 in 821 gespeist). In einer bevorzugten Ausgestaltung des Systems kann die letzte Superhet-Stufe 809 aber in einem Quadraturmodus betrieben werden (zwei mit VLO-Signalen identischer Frequenz, aber ⫾/2 phasenverschoben arbeitende Empfangsumsetzer). 830 zeigt dieses Subsystem detaillierter. Das eingehende Signal 849/822 wird in zwei Signale geteilt. Ein Signal wird im Mischer 1 835 mit dem gleichphasigen „I"-Signal 865 von dem VLO 840 überlagert, um den I-Ausgang 850 zu erzeugen, der dann im ZF-Verstärker 1 836 zwischenverstärkt wird, um den I-Kanal-Ausgang 855/818 zu produzieren. Das andere Signal wird mit einem Quadratur-(„Q"-)LO-Signal überlagert, das produziert wird, indem der Ausgang 858 von VLO 840 durch ein schaltbares Phasenverschiebungsnetz 839 gelegt wird. Das Quadratur-LO-Signal 857 wird mit dem Signal 851 in Mischer 2 837 kombiniert und der resultierende Q-Kanal 854 wird dann in dem ZF-Verstärker 2 838 zwischenverstärkt, um das Q-Ausgangssignal 856/817 zu erzeugen. Es ist zu beachten, dass das Quadraturverschiebungssystem auf Wunsch abgeschaltet werden kann (wie bei allen Superhet-Stufen kann nämlich erforderlichenfalls die gesamte Untereinheit durch die Verwendung von Bypass-Routingschaltern umgangen werden, die zum Zweck der Übersichtlichkeit in den Diagrammen nicht abgebildet sind). Wenn das System ausgeschaltet oder umgangen wird, enthält nur der I-Ausgang 855/818 ein gültiges Signal zur Bearbeitung durch den Rest des Systems.
Wie bei den früheren Superhet-Stufen und gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung wird der VLO 840 von einem Frequenzsynthesiser unter dem Management des Zwischenabstimmcontrollers 807 (und letztendlich im PCD-Gerät laufender Treibersoftware) durch eine Leitung 859/825 bereitgestellt. Die Treibermodule in dem PCD-Gerät verwalten auch das Phasenverschiebungsnetz durch Speiseleitung 860/824, und es gibt einen Durchlassregler 853 zum ZF-Verstärker 2 838, damit er ausgeschaltet werden kann, wenn das IQ-System nicht benötigt wird. Der Verstärkungsfaktor dieses Verstärkers 838 wird durch Leitung 825/813 von dem Zwischenverstärkungsregler gesetzt, und es gibt auch einen Durchlassregler 866 für den Verstärkungsfaktor von Verstärker 1 836.
Hauptgrund für das Quadratur-Superhet-System 809 ist die Bereitstellung einer effizienten FFT-Analyse des Signals, wenn es nachfolgend in das PCD-Gerät gelegt wird.
ANTI-ALIASING-BANDPASSFILTER
Nachdem das Signal so auf eine bearbeitbare Frequenz abwärtsgemischt worden ist, besteht die nächste Stufe darin, dass das eingehende Signal 818/855 (oder UQ-Signale 818/855/817/856) an die Anti-aliasing-Bandpassfiltereinheit angelegt wird, die 106 in 1 entspricht und in 9 detailliert dargestellt ist. Hauptzweck dieses Systems 901 ist es zu gewährleisten, dass die eingehenden Signale (zwecks Vereinfachung der Beschreibung wird ab diesem Punkt davon ausgegangen, dass sowohl das I-Signal 902 als auch das Q-Signal 903 zu verarbeiten sind, obwohl es sein kann, dass für bestimmte Betriebsarten nur das „I"-Signal 902 vorliegt, wie oben besprochen) 902/903 von Frequenzen gereinigt werden, die innerhalb der nachgeschalteten A/D-Wandlerstufe (ADC-Stufe) Alias-Effekte verursachen könnten. Der Alias-Effekt tritt auf, wenn ein A/D-Wandler eine Frequenz über seiner sicheren Erfassungsrate mit einer niedrigeren Frequenz „verwechselt", was eine Störmessung verursacht. Nach dem Nyquist-Abtasttheorem muss ein A/D-Wandler mit dem Zweifachen der höchsten in dem Signal enthaltenen Frequenz abtasten; ebenso muss die Aufgabe des Anti-aliasing-Filters vor dem A/D-Wandler die Entfernung von Signalen sein, die eine Frequenz haben, die höher als die Hälfte der der Abtastfrequenz des A/D-Wandlers ist. Dabei könnte es so aussehen, als ob ein einfaches Tiefpassfilter bei halber Abtastfrequenz für 901 ausreichen würde, dies ist aber aus einer Anzahl von Gründen nicht der Fall. Zunächst kann es Komponenten niedrigerer Frequenz geben, die nicht in dem Signal benötigt werden, was erfordert, dass das Filter ein Bandpassfilter anstelle eines einfachen Tiefpassfilters ist. Zweitens ist der Flankenabfall konventioneller (nicht aktiver) Tiefpassfilter schlecht, sodass eine Begrenzung auf halbe Abtastfrequenz gefährlich ist. Drittens muss die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers in einem System wie dem hier beschriebenen aus Gründen der Effizienz variabel sein und ist zu der Bandbreite des gewünschten Signals proportional. Das bedeutet, dass die Frequenz- und Phasengangkurven des Filters modifizierbar sein müssen.
Aus diesen Gründen sind die Anti-aliasing-Flter in einer bevorzugten Ausgestaltung der Vorrichtung als elektronisch einstellbare aktive Bandpassfiltereinheiten hoher Qualität ausgeführt. Ihre Parameter werden, letztendlich von der im PCD-Gerät laufenden Treibersoftware gesteuert, durch den Steuerbus 912 eingestellt. Die Busmanagementschnittstelle (BMU) 911 verbindet 914 mit dem Bus 912 und leitet Informationen von und zu dem Filter-Controller 910. Diese Einheit ist für das Ansteuern der eigentlichen Filter 906/907 durch Steuerleitungen 908/909 verantwortlich.
A/D-WANDLER (ADC)
Nach dem Bandpassfiltern zum Entfernen unerwünschter Komponenten wird das abwärtsgemischte I/Q-Signal als Nächstes zur A/D-Wandlerstufe (ADC-Stufe) geleitet (904/905), die 107 in 1 entspricht und in 10 detailliert dargestellt ist.
Der allgemeine Zweck der ADC-Einheit 1001 ist es, die abwärtsgemischten I/Q-Signale 1002/1003 in digitale Form umzusetzen, damit sie zur digitalen Signalverarbeitung und-demodulation (auch hier wird zur Vereinfachung der Beschreibung davon ausgegangen, dass sowohl I-Signal 1002 als auch Q-Signal 1003 zu erfassen sind, obwohl in einigen Modi nur das I-Signal 1002 von Interesse sein wird, wobei in diesem Fall es allein erfasst wird) an das PCD-Gerät angelegt werden können.
Die Signalumwandlung von analogen auf pulscodemodulierte (PCM) digitale Daten wird von zwei A/D-Wandlern 1009/1010 bereitgestellt. In einer bevorzugten Ausgestaltung des Adapters der vorliegenden Erfindung sind diese A/D-Wandler zu einem Abtastbetrieb über einen breiten Frequenzbereich (bis zu rund 50 Millionen Abtastungen pro Sekunde (MSPS)) fähig, arbeiten im „Flash"-Modus (haben eine konstante Umsetzungszeit über ihren zulässigen Eingangsbereich), bieten eine Genauigkeit von wenigstens 16 Bit und sind monoton ohne fehlende Codes und mit hoher Transferfunktionslinearität. Andere Ausgestaltungen sind vorgesehen, bei denen zur Kostensenkung einfachere A/D-Wandler verwendet werden, wie z. B. 2 MSPS/8 Bit-Bausteine, oder nur ein A/D-Wandler, der nur aufdem I-Kanal operiert (da es im Empfangsumsetzer keinen Quadratur-Superhet gibt). Auf Grund von Nyquist muss die Abtastfrequenz eindeutig wenigstens zweimal so groß sein wie die höchste von der Bandpassfiltereinheit (106 in 1) durchgelassene Frequenz und zur Sicherheit vorzugsweise etwas höher. Das wird letztlich von dem Signal mit der höchsten Bandbreite bestimmt, für dessen Erfassung die Vorrichtung vorgesehen ist. Die Digitalisierung eines Schmalband-Mobitex-Signals bei 12,5 kHz Bandbreite würde von einem 32 kSPS-A/D-Wandler bequem erfasst werden (geeignetes Abwärtsmischen auf eine Nenn-AF-Mittenfrequenz von höchstens 9,75 kHz vorausgesetzt). Ein Breitband-CDMA-Signal würde aber viel höhere Abtastfrequenzen benötigen. Eindeutig gibt es eine Anzahl praktischer Überlegungen für die Geschwindigkeit und Genauigkeit der A/D-Wandler. Die Grenzen bestehender Analog/Digital-Technologie, die Bus-Endgeschwindigkeit in das PCD-Gerät und die Verarbeitungsgeschwindigkeit des PCD-Geräts beschränken alle die höchste realisierbare Abtastrate. Es wird jedoch erwartet, dass die Fähigkeit jedes dieser Faktoren, dem historischen Trend folgend, mit der Zeit steigen wird, wobei dann A/D-Wandlereinheiten mit höherer Abtastfrequenz in Ausgestaltungen des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung eingebunden werden können. Ein weiterer zu beachtender Punkt ist, dass, wenn das erfasste Signal zur Bearbeitung durch eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) in dem PCD-Gerät bestimmt ist, dann die Abtastfrequenz so einzurichten ist, dass die Zahl von Abtastungen für eine FFT-Fensterzeit, die eine orthogonale Transformation auf die ursprünglichen Träger ergibt (wenn dieser Modulationsmechanismus verwendet wird), eine Zweierpotenz ist. Das macht die FFT-Operation effizienter.
Die Funktion der Abtastfrequenz im Verhältnis zur Zeit wird von dem Abtast-Controller 1006 unter dem Obermanagement von in dem PCD-Gerät laufender Treibersoftware gesteuert.
Befehle werden über den Befehlsbus 1007 an den Abtast-Controller erteilt. BMU 1016 bildet die Schnittstelle für den Bus 1017 über Leitung 1008 mit dem Abtast-Controller 1006 und über Leitung 1013 mit dem Multiplexer 1014 (der nachfolgend eingehender behandelt wird). Der Abtast-Controller implementiert die Abtasttakte für die A/D-Wandler und stellt andere Parameter (z. B. 8/16-Bit-Abtastmodus, wenn zutreffend) durch die Schnittstellenlinien 1005/1004 ein. Der Abtasttakt wird von einem Haupt-Hochfrequenz-Takt synthetisiert, der durch den Bus 1007 auf einer abgeschirmten Leitung verteilt wird; die Abtastung ist aber mit Bezug auf den PCD-Takt effektiv asynchron. Der Abtast-Controller enthält auch einen Echtzeit-Taktzähler (RTCC), um die Erzeugung von nichtkonstanten Abtastfunktionen zuzulassen. Dies ist für eine Anzahl verschiedener Anwendungen nützlich. Beispielsweise braucht das System in einem TDMA-Schema (Zeitmultiplex-Zugriff) nur Informationen zu „erfassen", die in einem bestimmten zyklischen Zeit-„schlitz" auf den eingehenden Signalen 1002/1003 übertragen werden – zu jedem anderen Zeitpunkt können die Abtaster ausgeschaltet sein. Die Abtastfrequenzfunktion wäre in einem solchen Szenario eine Folge von Rechteckwellen. Desgleichen können Mehrfrequenzsignale mit der Zeit auf einem einzelnen Kanal vorliegen (beispielsweise Steuersignale kleiner Bandbreite gefolgt von Datensignalen hoher Bandbreite). In diesem Fall würde die Abtastfrequenz nach Bedarf von dem Abtast-Controller 1006 verringert und erhöht, um sicherzustellen, dass zu jedem bestimmten Punkt in dem Signal, wo es Informationen von Interesse trägt, das Nyquist-Kriterium ohne übermäßiges Abtasten (das nur eine unnötige Belastung des Systems mit wenig oder keinem zusätzlichen Nutzen verursacht) erfüllt wird.
Die digitalisierten busgeführten parallelen I- 1012 und Q-Signale 1011 werden als Nächstes in eine Multiplexer-Einheit (MUX) 1014 geleitet. Ihre Aufgabe ist es, sie zu einem einzelnen parallelen Strom zu machen, um die nachfolgende Bearbeitung zu erleichtern. Der MUX 1014 wird, letztendlich unter dem Management der Treiber in dem PCD-Gerät, durch Leitung 1013 gesteuert. Hauptzweck dieser Steuerung ist es, den MUX zwischen Durchlassmodus (in dem nur der I-Kanal 1012 Daten enthält und einfach mit Ausgangsbus 1015 verbunden ist) und Interleave-Modus (in dem der I-Kanal 1012 und der Q-Kanal 10 Daten enthalten und in das einzelne busgeführte Signal 1015 zeitmultiplexiert werden müssen) zu schalten. Es ist zu beachten, dass mit Bussen gearbeitet wird, weil serielle Konnektivität bei den hohen Abtastgeschwindigkeiten, die von den A/D-Wandlern verlangt werden, wenn Breitbandsignale involviert sind, sehr ineffizient wäre. Außerdem ist zu beachten, dass die A/D-Wandler 1009/1010 und der MUX 1014 und ihre betreffenden Busse 1012/1011/1015 mit Bezug auf den Hauptsystembus und den Mikrocontroller-Takt effektiv asynchron laufen.
SCHNITTSTELLENMANAGEMENTEINHEIT (IMU)
Der busgeführte, multiplexierte digitale I/Q-Abtaststrom wird dann zu der Stufe der Schnittstellenmanagementeinheit (Interface Management Unit- IMU) geleitet 1015, die 108 in 1 entspricht und in 11 detailliert dargestellt ist.
Wie ihr Name schon erkennen lässt, ist der Hauptzweck der IMU das Managment der Schnittstelle zwischen dem persönlichen Rechengerät (PCD-Gerät 109 in 1), auf dem sich die Treibermodule befinden, und dem Rest des Systems. Das eingehende Bus-Signal 1109 von der ADC-Einheit (107 in 1) wird in eine FIFO-Pufferspeichereinheit 1110 geleitet, die erlaubt, dass die effektiv asynchrone Datenerfassung eine Schnittstelle zu dem Mikroprozessor 1113 erhält und zu dem Host-PCD-Gerät geleitet wird. Außerdem verhindert sie den Verlust von Daten, wenn der Mikroprozessor 1113 belegt sein sollte. Die FIFOs 1110 und 1114 können über den Steuerbus 1120 von außen gesteuert werden (nämlich von den ADC- bzw. DAC-Einheiten, 107 und 110 in 1). Die Busmanagementeinheit (Bus Management Unit- BMU) 1118 steuert den Informationsfluss zu und von (1133) dem Steuerbus 1120 und den verschiedenen Unterstufen der IMU, einschließlich einer busgeführten Verbindung 1121 zu dem Mikroprozessor 1133 und verschiedenen Steuerleitungen. Ein Satz Steuerungen 1142 steuert das Eingabeportmanagement des FIFO 1110 unter der Oberkontrolle der ADC-Stufe (107 in 1) an; ein weiterer steuert das Ausgabeportmanagement des FIFO 1114 unter der Oberkontrolle der DAC-Stufe (110 in 1) an. Der Ausgabeport zum Dateneingangs-FIFO 1114 wird von dem Mikroprozessor 1113 über Leitung 1111 gesteuert, die den Mikroprozessor 1113 Abtastwerte über Bus 1108 aus der FIFO-„Warteschlange" ablesen lässt.
Der Mikroprozessor 1113 ist nach Erhalt von Informationen von der ADC-Stufe (107 in 1) für die Durchführung der (wenn überhaupt) jeweils benötigten Vorverarbeitung (die in der vorliegenden Erfindung keine Demodulation beinhaltet) und dann das Weiterleiten der Informationen zu dem PCD-Gerät, wo die Hauptsignaldemodulation stattfindet, verantwortlich. Der Mikroprozessor 1113 kann Zeitsteuerinformationen in den Abtastungsstrom einfügen, um die PCD-Routinen erforderlichenfalls zu unterstützen. Auf dem umgekehrten Weg steuert er die Erfassung aller modulierten, digitalisierten Daten von dem PCD-Gerät und deren Weiterleitung durch Bus 1112 zu dem Eingangsport des Abgangs-FIFO 1114 über Leitung 1134.
In der bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung findet in dem Mikroprozessor wenig Signalverarbeitung von Bedeutung statt, das meiste davon wird dem (den) leistungsstärkeren Hauptprozessor (oder -prozessoren) im PCD-Gerät selbst überlassen. Zur Verdeutlichung ist zu beachten, dass in der bevorzugten Ausgestaltung von der IMU keine Demodulation des eingehenden Signals oder Modulation des abgehenden Signals bereitgestellt wird, da diese Funktionen alle in der im PCD-Gerät ausgeführten Software durchgeführt werden. In der bevorzugten Ausgestaltung ist das „Teilen in Zeitscheiben" eingehender Signale aber eine Funktion der IMU. Dies ist in Systemen mit Zeit-Multiplexing (TDM) nützlich, wo das eingehende Signal nur während bestimmten periodischen Intervallen von Interesse ist. In solchen Fällen weisen die Treiber im PCD-Gerät die IMU an, Daten nur während jener relevanten Intervalle zu übertragen und zu anderen Zeiten Daten zu verwerfen. Dies erleichtert die Last der Datenübertragung, während es die Bedingung, dass das PCD-Gerät das durchgeleitete digitalisierte, „in Zeitscheiben zerteilte" Signal demoduliert, nicht beeinträchtigt.
In der Verwaltung des allgemeinen Verhaltens der verschiedenen Komponenten des Transceiversystems fällt dem Mikroprozessor 1133 unter der Oberkontrolle der Softwaretreiber in dem PCD-Gerät eine bedeutende Rolle zu. Dies ist vorteilhaft, da es zulässt, dass der RF-Adapter während der kurzen Perioden, in denen das PCD-Gerät zu viel zu tun hat, um zu antworten, mit Bezug auf Frequenzsprungverfahren, Ausgangsleistungsdämpfung, TDMA-Signalgabe und andere Verhalten, die ein bestimmtes Übertragungsschema beim Gebrauch verlangen kann, sei es auf dem Haupt- oder dem Nebenkanal, immer noch richtig funktionieren kann. Von einem regulativen Gesichtspunkt aus stellt es auch einen bedeutenden Vorteil dar, weil der Mikroprozessor 1133 letztendlich die zulässigen Frequenzbereiche und Bandbreitenparameter für die Vorrichtung einstellt, und er kann somit als zuverlässiger Block bei unzulässigen Übertragungen und Empfangsintercept-Versuchen wirken, selbst dann, wenn der Benutzer versuchen sollte, diese Vorkehrung durch Schreiben eines „wilden" Treibers für das PCD-Gerät zu umgehen (oder ein Treiberfehler eintreten sollte). Vom Treiber muss eine kryptographische Authentifizierung zu dem Mikroprozessor gesendet werden, um es dem System zu erlauben, die Spektrum-/Leistungsmaske zu modifizieren.
Der Mikroprozessor 1133 hat Zugang 1129 zu einem Hauptspeicherbus 1125, mit dem drei verschiedene Arten von frei adressierbaren Speichereinheiten verbunden sind. Die erste ist der Arbeitsbereich-Direktzugriffsspeicher (RAM) 1124, der über Zugangsbus 1126 angeschlossen ist und der dazu verwendet wird, den Ausführungszustand von in dem Mikroprozessor 113 laufenden Programmen zu enthalten. Der zweite ist der nichtflüchtige RAM 1123, der über Zugangsbus 1127 angeschlossen ist und der dazu verwendet wird, Konfigurationsinformationen zu enthalten, die bei einem Stromausfall nicht verloren gehen dürfen (wie z. B. Gerätekennungsinformationen, Software-Patches, zulässige Spektrum-/Leistungsmasken, Zählungen übertragener Energie im Verhältnis zur Zeit usw.). Der dritte ist der über Zugangsbus 1128 angeschlossene nichtflüchtige Festwertspeicher (ROM) 1122, der dazu dient, unveränderliche Informationen in dem System, wie z. B. Hauptsoftwareroutinen, zu enthalten. Der Mikroprozessor 1133 wird von einer Zeitüberwachung 1116, die einen Rücksetzzustand bewirkt, wenn der Prozessor ihn nicht in geeignetermaßen häufigen Intervallen über Steuerleitung 1115 aktualisieren sollte, vor einem „Hängenbleiben" geschützt. Der Master-Takt für den synchronen Teil der Bearbeitungsanordnung 1117, der in einer bevorzugten Ausgestaltung durch Teilung des Taktes des PCD-Schnittstellenbusses 1138 erzeugt wird, falls einer verfügbar ist, wird auf dem Steuerbus 1120 durch Leitung 1118 verteilt und wird auch an alle Hauptkomponenten der Schnittstellenmanagementeinheit (IMU) 1101 verteilt.
Bei normalem Betrieb können die Treiber in dem PCD-Gerät nach der Initialisierung Softwareroutinen in den Arbeitsbereich-RAM (1124) oder den nichtflüchtigen RAM 1123 herunterladen, um den Betrieb der Vorrichtung anwendungsspezifisch anzupassen (jedwede ausgegegebenen Abstimm- oder Leistungsbefehle müssen aber in die zulässige Leistungs-/Spektrumsmaske fallen, wie oben erwähnt, oder sie werden nicht ausgeführt). Die durchschnittliche Fachperson erkennt leicht, dass eine Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung, in der einige oder alle der Funktionen innerhalb der IMU 1101 und in der Tat auch einige oder alle Funktionen des Steuerbusses 1120 und einige oder alle der Funktionen der assoziierten „Controller" (wie z. B. der Grobabstimmcontroller 701 in 4 und Busmanagementeinheiten in dem System) von einem einzigen Mikrocontroller (oder einer kleinen Zahl von Mikrocontrollern) ersetzt werden, um Kosten zu senken.
Nach der jeweils erforderlichen (wie oben besprochenen) Verarbeitung werden eingehende Daten mit der Portsteuerleitung 1136 von dem Mikroprozessor 1133 über Bus 1107 zu dem Eingangsport des FIFO-Pufferspeichers 1106 geleitet. Diese Warteschlange empfangener digitalisierter (und, im UQ-Modus, verschachtelter) Abtastwerte wird dann von Schnittstellenprotokolltreiber (IPD) 1103 über Bus 1105 mit Portsteuerleitung 1140 aus dem Ausgangsport des FIFO 1106 gelesen. Der IPD ist unter der Steuerung des Mikroprozessors 1133 über Leitung 1135 für den Umgang mit den verschiedenen Steuerleitungen, Spannungspegeln, Handshakes und Codierungen zuständig, die von der betreffenden PCD-Busschnittstelle in Gebrauch benötigt werden. Beispielsweise kann der IPD 1103, je nach Ausgestaltung, beliebige oder alle der folgenden Treiber implementieren: einen SCSI-Treiber (SCSI: Schnittstelle für Kleinrechner), einen PCMCIA-Schnittstellentreiber (PCMCIA: PC Memory Card International Association – PC Card), einen USB-Schnittstellentreiber (USB: Universal Serial Bus – universeller serieller Bus), einen PCI-Schnittstellentreiber (PCI: Peripheral Component Interconnect), einen ISA- (ISA: Industry Standard Architecture) oder EISA-Schnittstellentreiber (EISA: Extended Industry Standard Architecture), einen RS423/232-Schnittstellentreiber oder einen Treiber für eine beliebige andere Hochgeschwindigkeitsschnittstelle, mit der moderne PCD-Geräte jetzt ausgestattet sind oder künftig ausgestattet sein werden. Eindeutig gilt, je schneller die Schnittstelle desto besser, besonders wenn das System zum Erfassen von Signalen mit hoher Bandbreite verwendet wird. In einem solchen Fall sind die langsameren Ports (wie der konventionelle serielle RS423/232) vollkommen ungeeignet, außer wenn nur ein kleiner Signalbetrag gelegentlich benötigt wird, wobei der Adapter in diesem Fall das Signal vor der Übertragung zwischenspeichern könnte. Darüber hinaus sollte der Schnittstellenbus für optimale Leistung die Direktspeicherzugriff-(DMA)-Funktion unterstützen können, die es erlaubt, dass Daten ohne die Wechselwirkung des Hauptprozessors in dem PCD-Gerät in den und aus dem Speicher des PCD-Geräts gestreamt werden. Diese Art von Anordnung hat den Vorteil, dass sie eine viel geringere Belastung auf das PCD-System erzeugt. In einer alternativen Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung kann der Eingangs-FIFO 1110 auch tatsächlich Informationen direkt zu dem Ausgangs-FIFO 1106 leiten, und der Eingangs-FIFO 1131 kann Informationen direkt zum Ausgangs-FIFO 1114 leiten, um den Durchsatz zu maximieren. Auf jeden Fall werden die eingehenden Informationen (zusammen mit Takt-, Unterbrechungs- und anderen Steuerleitungen, die von dem Schnittstellenprotokolltreiber (IPD) 1103 gelesen und/oder beschrieben werden können) über Verbindung 1138 zu dem Hauptspeicherbus des PCD-Geräts geleitet.
Wenn die Daten zu dem PCD-Gerät geleitet worden sind, werden sie in dem Hauptspeicher gespeichert (oder zu einem Sekundär- oder Tertiärspeicherbaustein gestreamt). Schließlich werden sie mithilfe von Software digital verarbeitet, um sie zu demodulieren und die ursprünglich gesendeten Informationen wiederzugewinnen. Das System von „Plug-In"-Treibern, die derartige Operationen durchführen, wird an späterer Stelle in dieser Beschreibung eingehender besprochen.
Als Nächstes wird jedoch der umgekehrte Weg zu dem gerade betrachteten behandelt, in dem Informationen zuerst in Software in dem PCD-Gerät moduliert werden, um einen Strom digitaler pulscodemodulierter (PCM)-Abtastwerte zu erzeugen, die eine niedrige Zwischenfrequenz (ZF) darstellen (bis auf einen Bereich von 0 Hz bis f_max Hz in dem Limit, wobei f_max die Bandbreite des synthetisierten Signals darstellt- obwohl es besser ist, wenn sie auf einen etwas höheren Punkt als f_max /2 zentriert ist, um DC-Sperreffekte usw. zu vermeiden).
In einer bevorzugten Ausgestaltung werden die synthetisierten Signalabtastwerte beim Erzeugen von den PCD-Treibern in einen Speicherabschnitt innerhalb des PCD-Geräts gelegt, von wo sie über die Verbindung 1138 von dem IPD 1103 mit DMA zum Hauptspeicherbus 1102 geholt werden. In alternativen Ausgestaltungen, die zu den bereits für den Eingangsfall besprochenen symmetrisch sind, werden Daten von dem IPD von dort, wo die PCD-Treiber sie abgelegt haben, in einem Sekundär- oder Tertiärspeicherbaustein gestreamt oder in "Voll-Echtzeit" erzeugt und direkt vom Hauptprozessor (oder den Hauptprozessoren) des PCD-Geräts zu der IMU 1101 geleitet. Auf jeden Fall werden die abgehenden Daten (die Cueing- und andere Steuerbefehle enthalten können) in den von Portsteuerleitung 1139 verwalteten Eingangsport von FIFO 1131 geleitet 1132. Der Mikroprozessor 1133 liest über Bus 1130 mithilfe von Steuerleitung 1137 Abtastungen aus dieser Warteschlange, führt notwendige (Management-) Verarbeitung durch und leitet diese Abtastwerte dann über Bus 1112; der von Portsteuerleitung 1134 verwaltet wird, zum Eingangsport von FIFO 1114. Die Daten werden dann von dem asynchronen D/A-Wandler (DAC) (110 in 1) aus dem Ausgangsport dieses FIFO 1114 gelesen 1113, wobei die Steuerleitung 1141 durch den Hauptsteuerbus 1120 angeschlossen ist. Es ist zu beachten, dass ein Alarmzustand angezeigt wird, wenn der D/A-Wandler in der Situation Daten von dem FIFO 1114 wünscht, wenn dieser FIFO leer sollte, sollte, da in diesem Fall im Ausgangssignal eine Signalunterbrechung auftritt. Der Mikroprozessor 1133 kann so programmiert werden, dass er in diesem Fall eine Form von Notabtastungsersatz bereitstellt, wie z. B. eine gedämpfte prädiktive Zerfallsprojektion. Es ist zu beachten, dass der Mikroprozessor 1133 für das Detektieren von Steuerbefehlen von den Treibereinheiten (und Interleaving in Nachrichten, die über den Steuerbus 1120 zu den Treibern zurückkommen) und das Leiten dieser Nachrichten zu der Busmanagementeinheit 1119 verantwortlich ist, die sie dann entweder zu dem zutreffenden Modul lokal in der IMU 1101 lenkt oder die Nachricht über den Steuerbus 1120 weiterleitet.
D/A-WANDLER (DAC)
Im normalen Fall wird der busgeführte multiplexierte digitale I/Q-Abtastwertestrom zur D/A-Wandler-Einheit geleitet, die 110 in 1 entspricht und in 12 detailliert gezeigt wird.
Innerhalb des DAC 1201 wird der abgehende Strom 1215 aus verschachtelten PCM-I/Q-Abtastwerten zunächst in den Demultiplexer (DEMUX) 1214 geleitet. Diese Einheit, die durch Leitung 1213 gesteuert wird und letztendlich unter dem Mangement der Softwaretreibermodule in dem Host-PCD-Gerät steht, extrahiert die phasengleichen („I"-) 1212 und Quadratur-(„Q"-) 1211 -Datenströme aus dem verschachtelten (interleaved) gemeinsamen Strom 1215. Es ist aber zu beachten, dass es, wie bei den Eingaben, zwei Hauptbetriebsarten für Ausgaben gibt und in einem zweiten Modus nur I-Signale erzeugt werden. In einem solchen Fall arbeitet der DEMUX 1214 in einem Durchlassmodus und nur der I DAQ 1209 wird benutzt.
Der Hauptzweck der DAC-Stufe 1201 ist die Umsetzung des digitalen PCM-Abtastwertestroms in analoge Signale, die dann aufwärtsgemischt und gesendet werden können. Dieser Prozess wird in zwei Hochgeschwindigkeits-A/D-Wandlern 1209 und 1210 durchgeführt. Zum Zweck einer einfacheren Beschreibung wird im Folgenden angenommen, dass sowohl I- 1212 als auch Q-Signale 1211 erzeugt werden, obwohl in einigen Modi nur das I-Signal 1212 von Interesse ist und der andere Q-D/A-Wandler 1210 aus dem Schaltkreis ausgeschaltet ist.
In einer bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung können diese D/A-Wandler 1209/1210 auf der Basis von Eingängen über einen breiten Frequenzbereich von gerade über DC bis zu etwa 50 MSPS Signale erzeugen, die mit fester Nacheilung umgesetzt werden, hohe (wenigstens 16 Bit) Genauigkeit haben und monoton sind, ohne fehlende Codes und mit hoher Transferfunktionslinearität. Es sind aber auch andere Ausgestaltungen möglich, bei denen zur Kostensenkung einfachere A/D-Wandler, wie z. B. 2 MSPS/8 Bit-Bauelemente, oder ein einzelner A/D-Wandler, der nur am I-Kanalstrom arbeitet (mit dem vollständigen Entfernen des Quadraturkanals von der abgangsseitigen Phase der Konstruktion, wobei auch der additive Mischer (1314 in 13) entfernt wird), verwendet werden.
Wie bei den eingehenden Kanälen muss auch die Abgangsdatenrate zweimal so hoch sein wie die höchste Frequenz, die in den analogen I- 1201 und Q-Signalen 1203 zu erzeugen ist (auf Grund des Nyquist-Abtasttheorems), und vorzugsweise etwas höher, um den finiten Flankenabfall von Bandpassfiltern in der Realität zu kompensieren. Diese Synthetisierungsgeschwindigkeit wird unter der Steuerung der Treibersoftwaremodule in dem PCD-Gerät eingestellt, je nach der Bandbreite des Signals, das synthetisiert wird. Befehle zum Einstellen der Umwandlungsgeschwindigkeit werden durch den Steuerbus 1207 geleitet und von der Busmanagementeinheit (BMU) 1216 durch Verbindung 1217 akzeptiert. Sie werden dann über Steuerleitung 1208 zu dem DAQ-Controller 1206 gerichtet. Der DAQ-Controller 1206 implementiert unter der genannten Anweisung die Abtastwerterzeugungstakte für die D/A-Wandler und setzt andere Parameter (wie z. B. 8/16-Bit-Auflösung) durch die Schnittstellenleitungen 1205/1204. Was die A/D-Wandlerstufe (107 in 1) betrifft, wird der Abtastwerterzeugungstakt aus einem Haupt-Hochfrequenztakt synthetisiert, der auf einer abgeschirmten Leitung durch den Datenbus 1207 verteilt wird. Die Erzeugung von Abtastwerten ist mit Bezug auf den PCD-Takt im Wesentlichen asynchron-in der Tat ist eine der Hauptfunktionen des Feeder-FIFO (1114 in 11), das synchron getaktete IMU-System (108 in 1) auf das (relativ) asynchrone DAC-System 1201 abzustimmen.
Der DAQ-Controller 1206 enthält einen Echtzeit-Taktzähler (RTCC: Real Time Clock Counter), um die Erzeugung nichtkonstanter Abtastwerterzeugungsfunktionen zu erlauben. Dies ist beispielsweise bei TDMA (Zeitmultiplex-Zugriff) nützlich, bei dem das System Daten nur innerhalb eines bestimmten zyklischen „Zeitschlitzes" übertragen darf. Bei einem solchen System können die D/A-Wandler 1209/1210 zu anderen Zeiten abgeschaltet sein, um Energie zu sparen, und die Abtastwerterzeugungsfunktion wäre in einem solchen Fall eine Folge von Rechteckwellen. Ein ähnliches Argument würde auch für die Erzeugung von Signalen veränderlicher Bandbreite gelten.
ANTI-ALIASING-BANDPASSFILTER UND COMBINER
Nach dem Umwandeln des PCM-Abtastwertestroms in analoge elektrische Schwingungsformen (entweder nur das I-Signal 1201 oder I und Q 1202/1203) ist die nächste Stufe das Weiterleiten dieser Signale zu der Anti-aliasing-Bandpassfilter- und Combiner-Einheit (AABFCU: Anti-Aliasing Bandpass Filter and Combiner Unit), die 111 in 1 entspricht und in 13 detailliert dargestellt ist.
Der allgemeine Zweck der AABFCU ist es, das Hochfrequenzrauschen zu entfernen, das durch den gerade besprochenen Prozess der Digital/Analog-Umwandlung erzeugt wird. Auf Grund der Quantisierung des D/A-Umwandlungsprozesses enthalten die abgehenden Signale 1302/1303 unerwünschte Oberwellen, die über dem Nyquist-Punkt der Hälfte der Abtastwerterzeugungsfrequenz vorliegen. Diese Signale dürfen den Sendeumsetzer nicht erreichen, da sie sonst viele Modulationsprodukte produzieren und möglicherweise Störungen erzeugen, die von der Antenne gesendet werden.
Für die einfachste Lösung könnte man das Anwenden eines einfachen Tiefpassfilters auf jedes der I- 1302 und Q-Signale 1303 halten, dies ist aber aus verschiedenen Gründen nicht der Fall. Erstens kann es sein, dass es auf dem Signal einen „Abtastboden" gibt, der vielleicht mit einer Nennmittenfrequenz synthetisiert wurde, die höher als die Hälfte der Bandbreite ist. In diesem Fall müssen alle Signalkomponenten mit einer Frequenz, die tiefer ist als die des synthetisierten Signals, unterdrückt werden, was erfordert, dass das Filter ein Bandpassfilter anstatt ein einfaches Tiefpassfilter ist. Zweitens reicht es nicht aus, eine Begrenzung auf halber Abtastfrequenz zu bewirken, da der Roll-off konventioneller (nicht aktiver) Filter schlecht ist. Drittens müssen die Frequenz- und Phasengangkurven des Filters, weil die DAC-Abtastwerterzeugungsrate in der hierin beschriebenen An von System variabel sein muss, im Verhältnis zu der Bandbreite des synthetisierten Signals dynamisch modifizierbar sein, was mit einem einfachen passiven Filter nicht möglich ist.
Aus diesen Gründen werden die Anti-alisasing-Filter in einer bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung als elektronisch veränderbare aktive Bandpasseinheiten hoher Qualität ausgeführt. Ihre Parameter werden letztendlich unter der Kontrolle von im PCD-Gerät laufender Treibersoftware durch den Steuerbus 1311 eingestellt. Die Busmanagementeinheit (BMU) 1306 stellt die Verbindung 1310 zu dem Bus 1311 her und leitet Informationen über Leitung 1305 zu und von dem Filter-Controller 1315 und über Leitung 1308 zu und von dem Misch-Controller 1307. Der Filter-Controller 1315 benutzt dann Schnittstellenleitungen 1317/1318 zum Steuern des Betriebs der Bandpassfilter 1313/1312.
Die Bandpass-gefilterten I/Q-Signale 1320/1319 werden als Nächstes in eine additive Mischereinheit 1314 geleitet. Der Betrieb dieser Einheit wird von dem Misch-Controller 1307 unter dem letztlichen Management der Treibereinheiten, die im PCD-Gerät laufen, verwaltet. Zweck des Mischers 1314 ist die Vereinigung der I- und Q-Signale auf additive Weise, um ein einzelnes zusammengesetztes I- und Q-Signal 1304 zu produzieren. Es ist zu beachten, dass, wenn das System im „Nur-I"-Modus betrieben wird, der Mischer vom Misch-Controller 1307 ausgeschaltet wird, sodass das Ausgangssignal 1304 zu einem direkten Durchgangssignal des gefilterten „I"-Signals 1320 wird.
Das Betriebsverfahren des Mischers 1314 beinhaltet gewöhnlich die Überlagerung mit einem LO-Signal und eine Π/2-Phasenverschiebung dieses LO-Signals. Die Details dieses Systems werden hier aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht gezeigt, da Quadratur viel weniger häufig auf dem Syntheseweg als auf dem Analyseweg verwendet wird (Details von I- und Q-Rekonstruktionssystemen sind in Haykin, S., Communication Systems (3. Ausgabe), Seiten 85– 89, John Wiley & Sons, Inc. New York, NY, USA, zu finden).
Selbstverständlich ist zu beachten, dass der „Nur-I"-Modus die I- und Q-Komponenten in digitaler Form vereint aufweist und als ein echter („I")-Abtastwertestrom produziert wird- dem Signal „fehlt" also nichts. Eine ähnliche Analyse kann für den „Nur-I"-Modus des eingehenden Signals durchgeführt werden.
SENDEUMSETZER
Jedenfalls wird das analoge I- oder I- und Q-Signal 1304 an die Sendeumsetzerstufe angelegt, die 112 in 1 entspricht und in 14 detalliert dargestellt ist. Der allgemeine Zweck der Sendeumsetzerstufe 1401 ist es, eine verstärkte Version des gewünschten Signals auf der Ziel-Nennmittenfrequenz für die Übertragung zu liefern, die im Allgemeinen viel höher ist als die Nennmittenfrequenz, bei der das Signal synthetisiert wurde (was normalerweise auf der oder knapp über der Hälfte der erforderlichen Signalbandbreite ist).
Primäre Signalverstärkung ist auf der Sendeumsetzerstufe ebenfalls möglich, was durch die Tatsache unterstützt wird, dass (an irgendeinem Punkt in der Aufwärtsmischkette) eine bekannte Nennmittenfrequenz erreicht wird, was die Verstärkerkonstruktion vereinfacht (besonders mit Bezug auf die Bandbreite/den ursprünglichen Nennmittenfrequenzgang).
Das eingehende ZF-Signal 1425/1429 wird durch eine Anzahl von Überlagerungsempfängerstufen 1424..1442..1410 geleitet, die für das Verschieben des genannten Signals auf die geeignete RF-Nennmittenfrequenz bereit zur Übertragung, Filtern zum Entfernen unerwünschter Komponenten und Verstärken des Signals auf einen nützlichen Pegel vor der RF-Übertragungsverstärker-Endstufe (113 in 1) verantwortlich ist. In der bevorzugten Ausgestaltung des RF-Transceivers der vorliegenden Erfindung gibt es insgesamt drei Primär-Superhet-Stufen, obwohl auch Konstruktionen mit weniger oder mehr Frequenzwandlungsstufen möglich sind. In einer alternativen Ausgestaltung kommt in dem Sendeumsetzer 1401 eine Anzahl von Frequenzvervielfachungseinheiten zur Anwendung. Für bestimmte Signalarten lässt sich das Aufwärtsmischen am besten durch eine geschaltete Kombination von Frequenzvervielfachern und Superhets anstatt allein durch Superhets erreichen. Frequenzvervielfacher haben aber den Nachteil, dass die Frequenzabweichung des Signals vervielfacht wird, wenn die Nennmittenfrequenz vervielfacht wird- was im Effekt eine Verringerung der effektiven Präzision der ursprünglichen digitalen Synthese bedeuten kann.
Jeder Superhet kann auf Wunsch, unter der Kontrolle des Zwischenabstimmcontrollers 1405, der seinen Eingang über die IMU und den Befehlsbus 1417 von der Treibersoftware auf dem Host-PCD-Gerät erhält, vollständig aus dem Schaltkreis ausgeschaltet werden. Eine Busmanagementeinheit (BMU) 1413 ist für die Verwaltung der Kommunikation zwischen dem Bus 1417 und den lokalen Modulen zuständig. Sie legt die Speisung 1445 an den Zwischenabstimmcontroller 1405 an. Dieser Controller wiederum sendet Nachrichten über Befehlsleitungen 1403/1404/1422 an jede der Superhet-Stufen.
1439 zeigt eine ausführlichere Ansicht der Funktionskomponenten von einer der Superhet-Stufen. Das eingehende ZF-Signal 1429/1425/1441/1443 wird in einen Mischer 1430 geleitet, wo es mit einer Frequenz 1428 von einem variablen Lokaloszillator (VLO) 1427 kombiniert wird. In einer bevorzugten Ausgestaltung wird der VLO 1427 mit Hilfe digitaler Synthesisertechnologie ausgeführt, um einen breiten Frequenzbereich zusammen mit vorzüglicher Genauigkeit und rascher Rekonfiguration zuzulassen. Die genannte Frequenz kann durch die Speiseleitung 1438/1422/1403/1404 von dem Zwischenabstimmcontroller 1405 unter der letztlichen Kontrolle der im PCD-Gerät laufenden Softwaretreiber ausgewählt werden. Es sind aber auch andere Ausgestaltungen des Oszillatorsystems möglich. In einer solchen Ausgestaltung verwenden die Wandler 1424/1410 der ersten und der dritten Stufe synthetisierte VLO, während der Zwischen-Superhet 1442 eine feste Zwischenfrequenz und einen Festfrequenzoszillator verwendet, um Kosten und Komplexität zu mindern. In einer solchen Ausgestaltung würde die zweite unveränderliche Stufe dem Signal den Großteil der nominalen Verstärkung bereitstellen, da die Verstärkerleistung dort am leichtesten auf eine bekannte feste ZF optimiert werden kann. In einer weiteren alternativen Ausgestaltung wird einstufiges Aufwärtsmischen verwendet und in noch einer weiteren, bei der die Vorrichtung zum Senden auf oder unter einer Höchstfrequenz f_syn/2 vorgesehen ist, wobei f_syn die höchste Abtastfrequenz ist, die auf der DAC-Stufe (110 in 1) verwendet werden kann, wird die gesamte Sendeumsetzerstufe weggelassen und das System kann im DDS-Modus (direkte digitale Synthese) verwendet werden. Die Verwendung von Frequenzvervielfachern in dem Sendeumsetzer ist ebenfalls möglich und wurde oben besprochen.
Das Ergebnis des Mischers 1430 wird dann in einen ZF-Verstärker 1431 geleitet (1437), der die Stärke des Signals steigert. In einer bevorzugten Ausgestaltung des Systems ist der ZF-Verstärker 1431 unter Softwarekontrolle, letztlich über die Speiseleitung 1436/1422/1403/1404 von dem Zwischenabstimmcontroller 1405, abstimmbar. Der Verstärkungsfaktor der ZF-Verstärkerstufe 1431 wird durch eine Speisung 1440/1409/1408/1407 von dem Zwischenverstärkungsregler-Subsystem 1411 eingestellt. Wie bei dem Empfangsumsetzer (105 in 1) werden von dem Signal bei seinem Verlauf durch die Stufe 1401 Abgriffe 1420 abgegriffen und diese speisen sowohl einen Zwischenverstärkungsmonitor 1418 als auch einen Zwischenabstimmungsmonitor 1421. Der Verstärkungsmonitor 1418 meldet (1416) den Treibern im PCD-Gerät über die Busmanagementeinheit (BMU) 1413, den Steuerbus 1417 und die IMU (108 in 1) eine Signalstärkeverstärkungs-Gesamtmetrik. Ein schaltbarer Rückkopplungsweg 1406 zu dem Zwischenverstärkungsregler 1411 ist ebenfalls vorgesehen, damit erforderlichenfalls eine automatische Verstärkungsregelung für das Ausgangssignal eingesetzt werden kann. In den meisten Betriebsarten ist dieses System nicht erforderlich, da die diversen Filter- und Verstärkertransferfunktionen und Signalstärken PCD-residenten Treibern bekannt sind, die Entzerrungspegel durch an den Zwischenverstärkungsregler 1411 gesendete direkte Befehle sinnvoll einstellen können. Es bietet aber eine nützliche „Fail-Safe"-Funktion zum raschen Sperren des Übertragungswegs, sollte „stromaufwärts" in der Übertragungskette ein Software- oder Firmwarefehler bewirken, dass ein zu großes Signal erzeugt wird.
Der Zwischenabstimmungsmonitor 1421 liefert einen Satz Messgrößen, die anzeigen, bis zu welchem Grad die gewünschten Zwischen-„Aufwärts"-Frequenzen gemäß der Berechnung anhand der von den Eingangsabgriffen 1420 angelegten Signale erreicht wurden. In einer bevorzugten Ausgestaltung des Systems beinhaltet dies wenigstens Phasenregelschleifen, die zum Erzeugen eines Satzes von Phasenfehlersignalen verwendet werden. Diese Messgrößen werden über Kanal 1415 wieder den PCD-Treibern gemeldet, es ist aber auch ein Rückkopplungsweg 1444 vorgesehen, damit ein Frequenznachregelungssystem (AFC-System) eingesetzt werden kann, wenn gewünscht. Eine Anwendung hiervon wäre es, die Einspeisungs-VLO-Frequenzen in Superhets 1426/1442/1410 zu verschieben, um zu gewährleisten, dass die entsprechenden Aufwärtsmischfrequenzen „gerastet" gehalten werden, wodurch jede Drifttendenz der VLO-Einheiten 1427 kompensiert wird.
Das resultierende Signal 1434 wird als Nächstes durch das Bandpassfilter 1432 gelegt, damit unerwünschte Modulationskomponenten entfernt werden können. Nach diesem Prozess ist die Umsetzungsunterstufe 1439 abgeschlossen und das Signal wird auf 1433/1441/1443/1402 zur nächsten Unterstufe geleitet. In einer bevorzugten Ausgestaltung werden die Phasen- und Frequenztransferfunktionen des Bandpassfilters 1432 durch Signale, die über eine Leitung 1435/1403/1404/1422 gesendet werden, vom Zwischenabstimmcontroller elektronisch gesteuert.
RF-ÜBERTRAGUNGSVERSTÄRKER
Nachdem es so auf die Übertragungsfrequenz aufwärtsgemischt wurde, wird das abgehende Signal 1402 als Nächstes in die RF-Übertragungsverstärkereinheit geleitet, die 113 in 1 entspricht und in 15 detaillierter dargestellt ist. Hauptzweck dieses Systems ist es, die Leistung des übertragenen Signals auf einen zur Übertragung durch eine Antenne (oder Antennen) geeigneten Pegel zu steigern.
Die Hauptkomponente bildet hier ein RF-Leistungsverstärker 1518, der das Signal 1517 annimmt und seine Leistung erhöht, wodurch er das Signal 1502 produziert. In einer bevorzugten Ausgestaltung des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung ist die Leistungsverstärkung des Verstärkers unter der Aufsicht des Hauptverstärkungsreglers 1521, die durch Steuerleitung 1519 angelegt wird, variabel. Diese Verstärkung wird letztlich von den Softwaretreibermodulen in dem PCD-Gerät verwaltet, die Anweisungen über den Befehlsbus 1513 senden. Die Busmanagementeinheit (BMU) 1511 hat eine Schnittstelle 1510 zu diesem Bus und überträgt Nachrichten zwischen ihm und Komponenten der Stufe. Auf diese Weise kommen Befehle durch Leitung 1520 am Hauptverstärkungsregler an.
In einer bevorzugten Ausgestaltung zeigt der RF-Verstärker ein gewisses Maß an abgestimmtem Verhalten, das von dem Grobabstimmcontroller 1508 über Schnittstellenleitung 1505 elektronisch verwaltet werden kann. Wie bei dem Hauptverstärkungsregler werden Anweisungen von den Treibermodulen in dem Host-PCD-Gerät über Befehlsbus 1513 und Leitung 1509 zu diesem System gesendet.
Als Nächstes wird das verstärkte Signal 1502 durch ein Bandpassfilter 1503 gelegt, um unerwünschte Oberwellen in dem Signal zu unterdrücken. In einer bevorzugten Ausgestaltung hat diese Filtereinheit 1503 elektronisch wählbare Frequenz- und Phasentransferfunktionen unter dem Management des Grobabstimmcontrollers 1508 (und letztlich den PCD-residenten Treibern) durch Schnittstellenleitung 1506.
Die gesamte Nutzausgangsleistung dieser Stufe wird von dem Hauptverstärkungsmonitor 1514 durch Abgriffe von dem Ausgangs- 1507 und dem Vorverstärkungssignal 1516 kontinuierlich gemessen. Diese Informationen werden über den Steuerbus 1513 auf Leitung 1512 zu den PCD-Treibern zurückgeführt. Es ist aber auch ein direkter Rückkopplungsweg zu dem Hauptverstärkungsregler 1521 bereitgestellt, damit, falls gewünscht, eine automatische Leistungsverstärkungsregelung des Ausgangssignals bereitgestellt werden kann.
Das leistungsverstärkte gefilterte abgehende Signal 1504 wird dann (durch Leitung 617 in 6) an die Antennensteuereinheit (103 in 1) angelegt, wo es auf eine oder mehrere Antennen abgestimmt, einer Endfilterung unterzogen und gesendet wird. Der Betrieb der Antennensteuereinheit wurde bereits besprochen.
FORMFAKTOREN
Der RF-Adapter der vorliegenden Erfindung kann in einer Anzahl verschiedener Formfaktoren ausgestaltet werden. 16 zeigt eine Ausgestaltung des Gerätes, das als Steckkarte 1602 in einen IBM-PC oder einen kompatiblen Rechner 1601 eingebaut ist. Eine kleine externe Antenne 1603 ist vorgesehen, obwohl der Benutzer bei Bedarf auch andere externe Antennensysteme anschließen könnte. In diesem Modus kann das System im ISA-, EISA-, PCI- oder einem anderen Steckkartenformat bereitgestellt werden, das in der Computerschnittstellentechnik jetzt bekannt ist oder noch bekannt werden wird. Ein Vorteil des Steckkartenformats ist die Fähigkeit, mit hoher Geschwindigkeit auf den Hauptspeicher des PCD-Geräts zuzugreifen, gewöhnlich mit DMA-Fähigkeiten, was wiederum den effizienten Betrieb des Systems erlaubt, selbst bei Signalen hoher Bandbreite und selbst dann, wenn der Hauptprozessor (oder die Hauptprozessoren) vorübergehend belegt ist (sind).
Für eine optimale RF-Abschirmung kann der Transceiver-Adapter in einem externen Gehäuse wie dem in 17 (1702) gezeigten ausgestaltet werden. Hier wird die Verbindung mit dem PCD-Gerät 1701 über eine parallele Hochgeschwindigkeitsschnittstelle, wie z. B. eine SCSI-Verbindung 1703, hergestellt. Die Verbindung zum Druckerport von IBM-kompatiblen PCs ist für Signale mittlerer Bandbreite ebenfalls möglich, für Übertragungen mit breiter Bandbreite, wie DAB, reicht dies aber nicht aus. Das Transceivergerät kann mit einer integrierten Antenne 1706 versehen sein, obwohl der Benutzer erforderlichenfalls auch zusätzliche Antennen höherer Leistung anschließen kann.
Es ist auch vorgesehen, dass das gesamte System als eine einzige (oder eine sehr kleine Zahl davon) dedizierte integrierte Schaltung produziert werden könnte, was dann eine extrem kompakte Ausgestaltung zulassen würde. 1705 zeigt ein Beispiel für ein solches System, bei dem der „Bauch" die integrierte Transceiverelektronik enthält und die Antenne für das System innerhalb des Verbindungskabels 1704 bereitgestellt wird, über das die Vorrichtung mit dem PCD-Gerät verbunden ist. In diesem betreffenden Beispiel ist eine USB-(Universal Serial Bus)-Verbindung abgebildet, obwohl für Signale niedriger Bandbreite ein konventioneller serieller RS232/423-Port verwendet werden könnte (wie auch eine parallele Schnittstelle in irgendeiner Form).
Es ist ferner vorgesehen, dass das Transceivergerät in der Form einer PCMCIA-Karte (die jetzt einfach PC Card genannt wird) ausgestaltet werden könnte, wie in 18 gezeigt. Die Karte 1802 enthält eine integrierte Antenne und passt in einen Industriestandard-Einbauplatz 1803 in dem PCD-Gerät. Das PC Card-Kartenformat ist insofern vorteilhaft, als es hohe Datenübertragungsgeschwindigkeiten bietet und eine bei einer großen Zahl von PCD-Geräten einschließlich Laptop-PCs (wie der 1801 gezeigte) und PDAs implementierte Schnittstelle ist.
SOFTWARETREIBERSTRUKTUR
19 zeigt eine Architektur für die Softwaretreibermodule innerhalb des PCD-Geräts gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung des RF-Transceiversystems der vorliegenden Erfindung. Eingehende Daten (die von der Schnittstellenmanagementeinheit (IMU), 108 in 1, zu der Software geleitet wurden) werden aus einer ersten FIFO-Anordnung 1905 gelesen. Dies kann entweder im Hauptspeicher des PCD-Geräts oder als ein Datenstrom auf eine Datei in einem mit dem PCD-Gerät verbundenen Sekundär- oder Tertiärspeicher implementiert werden. Auf jeden Fall wird der FIFO 1905 durch eine Mutex-Sperre (Mutual Exclusion – gegenseitiger Ausschluss) geschützt, um zu verhindern, dass die IMU versucht, Daten in eine bestimmte Speicherstelle zu schreiben, während die Treibermodule versuchen sie zu lesen, wodurch eine unerwünschte Wettlaufsituation verursacht würde.
In einer bevorzugten Ausgestaltung der Softwaretreiber 1901 ist für jeden Unterabschnitt des Treibersystems ein separater Ausführungsthread aktiv. Der erste Unterabschnitt 1904 hat die Aufgabe, das digitale Modulationssignal aus dem eingehenden digitalisierten Abtastwertestrom 1906 zu erfassen; dies entspricht der Bitübertragungsschicht (Physical Layer) des ISO/OSI-Modells (bereits beschrieben). Routine 1903, die durch das für eingehende Informationen 1916 in Gebrauch befindliche betreffende Plug-In-Schema parametriert ist, erfasst den digitalen Hauptbitstrom, wobei sie nach Bedarf eine gemeinsame Routinenbibliothek nutzt, die Verfahrensimplementierungen enthält, die Fachleuten in der Digital-Signalverarbeitungstechnik gut bekannt sind. Dazu zählen eine Analyse- und Korrelationsmaschine 1908, die eingesetzt werden kann, um einen Übereinstimmungsgrad zwischen einer Bezugs- und einer Ziel-Schwingungsform zu berechnen, ein Satz digitaler FIR- (FIR: Finite Impulse Response) und IIR-Filter (IIR: Infinite Impulse Response) 1990, um das Formen und die selektive Frequenzverarbeitung von Abtastwerten zu ermöglichen, eine Maschine für schnelle Fourier-Transformation und -Synthese 1912, damit PCM-Daten, die als Amplitudenabtastwerte in der Zeitdomäne aufgezeichnet wurden, in den Frequenzbereich zerlegt werden können, ein Satz Schwingungstabellen 1911, der als das Bezugsmaterial für die Korrelation durch Maschine 1908 verwendet werden kann, und eine Faltungsmaschine 1913. Nachdem der Bitstrom so analysiert worden ist, kann er, wenn er ein geeignetes Format hat, von einer Audiozerlegungssoftwaremaschine 1955 weiter verarbeitet werden, die die Funktion des AF-Demodulators 525 in 5 erfüllt. Für bestimmte Datenprotokolle muss der Datenstrom eventuell protokolldecodiert werden, bevor die Audioinformationen gewonnen werden können (in diesem Fall geht der Vorgang zurück zu diesem Modul).
Im allgemeinen Fall wird der Basisbandbitstrom aber in Modul 1904 erfasst und dann in den Speicher-gemutexten FIFO 1907 eingespeist. Von hier wird der Datenstrom 1939 (in der bevorzugten Ausgestaltung des Systems) von einem Thread aufgenommen, der das nächste Modul 1938 abarbeitet, das für die Bearbeitung der unteren Datenprotokolle zuständig ist (das entspricht der Sicherungs- und der Vermittlungsschicht im ISO/OSI-Modell). Der Thread arbeitet die Decodierer-Hauptroutine für Low-Level-Protokolle 1940 ab, die eine Bibliothek allgemeiner Funktionen nutzen kann, darunter einen Kanaldemultiplexer und-decodierer 1937, einen Zeit-Multiplex-(TDM-)/Codemultiplex-(CDM-)Decodierer 1936 (der durch die Plug-In-Module 1916 parametriert werden kann, die das jeweils angewendete Schema beschreiben) und einen Satz Routinen 1935 zum Durchführen allgemeiner Funktionen. Letzerer weist die Fähigkeit zur Durchführung verschiedener Prüfsummenarten auf, einschließlich zyklische Blockprüfungen (CRC, die im Fall von einfachen Polynomen nach unten in eine Nachschlagtabelle für Effizienz kompiliert werden können), einen generischen Faltungsdecodierer, der punktierte Codes behandeln kann und auf den Algorithmus nach Viterbi gestützt ist, und ein Energiedispersal-Rückgewinnungssystem, das die Fähigkeit bietet, Informationen zu regenerieren, die vor der Übertragung mit einem pseudo-zufälligen Bit-Streamer „Exklusiv-Oder"-verknüpft wurden. In einer alternativen Ausgestaltung des Systems behandelt dieses Modul auch verschiedene Zugangsberechtigungsmechanismen, wie kryptographisches Verwürfeln, die eventuell vor der Übertragung auf den Bitstrom angewendet wurden.
Wenn die Daten die Low-Level-Protokolle durchlaufen haben, werden sie als ein Satz Objekte, die die grundlegenden Low-Level-Transporteinheiten darstellen, in Speicher-gemutexten FIFO 1941 eingespeist. Diese Objekte werden von einem im nächsten Modul 1954 abgearbeiteten Thread extrahiert 1944, der für den Umgang mit High-Level-Protokollen verantwortlich ist, einschließlich jener Protokolle, die durch das Funktransportmedium eingekapselt oder „getunnelt" wurden. Der Thread arbeitet eine Hauptroutine 1943 ab, die von dem ausgewählten Plug-In aus dem Satz 1916 spezifiziert wird und die die Transport- bis Darstellungsschichten des ISO/OSI-Modells behandelt. Er kann eine Bibliothek allgemeiner Routinen nutzen, darunter einen generischen Protokollstapelmanager 1946, eine TCP/IP- und UDP/IP-Transportschicht 1952 und einen High-Level-CORBA-Object-Request-Broker (ORB) 1951. Das Ergebnis dieser Schicht ist ein Satz High-Level-Objekte (zu denen Ereignisse gehören können), die in einen letzten Pufferspeicher 1942 gelegt werden, aus dem sie abgeholt und durch die Datenübertragungs-Anwendungs-Programmierschnittstellen (API) an interessierte Client-Software und in den System-Ereignisstrom verteilt (1949) werden. Dieser Prozess braucht nicht gepollt zu werden; die API kann es zulassen, dass eingehende Anforderungen Interrupts auslösen, so dass es zwangsweise zu „Callbacks" zum Client-Code kommt.
Die Client-Software, wobei wir uns jetzt dem Rückweg zuwenden, stellt Objekte und Events 1949 aus, die über die Funkverbindung zu einem fernen Standort zu befördern sind. Diese werden von den Kommunikations-APIs des Betriebssystems verarbeitet und in einen Mutexgeschützten Pufferspeicher 1942 gelegt, von wo sie von dem Thread abgerufen (1950) werden, der für das High-Level-Protokolle verarbeitende Modul 1953 verantwortlich ist. Dieser Thread führt die generische High-Level-Protokoll-Routine 1948 aus, die von dem betreffenden derzeit in Gebrauch befindlichen „Plug-In"-Modul 1916 parametriert wird. Der Codierer kann die bereits erwähnten Software-Module 1952 und 1951 sowie einen generischen abgangsseitigen High-Level-Protokollstapel 1945 nutzen. Der Ausgang dieses Moduls ist ein Satz von Low-Level-Objekten, die über die drahtlose Verbindung zu befördernde Nachrichten darstellen, wobei sie – unabhängig von dem Higher-Level-Protokoll – in einem allgemeinen Format dargestellt werden, Diese Objekte werden in dem Speicher-gemutexten FIFO 1931 abgelegt.
Ab diesem Punkt werden die Objekte von dem Thread aufgenommen (1933), der das nächste Modul 1929 ausführt, das für die Bereitstellung von Low-Level-Codierung verantwortlich ist. Dieser Thread führt die generische Low-Level-Protokollroutine 1930 aus, die von dem derzeit in Gebrauch 1916 befindlichen Plug-In-Modul parametriert wird, und kann zusätzlich zu einem Steuersystem für Kanalmultiplexen und -codieren 1932 eine generische Routinenbibliothek nutzen, einschließlich den bereits erwähnten Routinen (1936/1935). Das Ergebnis dieses Levels (symmetrisch mit dem eingehenden Fluss) ist ein Satz Bitblöcke, die in Routing-Objekten mit begrenzten Ordnungsverknüpfungen eingeschlossen sind. Diese Objekte werden in den Speicher-gemutexten FIFO 1928 gelegt.
Schließlich werden diese Objekte von dem Thread im Codierermodul 1915 der Bitübertragungsschicht verarbeitet. Dieser Thread führt wenigstens eine von zwei Routinen aus, die für das (wahlfreie) Umsetzen des digitalen Bitstroms 1962 in eine Audio-PCM-Repräsentation 1925 und das Umsetzen des letzten Bitstroms (ob Audio oder ursprünglicher Eingang) in den codierten Abtastwertestrom 1924 verantwortlich ist. Wie bei der Eingangsverarbeitung werden diese Routinen von dem betreffenden (in diesem Fall abgangsseitigen) in Gebrauch befindlichen (1916) Plug-In-Codiersystem parametriert und können eine Bibliothek nützlicher Routinen zu Hilfe nehmen – 1909, 1912, 1911 und 1913 wurden bereits erwähnt, und diese werden zu einer generischen Synthesemaschine 1914 hinzugefügt, die die verschiedenen Übertragungsgleichungen aufbauen und dann in PCM (und andere Befehle) der diversen Übertragungsgleichungen aufbereiten.
Der resultierende verschachtelte Satz von Befehlen und Daten (möglicherweise in I/Q-Format, je nach Übertragungsmodus) wird schließlich in den Mutex-geschützten FIFO 1927 geleitet, der entweder im Hauptspeicher oder als ein Strom auf mit der Vorrichtung verbundenem Sekundär- oder Tertiärspeicher (für vorberechnete Speisungen) implementiert werden kann. Ab diesem Punkt kann der RF-Adapter (102 in 1) die Informationen lesen (1999), wobei er, falls notwendig durch Interrupt, auf den neu produzierten Inhalt aufmerksam gemacht wird.
Die Flexibilität des Systems beruht auf der Tatsache, dass es durch Hinzufügen von Plug-In-Treibermodulen, die durch eine gemeinsame API agieren, speziell auf verschiedene Übertragungsprotokolle (zur Verwendung für eingehende und abgehende Signale) abgestimmt werden. Diese Module können Nachrichten auf dem Steuerbus (126 in 1) zum Transceiver-Adapter (102 in 1) akzeptieren und erzeugen und können auch Daten akzeptieren und empfangen, wobei sie den oben besprochenen Betrieb der generischen Module steuern.
Es gibt potenziell keine Begrenzung für die Zahl der verschiedenen Modulations/Demodulationsschemas, die von einem solchen System implementiert werden können, außer denen, die von den verfügbaren Verarbeitungsressourcen und der Speicherkapazität des Systems eines bestimmten Benutzers auferlegt werden. In einer bevorzugten Ausgestaltung des Systems werden aber wenigstens die folgenden Plug-In-Module bereitgestellt: ein Transcoder für das Digital Audio Broadcasting-(DAB)-Protokoll 1917, ein Transcoder für die Digital Video Broadcasting-(DVB)-Protokolle 1918, ein Transcoder für das GSM-Telekommunikationssystem 1919 (mindestens mit Zugang zum Kurznachrichtendienst (SMS)), ein Transcoder für zumindest einige der Modulationsschemas in dem Bereich von PCS-Telekommunikationssystemen 1920, ein Transcoder für konventionelle FM-Hörfunksendungen 1921, ein Transcoder für Standard-Audiomodems für PC (V34 und andere) 1922, ein Transcoder für verschiedene zwei- und einseitige Funkrufprotokolle, einschließlich wenigstens ReFLEX, FLEX und InFLEXion 1923, ein Transcoder für konventionelle Datennetze, einschließlich RAM und Ardis, 1980, ein Transcoder für Amateurband-(HAM)-Paketfunk 1981, ein Transcoder für CDPD (cellular digital packet data) 1982, ein Transcoder für konventionelles Zellularaudio, einschließlich digitale Varianten und AMPEX 1983, ein Transcoder für die verschiedenen Formen von Ein- und Zweiseitenband-AM-Audio 1984, ein Transcoder für wenigstens die zivilen Versionen von GPS (Global Positioning System) 1985 und ein Transcoder für die verschiedenen Fernsehrundfunkformate 1986, zu denen die Fähigkeit gehört, in der Bildaustastlücke (VBI) gespeicherte digitale Informationen zu erfassen. Selbstverständlich sind dies nur Beispiele für die Protokolle, die erfasst und synthetisiert werden können – wobei ein Hauptvorteil der Erfindung die Leichtigkeit ist, mit der unter Verwendung bekannter Codierungstools und Paradigmen in IBM-kompatiblen PCs oder anderen PCD-Geräten neue oder bisher noch nicht eingesetzte Protokolle und Standards ohne Auswechseln von Hardware eingebunden werden können. Selbstverständlich ist die (oben beschriebene) Fähigkeit des RF-Adapters der vorliegenden Erfindung, Signale verschiedener Bandbreiten über einen breiten Bereich des Spektrums zu empfangen und zu senden, für eine solche Flexibilität Ausschlag gebend.
Als Beispiel für den Prozess der Software-Demodulation und -Modulation betrachte man die 21 und 22, die Flussdiagramme sind, die die Demodulation bzw. Modulation der Bitübertragungsschicht eines einfachen binären Frequenzumtastungsschemas (BFSK-Schema) beschreiben.
Der Thread der Bitübertragungsschicht, wobei zunächst auf 21 Bezug genommen wird, aktiviert 2101, wenn ein Interrupt anzeigt, dass Daten im eingangsseitigen FIFO 2110 (das 1905 in 19 entspricht) warten oder warten sollten. Die Routine prüft nach, ob die Daten auch wirklich vorliegen (2102), und wenn nicht, prüft sie, ob dies der erste Durchlauf durch die Schleife ist, seit das Interrupt 2111 stattfand. Wenn ja, dann wird ein Fehler generiert (2112) und der Thread geht wieder in einen Wartezustand zurück (2114/2119/2108). Wenn nicht, dann geht der Thread einfach in den Wartezustand und es wird angenommen, dass alle verfügbaren Daten aufgebraucht wurden (2114/2119/2108).
Im Normalfall sind aber Daten verfügbar und der Thread liest einen Block von n PCM-Abtastwerten 2103 aus dem FIFO 2110. Von diesen n Abtastwerten wird angenommen, dass sie im „Nur-I"-Modus erfasst wurden, um die Periode eines codierten Bits in dem Signal abzudecken und um mit solchen Taktrückgewinnungsverfahren, wie sie in der Technik gut bekannt sind, auf Bitgrenzen synchronisiert zu werden (dieser Mechanismus wird aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht gezeigt). Dann wird die Anzahl von Nullübergängen in dieser Impulsfolge mit Hilfe eines Schwellenbegrenzungsverfahrens gezählt (2104), um Rauscheffekte bei Abtastwerten kleiner Amplitude zu vermeiden. (21 zeigt aus Gründen der Übersichtlichkeit selbstverständlich einen sehr einfachen BFSK-Demodulator; andere Verfahren für die Demodulation für BFSK sind in der Technik bekannt.) Dieser Zählwert wird dann mit einer Ober- und einer Untergrenze für eine „Eins" oder binäre Eins verglichen (2105). Wenn dieser Test erfolglos ist, wird mit einer Prüfung nachgesehen, ob der Zählwert in die Grenzen der "Leerstelle" oder binären Null fällt (2106). Ist dies auch erfolglos, wird ein Fehler angezeigt (2107) und der Thread geht wieder in einen Ruhezustand (2108). Bei allen derartigen Fehlerfällen können die System-FIFOs auf Wunsch geräumt werden.
Wenn aber eine Eins festgestellt wird, dann wird eine binäre „1" in den FIFO 2116 (entsprechend Pufferspeicher 1907 in 19) geschrieben (2113), zur Berücksichtigung durch die höheren Demodulationsebenen, die hier aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht gezeigt werden. Desgleichen wird, wenn eine Leerstelle festgestellt wird, eine binäre „0" in den FIFO 2116 geschrieben (2117). In beiden Fällen wird die Schleife dann wieder gestartet, um die nächsten n Abtastwerte 2115/2109, 2118/2109 zu verarbeiten.
22 zeigt den Prozess für die Übertragung. Der Thread der Bitübertragungsschicht wird aktiviert (2201), wenn ein Interrupt anzeigt, dass Daten in dem (im Verhältnis zum Modulator) eingangsseitigen FIFO 2208 (entsprechend 1928 in 19) warten oder warten sollten. Die Routine prüft nach, ob auch wirklich Daten vorliegen (2202), und wenn nicht, prüft sie dann, ob dies der erste Durchlauf durch die Schleife ist, seit das Interrupt 2209 stattfand. Wenn ja, dann wird ein Fehler generiert (2210) und der Thread geht wieder in einen Wartezustand zurück (2211). Wenn nicht, dann geht der Thread einfach in den Wartezustand, wobei angenommen wird, dass alle verfügbaren Daten aufgebraucht wurden (2211).
Im Normalfall sind aber Daten verfügbar und der Thread liest (2203) ein einzelnes Bit x aus dem FIFO 2208, in den von höheren Modulations- und Codierungsebenen in der Treiberstruktur Daten gelegt wurden. Dieses Bit x wird geprüft, um zu sehen, ob es eine „Eins" (1) 2204 ist, und wenn dies der Fall ist, dann kopiert der Thread einen Vektor von n Abtastwerten 2212 aus einer Schwingungstabelle 2213 (die bei einer bestimmten Abtastfrequenz eine Bitperiode lang vorausberechnete PCM-Abtastwerte eines auf das „Eins"-Frequenzoffset modulierten Trägers enthält) in den (im Verhältnis zu dem Modulator) Ausgangs-FIFO 2215 (der 1927 in 19 entspricht). Wenn x keine Eins (1) ist, dann muss es eine „Leerstelle" (0) sein, und in diesem Fall kopiert der Thread einen Vektor von n Abtastwerten 2205 aus einer Schwingungstabelle 2216 (die bei einer bestimmten Abtastfrequenz eine Bitperiode lang vorausberechnete PCM-Abtastwerte eines auf das „Null"-Frequenzoffset modulierten Trägers enthält) in den Ausgangs-FIFO 2215. In beiden Fällen wird die Schleife dann neu gestartet, um das nächste Bit 2214/2207, 2206/2207 zu verarbeiten. (22 zeigt aus Gründen der Übersichtlichkeit selbstverständlich einen sehr einfachen BFSK-Demodulator; andere Verfahren für die Demodulation für BFSK sind in der Technik bekannt.)
Diese und andere oben erwähnten Demodulations- und Modulationsschemas sind nur ein Beispiel für die Protokolle, die erfasst und synthetisiert werden können – wobei ein Hauptvorteil der Erfindung die Leichtigkeit ist, mit der unter Verwendung bekannter Codierungstools und Paradigmen in IBM-kompatiblen PCs oder anderen PCD-Geräten neue oder bisher noch nicht eingesetzte Protokolle und Standards ohne Auswechseln von Hardware eingebunden werden können.
Zwar wurden illustrative Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen detailliert beschrieben, es ist aber zu beachten, dass die Erfindung nicht auf speziell diese Ausgestaltungen begrenzt ist und dass die Fachperson Änderungen und Modifikationen vornehmen kann, ohne von Wesen und Umfang der Erfindung abzuweichen.
Darüber hinaus ist jede Patentanmeldung oder jedes Patent, die hierin angeführt werden, durch Bezugnahme auf einen Gegenstand, der für die vorliegende Offenlegung für wesentlich gehalten wird, als einbezogen zu betrachten.

Claims

Kommunikationsvorrichtung, umfassend (ein) Mittel (104) zum Empfangen eines modulierten Radiofrequenzsignals, wenigstens ein Mittel (105) zum Abwärtsmischen des empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals auf eine Zwischenfrequenz, (ein) Mittel (107) zum Digitalisieren des abwärtsgemischten Signals und (ein) Mittel (108) zum Exportieren wenigstens eines Teils des digitalisierten modulierten Signals zu einem persönlichen Rechnergerät (109), wobei der Personalcomputer einen Hauptprozessor umfasst, der zum Durchführen der Demodulation des digitalisierten modulierten Signals programmiert ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Mittel (108/1101) zum Exportieren von wenigstens einem Teil des digitalisierten modulierten Signals ein Mittel zum Anschließen (1138) an wenigstens einen Bus (114) in dem persönlichen Rechnergerät umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 2, bei der das Mittel (108/1101) zum Exportieren von wenigstens einem Teil des digitalisierten modulierten Signals ferner ein Mittel (1103) zum Durchführen von Direktspeicherzugriff mit in dem persönlichen Rechnergerät befindlichem Speicher umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Mittel zum Exportieren von wenigstens einem Teil des digitalisierten modulierten Signals ein Mittel (1133) zum Teilen des Signals in Bezug auf Zeit umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Mittel (105/801) zum Abwärtsmischen eines empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals Mittel zum Erzeugen eines gleichphasigen abwärtsgemischten Signals (818/855) und eines gegenphasigen abwärtsgemischten Signals (817/856) umfasst und das Mittel (107/1001) zum Digitalisieren eines abwärtsgemischten Signals Mittel zum Digitalisieren des gleichphasigen abwärtsgemischten Signals (1012) und des gegenphasigen abwärtsgemischten Signals (1011) umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der das Mittel (105/801) zum Abwärtsmischen eines empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals Mittel zum Erzeugen eines einzelnen abwärtsgemischten Signals (818/855) umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Mittel (105/801) zum Abwärtsmischen eines empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals zum Umsetzen der Frequenz des empfangenen modulierten Signals um weniger als die Mittenfrequenz des Signals minus der Hälfte der Bandbreite des Signals angeordnet sind.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend Mittel (1133) zum Ändern der Bandbreite des empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend Mittel (808) zum Ändern der Mittenfrequenz des empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 6, bei der die Mittel (808) zum Andern der Mittenfrequenz des empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals Mittel zum Frequenzspringen haben.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend Mittel (832) zum Ändern der Amplitude des abwärtsgemischten empfangenen modulierten Radiofrequenzsignals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 8, bei der die Mittel zum Ändern von Parametern (1133) ferner Mittel zum Reagieren auf wenigstens einen Befehl (912) von einem persönlichen Rechengerät haben.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 12, bei der das Mittel zum Ändern von Parametern ferner Mittel zum Vergleichen des wenigstens einen Befehls mit wenigstens einem vorbestimmten zulässigen Parameter und Mittel umfasst, die nur auf zulässige Parameter besitzende Befehle reagieren.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 13, ferner umfassend Mittel zum Andern des wenigstens einen zulässigen Parameters in Reaktion auf einen codierten Befehl von einem persönlichen Rechengerät (109).
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Vorrichtung zur Installation in einem persönlichen Rechengerät (109) ausgeführt ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend ein persönliches Rechengerät (109), wobei das persönliche Rechengerät einen Prozessor und einen Speicher hat, wobei der Prozessor auf in dem Speicher gespeicherte Anweisungen zum Demodulieren des exportierten Signals reagiert.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend Mittel (114) zum Importieren eines digitalen modulierten Signals von einem persönlichen Rechengerät, Mittel (110) zum Umsetzen des digitalen modulierten Signals in ein analoges Signal, Mittel (112) zum Aufwärtsmischer des Analogsignals auf ein Radiofrequenzsignal und Mittel (101) zum Senden des Radiofrequenzsignals.
Kommunikationsvorrichtung, umfassend (a) Mittel (114) zum Importieren eines digitalen modulierten Signals von einem persönlichen Rechengerät (109), wobei Modulation zum Erzeugen des digitalen modulierten Signals auf einer Zwischenfrequenz von einem Hauptprozessor in dem persönlichen Rechengerät durchgeführt wurde, (b) Mittel (110) zum Umsetzen des digitalen modulierten Signals in ein analoges Signal, (c) Mittel (112) zum Aufwärtsmischen des analogen Signals auf ein Radiofrequenzsignal und (d) Mittel (101) zum Senden des Radiofrequenzsignal.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Mittel (108/1101) zum Importieren wenigstens eines Teils des digitalen modulierten Signals Mittel (1138) zum Anschließen an wenigstens einen Bus (114) in dem persönlichen Rechengerät hat.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 19, bei der das Mittel (108/1101) zum Importieren wenigstens eines Teils des digitalen modulierten Signals ferner Mittel (1103) zum Durchführen von Direktspeicherzugriff mit einem in dem persönlichen Rechengerät befindlichen Speicher umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Mittel zum Importieren wenigstens eines Teils des digitalen modulierten Signals Mittel (1133) zum Zusammensetzen des Signals mit Bezug auf Zeit hat.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Mittel (110) zum Umsetzen des digitalen modulierten Signals in ein analoges Signal Mittel (1425) zum Umsetzen eines gleichphasigen Signals und eines gegenphasigen Signals umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 22, bei der das Mittel (112) zum Aufwärtsmischen des analogen Signals auf ein Radiofrequenzsignal (ein) auf ein gleichphasiges Signal und ein gegenphasiges Signal reagierendes) Mittel umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, bei der das Mittel (112) zum Aufwärtsmischen des analogen Signals auf ein Radiofrequenzsignal (ein) auf ein einzelnes analoges Signal reagierendes) Mittel umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 24, bei der die Mittel (112) zum Aufwärtsmischen des analogen Signals auf ein Radiofrequenzsignal die Aufgabe haben, die Frequenz des analogen Signals um weniger als eine erforderliche Sendemittenfrequenz des Signals minus der Hälfte der Bandbreite des Signals zu ändern.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, ferner umfassend Mittel (111/1133) zum Steuern der Bandbreite des gesendeten Signals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, ferner umfassend Mittel (112) zum Ändern der Mittenfrequenz des gesendeten Signals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 27, bei der das Mittel zum Andern der Mittenfrequenz des gesendeten Signals Mittel zum Frequenzspringen hat.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, ferner umfassend Mittel (113) zum Ändern der Amplitude des gesendeten Signals.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 26, bei der die Mittel (1133) zum Ändern von Parametern ferner Mittel zum Empfangen von wenigstens einem Befehl von einem persönlichen Rechengerät (109), Mittel zum Vergleichen des wenigstens einen Befehls mit wenigstens einem vorbestimmten zulässigen Parameter und Mittel umfasst, die nur auf zulässige Parameter besitzende Befehle reagieren.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 30, ferner umfassend Mittel (1133) zum Ändern des wenigstens einen zulässigen Parameters in Reaktion auf einen codierten Befehl von einem persönlichen Rechengerät.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, bei der die Vorrichtung zur Installation in einem persönlichen Rechengerät (109) ausgeführt ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 18, ferner umfassend ein persönliches Rechengerät (109), wobei das persönliche Rechengerät Verarbeitungsmittel und Speicher umfasst, wobei die Verarbeitungsmittel auf in dem Speicher gespeicherte Anweisungen zum Demodulieren des exportierten Signals reagieren.