DE69800349T2

DE69800349T2 - Pulsformung für die Kontrolle der Amplitudenvariationen von PSK-Signalen

Info

Publication number: DE69800349T2
Application number: DE69800349T
Authority: DE
Inventors: Gerard Marque-Pucheu; Albert Roseiro
Original assignee: Matra Nortel Communications SAS
Current assignee: Nortel Networks France SAS
Priority date: 1997-08-04
Filing date: 1998-08-03
Publication date: 2001-05-17
Anticipated expiration: 2018-08-04
Also published as: EP0936784B1; FR2767002B1; FR2767002A1; DE69823429D1; ATE196961T1; DE69800349D1; ATE265778T1; CA2244609A1; GR3035210T3; ES2152749T3; EP0936784A3; DE69823429T2; EP0936784A2; SG71825A1; EP0896456B1; EP0896456A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft digitale Radiokommunikationssysteme. Insbesondere betrifft sie in derartigen Systemen bewerkstelligte Modulationsverfahren.
Das Konzept einer digitalen Modulation zielt üblicherweise darauf ab, die drei folgenden Ziele zu kombinieren. Eine hohe digitale Datenübertragungsgeschwindigkeit, eine minimale spektrale Belegung und ein geringes Übertragungsausmaß bei unterschiedlichen Arbeitsbedingungen.
Um eine hohe digitale Datenübertragungsgeschwindigkeit in einem Kanal mit verringerter spektraler Größe (hohe Übertragungsgeschwindigkeit bis 1 Bit/s/Hz) zu erhalten, sind unterschiedliche Techniken in der Vergangenheit vorgeschlagen worden.
Eine erste Familie von Techniken verwendet als Basis eine Frequenzmodulation auf Mehrniveaufrequenzmodulation, ausgewählt aus einer angemessenen Filterung des modulierenden Signals (beispielsweise eine Gauß-Filterung, die insbesondere bei GMSK-Modulationen verwendet wird), um die Interferenzen im benachbarten Kanal zu verringern. Diese Techniken haben den Vorteil einer vereinfachten Bewerkstelligbarkeit und sie führen zu modulierten Signalen mit konstanter Hülle. Aus diesem Grund erlauben sie es, den Sender mit Leistungsverstärkern auszustatten, die unter Übersteuerung arbeiten, wobei diese Verstärker problemlos erhältlich sind, zuverlässig arbeiten und einen hervorragenden Wirkungsgrad bieten. Um die Beanspruchung bezüglich Interferenzen zwischen frequenzmäßig benachbarten Kanälen zu berücksichtigen, ist es jedoch erforderlich, den Modulationsindex stark zu begrenzen und das modulierende Signal merklich zu filtern. Dies erfordert, daß der Abstand zwischen den Symbolen verringert wird, was die Beständigkeit der Modulation gegenüber Rauschen beeinträchtigt. Mit anderen Worten ist die Empfindlichkeit radioelektrischer Empfänger begrenzt.
Eine andere Familie von Techniken nutzt als Basis die Modulationen durch Phasenverschiebung (PSK: "Phase Shift Keying"), ggf. in differentieller Weise (DPSK) unter Nutzung einer Filterung des resultierenden Signals zur Einhaltung von Normen bezüglich Interferenzen zwischen benachbarten Kanälen. Üblicherweise wird ein Filter gewählt, der das Nyquist- Kriterium erfüllt, um die Intersymbolinterferenz zu begrenzen. Diese Techniken erlauben üblicherweise, ausreichende Empfindlichkeitseigenschaften zum Preis einer starken Veränderung der Amplitude des Radiosignals zu erhalten, was die Verwendung von sehr linearen Verstärkern erfordert. Diese linearen Verstärker sind schwierig realisierbar und regelbar. Andererseits ist ihr Wirkungsgrad üblicherweise gering, was für die Autonomie von mobilen Stationen einen starken Nachteil darstellt. Es ist möglich, einen nichtlinearen Verstärker zu verwenden, dem eine Linearisierungstechnik zugeordnet ist; eine derartige Technik macht jedoch den Sender in sehr signifikanter Weise kompliziert, wenn die Veränderungen der Hülle groß sind.
Die FR-A-2675001 beschreibt einen digitalen Modulator, der eine Phasenmodulation mit vier verschobenen Zuständen (OQPSK) mit einer Filterung des modulierenden Signals entsprechend einer Übertragungsfunktion verwendet, bei welcher es sich um die Fourier-transformierte des Produkts einer Sinusmächtigkeit mit einer Gaußverteilung handelt.
Außerdem sind beispielsweise in den US-A-5 642 384 und US-A--5 311 552 weitere Lösungen vorgeschlagen worden, demnach die geeignete Wahl einer Konstellation und Technik zur kodierten Modulation es erlaubt, Übergänge in der Konstellation zu vermeiden, für welche die Phasenveränderung relativ groß ist. Dies erlaubt es, die Amplitudenveränderung des Radiosignals auf Werte zu verringern, die mit den Kennlinien der Verstärker für eine einfachere Bewerkstelligbarkeit kompatibel sind. Diese Verringerung der Amplitude erfolgt jedoch auf Kosten einer starken Verringerung der Abstände zwischen den Symbolen, die sehr schwierig zu kompensieren ist durch Kodierungsverstärkungen bzw. Gewinne; insbesondere in der für Telefoniekommunikationen ausgeprägtesten Fehlerratenzone, d. h. für die binäre Fehlerhäufigkeit (TEB) der Größenordnung von 10&supmin;² vor allem dann, wenn der Kanal von Schwund beeinflußt ist (Rayleigh-Fading).
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Familie von digitalen Modulationen zu schaffen, die einen Kompromiß zwischen der Rauschbeständigkeit, die in einem von Schwund beeinflußten Kanal enthalten ist, den Interferenzen zwischen frequenzmäßig benachbarten Kanälen und der Amplitudenveränderung des Radiosignals erlaubt.
Die Erfindung schafft demnach ein im Anspruch 1 festgelegtes Verfahren zur digitalen Modulation und einen im Anspruch 5 festgelegten digitalen Modulator.
Die Erfindung gestattet die Verwirklichung von digitalen Radiokommunikationssystemen, insbesondere von professionellen Radiokommunikationssystemen in Übereinstimmung mit Normen hinsichtlich Interferenzthermen zwischen Kanälen unter Bereitstellung von Empfindlichkeitseigenschaften und damit einer radioelektrischen Reichweite, die bislang nicht erreichbar war, und dies unter Verwendung von Leistungsverstärkerbauteilen, die auf dem Markt problemlos erhältlich sind und einen erhöhten Leistungsgrad ermöglichen.
Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung erschließen sich aus der nachfolgenden Beschreibung von nichtbegrenzenden Ausführungsbeispielen unter Bezug auf die anliegenden Zeichnungen. In diesen zeigen:
Fig. 1 und 2 jeweils schematische Darstellungen eines erfindungsgemäßen digitalen Modulators und eines zugeordneten Empfängers, und
Fig. 3 und 4 Diagramme der Konstellation des Spektrums einer gemäß der Erfindung verwirklichten Modulation.
Der in Fig. 1 gezeigte Modulator umfaßt eine Einheit 10, welche die aufeinanderfolgenden Symbole ai eines digitalen Signalzugs in Phaseninkremente Δφ wandelt. Die aufeinanderfolgenden Phaseninkremente Δφ, welche durch die Einheit 10 erzeugt sind, werden durch einen Summierer 11 akkumuliert. Die Einheit 10 kann in einfacher Weise aus einem Register bestehen, welches die möglichen Werte der Phaseninkremente Δφ enthält und durch den aktuellen Wert des Symbols ai adressiert wird.
In der Ausführungsform von Fig. 1 kann der Symbolzug ai entweder einem binären Zug bi oder einem weiteren bzw. anderen binären Zug ci geringerer Übertragungsgeschwindigkeit entsprechen, der durch einen Redundanzkodierer 12 behandelt ist. Die binären Züge bi und ci werden durch digitale Quellen geliefert, wie etwa Sprachkodierer, Datenquellen usw., und zwar allgemein durch Anwendung eines Kodierungsfehlerkorrektors. Wenn der Kodierer 12 verwendet wird, arbeitet der Modulator von Fig. 1 in Übereinstimmung mit einer kodierten Modulation (siehe G. Ungerboeck, "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals", IEEE Trans. On Information Theory, Bd. IT-28, Nr. 1, Januar 1982, SS. 55-67). Die Einheit 10, der Summierer 11 und der Kodierer 12 werden durch ein Taktsignal CKS getaktet, das die Frequenz 1/Ts der Symbole ai aufweist.
Der Summierer 11 speichert einen ganzen digitalen Wert k, der eine akkumulierte Phase darstellt. Diese akkumulierte Phase wird damit in Form von ganzzahligen Mehrfachen eines Teilmehrfachen von π gespeichert, d. h. in der allgemeinen Form (k/P) π. Bei jedem Taktzyklus CKS wird die akkumulierte Phase um einen Wert Δφ abhängig vom aktuellen Symbol ai inkrementiert. Wenn jedes Symbol m Bits aufweist, können M = 2m unterschiedliche Werte des Inkrements bei jedem Zyklus hinzugefügt werden. Diese M Werte dieser Art werden derart gewählt, daß die Gesamtheit der Inkremente relativ zum Wert 0 symmetrisch ist, damit das Spektrum symmetrisch ist. Typischerweise werden Werte von K in der Form k = k' X K verwendet, wobei K/P den Modulationsindex darstellt, wobei k' = -M + 1, -M + 3, ... -1, 1, ...., M-3 oder M-1. Diese Wahl gleichmäßig verteilter Inkremente stellt nicht die einzig mögliche dar. Beispielsweise kann bei M = 2 auch k' = -7, -3, 3 oder 7 herangezogen werden. Es wird bemerkt, daß Δφmax = (kmax/P)π entsprechend dem maximalen Wert des Phaseninkrements Δφ ist.
Die akkumulierte Phase wird mit einem digitalen Filter 15 adressiert, dem sogenannten Phasenfilter, dessen Abtastfrequenz 1/Te, die gegeben ist durch ein Taktsignal CKE, größer ist als die Frequenz 1/Ts des Symbols ai (üblicherweise ein Mehrfaches dieser Frequenz).
Das Ausgangssignal des Phasenfilters 15 ist eine Modulationsphase ψ, welche eine Einheit 16 in ein komplexes Signal umsetzt bzw. wandelt, d. h., in zwei reelle Signale, von denen eines I den Realteil dieses komplexen Signals darstellt und von denen das andere Q seinen Imaginärteil darstellt.
Dieses komplexe Signal besitzt ein konstantes Modul und ein Argument gleich der Modulationsphase. Mit anderen Worten gilt I = cosψ und Q = sinψ. Die Einheit 16 kann einfach aus zwei Festspeicherzonen bestehen, die durch den Ausgang bzw. das Ausgangssignal des Filters 15 bei jedem Taktzyklus CKE adressiert werden.
Das komplexe Signal wird durch einen digitalen Filter gefiltert, der bei der dargestellten Ausführungsform aus zwei identischen Filtern 17 besteht, welche jeweils die Bestandteile I und Q filtern.
Zwei Digital-/Analogwandler 18 wandeln die Ausgangssignale der beiden Filter 17 in Analogsignale. Die beiden resultierenden Analogsignale werden Tiefpaßfiltern 19 zugeführt, um die spektralen Faltungsbestandteile zu beseitigen. Zwei Phasenquadratur-Radiowellen, geliefert durch einen lokalen Oszillator 20, werden mittels jeweiliger Mischer 21 moduliert mit Signalen, die durch die Antifaltungsfilter 19 geliefert werden. Die derart modulierten zwei Wellen werden durch einen Summierer 22 kombiniert, dessen Ausgangssignal dem Leistungsverstärker 23 der Sendervorrichtung geliefert wird.
Wenn der Verstärker 23, der Gegenstand einer Linearisierung durch Vorverzerrung bildet, ist er in der Lage, die gefilterten Bestandteile I und Q zu korrigieren, bevor er sie in Analogsignale wandelt zwischen den Filtern 17 und den Wandlern 18.
Der in Fig. 2 gezeigte Empfänger umfaßt einen Verstärker 30 geringen Rauschens, der das durch die Antenne empfangene Signal verstärkt, dessen Ausgangssignal in eine Zwischenfrequenz mittels eines Mischers 31 gewandelt bzw. umgesetzt wird. Ein Bandpaßfilter 32 behandelt das Zwischenfrequenzsignal, welches daraufhin durch einen Verstärker 33 erneut verstärkt wird. Zwei weitere Mischer 34 stellen die Tiefpaßumsetzung durch Mischung mit zwei Quadraturwellen sicher. Die zwei durch die Mischer 34 gelieferten analogen Quadraturbestandteile werden einer Filterung mit identischen Tiefpaßfiltern 35 unterworfen und daraufhin durch die Analog-/ bzw. Digitalwandler 36 in digitale Signale gewandelt. Die digitalen Bestandteile I' und Q', die durch die Wandler 36 geliefert werden, werden durch einen Kanaldemodulator 37 adressiert.
Der Demodulator 37 bewirkt Modulationsvorgänge, die dem unvollständigen Modulator entsprechen, der durch die Elemente 10, 11, 15, 16 und (gegebenenfalls) 12 des Senders von Fig. 1 entsprechen. Dieser unvollständige Modulator verwirklicht im wesentlichen eine kontinuierliche Phasenmodulation (CPM) und der Demodulator 37 kann die herkömmliche Form eines Demodulators CPM besitzen. Er kann insbesondere auf einem Demodulationsnetzwerk zum Anwenden des Viterbi-Algorithmus bestehen. Der Demodulator 37 liefert Schätzungen bi oder ci der Bits bi oder ci, die dem Modulator geliefert werden.
Vorteilhafterweise kann der Demodulator 37 zwei Netzwerke umfassen. Er verwendet das eine oder das andere dieser beiden Netzwerke, abhängig davon, ob der Kodierer 12 auf Höhe des Senders genutzt oder nicht genutzt wird. Im ersten Fall umfassen beide Netzwerke die Modulationszustände. Die Anzahl dieser Zustände ist a priori ML-1xP, wobei L den Speicher des Phasenfilters 15 ausgedrückt in Abtastungen- bzw. Probennahmeanzahl umfaßt, wobei M die Anzahl von Punkten der Konstellation darstellt und wobei P den Nenner des Modulationsindex darstellt. Es ist jedoch allgemein möglich, die Anzahl von Zuständen der Demodulationsnetzwerke deutlich zu verringern, ohne die Empfangsqualität signifikant zu beeinträchtigen. Das zweite der beiden Netzwerke integriert außerdem die Kodierungszustände des Redundanzkodierers 12 in Übereinstimmung mit dem Prinzip kodierter Modulationen. Dieses zweite Netzwerk wird verwendet, wenn der Kodierer als Sender genutzt wird.
Bei der Konzeption des Modulators werden zu Beginn die Werte der Phaseninkremente Δφ gewählt, wie vorstehend angeführt. Daraufhin wird der Filter 17 konstruiert, der die Bestandteile I und Q behandelt, und der die spektralen Eigenschaften bzw. Kennlinien des resultierenden Signals festlegt. Dieser Filter 17 kann Eigenschaften bzw. Kennlinien aufweisen, die so nah wie möglich an denjenigen des Empfangsfilters liegen, der aus der Kombination der Filter 32 und 35 besteht.
Eine vorteilhafte Form des digitalen Filters 17 für die Bestandteile T und Q besteht aus einem Filter mit endlichem Impulsansprechverhalten, das gewählt ist, um bestmöglich einer zeitlichen Kennlinie folgender Form zu entsprechen:
f(t) = Sinc(αt/Ts).Sinc(βt/Ts). e-(πγt/Ts)²
wobei Ts die Dauer eines binären Symbols ai bezeichnet, und wobei Sinc () die Sinusmächtigkeitsfunktion bezeichnet. Die Approximation wird bewirkt durch eine Wahl cer reellen Koeffizienten α, β und γ. Dadurch werden digitale Filter erhalten, deren Begrenzung bzw. Beschränkung auf eine endliche Länge dank des raschen Abfalls der Gaußfunktion so präzise wie möglich ist. Die sekundären Zipfel bzw. Keulen, die durch die Begrenzung der Länge des digitalen Filters induziert sind, sind dadurch maximal verringert.
Der nachfolgende Schritt besteht darin, den Phasenfilter 15 festzulegen. Die Kennlinien dieses Filters 15 sind stark korreliert mit denjenigen des digitalen Filters 17. Nachfolgend ist ein heuristisches Verfahren auf Grundlage der folgenden mathematischen Eigenschaft angeführt: eine komplexe Funktion ejm(t) des unitären Moduls mit maximaler Energie in dem Filter, dessen spektrale Leistungsschablone bzw. -vorlage die Fourrier-Transformation einer Funktion h(t) ist (oder mit anderen Worten eine minimale Energie außerhalb dieses Filters aufweist), wenn sie folgende Gleichung erfüllt:
h (u - t).ejm(t)dt = λ(u).ejm(u)
wobei λ(u) eine reelle Funktion ist.
Zur Ermittlung des Phasenfilters 15 wird folgender Algorithmus angewendet:
1) es wird ein Leistungsvorlagefilter gewählt, d. h. eine Funktion h(t), deren Fourrier-transformierte die gesuchte Spektralvorlage darstellt. Typischerweise wird ein Filter gewählt, der identisch zu demjenigen ist, der als Filter I-Q gewählt wurde. Ein andere Wahl ist selbstverständlich möglich. Allgemein ist es bevorzugt, einen Filter zu verwenden, dessen digitale Verwirklichung mit einem endlichen Impulsansprechverhalten ausreichend kurzer Länge möglich ist.
2) Als erste Approximation der Funktion der Phasenveränderung, d. h. derjenigen Funktion, die am Ausgang des Phasenfilters zur Verfügung steht, wenn das maximale Phaseninkrement Δφmax dem Akkumulator 11 zugeführt wird, wird eine Funktion φ&sub0; gleich 0 für t < 0, gleich φmax t/Ts für 0 ≤ t ≤ Ts und gleich Δφmax für T > Ts herangezogen. Weitere Approximationen mit Hilfe kontinuierlicher Funktionen gleich 0 für T < 0 und Δφmax für T > Ts sind verwendbar.
3) Eine Funktion φn wird durch folgende Formel iterativ berechnet:
Φn+1(u) = h(u - t). Φn(t)dt/ h(u-t). Φn(t)dt
4) Die n-te Approximation des Impulsansprechverhaltens des Phasenfilters wird berechnet, die gleich der Ableitung der Funktion φn ist. Eine Approximation dieser abgeleiteten Funktion mit Hilfe einer angenäherten analytischen Formel zur Erleichterung der abschließenden Berechnungen kann ebenfalls vorgenommen werden. Diese analytische Formel kann wie folgt sein:
g(t) = Sinc(α't/Ts).Sinc(β't/Ts). e-(πγt/Ts)² (2)
wobei α', β' und γ' reelle Koeffizienten sind.
5) Für die eine dieser Approximationen (beispielsweise n = 2 oder 3) werden die Merkmale bzw. Kennlinien der Modulation im Hinblick auf die Leistungskriterien der Interferenzen in den frequenzmäßig benachbarten Kanälen, der Veränderung der Amplitude und dem Rauschwiderstand gewählt. Wenn diese Approximation nicht paßt, werden die Berechnungen 1) bis 4) wiederholt, indem die Phaseninkrementwerte modifiziert werden, und/oder indem die Form des Filters I-Q 17 modifiziert wird und/oder indem die Form des vorstehend genannten Filters 1) modifiziert wird und/oder, indem die Approximation des Phasenfilters modifiziert wird, der durch den Algorithmus erhalten wird.
Der gewählte Phasenfilter wird daraufhin in Form eines digitalen Filters mit endlichem Impulsansprechverhalten bereitgestellt bzw. aktiviert.
Der Phasenfilter 15 des Modulators gemäß Fig. 1 kann auch durch eine Bank aus Filtern gewählter Phasen in Übereinstimmung mit dem Ursprung des Symbolzugs ai ersetzt werden. Dadurch kann ein Phasenfilter 15 erhalten werden, der für den Fall optimiert ist, daß der Redundanzkodierer 12 nicht verwendet wird, und der außerdem für den Fall optimiert wird, daß der Kodierer 12 verwendet wird.
Bei einer speziellen Ausführungsform der Erfindung ist die Dauer Ts eines Symbols ai gleich 125 us. Die Anzahl von Bits pro Symbol beträgt 2 und die Phaseninkremente sind -π, -π/3, π/3 oder π. Die Datenübertragungsgeschwindigkeit beträgt damit 16 kBit/s. Die spektralen Spezifikationen sind diejenigen der Norm ETSI 300-113. Das endliche Impulsansprechverhalten des Phasenfilters 15 besitzt eine Länge von vier Symbolen und es hat die Form (2) mit α' = 0,77, β' = 0,5 und γ' = 0. Das endliche Impulsansprechverhalten des Filters I-Q 17 hat eine Länge von 6 Symbolen und besitzt die Form (1) mit α = 1,6, β = 0,1 und γ = 0,12. Die aufgezeigten Werte der Parameter der Filter können ersetzt sein durch Werte derselben Größenordnung.
Die Konstellation entsprechend dieser Modulation ist in Fig. 3 dargestellt. Auf die sehr schwache Veränderung der Amplitude wird hingewiesen, weil das Verhältnis zwischen der maximalen Momentanleistung und der mittleren Leistung lediglich 1,2 dB beträgt, während das Verhältnis zwischen der maximalen Impulsleistung und der minimalen Impulsleistung kleiner als 2,4 dB ist. Diese Kennlinien bzw. Merkmale erleichtern die Realisierung dieser Modulation mit Leistungsverstärkern geringer Linearität, die problemlos entwickelt werden können und einen Wirkungsgrad bereitstellen, der nahe an übersteuerten Verstärkern liegt.
Das Spektrum ist in Fig. 4 gezeigt. Hieraus geht hervor, daß das Niveau der Interferenzen in dem benachbarten Kanal sehr gering bzw. niedrig und kompatibel mit den strengsten Normen ist.
Die Werte für den Rauschwiderstand sind hervorragend, wobei dann, wenn ein Kanal mit weißem Gauss'schen Rauschen beaufschlagt ist, eine Fehlerquote von einem Prozent für ein Signal/Rauschverhältnis Eb/N&sub0; von 5,5 dE in dem Fall statischer Stationen festgestellt wird, während dieselbe Fehlerquote von 1% für Eb/N&sub0; = 16 dB im dynamischen Fall erhalten wird (Geschwindigkeit 70 km/h, Trägerfrequenz 400 MHz). Diese Fehlerquoten werden mit einfachem und mit herkömmlichen Demodulatoren erhalten (Fig. 2), d. h. mit Netzwerkdemodulatoren mit einer sehr kleinen Anzahl von Zuständen. Es kann ein Netzwerk mit lediglich drei Zuständen im dargestellten Beispiel verwendet werden.
In eben dieser Ausführungsform der Erfindung erlaubt ein fakultativer Redundanzkodierer 12 die Verwirklichung einer kodierten Modulation. Die Kodierung mit Redundanz ist dabei eine konvolutive Kodierung mit Wirkungsgrad 1/2, wobei die binäre Übertragungsgeschwindigkeit 8 kBit/s beträgt. Die Werte der Filter sind identisch und ein Netzwerk mit lediglich vier Zuständen kann im Demodulator verwendet werden. Der Kodierungsgewinn liegt in der Größenordnung von 2,5 dB bei einer Fehlerquote von 1%, die für Eb/N&sub0; = 3,4 dE in einem Kanal festgestellt wird, der mit weißem Gauss'schen Rauschen im statischen Fall beaufschlagt ist.

Claims

1. Verfahren zur digitalen Modulation, bei dem die aufeinanderfolgenden Symbole (ai) eines digitalen Signalzugs in Phaseninkremente (Δφ) gewandelt werden, bei dem eine durch Summierung von aufeinanderfolgenden Phaseninkrementen akkumulierte Phase erhalten wird, bei dem eine durch Filterung der akkumulierten Phase eine Modulationsphase (ψ) erhalten wird, bei dem ein komplexes Signal erzeugt wird, dessen Argument die Modulationsphase darstellt, bei dem zwei Phasenquadratur-Radiowellen auf Grundlage des komplexen Signals moduliert werden, und bei dem ein aus einer Kombination der zwei modulierten Wellen resulitierendes Radiosignal gesendet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterung der akkumulierten Phase eine endliche Impulsantwort aufweist, die eine zeitliche Kennkurve folgender Form besitzt:

g(t) = Sinc(α't/Ts). Sinc(β't/Ts). e-(πγ't/Ts)²

wobei Ts die Dauer eines binären Symbolzugs bezeichnet, α', β' und γ' reelle Koeffizienten sind und Sinc() die Sinusmächtigkeitsfunktion bezeichnet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem Ts = 125 us, jedes Symbol (ai) des binären Zugs aus zwei Bits besteht, und die Phaseninkremente (Δφ)

-π, -π/3, π/3 oder π, α' 0,77, β' 0,5, und γ' 0 sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das komplexe Signal digital gefiltert wird, und bei dem die aus den Real- und Imaginärteilen (I, Q) des digital gefilterten komplexen Signals erhaltenen digitalen Signale einer analogen faltungsfreien Filterung unterworfen und daraufhin mit den zwei Radiowellen gemischt werden.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem die digitale Filterung des komplexen Signals aus zwei identischen Filterungen seiner Real- und Imaginärteile (I, Q) besteht, wobei eine endliche Impulsantwort sich einer zeitlichen Kennkurve folgender Form nähert:

f(t) = Sinc(αt/Ts).Sinc(βt/Ts). e-(πγ't/Ts)²

wobei α, β, und γ reale Koeffizienten sind.

5. Digitaler Modulator, aufweisend:

Mittel (10) zum Wandeln aufeinanderfolgender Symbole (ai) eines digitalen Signalzugs in Phaseninkremente (Δφ), einen Summenbildner (11), der die aufeinanderfolgenden Phaseninkremente akkumuliert, um eine akkumulierte Phase zu erzeugen, einen Phasenfilter (15), der die akkumulierte Phase empfängt, und eine Modulationsphase (ψ) erzeugt, Mittel (16) zum Erzeugen eines komplexen Signals, dessen Argument die Modulationsphase wiedergibt, und Modulationsmittel zum jeweiligen Modulieren von zwei Phasenquadraturradiowellen auf Grundlage des komplexen Signals und zum Senden eines Radiosignals, das aus einer Kombination der zwei modulierten Wellen resultiert, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenfilter (15) eine endliche Impulsantwort aufweist, die eine zeitliche Kennkurve der folgenden Form besitzt:

g(t) = Sinc(α't/Ts). Sinc(β't/Ts). e-(πγ't/Ts)²

wobei Ts die Dauer eines binären Symbolzugs (ai) bezeichnet, α', β' und γ' reelle Koeffizienten sind und sinc() die Sinusmächtigkeitsfunktion bezeichnet.

6. Modulator nach Anspruch 5, wobei Ts = 125 us, jedes Symbol (ai) des binären Zugs aus zwei Bits besteht, und die Phaseninkremente (Δφ)

-π, -π/3, π/3 oder π, α' 0,77, β' 0,5, und γ' 0 sind.

7. Modulator nach Anspruch 5 oder 6, bei dem die Modulationsmittel einen digitalen Filter (17) aufweisen, an dem das komplexe Signal angelegt ist, Digital- Analogwandler (18) zur Verarbeitung der digitalen Signale, die aus den Real- und Imaginärteilen (I, Q) des gefilterten numerischen komplexen Signals erhalten sind, analoge faltungsfreie Filter (19) zum Empfang der Ausgangssignale der Digital-/Analogwandler, und zwei Mischer (21) zum Empfang von jeweils einer der zwei Radiowellen und des Ausgangssignals von einem der Filter mit entgegengesetzter Faltung.

8. Modulator nach Anspruch 7, wobei der numerische Filter, an den das komplexe Signal angelegt ist, aus zwei identischen Filtern (17) besteht, die jeweils die Real- und Imaginärteile (I, Q) des komplexen Signals empfangen, und die eine endliche Impulsantwort aufweisen, die sich einer zeitlichen Kennkurve der folgenden Form nähern:

f(t) = Sinc(αt/Ts). Sinc(βt/Ts). e-(πγt/Ts)²

wobei α, β, und γ reale Koeffizienten sind.