DE69735164T2

DE69735164T2 - System und verfahren zum reduzieren von durch ein cdma-nachrichtenübertragungsgerät erzeugter am-interferenz

Info

Publication number: DE69735164T2
Application number: DE69735164T
Authority: DE
Inventors: Franklin Del Mar ANTONIO; D. Robert Steamboat Springs BLAKENEY; S. Klein Bozeman GILHOUSEN; F. Roy San Diego QUICK
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1996-04-29
Filing date: 1997-04-28
Publication date: 2006-10-26
Anticipated expiration: 2017-04-29
Also published as: CA2252808A1; IL126823A; JP2000510667A; EP0896765A1; AU2928297A; KR20000065096A; EP0896765B1; WO1997041653A1; US6205190B1; TW325613B; US6714597B1; DE69735164D1; KR100493484B1; CN1223762A; CN1135754C; IL126823A0; JP3923531B2; ZA973577B; ATE316718T1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich generell auf Kommunikationssysteme in denen Daten von Benutzerkommunikationsgeräten gesendet werden. Im speziellen ist die vorliegende Erfindung auf ein neues System und Verfahren zum Reduzieren von Interferenz erzeugt von einem Code-Multiplex-Vielfachzugriffskommunikationsgerät (CDMA = code division multiple access) gerichtet.
II. Beschreibung der verwandten Technik
Die Verwendung von Codierungstechniken mit variabler Rate in einem Code-Multiplex-Vielfachzugriffssystem (CDMA) sieht die Fähigkeit vor, die Menge an Information, die benutzt wird, um Sprache darzustellen oder andere Daten im Vergleich zu Codierungstechniken mit fester Rate zu reduzieren. Durch die Verwendung von Vocodertechniken mit variabler Rate können zum Beispiel weniger Informationsbits gesendet werden, wenn die Sprachpegel niedrig sind. In einem CDMA-Kommunikationssystem, wie beschrieben in dem Telecommunications Industry Association (TIA)/Electronic Industries Association (EIA) Interim Standard IS-95A mit dem Titel "Mobile Station- Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System", wird mit variabler Rate codierte Sprache oder Daten von der Kommunikationseinheit unter Verwendung von Rahmen mit einer festen Zeitdauer gesendet. Für Datenraten, die weniger als die maximale Rate sind, kann der Extraplatz, der in dem Rahmen verfügbar ist, Signalisierungsbits, wenn verfügbar, tragen oder sekundäre Verkehrsbits, wenn die Kommunikationseinheit zum Beispiel simultan bzw. gleichzeitig Sprache und Datendienstoptionen verwendet. Wenn jedoch nicht genügend Bits zwischen dem primären Verkehr und Signalisierung oder sekundärem Verkehr sind, um einen gesamten Rahmen aufzufüllen, kann der verbleibende leere Platz in dem Rahmen unter den gesendeten Bits in einer pseudozufälligen Art und Weise verteilt werden, was in "Bursts" von Daten resultiert, die intermittierend über den ganzen Rahmen gesendet werden. Während diesem leeren Platz ist der Sender abgeschaltet (gated off).
Für in niedriger Rate codierte Sprache oder andere Daten können alternativ die Informationsbits wenn notwendig wiederholt werden, um den Rahmen zu füllen statt den Sender abzuschalten. In einem solchen Fall wird die Leistung des Senders trotzdem typischerweise reduziert, um Batterielebenszeit und Systemkapazität zu sparen, da die Datenredundanz in dem Rahmen eine ausreichende Wahrscheinlichkeit für den erfolgreichen Empfang bei einem niedrigen Signal-zu-Rausch-Verhältnis erlaubt.
Wie man sehen kann, führt die Verwendung von Übertragungstechniken mit variabler Rate zu signifikanter Variation in dem Sendeleistungspegel des CDMA-Senders während jedes Rahmens. Die Variation im Leistungspegel kann eine blose Reduzierung im Fall von wiederholten Bits sein, oder ein Abschalten im Fall von pseudozufälliger Burstverteilung über den ganzen Rahmen. Diese Variation der Sendeleistung der Teilnehmerstation erzeugt ein gesendetes Signal, das zum Stören der Operation von Nahe gelegenen elektronischem Zubehör fähig ist. Weil diese Variation die Amplitude der gesendeten HF-Energie moduliert, wird sich auf die Interferenz, die von solchen Sendeleistungsvariationen verursacht wird, hierin bezogen als "amplitude modulation interference = Amplitudenmodulationsinterferenz" oder einfach "AM interference = AM-Interferenz". Es wurde herausgefunden, dass viele elektronische Geräte, wie zum Beispiel Hörgeräte, dazu tendieren als AM-Detektoren zu agieren, was zu Interferenzen führt verursacht während der Operation in der Präsenz der Sender, die die Amplitude des gesendeten Signals variieren.
Was demgemäß gebraucht wird, ist ein Übertragungsschema für ein CDMA-Kommunikationssystem, das das Potenzial zur Interferenz mit elektronischen Geräten minimiert.
Weiterhin wird auf das Dokument EP-A-O 632 609 aufmerksam gemacht, das ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verringern der elektromagnetischen Interferenz offenbart, dass von TDMA- und TDD-Funkgeräten, d.h., Funkgeräte, die ein HF-Signal mit einer zeitvariierenden Einhüllenden ausstrahlen, resultiert. Ein Funk- bzw. ein Funkgerät weist ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung auf, wobei das Ausführungsbeispiel im Sendemodus ein informationstragendes Signal bei einer durchschnittlichen HF-Leistung in einem geeigneten Sendefrequenzkanal ausstrahlt, aber im Leerlaufmodus ein störendes Signal bei der gleichen durchschnittlichen HF-Leistung ausstrahlt, aber in einem Frequenzkanal vorgesehen für das störende Signal. Im Wesentlichen sendet der Funk während seines Leerlaufmodus beim gleichen durchschnittlichen Leistungspegel wie während des Sendemodus, aber in einem unterschiedlichen Frequenzkanal, und zwar einer, der für diesen Zweck bestimmt ist.
Es wird auch auf das Dokument EP-A-O 405 783 aufmerksam gemacht, das einen Schnurlostelefonhandapparat offenbart, der eine Burst-Modus-Sender/Empfängereinheit beinhaltet, die einen Funk- und eine Stromsenke parallel über den Funk geschaltet, aufweist. Eine Steuerungsvorrichtung steuert die Stromsenke in einer Art und Weise einer Rückkopplung, so, dass die Summe der Ströme, die vom Funk gezogen werden und die Stromsenke im Wesentlichen konstant ist, um Fluktuationen im Strom, der nur vom Funk alleine gezogen wird, zu kompensieren, um so Interferenz bei der Burst-Rate zu vermeiden, wenn der Handapparat in Verbindung mit einem Hörgerät benutzt wird.
Auch wird auf das Dokument WO 93 14588 aufmerksam gemacht, das im Kontext eines CDMA-Zellularkommunikationssystems lehrt, einen Vorwärts-CDMA-Kanal zu benutzen, um Informationen von einer Basiszelle zur Mobilstation zu senden. Umgekehrt wird ein Rückwärts-CDMA-Kanal dazu benutzt, um Informationen von der Mobilstation zur Zellenbasisstation zu senden. Der Sendeteil des mobilen Transceivers beinhaltet ein Mikrofon, einen Codec, einen Vocoder, eine Maskenschaltung, einen Faltungscodierer, einen Blockinterleaver, einen 64-stufigen orthogonalen Modulator, einen In-Phase-PN-Generator, einen Quadratur-PN-Generator, Filterschaltungen, einen Quadraturmodulator und einen Sender. Das Dokument diskutiert die Übertragung, die auf der Rückwärtsverbindung aus- bzw. eingeblendet ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zum Reduzieren von Interferenz, wie dargelegt in Anspruch 1, ein Kommunikationsgerät, wie dargelegt in Anspruch 9, und eine Basisstation, wie dargelegt in Anspruch 17, vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen beansprucht.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist gerichtet auf ein System und ein Verfahren zum Reduzieren von Interferenz, die von empfindlichen elektronischen Geräten erfahren wird, wie zum Beispiel Hörgeräte, im Betrieb in der Nachbarschaft von CDMA-Benutzerkommunikationsgeräten. Wie zuvor erwähnt, kann in CDMA-Kommunikationssystemen die Übertragung von Daten mit variablen Raten einen gewissen Pegel von AM-Interferenz ergeben. Die verschiedenen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung wurden entwickelt, um im Wesentlichen solche Interferenzen zu reduzieren oder zu eliminieren. Die vorliegende Erfindung ist besonders passend für Implementierungen in einem CDMA-Kommunikationssystem, wie zum Beispiel in zellularen, Mobiltelefon-, drahtlosen Lokalschleifen- (wireless local loop), PCS-, und Satellitenanwendungen, in denen Systembenutzer nominal Daten mit variablen Raten senden.
In der vorliegenden Erfindung ist ein reduziertes Interferenzmodussignal, für die Steuervorrichtung eines CDMA-Kommunikationsgeräts, das mit einem autorisierten hörgeschädigten Benutzer assoziiert ist, vorgesehen. Eine solche Autorisation wird typischerweise vergeben an zum Beispiel hörgeschädigte Benutzer, die mit einem elektronischen Hörgerät oder dergleichen ausgestattet sind. Ansprechend auf das reduzierte Interferenzmodussignal wird ein Sender des Kommunikationsgeräts konfiguriert, um HF-Energie mit einem Vollratenleistungspegel zu senden, und zwar im Wesentlichen kontinuierlich unabhängig von der variablen Datenrate, mit der der Sender andererseits betrieben werden würde, und zwar wegen entweder dem momentanen Pegel der Benutzersprachaktivität oder wegen der Datenrate der Nichtsprachdaten, die zum Sender geliefert werden.
Das CDMA-Kommunikationsgerät kann konfiguriert werden, und zwar zur im Wesentlichen kontinuierlichen Übertragung bzw. Sendung ansprechend auf das konstante Übertragungsmodussignal auf vielen verschiedenen Arten. In einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anwendbar auf mit variabler Rate codierter Sprache ist ein variabler Ratenvocoder in dem Sender darauf gerichtet, Sprachdaten mit einer Vollrate unabhängig von dem momentanen Pegel der Benutzersprachaktivität zu codieren. Durch das Durchführen von kontinuierlichem Vollratensprachcodieren erzeugt der Vocoder mit variabler Rate genügend Bits um jeden Rahmen aufzufüllen, was in einer kontinuierlichen Übertragung bzw. Sendung von Vollratenrahmen resultiert. Durch kontinuierliches Senden von Vollraterahmen vermeidet das Kommunikationsgerät die Erzeugung von AM-Interferenz, die normalerweise mit der Sendung von mit variabler Rate sprachcodierter Sprache assoziiert ist.
In einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anwendbar auf beides, mit variabler Rate codierter Sprache und Nichtsprachedaten, erzeugt eine Steuerungsvorrichtung in dem Sender nur Vollrahmen. Wenn Nicht-Vollratendaten zur Steuerungsvorrichtung geliefert werden, erzeugt es Vollrahmen, die aus wiederholten Versionen der Nicht-Vollratendaten bestehen. Jeder der Rahmen, der wiederholte Daten enthält, wird jedoch mit einem Vollratenleistungspegel gesendet. Der Sendeleistungspegel wird ansprechend auf die Menge der Datenredundanz in dem Rahmen nicht reduziert. Durch kontinuierliches Senden von Vollrahmen mit einem Vollratenleistungspegel vermeidet das Kommunikationsgerät die Erzeugung von AM-Interferenz, die normalerweise mit der Sendung bzw. Übertragung von mit variabler Rate sprachcodierter Sprache und nicht-sprachcodierten Daten assoziiert ist.
In einem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung anwendbar auf beides, mit variabler Rate codierter Sprache und Nichtsprachdaten, bildet eine Steuerungsvorrichtung in dem Kommunikationsgerät nur Vollratenrahmen von Daten für die Übertragung. Wenn es nicht genug Bits gibt, um den Rahmen zwischen dem primären Verkehr, dem Signalisierungs- und Sekundärverkehr zu füllen, füllt die Steuerungsvorrichtung den Rahmen mit Signalisierungsverkehr eines einzigartigen Musters, um den Vollratenrahmen aufzufüllen. In diesem Ausführungsbeispiel erkennt die Basisstation das einzigartige Muster des Signalisierungsverkehrs und verwirft es beim Empfang. Durch das kontinuierliche Senden von Vollratenrahmen vermeidet das Kommunikationsgerät die Erzeugung von AM-Interferenz, die normalerweise mit der Übertragung von mit variabler Rate sprachcodierter Sprache und nicht-sprachcodierten Daten assoziiert ist.
Es wird angemerkt, dass in jedem der oben genannten Ausführungsbeispiele die vorliegende Erfindung nicht auf ein bestimmte Rahmenlänge oder ein Multiplexformat begrenzt ist. Die Lehren der vorliegenden Erfindung sind zum Beispiel in gleicher Weise anwendbar auf das 14,4-kbps-Dienstoptionsmultiplexformat von ANSI J-STD-008 mit dem Titel "Personal Station – Base Station Compatibility Requirements for 1.8 to 2.0 Ghz Code Division Multiple Access (CDMA) Personal Communications Systems" wie auch anwendbar auf das 9,6-kbps-Dienstoptionsmultiplexformat von IS-95A.
Eine Anzahl von Autorisationsschemata kann eingerichtet werden, und zwar als ein Mittel zum Absichern, dass nur diese CDMA-Kommunikationseinheiten, die mit den ausgewählten in Frage kommenden Benutzern (zum Beispiel hörgeschädigte Benutzer) assoziiert sind, erlaubt werden bzw. zugelassen werden, um sich auf den Typ der Übertragung der reduzierten Interferenz, die von der Erfindung betrachtet wird, einzulassen. Nur in Frage kommende hörgeschädigte Benutzer könnte es zum Beispiel erlaubt sein, CDMA-Kommunikationseinheiten, die für die Operation in einem Modus der reduzierten Interferenz vorautorisiert wurden, zu kaufen. Als Alternative könnten in Frage kommende hörgeschädigte Benutzer Autorisation von deren Zellulardienstprovider nach dem Kauf einer CDMA-Kommunikationseinheit fähig zur reduzierten Interferenzmodusoperation erlangen. Zusätzlich könnte die Operation des Modus der reduzierten Interferenz, sobald autorisiert, aktiviert werden, entweder durch Datenportprogrammierung des Kommunikationsgeräts oder durch Über-die-Luft-Dienstprogrammierung.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ausgehend von der detaillierten Beschreibung, die nachstehend dargelegt ist, noch deutlicher werden, wenn in Verbindung gebracht mit den Zeichnungen, in denen durchgehend gleiche Bezugszeichen Entsprechendes identifizieren und wobei:
1 ein Blockdiagramm ist, das einen beispielhaften Senderteil eines CDMA-Transceivers darstellt, verwendet zur Operation des Modus der reduzierten Interferenz gemäß der Erfindung;
2a–2h eine Serie von Diagrammen sind, die Rahmenmultiplexoptionsformate für die verschiedenen Datenraten- und -typen zeigen;
3 ein Diagramm ist, das eine beispielhafte Schaltungsimplementierung des CRC- und Tail- bzw. Terminierungs-Bit-Generators aus 1 zeigt;
4a–4e eine Serie von Flussdiagrammen sind, die den Prozess des Formatierens der Datenrahmen zeigt;
5a–5d eine Serie von Diagrammen sind, die das Anordnen von Codesymbolen im Interleaver-Array für Übertragungsdatenraten von 9,6, 4,8, 2,4 und 1,2 kbps entsprechend zeigen;
6a–6c eine Serie von Diagrammen sind, die die Walsh-Symbole entsprechend jeder Codiersymbolgruppe zeigen;
7 ein Blockdiagramm ist, das den Langcodegenerator von 1 zeigt;
8a–8c eine Serie von Diagrammen sind, die die Langcodemasken für die verschiedenen Kanaltypen zeigen;
9 ein Graph ist, der die Frequenzantwort der digitalen Filter von 1 zeigt;
10a–10d eine Serie von Diagrammen sind, die die Datenpositionierung innerhalb der Rahmen für die verschiedenen Datenraten zeigen, während 10e ein Diagramm ist, das die Daten, die dazu benutzt werden, um die Datenposition innerhalb des Rahmens zu bestimmen, zeigt; und
11 eine Darstellung in Blockdiagrammen ist, und zwar von ausgewählten Teilen eines Kommunikationssystems fähig zur Operation in dem Modus der reduzierten Interferenz der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
I. Überblick über das beispielhafte CDMA-Übertragungssystem
Bezug nehmend auf die Figuren zeigt 1 ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel von einem Sendeteil 10 eines CDMA-Kommunikationseinheitstransceivers. Die Operation des CDMA-Transceivers gemäß den reduzierten Interferenzmodi, die von der Erfindung betrachtet werden, ist nachstehend in Abschnitt II beschrieben. Es wird angemerkt, dass die vorliegende Erfindung bei CDMA-Transceivern in nichtzellularen Anwendungen, wie zum Beispiel drahtlose Lokalschleifen, PCS und in Satellitensystemen anwendbar ist. Für Zwecke der Darstellung wird es jedoch genügen, sich auf einen zellularen Mobilstationstransceiver zu beziehen.
In einem CDMA-Zellularkommunikationssystem wird ein Vorwärts-CDMA-Kanal benutzt, um Information von einer Zellbasisstation zu einer Mobilstation zu senden. Umgekehrt wird ein Rückwärts-CDMA-Kanal benutzt, um Information von der Mobilstation zu der Zellbasisstation zu senden. Die Kommunikation von Signalen von der Mobilstation kann in der Form einer Zugriffskanal- oder einer Verkehrskanalkommunikation charakterisiert werden. Der Zugriffskanal wird für Kurzsignalnachrichten, wie zum Beispiel Anrufsursprünge, Antworten auf Pages und Registrierungen verwendet. Der Verkehrskanal wird benutzt, um (1) primären Verkehr, typischerweise Benutzersprachdaten, zu kommunizieren oder (2) sekundärer Verkehr, typischerweise Benutzernichtsprachdaten, oder (3) Signalisierungsverkehr, wie zum Beispiel Befehle und Steuersignale, oder (4) eine Kombination von primärem Verkehr und sekundärem Verkehr oder (5) eine Kombination von primärem Verkehr und Signalisierungsverkehr.
Der Sendeteil 10 ermöglicht, dass die Daten auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal mit Datenraten von 9,6 kbps, 4,8 kbps, 2,4 kbps oder 1,2 kbps gesendet werden. Übertragungen auf dem Rückwärtsverkehrskanal können mit jeder von diesen Datenraten stattfinden, während die Übertragungen auf dem Zugriffskanal bei 4,8-kbps-Datenrate liegt. Der Übertragungsbetriebszyklus auf dem Rückwärtsverkehrskanal wird mit der Übertragungsdatenrate variieren. Im speziellen ist der Übertragungsbetriebszyklus für jede Rate in Tabelle I vorgesehen. Während der Betriebszyklus für die Übertragung proportional mit der Datenrate variiert, ist die aktuelle Burst-Übertragungsrate fixiert auf 28,800 Codesymbole pro Sekunde. Da 6 Codesymbole als Eins von den 64 Walshsymbolen für die Übertragung moduliert werden, soll die Walshsymbolübertragungsrate bei 4800 Walshsymbolen pro Sekunde fixiert werden, was in einer festen Walshchiprate von 307,2 kcps resultiert.
Alle Daten, die auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal gesendet werden, sind faltungscodiert, blockinterleaved, mit 64-stufiger orthogonaler Modulation moduliert und direkt-sequenz-PN-gespreizt, und zwar vor der Übertragung. Tabelle I definiert weiterhin die Beziehungen und Raten für Daten und Symbole für die verschiedenen Übertragungsraten auf dem Rückwärtsverkehrskanal. Die Numerologie ist identisch für den Zugriffskanal außer, dass die Übertragungsrate bei 4,8 kbps fixiert ist und der Arbeitszyklus bei 100 % liegt. Wie später hierin beschrieben, ist jedes Bit, das auf dem Rückwärts-CDMA-Kanal gesendet wird, unter der Verwendung einer 1/3-Coderate faltungscodiert. Deswegen ist die Codesymbolrate immer drei Mal die Datenrate. Die Rate der Direkt-Sequenz-Spreizfunktionen sollen auf 1,2288 Mhz fixiert werden, sodass jeder Walshchip mit präzise vier PN-Chips gespreizt wird.
Tabelle I
Wenn in einem Modus arbeitend in dem primärer Verkehr vorliegt, kommuniziert der Sendeteil 10 akustische Signale, wie zum Beispiel Sprache und/oder Hintergrundgeräusch, als digitale Signale über das Übertragungsmedium. Um die digitale Kommunikation der akustischen Signale zu vereinfachen, werden diese Signale mit bekannten Techniken abgetastet und digitalisiert. In 1 wird der Klang zum Beispiel durch das Mikrofon 12 in ein analoges Signal konvertiert, welches anschließend vom CODEC 14 in ein digitales Signal konvertiert wird. CODEC 14 führt typischerweise einen Analog-zu-Digital-Konvertierungsprozess unter Verwendung eines Standard-8-Bit-mlaw-Formats durch. In der Alternative kann das analoge Signal direkt in eine digitale Form eines gleichmäßigen Puls-Code-Modulationsformats (PCM = pulse code modulation) konvertiert werden. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel verwendet CODEC 14 8 kHz Abtastung und sieht eine Ausgabe von 8-Bit-Samples mit der Abtastrate vor, um so eine 64-kbps-Datenrate zu realisieren.
Die 8-Bit-Samples werden vom CODEC 14 zum Vocoder 16 ausgegeben, wo ein mlaw-gleichmäßiger Codekonvertierungsprozess durchgeführt wird. Im Vocoder 16 werden die Samples in Rahmen von Eingabedaten organisiert, wobei jeder Rahmen eine vorbestimmte Anzahl von Samples aufweist. In einer bevorzugten Implementierung vom Vocoder 16 weist jeder Rahmen 160 Samples oder 20 Millisekunden Sprache mit der 8 kHz Abtastrate auf. Es wird angemerkt, dass andere Abtastraten und Rahmengrößen benutzt werden können. Jeder Rahmen mit Sprach-Samples ist mit variabler Rate codiert, und zwar vom Vocoder 16 mit den resultierenden Parameterdaten, die in ein entsprechendes Datenpaket formatiert werden. Die Vocoderdatenpakete werden anschließend zum Mikroprozessor 18 und zur assoziierten Schaltung für die Übertragungsformatierung ausgegeben. Der Mikroprozessor 18 beinhaltet allgemein Programminstruktionen, die in einem Programminstruktionsspeicher, einem Datenspeicher und geeignetem Interface und verwandte Schaltung, wie auf dem Fachgebiet bekannt, enthalten sind.
Eine bevorzugte Implementierung des Vocoders 16 verwendet eine Form von code-erregter linearer Vorhersagecodierungstechniken (CELP = Code Excited Linear Predictive), um eine variable Rate in den codierten Sprachdaten vorzusehen. Eine Linearvorhersagecodieranalyse (LPC = Linear Predictive Coder) wird bei einer konstanten Anzahl von Samples durchgeführt und die Tonhöhe (Pitch) und Codebuchsuchen werden abhängig von der Übertragungsrate auf variierende Anzahlen von Samples durchgeführt. Ein Vocoder mit variabler Rate dieses Typs ist beschrieben im weiteren Detail im U.S. Patent No. 5,414,796, mit dem Titel "VARIABLE RATE VOCODER" und ist dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugeordnet. Der Vocoder 16 kann in einer applikationsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC = application specific integrated circuit) oder in einem digitalen Signalprozessor implementiert werden.
In dem Vocoder mit variabler Rate, wie gerade erwähnt, sind die Sprachanalyserahmen 20 Millisekunden lang, was impliziert, dass die extrahierten Parameter an den Mikroprozessor 18 in einem Burst 50 Mal pro Sekunde ausgegeben werden. Weiterhin variiert die Rate der Datenausgabe von ungefähr 8 kbps zu 4kbps zu 2kbps und zu 1 kbps.
Bei der Vollrate, auch als Rate 1 benannt, ist die Datenübertragung zwischen dem Vocoder 16 und dem Mikroprozessor 18 bei einer 8,55-kbps-Rate. Für die Vollratendaten werden die Parameter für jeden Rahmen codiert und durch 160 Bits dargestellt. Der Vollratendatenrahmen beinhaltet auch einen Paritätscheck von 11 Bits, was somit in einem Vollratenrahmen resultiert, der eine Summe von 171 Bits aufweist. In dem Vollratendatenrahmen würde die Übertragungsrate zwischen dem Vocoder 16 und dem Mikroprozessor 18 ohne den Paritätscheck 8 kbps sein.
Bei der Halbrate, auch als Rate ½ bezeichnet, ist die Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor bei einer 4-kbps-Rate, wobei die Parameter, die für jeden Rahmen codiert werden, 80 Bits verwenden. Bei der viertel Rate, auch als Rate ¼ bezeichnet, ist die Datenübertragung zwischen dem Vocoder und dem Mikroprozessor 18 bei einer 2-kbps-Rate, wobei die Parameter, die für jeden Rahmen codiert werden, 40 Bits verwenden. Bei der achtel Rate, auch als Rate 1/8 bezeichnet, ist die Datenübertragung zwischen dem Vocoder 16 und dem Mikroprozessor 18 geringfügig weniger als 1-kbps-Rate, wobei die Parameter, die für jeden Rahmen codiert werden, 16 Bits verwenden.
Zusätzlich kann keine Information in einem Rahmen zwischen dem Vocoder 16 und dem Mikroprozessor 18 gesendet werden. Dieser Rahmentyp, der auch als ein Lehrrahmen bezeichnet wird, kann für die Signalisierung oder für andere Nichtvocoderdaten verwendet werden.
Die Vocoderdatenpakete werden anschließend zum Mikroprozessor 18 ausgegeben und dann zum CRC- und Tail-Bit-Generator 20 zum Vervollständigen der Übertragungsformatierung. Der Mikroprozessor 18 empfängt Pakete von Parameterdaten alle 20 Millisekunden mit einer Ratenindikation für die Rate, mit der der Rahmen der Sprach-Samples codiert wurde. Der Mikroprozessor 18 empfängt auch, wenn vorhanden, eine Eingabe von sekundären Verkehrsdaten für die Ausgabe zum Generator 20. Mikroprozessor 18 erzeugt außerdem intern Signalisierungsdaten für die Ausgabe zum Generator 20. Daten, ob es nun primärer Verkehrs-, sekundärer Verkehrs- oder Signalisierungsverkehrsinhalt ist, wird, wenn vorhanden, vom Mikroprozessor 18 zum Generator 20 ausgegeben, und zwar alle 20 Millisekundenrahmen.
Der Generator 20 erzeugt und hängt an das Ende aller Voll- und Halbratenrahmen einen Satz von Paritätsprüfbits oder zyklische Redundanzcheck- bzw. -prüfbits (CRC Bits = cyclic reduncancy check bits), die beim Empfänger als ein Rahmenqualitätsindikator benutzt werden. Für einen Vollratenrahmen, gleichgültig ob die Daten ein Vollratenprimär-, Sekundär-, oder Signalisierungsverkehr, oder eine Kombination von Halbratenprimär- und Sekundärverkehr, oder eine Kombination von Halbratenprimär- und Signalisierungsverkehr ist, erzeugt der Generator 20 vorzugsweise einen Satz von CRC-Bits gemäß eines ersten Polynoms. Für einen Halbratendatenrahmen erzeugt der Generator 20 auch einen Satz von CRC-Bits, und zwar vorzugsweise gemäß einem zweiten Polynom. Der Generator 20 erzeugt weiterhin für alle Rahmen, ungeachtet der Rahmendatenrate, einen Satz von Codier-Tail-Bits. Die Codier-Tail-Bits folgen den CRC-Bits, wenn vorhanden, oder Daten, wenn die CRC-Bits nicht vorhanden sind, aber in jedem Fall werden die Codier-Tail-Bits an das Ende des Rahmens platziert. Weitere Details der Operation für den Mikroprozessor 18 und Generator 20 werden später hierin mit Bezug auf die 3 und 4 vorgesehen.
Die 2a–2h zeigen die Rahmenformatierung der Daten für die verschiedenen Datenraten und Datentypen für den Rückwärtsverkehrskanal. Es sei angemerkt, dass die gezeigte Rahmenformatierung ist beispielhaft nur und dass andere Rahmenformate leicht dafür substituiert werden können. Im speziellen zeigen die 2a–2e die Datenformatierung für die verschiedenen Datentypen, d.h. Vocoder oder Nicht-Vocoder oder eine Kombination davon, und zwar bei der 9,6-kbps-Datenrate. Die 2f–2h zeigen die Datenformatierung für Vocoderdaten bei den Raten 4,8, 2,4 und 1,2 kbps, und zwar entsprechend. In den 2a–2h werden zusätzlich zu den primären Verkehrsbits und/oder Signalisierungs-/sekundäre Verkehrsbits, zusätzliche Steuerbits in dem Rahmen gesendet. Die folgende Notation betrifft die Steuerbits in den 2a–2h und die folgenden Bitwerte:

Mischmodusbit (MM): '0' – nur primärer Verkehr '1' – primärer Verkehr und/oder Signalisierungsverkehr oder sekundärer Verkehr
Verkehrstypenbit (TT): '0' – Signalisierungsverkehr '1' – sekundärer Verkehr
Verkehrsmodusbits (TM): '00' – 80 primäre Verkehrsbits und entweder 88 Signalisierungsverkehrs- oder 88 sekundäre Verkehrsbits '01' – 40 primäre Verkehrsbits und entweder 128 Signalisierungsverkehrs- oder 128 sekundäre Verkehrsbits '10' – 16 primäre Verkehrsbits und entweder 152 Signalisierungsverkehrs- oder 152 sekundäre Verkehrsbits '11' – 168 Signalisierungsverkehrsbits oder 168 sekundäre Verkehrsbits
Rahmenqualitätsindikatorbits – CRC (F); und
Codier-Tail-Bits (T)

Rückwärtsverkehrskanalrahmen, die vom Generator 20 mit der 9,66-kbps-Rate geliefert werden, sind 192 Bits lang und spannen den 20 Millisekundenrahmen. Diese Rahmen bestehen aus einem einzelnen Mischmodusbit, Hilfsformatbits, wenn vorhanden, Nachrichtenbits, einem 12-Bitrahmenqualitätsindikator (CRC) und 8 Codier-Tail-Bits, wie gezeigt in den 2a–2e. Das Mischmodusbit soll während jedem Rahmen auf '0' gesetzt werden, in dem die Nachrichtenbits nur primäre Verkehrsinformationen sind. Wenn das Mischmodusbit '0' ist, soll der Rahmen aus dem Mischmodusbit, 171 primäre Verkehrsbits, 12 CRC-Bits und 8 Codier-Tail-Bits bestehen.
Das Mischmodusbit wird für Rahmen, die sekundären oder Signalisierungsverkehr beinhalten, auf '1' gesetzt. In diesen Instanzen ist das erste Bit, das dem Mischmodusbit folgt, ein Verkehrstypenbit. Das Verkehrstypenbit wird benutzt, um zu spezifizieren, ob der Rahmen sekundären oder Signalisierungsverkehr beinhaltet. Wenn. das Verkehrstypenbit eine '0' ist, enthält der Rahmen Signalisierungsverkehr, und wenn eine '1', enthält der Rahmen sekundären Verkehr. Die 2b–2e zeigen die Verwendung des Verkehrstypenbits für Signalisierungsverkehr auf '0' gesetzt.
Die zwei Hilfsformatbits, die dem Verkehrstypenbit folgen, sind Verkehrsmodusbits. Diese Bits zeigen die Anzahl der Bits an, die für die primäre Verkehrsinformation benutzt werden, und die Anzahl der Bits, die für entweder die Signalisierungs- oder sekundäre Verkehrsinformation innerhalb diesen Rahmens benutzt werden soll. Bezug nehmend auf 2b, in dem beispielhaften und bevorzugten Ausführungsbeispiel, werden 80 Bits für den primären Verkehr (Halbratenvocoderdatenpaket) benutzt, während 88 Bits für den Signalisierungs- oder sekundären Verkehr benutzt werden.
In der bevorzugten Implementierung wird nur primärer Verkehr in den Rahmen mit 4,8-kbps-, 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Raten gesendet. Mischmodusoperation wird generell nicht bei Raten anders als die 9,6-kbps-Rate unterstützt, obwohl es leicht konfiguriert werden kann. Die Rahmenformate für diese besonderen Raten sind gezeigt in den 2f–2h. Für die 4,8-kbps-Rate ist der Rahmen 96 Bits lang mit den Bits verteilt über 20 Millisekunden Zeitperiode des Rahmens, wie hierin später beschrieben. Der 4,8-kbps-Ratenrahmen enthält 80 primäre Verkehrsbits, einen 8 Bitrahmenqualitätsindikator (CRC) und 8 Codier-Tail-Bits. Für die 2,4-kbps-Rate ist der Rahmen 48 lang mit den Bits verteilt über die 20 Millisekunden Zeitperiode des Rahmens, wie ebenso hierin später beschrieben. Der 2,4-kbps-Ratenrahmen enthält 40 primäre Verkehrsbits und 8 Codier-Tail-Bits. Für die 1,2-kbps-Rate ist der Rahmen 24 Bits lang mit den Bits verteilt über die 20 Millisekunden Zeitperiode des Rahmens, wie ebenso hierin später beschrieben. Der 1,2-kbps-Ratenrahmen enthält 16 primäre Verkehrsbits und 8 Codier-Tail-Bits.
In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel werden die Zugriffskanaldaten von dem Mikroprozessor 18 für die Übertragung mit einer Rate von 4,8 kbps erzeugt. Als solches werden die Daten in einer Art und Weise, die identisch zu denen der 4,8-kbps-Rahmenformatdaten ist, vorbereitet, wie zum Beispiel Codierung, Interleaving und Walsh-Codierung. In dem Codierungsschema, das für 4,8-kbps-Daten implementiert wurde, ob Rückwärtsverkehrskanaldaten oder Zugriffskanaldaten, werden redundante Daten erzeugt. Ungleich dem Rückwärtsverkehrskanal, wo die redundanten Daten in der Übertragung eliminiert werden, werden in dem Zugriffskanal alle Daten einschließlich der redundanten Daten gesendet. Details der Übertragungsaspekte der Rahmen der Zugriffskanaldaten sind hierin später vorgesehen.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung der Elemente für das Formatieren der Daten gemäß den 2a–2h. In 3 werden Daten vom Mikroprozessor 18 (1) zum Generator 20 gesendet. Generator 20 weist Datenpuffer und Steuerungslogik 60, CRC-Schaltungen 62 und 64 und Tail-Bitschaltung 66 auf. Mit den Daten, die vom Mikroprozessor 18 geliefert werden, kann ein Ratenbefehl optional vorgesehen werden. Die Daten werden für jeden 20 Millisekundenrahmen von dem Mikroprozessor zur Logik 60 transferiert, wo sie temporär gespeichert werden. Für jeden Rahmen kann die Logik 60 die Anzahl der Bits, die von dem Mikroprozessor gesendet wurden, zählen, oder als Alternative den Ratenbefehl und eine Zählung der Taktzyklen in der Formatierung eines Rahmens der Daten benutzen.
Jeder Rahmen des Verkehrskanals beinhaltet einen Rahmenqualitätsindikator. Für die 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Übertragungsraten ist der Rahmenqualitätsindikator der CRC. Für die 2,4-kbps- und 1,2-kbps- Übertragungsraten ist der Rahmenqualitätsindikator impliziert, insofern als, dass keine extra Rahmenqualitätsbits gesendet werden. Der Rahmenqualitätsindikator unterstützt zwei Funktionen beim Empfänger. Die erste Funktion ist die Bestimmung der Übertragungsrate des Rahmens, während die zweite Funktion die Bestimmung ist, ob der Rahmen fehlerhaft ist. Beim Empfänger werden diese Bestimmungen durch eine Kombination von der Decodiererinformation und der CRC-Checks gemacht.
Für die 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Raten wird der Rahmenqualitätsindikator (CRC) auf alle Bits innerhalb des Rahmens berechnet, außer des Rahmenqualitätsindikators (CRC) und die Codier-Tail-Bits. Die Logik 60 liefert die 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Ratendaten entsprechend zu CRC-Schaltungen 62 und 64. Die Schaltungen 62 und 64 sind typischerweise konstruiert als eine Sequenz von Schieberegistern, Modulo-2-Addierern (typischerweise Exklusiv-ODER-Gatter) und Schalter, wie dargestellt.
Die Daten mit 9,6-kbps-Übertragungsraten verwenden einen 12-Bitrahmenqualitätsindikator (CRC), der in dem 192-bitlangen Rahmen wie diskutiert mit Bezug auf die 2a–2e gesendet werden soll. Wie dargestellt in 3 für die CRC-Schaltung 62 ist das Generatorpolynom für die 9,6-kbps-Rate folgendermaßen: g(x) = x12 + x11 + x10 + x9 + x8 + x4 + x + 1 (1)
Die Daten mit 4,8-kbps-Übertragungsrate benutzen eine 8-Bit-CRC, die in dem 96-bitlangen Rahmen, wie diskutiert mit Bezug auf die 2f, gesendet wird. Wie dargestellt in 3 für die CRC-Schaltung 64 ist das Generatorpolynom für die 4,8-kbps-Rate folgendermaßen: g(x) = x8 + x7 + x4 + x3 + x + 1 (2)
Im Anfangszustand sind alle Schieberegisterelemente der Schaltungen 62 und 64 auf logisch eins ('1') durch ein Initialisierungssignal von der Logik 60 gesetzt. Weiterhin setzt die Logik 60 die Schalter der Schaltungen 62 und 64 in die Hoch-Position (up)
Für die Daten mit 9,6-kbps-Rate werden die Register der Schaltung 62 anschließend 172 Mal für die 172 Bits getaktet, und zwar in der Sequenz des primären Verkehrs, sekundären Verkehrs oder Signalisierungsbits oder eine Mischung daraus mit den entsprechenden Modus-/Formatierungsindikatorbits als Eingabe für die Schaltung 62. Nachdem 172 Bits durch die Schaltung 62 getaktet wurden, stellt die Logik 60 anschließend die Schalter der Schaltung 62 auf die Unten-Position (down) mit den Registern der Schaltung 62 anschließend zusätzliche 12 Mal getaktet. Als Resultat der 12 zusätzlichen Taktungen der Schaltung 62 werden 12 zusätzliche Ausgabebits erzeugt, die die CRC-Bits sind. Die CRC-Bits, in der Reihenfolge, wie sie berechnet wurden, werden an das Ende der 172 Bits als Ausgabe von der Schaltung 62 angehängt. Es sei angemerkt, dass die 172 Bits, die von der Logik 60 ausgegeben wurden, die durch die Schaltung 62 gelangen, sind von der Berechnung der CRC-Bits ungestört und sind somit von der Schaltung 62 in der gleichen Reihenfolge ausgegeben und mit dem gleichen Wert, wie sie eingegeben wurden.
Für die Daten mit 9,6-kbps-Rate werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 62 in der folgenden Reihenfolge eingegeben. Für den Fall von nur primärem Verkehr, werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 62 in der Reihenfolge des einzigen Mischmodus (MM)-Bits gefolgt von den 171 primären Verkehrsbits eingegeben. Für den Fall von 'Dim und Burst' mit der Rate Einhalb-Primär- und Signalisierungsverkehr, wie in 2b gezeigt, werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 62 in der Reihenfolge des einzigen MM-Bits, ein Verkehrstypbit (TT), ein Paar von Verkehrsmodusbits (TM), 80 primäre Verkehrsbits und 88 Signalisierungsverkehrsbits eingegeben. Für den Fall vom 'Blank und Burst'-Datenformat mit Signalisierungsverkehr nur wie gezeigt in 2e werden die Bits von der Logik 60 in die Schaltung 62 in der Reihenfolge einzelnes MM-Bit, TT-Bit, ein Paar Verkehrsmodusbits (TM) und 168 Signalisierungsverkehrsbits eingegeben.
Auf ähnliche Weise für die Daten mit 4,8-kbps-Rate werden die Register der Schaltung 64 80 Mal für die 80 Bits der primären Verkehrsdaten getaktet, oder für die 80 Bits der Zugriffskanaldaten, wie eingegeben von der Logik 60 in die Schaltung 64. Nachdem die 80 Bits durch die Schaltung 64 getaktet wurden, setzt die Logik 60 anschließend die Schalter der Schaltung 64 in die Unten Position mit den Registern der Schaltung 64 anschließend getaktet, und zwar zusätzliche 8 Mal. Als Resultat der 8 zusätzlichen Taktungen der Schaltung 64 werden 8 zusätzliche Ausgabenbits erzeugt, die die CRC-Bits sind. Die CRC-Bits, in der Reihenfolge in der sie berechnet wurden, werden abermals an das Ende der 80 Bits, wie ausgegeben von der Schaltung 64, angehängt. Es sei angemerkt, dass die 80 Bits ausgegeben von der Logik 60, die durch die Schaltung 64 gelangen, durch die Berechnung der CRC-Bits ungestört sind und somit von der Schaltung 64 in der gleichen Reihenfolge und mit den gleichen Werten wie eingegeben ausgegeben werden.
Die Bits ausgegeben von entweder den Schaltungen 62 und 64 werden zum Schalter 66 geliefert, der unter der Kontrolle der Logik 60 ist. Ebenso Eingabe für den Schalter 66 sind die 40 und 16 Bits der primären Verkehrsdaten ausgegeben von der Logik 60 für 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Datenrahmen. Schalter 66 wählt zwischen Vorsehen einer Ausgabe der Eingabedaten (Hoch-Position) und Tail-Bits mit einem logischen Nullwert ('0') (Unten-Position) aus. Schalter 66 ist normalerweise auf die Hoch-Position gesetzt, um zu erlauben, dass Daten von der Logik 60 und von den Schaltungen 62 und 64, wenn vorhanden, vom Generator 20 zum Codierer 22 (1) ausgegeben werden. Für die Daten mit 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Rahmen, nachdem die CRC-Bits durch den Schalter 66 getaktet wurden, setzt die Logik 60 den Schalter auf die Unten-Position für 8 Taktzyklen, um so 8 Nur-Nullen-Tail-Bits zu erzeugen. Somit beinhalten die Daten für 9,6-kbps- und 4,8-kbps-Datenrahmen, wie ausgegeben zum Codierer für den Rahmen angehängt nach den CRC-Bits die 8 Tail-Bits. Ähnlich für die Daten mit 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Rahmen werden die Bits nach dem primären Verkehr von der Logik 60 durch den Schalter 66 getaktet, die Logik 60 setzt den Schalter für 8 Taktzyklen auf die Unten-Position, um nochmals 8 Nur-Nullen-Tail-Bits erzeugen. Somit beinhalten die Daten für die 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Datenrahmen, wie vom Codierer für den Rahmen ausgegeben, nach den primären Verkehrsbits angehängt, die 8 Tail-Bits.
Die 4a–4e zeigen in einer Serie von Flussdiagrammen die Operation des Mikroprozessors 18 und des Generators 20 für das Zusammenstellen der Daten in das offenbarte Rahmenformat. Es sei angemerkt, dass verschiedene Schemata für das Vergeben einer Priorität an die verschiedenen Verkehrstypen und -raten für die Übertragung. Wenn in einer beispielhaften Implementierung eine Signalisierungsverkehrsnachricht gesendet werden soll, wenn Vocoderdaten vorliegen, kann ein 'Dim und Burst'-Format ausgewählt werden. Der Mikroprozessor 18 kann einen Befehl zum Vocoder 16 für den Vocoder erzeugen, um Sprachsamplerahmen mit der halben Rate zu codieren, ungeachtet der Rate, bei der der Vocoder andererseits normalerweise die Samplerahmen codieren würde. Der Mikroprozessor 18 stellt anschließend die Halb-Raten-Vocoderdaten mit dem Signalisierungsverkehr in den 9,6-kbps-Rahmen, wie in 2b dargestellt, zusammen. In diesem Fall kann eine Grenze auf die Anzahl der Sprachrahmen, die mit der halben Rate codiert werden, gelegt werden, um Verminderung in der Sprachqualität zu vermeiden. Alternativ kann der Mikroprozessor warten, bis Einhalb-Raten-Rahmen von Vocoderdaten empfangen werden, und zwar vor dem Zusammenstellen der Daten in das 'Dim und Burst'-Format. Um die zeitgenaue Übertragung der Signalisierungsdaten zu sichern, kann in diesem Fall eine maximale Grenze der Anzahl der aufeinander folgenden Rahmen mit nicht der halben Rate eingeprägt werden, bevor ein Befehl zum Vocoder gesendet wird, um mit der halben Rate zu codieren. Der sekundäre Verkehr kann in dem 'Dim und Burst'-Format (2c) auf ähnliche Weise transferiert werden.
Ähnlich ist der Fall für die 'Blank und Burst'-Datenformate, wie in 2e dargestellt. Dem Vocoder kann befohlen werden den Rahmen der Sprachsamples nicht zu codieren oder die Vocoderdaten werden vom Mikroprozessor beim Konstruieren des Datenrahmens ignoriert. Die Priorisierung zwischen dem Erzeugen der Rahmenformate des primären Verkehrs mit verschiedenen Raten, 'Dim und Burst'-Verkehr und 'Blank und Burst'-Verkehr ist offen für viele Möglichkeiten.
Bezug nehmend noch mal auf 1 werden 20 Millisekundenrahmen von 9,6-kbps-, 4,8-kbps-, 2,4-kbps- und 1,2-kbps-Daten somit vom Generator 20 zum Codierer 22 ausgegeben. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel ist der Codierer 22 vorzugsweise ein Faltungscodierer, ein Codierertyp, der auf dem Fachgebiet bekannt ist. Der Codierer 22 codiert vorzugsweise die Daten unter Verwendung einer 1/3-Rate, Einfluss- (constraint) Länge k=9 Faltungscode. Als ein Beispiel ist der Codierer 22 mit Generatorfunktionen g₀ = 575(octal), g₁ = 663(octal) und g₂ = 711(octal) konstruiert. Wie es auf dem Fachgebiet bekannt ist, bezieht Faltungscodierung die Modulo-2-Addition ausgewählter Taps einer seriell Zeit-verschobenen verzögerten Datensequenz ein. Die Länge der Datensequenzverzögerung ist gleich k-1, wobei k die Codeeinflusslänge ist. Da in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel eine 1/3-Coderate benutzt wird, werden die Codesymbole (c₀), (c₁) und (c₂) für jede Datenbiteingabe zum Codierer erzeugt. Die Codesymbole (c₀), (c₁) und (c₂) werden entsprechend durch die Generatorfunktionen g₀, g₁ und g₂ erzeugt. Die Codesymbole werden vom Codierer 22 zum Blockinterleaver 24 ausgegeben. Das ausgegebene Codesymbol wird zum Interleaver 24 geliefert, und zwar in der Reihenfolge des Codesymbols (c₀) als erstes, das Codesymbol (c₁) als zweites und das Codesymbol(c₂) als das Letzte. Der Zustand des Codierers 22, bei der Initialisierung, ist der Alles-Null-Zustand. Weiterhin sieht die Verwendung von Tail-Bits am Ende jedes Rahmens ein Zurücksetzen des Codierers 22 in einen Alles-Null-Zustand vor.
Die Symbole ausgegeben vom Codierer 22 werden zum Blockinterleaver 24 geliefert, der unter der Kontrolle des Mikroprozessors 18 eine Codesymbolwiederholung vorsieht. Unter Verwendung eines konventionellen Zufallszugriffsspeichers (RAM = random access memory) mit den Symbolen darin, wie vom Mikroprozessor 18 adressiert, gespeichert, können die Codesymbole auf eine Art und Weise gespeichert werden, um eine Codesymbolwiederholungsrate, die mit dem Datenkanal variiert, zu erreichen.
In einer noch nützlicheren und bevorzugten Implementierung braucht der Mikroprozessor 18 nicht mit der Dateninterleaversteuerungsverantwortlichkeit belastet werden. In der bevorzugten Implementierung muss der Mikroprozessor 18 lediglich nur die Rateninformationssignale zusammen mit den Rahmendaten zum Codierer 22 liefern. Unter Verwendung der Rateninformation steuert der Codierer 22 die Rate, mit der die Codiersymbole erzeugt werden. Der Interleaver 24 beinhaltet Logik, die intern die Speicherorte mit einer konstanten Rate adressiert. Der Codierer 22 codiert die Daten mit weniger als die Vollrate mit einer langsameren Rate, sodass die codierten Symbole auf mehreren Orten im Interleaver 24 gespeichert werden.
In beiden Implementierungen werden die Codesymbole für die 9,6-kbps-Datenrate nicht wiederholt. Jedes Codesymbol mit der 4,8-kbps-Datenrate wird einmal wiederholt, d.h. jedes Symbol erscheint zweimal. Jedes Codesymbol mit der 2,4-kbps-Datenrate wird drei Mal wiederholt, d.h. jedes Symbol erscheint viermal. Jedes Codesymbol mit der 1,2-kbps-Datenrate wird sieben Mal wiederholt, d.h. jedes Symbol erscheint acht Mal. Für alle Datenraten (9,6, 4,8, 2,4 und 1,2 kbps) resultiert die Codewiederholung in einer konstanten Codesymbolrate von 28,800 Codesymbolen pro Sekunde, und zwar für die Daten, wie vom Interleaver 24 ausgegeben. Auf dem Rückwärtsverkehrskanal werden die wiederholten Codesymbole nicht mehrfach gesendet, da alle bis auf eine der Codesymbolwiederholungen wegen dem variablen Übertragungsarbeitszyklus, wie in weiterem Detail nachstehend diskutiert, vor der aktuellen Übertragung gelöscht werden. Es sei angemerkt, dass die Verwendung von Codesymbolwiederholung ein nützliches Verfahren für die Beschreibung der Operation des Interleavers und eines Daten-Burst-Zufallsgenerators, wie nachstehend im weiteren Detail beschrieben, ist. Es sei weiterhin angemerkt, dass die Implementierungen, die keine Codesymbolwiederholung benutzen, leicht erdacht werden können, um das gleiche Resultat zu erreichen und innerhalb der Lehre der vorliegenden Erfindung liegen.
Alle Codesymbole, die auf dem Rückwärtsverkehrskanal und dem Zugriffskanal gesendet werden sollen, werden vor der Modulation und der Übertragung interleaved bzw. verschachtelt. Der Blockinterleaver 24, der wie auf dem Fachgebiet bekannt konstruiert wurde, liefert eine Ausgabe der Codesymbole über eine Zeitperiode, die 20 Millisekunden überspannt. Die Interleaverstruktur ist typischerweise ein rechteckiges Array mit 32 Zeilen und 18 Spalten, d.h. 576 Zellen. Codesymbole werden in den Interleaver 24 in die Spalten geschrieben, mit Wiederholung für die Daten bei der 4,8, 2,4 und 1,2-kbps-Rate, um so die 32 × 18-Matrix vollständig zu füllen. Die 5a – 5d stellen die Reihenfolge der Schreibeoperationen der originalen und wiederholten Codesymbole in dem Interleaver-Array für die Übertragungsdatenraten von 9,6, 4,8, 2,4 und 1,2 kbps, entsprechend dar.
Die Rückwärtsverkehrskanalcodesymbole werden vom Interleaver zeilenweise ausgegeben. Der Mikroprozessor 18 steuert auch die Adressierung des Interleaverspeichers für das Ausgeben der Symbole in der geeigneten Reihenfolge. Nochmals, in einer alternativen und bevorzugten Implementierung wird der Mikroprozessor 18 von den Interleaveradressierungsverantwortlichkeiten befreit. In dieser Implementierung benutzt der Interleaver 24 nochmals die interne Adressierungslogik, um eine Ausgabe der gespeicherten Symbole in der geeigneten Reihenfolge vorzusehen. Die in dem Interleaver gespeicherten Symbole werden vorzugsweise mit der folgenden Reihenfolge ausgegeben:

Bei 9,6 kbps: 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32
Bei 4,8 kbps: 1 3 2 4 5 7 6 8 9 11 10 12 13 15 14 16 17 19 18 20 21 23 22 24 25 27 26 28 29 31 30 32
Bei 2,4 kbps: 1 5 2 6 3 7 4 8 9 13 10 14 11 15 12 16 17 21 18 22 19 23 20 24 25 29 26 30 27 31 28 32
Bei 1,2 kbps: 1 9 2 10 3 11 4 12 5 13 6 14 7 15 8 16 17 25 18 26 19 27 20 28 21 29 22 30 23 31 24 32.

Die Zugriffskanalcodesymbole werden ebenso vom Interleaver 24 zeilenweise in der geeigneten Reihenfolge unter Verwendung der oben diskutierten Techniken ausgegeben. Die im Interleaver gespeicherten Symbole werden in der folgenden Zeilenreihenfolge bei 4,8-kbps-Rate für die Zugriffskanalcodesymbole ausgegeben:
1 17 9 25 5 21 13 29 3 19 11 27 7 23 15 31 2 18 10 26 6 22 14 30 4 20 12 28 8 24 16 32.
Es sei angemerkt, dass andere Codierraten, wie zum Beispiel ein Halbratenfaltungscode benutzt auf dem Vorwärtsübertragungskanal zusammen mit verschiedenen anderen Symbolinterleavingformaten leicht ergedacht werden kann, und zwar unter Verwendung der grundlegenden Lehre der vorliegenden Erfindung.
Nochmals Bezug nehmend auf die 1 werden die interleaved bzw. verschachtelten Codesymbole vom Interleaver 24 zum Modulator 26 ausgegeben. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel benutzt die Modulation für den Rückwärts-CDMA-Kanal 64-stufige orthogonale Signalisierung. Das heißt, 1 aus 64 mögliche Modulationssymbole werden für jede 6-Codesymbole gesendet. Das 64-stufige Modulationssymbol ist eines aus 64 orthogonalen Wellenformen erzeugt vorzugsweise unter der Verwendung der Walsh-Funktionen. Diese Modulationssymbole sind in den 6a, 6b und 6c gezeigt und sind von 0 bis 63 nummeriert. Die Modulationssymbole werden gemäß der folgenden Formel ausgewählt: Modulationssymbolnummer = c0 + 2c1 + 4c2 + 8c3 + 16c4 + 32c5 (3)
Wobei c₅ das letzte oder vorletzte und c₀ das erste oder älteste binärwertige ('0' und '1') Codesymbol von jeder Gruppe von sechs Kodesymbolen, die ein Modulationssymbol bilden, darstellen soll. Die Zeitperiode, die benötigt wird, um ein einzelnes Modulationssymbol zu übertragen, wird als ein 'Walsh-Symbol'-Interval bezeichnet und ist ungefähr gleich 208,333 Millisekunden. Die Zeitperiode, die mit einem vierundsechzigstel des Modulationssymbols assoziiert ist, wird als ein 'Walsh-Chip' bezeichnet und ist ungefähr gleich 3,2552083333... Millisekunden.
Jede Modulation oder jedes Walsh-Symbol wird vom Modulator 26 zu einem Eingang eines Modulo-2-Addierers, Exklusiv-Oder-Gatters 28 ausgegeben. Die Walsh-Symbole werden vom Modulator 26 mit einer 4,800-sps-Rate ausgegeben, was einer Walsh-Chiprate von 307,2 kcps entspricht. Die andere Eingabe zum Gatter 28 wird vom Lang-Codegenerator 30 geliefert, der ein pseudorauschen oder pseudozufälligen Code (PN = pseude-noise) erzeugt, bezeichnet als Lang-Codesequenz, in Kooperation mit der Maskenschaltung 32. Die Lang-Codesequenz, die vom Generator 30 geliefert wird, ist bei einer Chiprate 4 Mal der Walsh-Chiprate des Modulators 26, d.h. bei einer PN-Chiprate von 1,2288 Mcps. Das Gatter 28 kombiniert die zwei Eingangssignale um eine Ausgabe von gespreizten Daten bei der Chiprate von 1,2288 Mcps vorzusehen.
Die Lang-Codesequenz ist eine Zeitverschiebung von einer Sequenz der Länge 2⁴² – 1 Chips und wird von einem Lineargenerator, der auf dem Fachgebiet bekannt ist, unter Verwendung der folgenden Polynome erzeugt: p(x) = x42 + x35 + x33 + x31 + x27 + x26 + x25 + x22 + x21 + x19 + x18 + x17 + x16 + x10 + x7 + x6 + x5 + x3 + x2 + x1 (4)
7 zeigt Generator 30 im weiteren Detail. Generator 30 weist einen Sequenzgeneratorabschnitt 70 und einen Maskierungsabschnitt 72 auf. Abschnitt 70 weist eine Sequenz von Schieberegistern und Modulo-2-Addierern (typischerweise Exklusiv-Oder-Gatter) auf, die zusammen gekoppelt sind, um 42-Bit-Zustandsvariablen gemäß der Gleichung 4 zu erzeugen. Die 42-Bit-Zustandsvariablen ausgegeben von Abschnitt 70 werden zum Abschnitt 72 zusammen mit einer 42-Bit breiten Maske, die von der Maskenschaltung 32 geliefert wurde, geliefert.
Abschnitt 72 weist eine Serie von Eingabe-und-Gattern 74₁ –74₂ auf, die einen Eingang für das Empfangen eines entsprechenden Bits aus den 42 Zustandsvariablen-Bits hat. Der andere Eingang von jedem der Und-Gatter 74₁ –74₄₂ empfängt ein entsprechendes Bit von den 42 Maskenbits. Die Ausgabe des Und-Gatters 74₁ –74₄₂ wird anschließend Modulo-2-addiert, und zwar vom Addierer 76, um so ein einzelnes Bit ausgegeben vom Abschnitt 72 für jeden 1,2288 Mhz Takt des Schieberegisters des Abschnitts 70 zu bilden. Der Addierer 76 ist typischerweise als eine kaskadierte Anordnung von Exklusiv-Oder-Gattern konstruiert, wie auf dem Fachgebiet bekannt ist. Deswegen wird die aktuelle Ausgabe PN-Sequenz U_PN_SEQ durch die Modulo-2-Addition der maskierten Ausgabebits des Abschnitts 70 erzeugt.
Die Maske, die für die PN-Spreizung benutzt wird, variiert abhängig vom Kanaltyp, auf dem die Mobilstation kommuniziert. Bezug nehmend auf die 1 wird Initialisierungsinformation vom Mikroprozessor 18 zum Generator 30 und Schaltung 32 geliefert. Generator 30 ist ansprechend auf die Initialisierungsinformation für die Initialisierung der Schaltung. Schaltung 32 ist ebenso ansprechend auf die Initialisierungsinformation, die ebenso den Typ der Maske, der von der Schaltung 32 zum Generator 30 geliefert werden soll, anzeigt. Als solches kann die Maskenschaltung 32 als ein Speicher konfiguriert werden, der eine 42-Bit-Maske für jeden Kommunikationskanaltyp enthält. Die 8a–8c sehen eine beispielhafte Definition der Maskierungsbits für jeden Kanaltyp vor.
Speziell, wenn auf dem Zugriffskanal kommuniziert wird, ist die Maske, wie in 8a dargestellt, definiert. In der Zugriffkanalmaske sind die Maskenbits M₂₉ bis M₄₁ Masken-Header-Bits; Maskenbits M₂₄ bis M₂₈ sind Bits als Anzeige für die Zugriffskanalnummer (ACN = access channel number); Maskenbits M₂₁ bis M₂₃ sind Bits als Anzeige für den Codekanal für den assoziierten Pagingkanal, d.h. Pagingkanalnummer (PCN = paging channel number), mit dem Bereich typischerweise von 1 bis 7; Maskenbits M₉ bis M₂₀ sind Bits als Anzeige für die Registrierungszone (REG_ZONE); und die Maskenbits M₀ bis M₈ sind Bits als Anzeige für den Pilot-PN-Versatz (PILOT_PN) für die aktuelle Basisstation.
Wenn auf dem Rückwärtsverkehrskanal kommuniziert wird, ist die Maske definiert, wie in den 8b und 8c dargestellt. Die Mobilstation benutzt einen von zwei Lang-Codes, die für diese Mobilstation einzigartig sind: ein öffentlicher Lang-Code, der eine Funktion der elektronischen Seriennummer (ESN = electronic serial number) der Mobilstation ist; und ein privater Lang-Code, der für jede Mobilidentifikationsnummer (MN = mobile identification number) einzigartig ist, was typischerweise die Telefonnummer der Mobilstation ist.
In dem öffentlichen Lang-Code, 8b, sind die Maskenbits M₃₂ bis M₄₁ Header-Bits; und die Maskenbits M₀ bis M₃₁ sind Bits, die als eine Eins-zu-Eins-Funktion der ESN der Mobilstation gesetzt sind. Somit können diese Bits entweder direkt der ESN oder einer vertauschten Version davon entsprechen. In dem privaten Lang-Code sind die Maskenbits M₄₀ bis M₄₁ Header-Bits; und die Maskenbits M₀ bis M₃₉ entsprechen den Bits, die gemäß einem vorbestimmten Zuordnungsschema gesetzt worden sind.
Es sei angemerkt, dass der private Lang-Code, wie in 8c dargestellt implementiert wird, obwohl andere Maskierungscodes erzeugt werden können.
Der private Lang-Code wird zusätzliche Sicherheit für die Datenübertragungen vorsehen, weil es nur der Basisstation und der Mobilstation bekannt ist. Der private Lang-Code wird vorzugsweise nicht über das Übertragungsmedium gesendet.
Bezug nehmend zurück auf 1, wird die Ausgabe des Gatters 28 entsprechend als eine Eingabe zu jedem aus einem Paar von Modulo-2-Addierern, Exklusiv-Oder-Gattern 34 und 36 geliefert. Die andere Eingabe zu jedem der Gatter 34 und 36 sind entsprechend zweite und dritte PN-Sequenzen, I- und Q-Kanal-'Kurzcodes', und zwar entsprechend erzeugt von den I- und Q-Kanal-PN-Generatoren 38 und 40. Der Rückwärtszugriffskanal und der Rückwärtsverkehrskanal ist deswegen Versatzquadraturphasenumtastungs-gespreizt (OQPSK = offset quadrature phase shift key), und zwar vor der aktuellen Übertragung. Diese Versatzquadraturspreizung auf dem Rückwärtskanal benutzt die gleichen I- und Q-PN-Codes wie die, die in der Zellenbasisstation für die Mobilstationskommunikation benutzt werden, d.h. dem Vorwärtskanal.
Die I- und Q-PN-Codes erzeugt von den Generatoren 38 und 40 haben eine Länge von 2¹⁵ und sind vorzugsweise Null-Zeit-Versatzcodes bezüglich des Vorwärtskanals. Für Zwecke des weiteren Verständnisses wird auf dem Vorwärtskanal ein Pilotsignal für jede Basisstation erzeugt. Jedes Basisstationspilotkanalsignal wird durch die I- und Q-PN-Codes, mit Bezug auf die Mobilstation beschrieben, gespreizt. Die I- und Q-PN-Codes einer Basisstation sind zusammen versetzt von denen der anderen Basisstation. Durch Verschieben beider Codesequenzen können die Übertragungen von verschiedenen Basisstationen unterschieden werden. Die Erzeugungsfunktionen für die I- und Q-Kurz-PN-Codes sind wie folgendermaßen: PI (x) = x15 + x13 + x9 + x8 + x7 + x5 + 1 (5)und PQ(x) = x15 + x12 + x11 + x10 + x8 + x5 + x4 + x3 + 1 (6) Die Generatoren 38 und 40 können so konstruiert sein, um eine Ausgabesequenz gemäß der Gleichungen (5) und (6) vorzusehen.
Die I- und Q-Wellenformen werden von den Gattern 34 und 36 ausgegeben und als Eingaben zu den endlichen Impulsantwortfiltern (FIR = finite impulse response) 42 und 44 geliefert. Die FIR-Filter 42 und 44 sind digitale Filter, die die resultierenden I- und Q-Wellenformen bandlimitieren. Diese digitalen Filter formen die I- und Q-Wellenformen so, dass das resultierende Spektrum in einem gegebenen Frequenzspektrum enthalten ist. Die digitalen Filter haben vorzugsweise eine Impulsantwort, wie in Tabelle II nachstehend gezeigt.
Die Filter 42 und 44 können gemäß bekannter Digitalfiltertechniken konstruiert werden und sehen vorzugsweise eine Frequenzantwort, wie in 9 dargestellt, vor. Jedoch sind beispielhafte bevorzugte Implementierungen der Filter 42 und 44 hierin später beschrieben.
Tabelle II
Die binären '0' und '1' Eingaben zu den Digitalfiltern 42 und 44, erzeugt von den PN-Spreizungsfunktionen, werden auf +1 und –1 entsprechend abgebildet. Die Abtastfreguenz der Digitalfilter ist 4,9152 Mhz = 4 × 1,2288 Mhz. Eine zusätzliche binäre '0' und '1' Eingabesequenz synchron mit den I- und Q-Digitalwellenformen werden zu jedem der Filter 42 und 44 geliefert. Diese besondere Sequenz, bezeichnet als Maskierungssequenz, ist die Ausgabe erzeugt von einem Daten-Burst-Zufallsgenerator bzw. data burst randomizer. Die Maskierungssequenz multipliziert die I- und Q-Binärwellenformen, um eine ternäre Eingabe von (–1, 0, und +1) zu den digitalen Filtern 42 und 44 zu produzieren.
Wie vorher diskutiert ist die Datenrate für die Übertragung auf dem Rückwärtsverkehrskanal bei einer der Raten von 9,6, 4,8, 2,4 oder 1,2 kbps und variiert auf einer Rahmen-zu-Rahmenbasis. Da die Rahmen auf 20 Millisekundenlänge fixiert sind, und zwar für beide, den Zugriffskanal und den Rückwärtsverkehrskanal, soll die Anzahl der Informationsbits pro Rahmen 192, 96, 48 oder 24 für die Übertragung bei Datenraten von entsprechend 9,6, 4,8, 2,4 oder 1,2 kbps sein. Wie vorher beschrieben ist Information codiert unter Verwendung eines Faltungscodierers mit 1/3-Rate. Die Codesymbole werden wiederholt, um eine konstante Codesymbolrate von 28,800 Symbolen pro Sekunde (sps) vorzusehen. Dieser 28,800 sps-Strom ist blockverschachtelt, wie vorher beschrieben.
Vor der Übertragung wird der Rückwärtsverkehrskanalinterleaverausgabestrom mit einem Zeitfilter an- bzw. abgeschaltet (gated), das Übertragung von gewissen Interleaverausgabesymbolen und die Löschung von anderen erlaubt. Der Arbeitszyklus des Übertragungsgatters variiert somit mit der Sendedatenrate. Wenn die Sendedatenrate 9,6 kbps ist, erlaubt das Übertragungs-Gateelement allen Interleaver-Ausgabesymbolen gesendet zu werden. Wenn die Sendedatenrate 4,8 kbps ist, erlaubt das Übertragungs-Gateelement der Hälfte der Interleaverausgabesymbole gesendet zu werden, usw. Der An- bzw. Abschaltprozess operiert mit der Teilung des 20 Millisekundenrahmens in 16 gleiche Längenperioden (d.h., 1,25 Millisekunden), Leistungssteuergruppen genannt. Gewisse Leistungssteuergruppen werden zugeschaltet (d.h. gesendet) während andere Gruppen abgeschaltet werden (d.h. nicht gesendet).
Die Zuweisung von eingeschalteten und abgeschalteten Gruppen wird als eine Daten-Burst-Zufallsgeneratorfunktion bezeichnet. Die eingeschalteten Leistungssteuergruppen sind pseudozufällig in deren Positionen innerhalb des Rahmens, sodass die aktuelle Verkehrslast auf den Rückwärts-CDMA-Kanal gemittelt ist, und zwar unter der Annahme einer Zufallsverteilung der Rahmen für jeden Arbeitszyklus. Die eingeschalteten Leistungssteuergruppen sind so, dass jede Codesymboleingabe zu dem Wiederholungsprozess einmal gesendet werden soll. Während der abgeschalteten Perioden sendet die Mobilstation keine Energie, und somit reduziert das die Interferenz auf andere Mobilstationen, die auf demselben Rückwärts-CDMA-Kanal operieren. Dieses Symbol-Gating bzw. Symbol-"Ein und Ausschalten" erscheint vor der Übertragungsfilterung.
Der Übertragungs-Gating-Prozess wird nicht benutzt, wenn die Mobilstation auf dem Zugriffskanal sendet. Wenn auf dem Zugriffskanal gesendet wird, werden die Codesymbole einmal (jedes Symbol erscheint zweimal) vor der Übertragung wiederholt.
In der Implementierung der Daten-Burst-Zufallsgeneratorfunktion erzeugt die Daten-Burst-Zufallsgeneratorlogik 46 einen Maskierungsstrom von Nullen und Einsen, der auf zufällige Art und Weise die redundanten Daten erzeugt durch die Codewiederholung ausmaskiert. Das Maskierungsstrommuster wird durch die Rahmendatenrate und durch einen Block von 14 Bits genommen von der Lang-Codesequenz erzeugt vom Generator 30 bestimmt. Diese Maskierungsbits werden mit dem Datenfluss synchronisiert und die Daten werden selektiv maskiert durch diese Bits über die Operation der digitalen Filter 42 und 44. In der Logik 46 werden die letzten 14 Bits, die in der vorletzten Leistungssteuergruppe jeder Rückwärtskanalrahmengrenze erscheinen, gespeichert. Die Logik 46 benutzt diese Daten zusammen mit der Rate eingegeben vom Mikroprozessor 18, um gemäß einem vorbestimmten Algorithmus die bestimmten Leistungssteuergruppen zu bestimmen, in denen den Daten erlaubt werden soll für die Übertragung durch die Filter 42 und 44 zu gelangen. Die Logik 46 gibt somit für jede Leistungssteuergruppe eine '1' oder '0' für die gesamte Leistungssteuergruppe abhängig davon, ob die Daten gefiltert werden sollen oder durchgereicht werden sollen, aus. Beim entsprechenden Empfänger, der ebenso die gleiche Langcodesequenz und eine entsprechende Rate, die für den Rahmen bestimmt wird, benutzt, ist eine Logik vorgesehen, die die geeigneten Leistungssteuergruppen bestimmt, in denen Daten vorliegen.
Die 14 Bits der Langcodesequenz gespeichert in der Logik 46 verwendet in der Bestimmung der Leistungssteuergruppen, in denen Daten für die Übertragung vorliegen wird identifiziert wie folgendermaßen:
b₀ b₁ b₂ b₃ b₄ b₅ b₆ b₇ b₈ b₉ b₁₀ b₁₁ b₁₂ b₁₃,
wobei b₀ das älteste erzeugte Bit in der 14-Bit-Sequenz darstellt, und b₁₃ das letzte erzeugte Bit in der 14-Bit-Sequenz darstellt.
Jeder 20 Millisekundenrückwärtsverkehrskanalrahmen ist eingeteilt in 16 gleich lange (d.h., 1,25 Millisekunden) Leistungssteuergruppen nummeriert von 0 bis 15, wie in den 10a–10d gezeigt. Die Daten-Burst-Zufallsgeneratorlogik 46 implementiert einen Algorithmus, der Daten erlaubt gesendet zu werden, und zwar für verschiedene Leistungssteuergruppen für verschiedene Raten. Es sei angemerkt, dass, um die Position der Daten innerhalb des Übertragungsrahmens zufällig zu gestalten nur 8 Bits notwendig sind. Jedoch, wie hierin offenbart, werden 14 Bits benutzt, um abzusichern, dass die Schlitzposition bzw. Slot-Position in dem Rahmen (Leistungssteuergruppe) für die Datenübertragung mit viertel Rate ein Untersatz der Schlitze (Leistungssteuergruppen) benutzt mit der halben Rate ist, und dass die Schlitze benutzt für die Datenübertragung mit achtel Rate ein Untersatz der Schlitze benutzt bei der viertel Rate ist.
Die 10e zeigt, dass die 14 Bits von dem maskierten Langcode, der entsprechend der letzten 14 Bits der 15ten Leistungssteuerguppe (PCG14) der 16 Leistungssteuergruppen des vorangegangen Rahmens gespeichert wird. Die 15te Leistungssteuergruppe wird dazu benutzt, um genügend Zeit vorzusehen, um die Leistungssteuergruppen, deren Daten in dem folgenden Rahmen gesendet werden, zu bestimmen. Jedoch sei angemerkt, dass jegliche vorbestimmte Bits der PN-Daten benutzt werden könnten, und zwar zur Bestimmung der Leistungssteuergruppen des aktuellen Rahmens für die Datenübertragung. Obwohl es wünschenswert ist, die Langcodesequenz zur Bestimmung der Leistungssteuergruppen, in denen Datenübertragung erscheinen wird zu benutzen, da diese Sequenz ebenso beim Empfänger für PN benutzt wird, können andere deterministische Sequenzen für die Leistungssteuergruppenbestimmung benutzt werden. In diesem Instanz kann jegliche andere deterministische Sequenz, die ebenso dem Empfänger bekannt ist, benutzt werden. Somit kann die Sequenz, die zur Berechnung der Leistungssteuergruppen benutzt wird, unabhängig von der Sequenz, die benutzt wird, um die Benutzerdaten zu PN-spreizen, sein.
Wie in den 10a–10d in der 1,25 Millisekundenzeitperiode jeder gesendeten Leistungssteuergruppe in dem Rahmen dargestellt ist, gibt es 12 Datenbits, als 36 Codesymbole codiert, die wiederum als 6 Walsh-Symbole codiert sind.
Mit jedem Walsh-Symbol dargestellt durch 64-Walsh-Chips, gibt es 384 Walsh-Chips innerhalb der 1,25 Millisekundenzeitperiode. Da es 4 PN-Chips für jeden Walsh-Chip gibt, weist jede gesendete Leistungssteuergruppe Daten auf, die mit 1536 PN-Chips moduliert wurden.
Für Vollratendaten werden die Daten in jeder Leistungssteuergruppe gesendet. Für die Raten geringer als die Vollrate wird jedoch der Wert der ausgewählten Bits b₀–b₁₃ benutzt, um die Leistungssteuergruppen, in denen Daten gesendet werden, zu bestimmen. Die Leistungssteuergruppen, die für die Übertragung für die verschiedenen Raten benutzt werden, sind wie folgendermaßen:
Gewählte Datenrate-Vollrate
Übertragung soll auf folgenden nummerierten Leistungssteuergruppen auftreten:
0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15.
Gewählte Datenrate – Halbrate
Die Übertragung soll auf folgend nummerierte acht Leistungssteuergruppen auftreten:
b₀, 2 + b₂, 4 + b₂, 6 + b₃, 8 + b₄, 10 + b₅, 12 + b₆, und 14 + b₇.
Gewählte Datenrate – Viertelrate
Übertragung soll auf folgend nummerierte vier Leistungssteuergruppen auftreten:
Gewählte Datenrate – Achtelrate
Übertragung soll auf den folgend nummerierten zwei Leistungssteuergruppen auftreten.
Die 10a–10d, in Verbindung mit der 10e zeigen beispielhaft die Leistungssteuergruppen ausgewählt für die verschiedenen Raten für eine beispielhafte b₀–b₁₃ Bitsequenz. Es sei angemerkt, dass, da die Daten für jeden Rahmen nur mit einer Rate in der aktuellen Implementierung gesendet werden, würden die Daten nur gemäß einer der 10a–10d für den besonderen Rahmen gesendet werden. In dem Beispiel gezeigt in den 10a–10e, wird eine beispielhafte b₀–b₁₃ Bitsequenz von (0, 0, 1, 0, 1, 1, 0, 1, 1, 0, 0, 1, 0, 0) verwendet. Unter Verwendung der Algorithmen, wie für jede Datenrate oben dargelegt, würden die Daten in den Leistungssteuergruppen gesendet werden, und zwar schattiert (shaded) für die entsprechende Übertragungsrate.
Wie man in den 10b–10d sehen kann, sind die ausgewählten Leistungssteuergruppen der niedrigeren Raten Untergruppen bzw. Untersätze der ausgewählten Leistungssteuergruppen der höheren Raten. Die Verwendung von Untergruppen sieht eine Vereinfachung in der Decodierung der Rahmen für jede der verschiedenen Raten vor.
Die Logik 46 erzeugt ebenso ein Ausgangs-TX_PUNCT-Signal zur HF-Senderschaltung 58. Dieses Signal wird dazu verwendet, um die Senderleistungsverstärkung für die Leistungssteuergruppen, die gesendet werden sollen, einzuschalten und die Leistungssteuergruppen, die nicht gesendet werden, auszuschalten. Diese Steuerung der Leistungsverstärker sieht eine Verminderung des Leistungsverbrauchs durch die Sender vor, das in tragbaren Einheiten besonders wichtig ist. Weitere Details der Daten-Burst-Zufallsgeneratorlogik 46 sind im ebenfalls anhängigen United States Patent Anmeldung mit der Seriennummer 08/291,231, mit dem Titel "DATA BURST RANDOMIZER", das dem Rechtsnachfolger der vorliegenden Erfindung zugeordnet ist und hierin durch Bezugnahme eingebaut ist.
II. Interferenzreduzierungstechniken
In dem Daten-Burst-Zufallsgenerator, wie oben beschrieben, sind die eingeschalteten bzw. gated-on Leistungssteuergruppen pseudozufällig in deren Positionen innerhalb des Rahmens, um dadurch die burst-eingeführte AM-Interferenz über eine relativ weite Bandbreite zu spreizen. Die vorliegende Erfindung betrachtet eine Anzahl von Techniken zur Reduzierung der Interferenz, die vom Benutzer von CDMA-Kommunikationsgeräten erfahren wird. In der vorliegenden Erfindung wird die Interferenz, die bei variablen Ratensendungen auftritt, effektiv eliminiert, und zwar durch Konfigurieren des Senders einer autorisierten CDMA-Kommunikationseinheit, die HF-Energie im Wesentlichen kontinuierlich bei einem Vollratenleistungspegel zu senden, unabhängig von dem momentanen Pegel der Benutzersprache oder der Datenaktivität. Diese kontinuierliche Übertragung wird durch die Kommunikationseinheit, die nur Vollratenrahmen sendet, ausgeführt. Als Konsequenz wird der Typ von AM-Interferenz, der die Übertragung der Daten mit variabler Rate begleitet, durch den CDMA-Sender im Wesentlichen eliminiert.
11 zeigt ausgewählte Teile eines CDMA-Kommunikationssystems fähig zum Operieren in dem Modus der reduzierten Interferenz der vorliegenden Erfindung. Kommunikationseinheit 1101 ist in Kommunikation mit der Basisstation 1104 gezeigt, die von der Basisstationssteuervorrichtung (BSC = base station controller) 1100 gesteuert wird. BSC 1100 enthält eine Heimortregisterdatenbank (HLR = home location register), die die Kontoprofile aller Teilnehmer in dem Dienstbereich, die von der BSC 1100 gesteuert werden, enthalten. Die Basisstation 1104 strahlt HF-Signale über die Antenne 1106 zur Kommunikationseinheit 1101 auf der Vorwärtsverbindung 1110 aus. Die Basisstation 1104 empfängt auch HF-Signale, über die Antenne 1108, die von der Kommunikationseinheit 1101 über die Rückwärtsverbindung 1112 gesendet worden sind.
Von der vorliegenden Erfindung wird angenommen, dass sie von besonderem Nutzen für hörgeschädigte Benutzer von digitalen Kommunikationsgeräten ist. Da solche Benutzer sich häufig auf elektronische Hörgeräte verlassen, minimieren die reduzierten Interferenzpegel, die mit der Operation gemäß der Erfindung assoziiert sind, jegliche Auswirkung auf die Hörgeräteoperation. Um die Systemkapazität zu verwalten, können eine Anzahl von Autorisationsschemata eingerichtet werden, und zwar als Mittel zum Absichern, dass nur diese CDMA-Kommunikationseinheiten 1101, die mit den ausgewählten in Frage kommenden Benutzern (zum Beispiel, hörgeschädigte Benutzer) assoziiert sind, erlaubt wird, sich beim Typ der reduzierten Interterenzübertragung, der von der Erfindung betrachtet wird, zu beteiligen.
Nur in Frage kommenden hörgeschädigten Benutzern könnte es zum Beispiel erlaubt sein, die CDMA-Kommunikationseinheiten 1101, die für die Operation in einem reduzierten Interferenzmodus vorautorisiert sind, zu kaufen. Als Alternative könnten in Frage kommende hörgeschädigte Benutzer die Autorisation von ihrem Zellulardienstprovider nach dem Kauf einer CDMA-Kommunikationseinheit 1101 fähig zur reduzierten Interferenzmodusoperation erlangen. Die Autorisationsinformation kann auf geeignete Weise mit dem Rest des Kontoprofils des Teilnehmers in dem Heimortregister (HLR) 1102 des Teilnehmers bleiben.
Sobald autorisiert, könnte der reduzierte Interferenzmodus auf vielerlei Art und Weise aktiviert werden. Der Benutzer kann zum Beispiel den reduzierten Interferenzmodus über ein Benutzerinterface 1120, das eine Tastatur und eine assoziierte Schaltung, wie auf dem Fachgebiet bekannt ist, aufweisen kann, aktivieren. In einem solchen Fall würde der Benutzer eine vorbestimmte Aktivierungssequenz über das Benutzerinterface 1120, das ein reduziertes Interferenzmodusaktivierungssignal zum Mikroprozessor 18 vorsehen würde, eingeben. Als Antwort würde der Mikroprozessor 18 anschließend die Kommunikationseinheit 1101 für die Operation in dem Modus der reduzierten Interferenz konfigurieren. Die Deaktivierung des Modus der reduzierten Interferenz könnte auf eine ähnliche Weise vollzogen werden. In diesem Beispiel würde der Benutzer dazu fähig sein, den Modus der reduzierten Interferenz nach belieben zu aktivieren und zu deaktivieren.
Für noch größere Sicherheit kann der Modus der reduzierten Interferenz über den Datenport 1122 durch den Dienstprovider des Teilnehmers aktiviert und deaktiviert werden. Dies würde typischerweise das Verbinden der Kommunikationseinheit 1101 mit einer Programmierungsstation involvieren, wie zum Beispiel ein Computer (nicht gezeigt). In einem solchen Fall würde das Aktivierungssignal für den Modus der reduzierten Interferenz erzeugt vom Computer vom Datenport 1122 zum Mikroprozessor 18 über die Übertragungsleitung 310 weitergereicht werden, und Mikroprozessor 18 würde anschließend die Kommunikationseinheit 1101 für die Operation für den Modus der reduzierten Interferenz konfigurieren. Als Option könnte ein Dienstprogrammcode benötigt werden, um den Modus der reduzierten Interferenz über den Datenport 1122 zu aktivieren, um unautorisierte Aktivierung zu verhindern.
In noch einer anderen Aktivierungstechnik könnten die autorisierten Kommunikationseinheiten 1101 Über-die-Luft-Aktivierung von der operierenden BSC 1100 des zellularen Dienstproviders anfordern und empfangen. In diesem Fall würde der Benutzer eine geeignete Anforderungssequenz in das Benutzerinterface 1120 eingeben. Als Antwort würde der Mikroprozessor 18 geeignete Signalisierungsbits erzeugen, sie in einen Rahmen multiplexen und den Rahmen zum Sender 1118 für die Übertragung über die Rückwärtsverbindung 1112 zur Basisstation 1104 weiterreichen. Die Basisstation 1104 würde anschließend die Anforderung zur BSC 1100 weiterreichen, die die Autorisation in der HLR 1102 des Teilnehmers verifizieren würde. Bei passender Autorisation würde die Basisstation 1104 anschließend ein Aktivierungssignal für den Modus der reduzierten Interferenz zur Kommunikationseinheit 1101 senden. Das Aktivierungssignal für den Modus der reduzierten Interferenz gesendet von der Basisstation 1104 würde von der Antenne 60 empfangen werden, und zum Empfänger 1116 durch den Duplexer 1114 weitergereicht werden. Der Empfänger 1116 würde das Aktivierungssignal demodulieren und decodieren und es zum Mikroprozessor 18 weiterreichen. Als Antwort würde der Mikroprozessor 18 anschließend die Kommunikationseinheit 1101 für die Operation in dem Modus der reduzierten Interferenz konfigurieren. Zusätzlich könnten der Kommunikationseinheit 1101, wenn außerhalb eines Heimdienstbereichs herumtreibend (roving) mehrere unautorisierte Benutzungen (zum Beispiel Anrufe) in dem besuchten Dienstbereich erlaubt werden, wobei der Empfang der Autorisation von dem HLR 1102 des Heimdienstbereichs schwebend ist.
Die Kommunikationseinheit 1101 kann für die Operation des Modus der reduzierten Interferenz vom Mikroprozessor 18 ansprechend auf das Aktivierungssignal des Modus der reduzierten Interferenz erzeugt bei jeder der oben genannten Techniken konfiguriert werden. Es sei angemerkt, dass die oben beschriebenen Techniken lediglich beispielhaft sind, und andere Aktivierungstechniken benutzt werden können.
Sobald der Modus der reduzierten Interferenz aktiviert wurde, ist die Kommunikationseinheit 1101 fertig, um in dem Modus der reduzierten Interferenz zu operieren. Um das zu tun, erzeugt der Mikroprozessor 18 eine Signalisierungsnachricht, die zur Basisstation 1104 gesendet wird, um die Intention der Kommunikationseinheit 1101 anzuzeigen, um in einem Modus der reduzierten Interferenz zu senden. Diese Nachricht kann zum Beispiel während der anfänglichen Registrierung mit der Basisstation 1104 gesendet werden, oder in einer Ursprungsnachricht von der Kommunikationseinheit 1101, die ihren Versuch einen Anruf zu erzeugen, anzeigt, oder als Alternative in einer Page-Antwortnachricht von der Kommunikationseinheit 1101, die auf eine eingehende Page der Basisstation 1104 antwortet. Speziell diese Nachricht zeigt das Vorhaben der Kommunikationseinheit 1101 an, nur Vollratenrahmen zu senden. Unter der Annahme von richtiger Autorisation der Kommunikationseinheit 1101 über HLR 1102, und genügend Systemressourcen verfügbar bei der Basisstation 1104, um kontinuierliche Vollraten-Übertragung zu unterstützen, wird die Basisstation 1104 der Kommunikationseinheit 1101 erlauben, nur Vollratenrahmen zu senden.
Bezug nehmend auf die 1 wird die Erzeugung und die Übertragung von Vollratenrahmen durch die Kommunikationseinheit 1101, während im Modus der reduzierten Interferenz beschrieben. In einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung instruiert der Mikroprozessor 18 den Vocoder 16 jeden Rahmen der Sprach-Samples bei Vollrate (Rate 1) beim Empfang des Aktivierungssignals der reduzierten Interferenz zu codieren. In einer beispielhaften Implementierung der ersten Technik entspricht die Rate-1-Übertragung einer Datenrate vom Vocoder 16 zum Mikroprozessor von 8,55 kbps. Wie oben angemerkt sind die Rahmen von 9,6 kbps vom Generator 20 vorgesehen, und zwar während der Rate-1-Operation ansprechend auf die Rahmendaten, die vom Mikroprozessor 18 zusammengestellt wurden. Der Codierer 22 codiert anschließend die 9,6 kbps-Datenrahmen vom Generator 20 in Codesymbole ohne Wiederholung. Diese Codesymbole werden anschließend im Interleaver 24 verschachtelt und im Modulator 26 auf eine Art und Weise, wie oben mit Bezug auf die 1 beschrieben, moduliert.
Wenn die Sendedatenrate 9,6 kbps (Rate 1) ist, werden alle 16 Leistungssteuergruppen in jedem Rahmen eingeschaltet (d.h., gesendet). Als Resultat dieser kontinuierlichen Signalübertragung bei einer vollen Rate, wird die AM-Interferenz, die nominal mit der Übertragung von sprachcodierter Sprache mit variabler Rate assoziiert wird, im Wesentlichen eliminiert. Optional könnte diese Technik des Zwingens des Vocoders 16 zu der Vollratenoperation nur hervorgerufen werden, wenn die Sendeleistungssender 56 eine vorbestimmte Schwelle, zum Beispiel 50 mW überschreiten. In einem CDMA-System mit Leistungssteuerung würde so ein Fall normalerweise nur auftreten, wenn der Benutzer in der Nähe der Grenze einer Zelle einer Basisstation ist. Auf diese Weise würde das gezwungene Vollratenverfahren eine vernachlässigbare Auswirkung auf die Systemkapazität haben, und zwar wegen des relativ geringen Auftretens. Weiterhin würde das Hervorrufen der gezwungenen Vollrate nur über einem vorbestimmten Sendeleistungspegel auch Batterielebenszeit in tragbaren Kommunikationsgeräten unter Anwendung der vorliegenden Erfindung sparen.
In einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden Wiederholungen von nicht mit Vollrate codierter Sprache oder anderen Daten erzeugt, um den Vollratenrahmen zu füllen. In dem Fall von Sprachdaten fährt Vocoder 16 fort, bei einer variablen Rate zu operieren, und der Mikroprozessor 18 fährt fort, die Wiederholung der Leistungssteuergruppen für die Halb-, Viertel- und Achtelraten, wie oben beschrieben, vorzusehen. Der Mikroprozessor 18 instruiert jedoch die Daten-Burst-Zufallsgeneratorlogik 46 das Ausmaskieren der redundanten Leistungssteuergruppen zu unterlassen, und der Sender 56 bleibt eingeschaltet für alle Leistungssteuergruppen jedes Rahmens, und zwar ansprechend auf die Anforderung des Modus der reduzierten Interferenz. Auf ähnliche Weise würde der Mikroprozessor 18 Wiederholungen von jeglichen nicht Vollraten-Nicht-Vocoderdaten erzeugen, die über Datenübertragungsleitung 310 vorgesehen sind, und würde die Daten-Burst-Zufallsgeneratorlogik 46 instruieren, das Ausmaskieren der redundanten Leistungssteuergruppen zu unterlassen. In jedem Fall würde der Mikroprozessor 18 den Sender 46 instruieren, jeden Rahmen bei einem Vollratenleistungspegel zu senden, unabhängig von der Anzahl der wiederholten Versionen der Daten. Da die CDMA-Kommunikationseinheit somit HF-Energie im Wesentlichen kontinuierlich bei einem Vollratenleistungspegel über die Gesamtheit jeden Rahmens sendet, ungeachtet der Datenrate, scheitert es, den Typ der AM-Interferenz, der normalerweise mit der Übertragung von mit variabler Rate codierter Sprachen und anderen Daten assoziiert ist, zu produzieren.
In einem dritten und bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung werden die Vollratenrahmen vom Mikroprozessor 18 durch "Auffüllen" des Rahmens, nach Bedarf, mit einer vorbestimmten Sequenz von Bits erzeugt. In dem Fall von Sprachdaten fährt der Vocoder 16 fort Sprachdatenpakete mit variabler Rate zu generieren, und zwar wie bestimmt durch den Pegel der Benutzersprachaktivität. Der Mikroprozessor 18 bildet die Vollratenrahmen nur durch Addieren der Signalisierungsverkehrsbits, die aus einer vorbestimmten Bitsequenz bestehen, nach Bedarf, um den Rahmen auf ein Vollratenformat aufzufüllen. Als Alternative könnte der Mikroprozessor 18 eine vorbestimmte Sequenz von sekundären Verkehrsbits nach Bedarf benutzen, um den Rahmen zu einem Vollratenformat aufzufüllen. Wie es der Fall ist bei den vorhergehenden beschriebenen Ausführungsbeispielen kann der Mikroprozessor 18 konfiguriert werden, in diesen konstanten Vollratenmodus nur dann einzutreten, wenn die Sendeleistung des Senders 56 eine vorbestimmte Schwelle überschreitet, zum Beispiel 50 mW.
In diesem dritten Ausführungsbeispiel sichert der Mikroprozessor 18 während der Verkehrskanaloperation ab, dass nur Vollratenrahmen geschickt werden. Während des Bildens von jedem Rückwärtsverkehrskanalrahmen erzeugt anschließend der Mikroprozessor 18, wenn nicht genügend Bits verfügbar sind, entweder von der aktiven Dienstoption(en), wie zum Beispiel Sprache oder Daten, oder von der Signalisierungsebene, oder beides, Füllstoffsignalisierungsverkehr, der aus einem vorbestimmten Muster von Bits besteht, um den Vollratenrahmen aufzufüllen bzw. auszupolstern. Das bevorzugte vorbestimmte Muster von Bits sind Nullbits. Jedoch könnte das vorbestimmte Muster von Bits auch entweder alles "Einsen" sein, oder ein alternatives Muster von Einsen und Nullen, oder auch eine zufällige Sequenz von Bits.
Als ein Beispiel, wenn nur die 8-kbps-Sprachdienstoption aktiv ist (d.h. es gibt keinen sekundären Datenverkehr, der über die Übertragungsleitung 310 zum Mikroprozessor 18 weitergereicht wird), und der Pegel der Sprachaktivität ist niedrig genug, dass der Vocoder 16 ein Halbratensprachpaket produziert, würde der Mikroprozessor 18 das Multiplexoptionsformat, das in 2b gezeigt ist, benutzen, "Dim und Burst mit halbratigem Primär- und Signalisierungsverkehr", um einen Vollratenrahmen zu bilden. Der Rahmen würde aus den 80 primären Verkehrsbits, die das Sprachpaket mit halber Rate vom Vocoder 16 aufweisen, bestehen, bis zu 88 Signalisierungsverkehrsbits, die benötigt werden, um jegliche konventionelle Signalisierung zu vollziehen, und der Rest der 88 Signalisierungsverkehrsbits würde auf Null gesetzt werden. Auf ähnliche Weise würde für Sprachpakete mit Viertelrate und Achtelrate, dargestellt in den 2c und 2d entsprechend, der Mikroprozessor 18 Rahmen bilden, die aus 40 primären Verkehrsbits und 16 primären Verkehrsbits entsprechend bestehen, und der Rest der ungenutzten 128 oder 152 Signalisierungsverkehrsbits entsprechend, würde auf Null gesetzt werden. Doch nochmals sei angemerkt, dass die vorliegende Erfindung auch anwendbar auf andere Multiplexformate unter Verwendung verschiedener Anzahlen von Gesamtbits pro Rahmen, zum Beispiel, das 14,4-kbps-Multiplexformat des ANSI J-STD-008 mit dem Titel "Personal Station- Base Station Compatibility Requirements for 1.8 to 2.0 Ghz Code Division Multiple Access (CDMA) Personal Communications Systems".
Wenn die Basisstation 1104 (siehe 11) während Verkehrskanaloperation einen Rückwärtsverkehrskanalrahmen empfängt, der Signalisierungsverkehr enthält, der nur aus Nullbits besteht und der keinen Teil einer Signalisierungsnachricht bildet, erkennt die Basisstation 1104, dass die Kommunikationseinheit 1101 im Modus reduzierter Interferenz operiert und verwirft den Signalisierungsverkehr. So in dem obigen Beispiel für halbe Rate, wenn die Basisstation 1104 den Rahmen gesendet von der Kommunikationseinheit 1101 empfängt, extrahiert die Basisstation 1104 die 80 Bits des primären Verkehrs (d.h., die Halbratensprache und/oder Datenpaket), und verarbeitet sie normal. Jedoch untersucht anschließend die Basisstation 1104 die übrig gebliebenen Bits des Signalisierungsverkehrs und, weil sie alle Null sind, verwirft sie ohne weitere Verarbeitung. Als Alternative könnte die Basisstation 1104, anstelle der Untersuchung von jedem Bit des Signalisierungsverkehrs, um zu bestimmen, wenn sie Null sind, die ersten N-Bits des Signalisierungsverkehrs untersuchen, wobei N die minimale Anzahl von Bits ist, die benötigt wird, um zu bestimmen, ob der Signalisierungsverkehr der Anfang bzw. Start einer neuen Signalisierungsnachricht ist. Wenn diese N-Bits alle Null sind, und der Rahmen nicht Teil einer Rückwärtsverkehrskanalsnachricht ist, die in einem früheren Rahmen begonnen hat, dann würde die Basisstation 1104 die Signalisierungsbits als Auffüllbits verwerfen. In einem System gemäß IS-95 würde N gleich 8 Bits sein.
Ein Vorteil dieses dritten Ausführungsbeispiels ist, dass das Verändern des Multiplexschemas, um Vollratenrahmen zu produzieren, die beides, Vocoder und Nicht-Vocoderdaten als primären Verkehr aufnimmt. Als solches unterstützt dieses dritte Ausführungsbeispiel Daten-, Fax-, Paket- und gleichzeitig Sprache- und Datendienstoptionen. Zusätzlich erlaubt dieses dritte Ausführungsbeispiel der Basisstation 1104 die einfache Detektion, wenn eine Kommunikationseinheit 1101 im Modus reduzierter Interferenz operiert, und zwar durch Überwachen der Rückwärtsverbindung auf Vollratenrahmen, die Signalisierungsverkehr bestehend aus dem vorbestimmten einzigartigen Muster von Bits enthalten. Wenn eine unautorisierte Kommunikationseinheit 1101 solche Rahmen sendet, kann die Basisstation 1104 geeignete Maßnahme ergreifen, wie zum Beispiel den Anruf beenden.
Die vorangegangene Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen, um jedem Fachmann zu ermöglichen die vorliegende Erfindung zu produzieren oder zu verwenden. Die verschiedenen Modifikationen zu diesen Ausführungsbeispielen werden dem Fachmann leicht ersichtlich sein, und die grundsätzlichen Prinzipien, die hierin definiert wurden, können auf andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung von erfinderischer Fähigkeit angewandt werden. Somit ist es nicht beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung auf die Ausführungsbeispiele, die hierin gezeigt sind, begrenzt ist, sondern ihr soll der weiteste Schutzumfang, der mit den angehängten Ansprüchen konsistent ist, zugewiesen werden.

Claims

Verfahren zum Reduzieren von Interferenz, die von einem Kommunikationsgerät (1101) generiert bzw. erzeugt wird, das nominal Daten mit einer variablen Rate sendet und das nominal Sendeleistung ansprechend auf die variable Rate variiert, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Anweisen, dass das Kommunikationsgerät (1101) kontinuierlich HF-Energie mit einem Vollratenleistungspegel sendet, und zwar unabhängig von der variablen Rate; und Senden, und zwar von dem Kommunikationsgerät (1101) und ansprechend auf den Anweisungsschritt von HF-Energie kontinuierlich mit dem Vollratenleistungspegel unabhängig von der variablen Rate, wodurch die Interferenz in der Nähe des Kommunikationsgeräts (1001) reduziert wird durch das kontinuierliche Senden mit dem Vollratenleistungspegel.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Anweisungsschritt weiterhin folgenden Schritt aufweist: Anweisen, dass das Kommunikationsgerät (1101) kontinuierlich HF-Energie sendet mit dem Vollratenleistungspegel, unabhängig von der variablen Rate, und zwar nur dann wenn der Vollratenleistungspegel eine vorbestimmte Schwelle überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Sendeschritt weiterhin die folgenden Schritte aufweist: Instruieren eines Vocoders mit variabler Rate (16) in dem Kommunikationsgerät (1101) Sprachdaten mit einer Vollrate zu codieren, und zwar unabhängig von der variablen Rate; und Senden der vollraten-codierten Daten mit dem Vollratenleistungspegel.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Sendeschritt weiterhin folgende Schritte aufweist: Generieren von Vollratenrahmen von Daten, die wiederholte Versionen von den Daten mit variabler Rate enthalten; und Senden des Vollratenrahmens mit dem Vollratenleistungspegel.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Kommunikationsgerät (1101) nominal Nicht-Vollrahmen von Daten, die eine variable Anzahl von Bits enthalten, sendet, und zwar ansprechend auf die variable Rate, und wobei der Sendeschritt weiterhin folgende Schritte aufweist: Generieren von Vollrahmen von Daten, die eine festgelegte Anzahl von Bits enthalten, und zwar unabhängig von der variablen Rate; und Senden der Vollrahmen von Daten mit dem Vollratenleistungspegel.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Kommunikationsgerät (1101) nominal die variable Anzahl von Bits pseudozufallsmäßig in den Nicht-Vollrahmen von Daten verteilt, und wobei die Vollrahmen von Daten, die durch ein Steuerelement generiert werden, eine variable Anzahl von Füll- bzw. Padding-Bits mit einem vorbestimmten Muster enthalten.
Verfahren nach Anspruch 6, das weiterhin folgende Schritte aufweist: Generieren eines Absichtssignals hinsichtlich des reduzierten Interferenzmodus; und Senden des Absichtssignals hinsichtlich des reduzierten Interferenzmodus zu einer Basisstation (1104), die dem Kommunikationsgerät (1101) zugeordnet ist.
System nach Anspruch 7, wobei jedes der Füllbits einen logischen Nullwert besitzt.
Ein Kommunikationsgerät (1101), das nominal Daten mit variabler Rate sendet und das nominal Sendeleistung ansprechend auf die variable Rate variiert, wobei das Kommunikationsgerät (1101) Folgendes aufweist: einen Sender (1118); und ein Steuerelement (18) zum Anweisen des Senders (1118) HF-Energie kontinuierlich mit einem Vollratenleistungspegel zu senden, und zwar unabhängig von der variablen Rate, wobei die Interferenz in der Nähe des Kommunikationsgeräts (1101) reduziert wird durch die kontinuierliche Übertragung mit dem Vollratenleistungspegel.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 9, wobei das Steuerelement (18) den Sender (1118) anweist, kontinuierlich HF-Energie mit dem Vollratenleistungspegel zu senden, und zwar unabhängig von der variablen Rate und nur dann, wenn der Vollratenleistungspegel eine vorbestimmte Schwelle überschreitet.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 9, das weiterhin Folgendes aufweist: einen Vocoder mit variabler Rate (16) zum Codieren von Sprachdaten mit einer Vollrate unabhängig von der variablen Rate.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 9, wobei das Steuerelement (18) einen Eingang zum Empfangen von Daten mit variabler Rate besitzt, wobei das Steuerelement (18) zum Generieren von Vollratenrahmen von Daten, die wiederholte Versionen der Daten mit variabler Rate aufweisen, dient und wobei der Sender (1118) die Vollratenrahmen mit dem Vollratenleistungspegel sendet.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 9, wobei das Kommunikationsgerät (1101) nominal Nicht-Vollrahmen von Daten, die eine variable Anzahl von Bits enthalten, sendet, und zwar ansprechend auf die variable Rate, und wobei das Steuerelement (18) Vollrahmen von Daten, die eine festgelegte Anzahl von Bits enthalten, unabhängig von der variablen Rate generiert, und wobei der Sender (1118) die Vollrahmen von Daten mit dem Vollratenleistungspegel sendet.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 13, wobei das Kommunikationsgerät nominal die variable Anzahl von Bits pseudozufallsmäßig in den Nicht-Vollrahmen von Daten verteilt, und wobei die Vollrahmen von Daten, die von dem Steuerelement (18) generiert werden, eine variable Anzahl von Füllbits mit einem vorbestimmten Muster enthalten.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 14, wobei das Steuerelement (18) ein Absichtssignal für einen reduzierten Interferenzmodus generiert, und wobei der Sender (1118) das Absichtssignal für den Modus mit reduzierter Interferenz bzw. reduziertem Interferenzmodus zu einer Basisstation (1104) sendet, die dem Kommunikationsgerät (1101) zugeordnet ist.
Kommunikationsgerät (1101) nach Anspruch 14, wobei jedes der Füllbits einen logischen Nullwert besitzt.
Eine Basisstation (1104) in einem Kommunikationssystem, in dem eine Vielzahl von Kommunikationsgeräten (1101) nominal Daten mit einer variablen Rate sendet und die Nominalsendeleistung ansprechend auf die variable Rate variiert, wobei die Basisstation (1104) Folgendes aufweist: Mittel zum Anweisen eines ersten der Vielzahl von Kommunikationsgeräten (1101) kontinuierlich HF-Energie mit einem Vollratenleistungspegel zu senden und zwar unabhängig von der variablen Rate, wobei die Interferenz in der Nähe des ersten Kommunikationsgeräts (1101) reduziert wird durch die kontinuierliche Übertragung; und Mittel zum Empfangen (1108) der kontinuierlich gesendeten HF-Energie durch das erste Kommunikationsgerät (1101).
Basisstation (1104) nach Anspruch 17, die weiterhin Mittel aufweist zum Bestimmen, ob eines der Vielzahl von Kommunikationsgeräten (1101) kontinuierlich HF-Energie mit dem Vollratenleistungspegel unabhängig von der variablen Rate sendet.
Basisstation (1104) nach Anspruch 18, wobei die Mittel zum Bestimmen die ersten N Bits von Signalisierungsverkehr eines Rahmens, der von einem der Vielzahl von Kommunikationsgeräte (1101) gesendet wurde, untersucht, um zu bestimmen, ob das eine Gerät der Vielzahl von Kommunikationsgeräte kontinuierlich HF-Energie sendet.
Basisstation (1104) nach Anspruch 19, wobei die Mittel zum Bestimmen bestimmen, dass das eine Gerät der Vielzahl von Kommunikationsgeräten (1101) kontinuierlich HF-Energie sendet, wenn die ersten N Bits des Signalisierungsverkehrs mit einem vorbestimmten Bitmuster übereinstimmen.
Basisstation (1104) nach Anspruch 19, wobei das vorbestimmte Bitmuster Nur-Null-Bits ist.
Ein System zum Reduzieren von Interferenz generiert durch ein Kommunikationsgerät, gemäß Anspruch 9, das nominal Daten mit variabler Rate sendet, und das nominal Sendeleistung ansprechend auf die variable Rate variiert, wobei das System Folgendes aufweist: Mittel zum Anweisen des Kommunikationsgerätes (1101) kontinuierlich HF-Energie mit einem Vollratenleistungspegel zu senden, und zwar unabhängig von der variablen Rate; und Mittel in dem Kommunikationsgerät ansprechend auf die Mittel zum Anweisen und die das Steuerelement und den Sender aufweisen, und zwar zum Senden von HF-Energie kontinuierlich mit dem Vollratenleistungspegel unabhängig von der variablen Rate, wobei die Interferenz in der Nähe des Kommunikationsgeräts durch das kontinuierliche Senden mit dem Vollratenleistungspegel reduziert wird.
System nach Anspruch 22, wobei die Mittel zum Anweisen das Kommunikationsgerät (1101) anweisen, kontinuierlich HF-Energie mit dem Vollratenleistungspegel zu senden, und zwar unabhängig von der variablen Rate, nur dann wenn der Vollratenleistungspegel eine vorbestimmte Schwelle überschreitet.
System nach Anspruch 22, wobei die Mittel zum Senden Folgendes aufweisen: einen Vocoder mit variabler Rate (16); das Steuerelement (18) zum Instruieren des Vocoders mit variabler Rate (16) zum Codieren von Sprachdaten mit einer Vollrate unabhängig von der variablen Rate; und den Sender (1118) zum Senden der vollratencodierten Daten mit dem Vollratenleistungspegel.
System nach Anspruch 22, wobei die Mittel zum Senden Folgendes aufweisen: das Steuerelement (18) mit einem Eingang zum Empfangen von Daten mit variabler Rate, wobei das Steuerelement (18) zum Generieren von Vollratenrahmen von Daten dient, die wiederholte Versionen der Daten mit variabler Rate aufweisen; und den Sender (1118) zum Senden der Vollratenrahmen mit dem Vollratenleistungspegel.
System nach Anspruch 22, wobei das Kommunikationsgerät (1101) nominal Nicht-Vollrahmen von Daten sendet, die eine variable Anzahl von Bits ansprechend auf die variable Rate enthalten, wobei die Mittel zum Senden Folgendes aufweisen: das Steuerelement (18) zum Generieren von Vollrahmen von Daten, die eine festgelegte Anzahl von Bits unabhängig von der variablen Rate enthalten; und den Sender (1118) zum Senden der Vollrahmen von Daten mit dem Vollratenleistungspegel.
System nach Anspruch 26, wobei das Kommunikationsgerät (1101) nominal die variable Anzahl von Bits pseudozufallsmäßig in den Nicht-Vollrahmen von Daten verteilt, und wobei die Vollrahmen von Daten, die von dem Steuerelement (18) generiert werden, eine variable Anzahl von Füllbits bzw. Auskleidungsbits mit einem vorbestimmten Muster enthalten.
System nach Anspruch 27, wobei das Steuerelement (18) ein Absichtssignal für einen reduzierten Interferenzmodus generiert, und wobei der Sender (1118) das Absichtssignal für den reduzierten Interferenzmodus zu einer Basisstation (1104), die dem Kommunikationsgerät (1101) zugeordnet ist, sendet.
System nach Anspruch 27, wobei jedes der Füllbits einen logischen Nullwert besitzt.