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Die Erfindung betrifft das Gebiet
der Übertragung
von digitalen Daten durch optische Mittel. Genauer gesagt betrifft
sie die Übertragung
mit hoher Rate auf optische Faser verwendenden Langstreckenverbindungen.
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Eine solche Übertragung findet statt mit
Hilfe eines optischen Senders, der mit einem optischen Empfänger über die
Faser verbunden ist. Der Sender verwendet eine optische Trägerwelle,
deren Leistung er in Abhängigkeit
von der zu übertragenden
Information moduliert. Üblicherweise
beruht die Modulation darin, die Leistung der Trägerwelle zwischen zwei Pegeln
zu variieren: einem niedrigen Pegel, der einer Auslöschung der
Welle entspricht, und einem hohen Pegel, der der maximalen Leistung
eines Laseroszillators entspricht. Per Konvention stellen die niedrigen und
hohen Pegel jeweils die Binärwerte „0" und „1" dar. Die Pegeländerungen
der Welle werden zu Zeitpunkten ausgelöst, die durch ein Taktsignal
vorgegeben werden, das so aufeinander folgende, den zu übertragenden
Daten zugewiesenen zeitliche Zellen definiert.
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Allgemein ist die maximale Entfernung
einer Übertragung
begrenzt durch die Möglichkeit
der Empfänger,
diese zwei Leistungspegel nach Ausbreitung der modulierten Welle über die
optische Verbindung fehlerfrei zu erkennen. Um diese Entfernung
zu vergrößern, ist
man allgemein bestrebt, das Verhältnis
zwischen der optischen Leistung des hohen Pegels und der des niedrigen
Pegels zu vergrößern, wobei
dieses Verhältnis
das „Auslöschungsverhältnis" definiert, das eine
Charakteristik der Modulation ist.
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Außerdem ist bei gegebener Entfernung
und gegebenem Auslöschungsverhältnis die
Informationsrate begrenzt durch die in den Fasern erzeugte chromatische
Dispersion. Diese Dispersion, die aus einer Abhängigkeit des effektiven Index
der Faser von der Wellenlänge
der transportierten Welle resultiert, hat zur Folge, dass die Breite
der gesendeten Impulse im Laufe ihrer Ausbreitung entlang der Faser zunimmt.
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Um die Konsequenzen dieser Erscheinung zu
begrenzen, ist vorgeschlagen worden, die Breite des spektralen Bandes
des zu übertragenden
Signals mit Hilfe einer geeigneten Codierung zu begrenzen. Insbesondere
ist vorgeschlagen worden, den „Duobinär"-Code zu benutzen,
der auf dem Gebiet der elektrischen Übertragung gut bekannt ist. Dieser
Code hat nämlich
die Eigenschaften, dass er die spektrale Breite des Signals halbiert.
Bei diesem Code wird ein Signal mit drei Pegeln, symbolisch mit 0,
+ und – bezeichnet,
verwendet. Der Binärwert
0 ist durch den Pegel 0 codiert, und der Wert 1 ist durch den Pegel
+ oder den Pegel – codiert,
mit einer Codierregel, der zufolge die Pegel, die zwei aufeinanderfolgende
Blöcke
von „1" codieren, die eine
gerade oder ungerade Zahl von „0"-Blöcken umgeben,
jeweils identisch oder unterschiedlich sind.
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Die Verwendung des Duobinär-Codes
für optische Übertragungen
wurde erwähnt
in dem Artikel mit dem Titel „10
Gbit/s unrepeatered three-level optical transmission over 100 km
of standard fibre",
X. Gu et al., Electronics Letters, 1993, Band 29 Nr. 25. Diesem
Artikel zufolge entsprechen die drei Pegel 0, +, – jeweils
drei optischen Leistungspegeln.
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Die französische Patentanmeldung Nummer 9404732,
veröffentlicht
unter der Nummer FR-A-2719175 beschreibt ebenfalls eine auf die
Optik angewendete Duobinär-Codierung.
Diesem Dokument zufolge entspricht der Binärwert „0" immer einem niedrigen Pegel der optischen
Leistung, aber die Symbole + und – entsprechen jeweils einem
gleichen hohen Niveau der optischen Leistung und unterscheiden sich
voneinander durch eine Phasenverschiebung des optischen Trägers von
180°.
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Die Verwendung dieses letzteren Duobinär-Codes
mit Phasenumkehr ist ebenfalls in dem Artikel „Optical duobinary transmission
system with no receiver sensitivity degradation", K. Yo nenaga et al ., Electronics Letters,
16. Februar 1995, Band 31, Nummer 4 erwähnt.
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Zwar weisen die Versuchsberichte
zu diesem Code auf eine Verbesserung im Vergleich zum herkömmlichen
NRZ-(Non-return-tozero)-Code hin, doch wird eine solche Verbesserung
nicht immer festgestellt. So sollte man, wenn man sich idealen Anwendungsbedingungen
für diesen
Code nähert,
insbesondere in dem man das höchstmögliche Auslöschungsverhältnis realisiert,
in der Lage sein, eine maximale Verbesserung festzustellen. Paradoxerweise
haben Simulationen und Versuche dieser Erwartung widersprechende
Ergebnisse geliefert.
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Wenn man jedoch die physikalischen
Effekte des Duobinär-Codes
im optischen Kontext analysiert, kann man feststellen, dass man
durchaus eine Verringerung der spektralen Breite des Signals erreicht. Dieser
Code hat aber keinen Einfluss auf das Spektrum jedes isoliert betrachteten
Impulses, doch ist letzteres bestimmend für die Effekte der chromatischen
Dispersion.
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Die von diversen Artikeln berichteten
positiven Ergebnisse sind schwierig nachvollziehbar. Wenn auch bestimmte
experimentelle Parameter überprüfbar sind
(Länge
und Qualität
der Faser, Rate), sind andere Parameter nicht genau kontrollierbar:
Eigenschaften der optischen Komponenten und reales Verhalten der
elektronischen Steuerschaltungen.
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Nach Simulationen und Versuchen mit
unterschiedlichen experimentellen Parametern hat sich gezeigt, dass
eine Verbesserung unter der Bedingung erreicht wird, dass eine Phasenverschiebung der
Trägerwelle
innerhalb jeder „0" vorkommt, die jedem „1"-Block oder jeder
isolierten „1" vorangeht oder nachfolgt.
Außerdem
braucht man nicht zu versuchen, den Leistungspegel, der die Nullen
codiert, so niedrig wie möglich
zu machen, d. h. das Auslöschungsverhältnis so
hoch wie möglich
zu machen. In der Praxis ist ein optimaler Wert des Auslöschungsverhältnis ses
eine komplexe Funktion von anderen experimentellen Parametern.
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Ziel der Erfindung ist auch, ein
optisches Übertragungsverfahren
anzugeben, das die obigen Beobachtungen ausnutzt. Man könnte dieses
Verfahren bezeichnen als „Binäre Übertragung
mit gesteuertem Phasenprofil" oder
mit der Abkürzung
PSBT (für
englisch Phase-Shaped-Binary Transmission).
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Genauer gesagt ist Gegenstand der
Erfindung ein Verfahren zur Übertragung
von jeweils in aufeinander folgenden zeitlichen Zellen enthaltenen Binärdaten,
wobei die Daten in Form eines optischen Signals, erhalten durch
Modulation der Leistung einer optischen Trägerwelle, vorliegen, ein erster
und ein zweiter Binärwert
eines Datenwerts jeweils einer niedrigen mittleren Leistung beziehungsweise
einer hohen mittleren Leistung innerhalb jeder den Datenwert enthaltenden
Zelle entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass eine Phasenverschiebung
auf die Trägerwelle
innerhalb jeder Zelle angewendet wird, die den ersten Binärwert enthält und die
jedem Block von aufeinander folgenden Zellen, die den zweiten Binärwert enthalten,
oder jeder isolierten Zelle, die den zweiten Binärwert enthält, vorangeht oder diesen/dieser
folgt.
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Um die Steuerung zu vereinfachen,
ist denkbar, diese Phasenverschiebung systematisch in jeder Zelle
durchzuführen,
die den ersten Binärwert
enthält.
Um die gewünschte
technische Wirkung zu erzielen, genügt es jedoch, dass die Phasenverschiebung
in jeder Zelle stattfindet, die eine „0" (niedrigen Pegel) enthält und einem
Block von „1" oder einer isolierten „1" benachbart ist.
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Außerdem zeigt die Erfahrung,
dass es vorteilhaft ist, dass der Betrag der Phasenverschiebung für eine isolierte,
eine „0" enthaltende Zelle
größer ist als
der Betrag der Phasenverschiebung für eine nicht isolierte Zelle.
Einem besonderen Aspekt zufolge liegt der Betrag der Phasenverschiebung
für eine isolierte
Zelle vorzugsweise zwischen 90° und
180°. Im Fall
einer nicht isolierten Zelle liegt der Betrag der Phasenverschiebung
vorzugsweise zwischen 45° und
180°.
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Einer ersten Möglichkeit zufolge werden die Phasenverschiebungen
instantan vorgenommen. Hierfür
kann man eine Interferometerstruktur von Mach-Zehnder-Typ mit dieser
Eigenschaft verwenden. Einer anderen Möglichkeit zufolge wird die
Phasenverschiebung progressiv vorgenommen. Dieser Variante zufolge
ist man in der Praxis mit einem zusätzlichen Problem konfrontiert,
dass auf ein als „Chirp" bezeichnetes Phänomen zurückgeht,
dem zufolge eine progressive Phasenänderung von einer parasitären Phasenänderung
begleitet ist.
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Um diesem Phänomen Rechnung zu tragen und
einer Variante der Erfindung zufolge ist das Verfahren dadurch gekennzeichnet,
dass, wenn die Phasenverschiebung nicht instantan ist, für jede nicht
isolierte Zelle, die den ersten Binärwert enthält und der eine den zweiten
Binärwert
enthaltende isolierte Zelle oder ein Block von jeweils den zweiten
Binärwert enthaltenden,
aufeinander folgenden Zellen vorangeht oder ihr nachfolgt, die Phasenverschiebung
mathematisch und/oder physikalisch jeweils einem Impuls mit negativer
oder positiver Frequenz entspricht.
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Wenn man einen Phasenmodulator verwendet,
ist es notwendig, die kumulierten Phasenverschiebungen zu begrenzen.
Hierfür
wird vorteilhafterweise vorgesehen, dass die in den aufeinander
folgenden, den ersten Binärwert
enthaltenden Zellen vorgenommenen Phasenverschiebungen mathematisch
abwechselnd Impulsen mit positiver Frequenz und mit negativer Frequenz
der Trägerwelle
entsprechen.
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Einem anderen Merkmal zufolge, das
zu einem besseren Ergebnis beiträgt,
werden die Phasenverschiebungen im wesentlichen in die Mitte der
Zellen vorgenommen.
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Andere Aspekte der Erfindung und
ihrer Ausfuhrung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung
mit Bezug auf die Figuren.
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1 zeigt
Zeitdiagramme, die das erfindungsgemäße Verfahren veranschaulichen.
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2 stellt
ein erstes Ausführungsbeispiel des
erfindungsgemäßen Verfahrens
dar.
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3 ist
ein elektronisches Schema, das in der Ausführung der 2 verwendet wird.
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4 zeigt
ein zweites Anwendungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens.
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5 ist
ein elektronisches Schema, das in der Ausführung der 4 verwendet wird.
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Das Zeitdiagramm der 1 stellt eine Abfolge von zu übertragenden
binären
Daten dar. Diese Daten liegen zum Beispiel in Form von elektrischen Impulsen
E vor, die durch ein Taktsignal synchronisiert sind. Jedes Zeitintervall
zwischen zwei aufeinander folgenden Taktsignalen wird als „Bitzeit" bezeichnet und definiert
eine zeitliche Zelle C1, C2, Ci, die, je nachdem, ob der Pegel des
Signals E niedrig oder hoch ist, den logischen Wert „0" oder „1" begrenzt.
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Erfindungsgemäß werden diese binären Daten
in Form eines leistungs- und phasenmodulierten optischen Signals übertragen.
Die Zeitdiagramme b und c stellen jeweils die Änderungen der Leistung A2 und der Phase φ der gesendeten optischen Welle dar.
Wie in dem Zeitdiagramm b dargestellt, ist die Leistung A2 in Reaktion
auf das Signal E so moduliert, dass in jeder Zelle eine niedrige
mittlere Leistung S0 oder eine hohe mittlere Leistung S1 vorliegt, je
nachdem, ob der Binärdatenwert
0 oder 1 beträgt. Die
Leistung S0 des niedrigen Pegels hat einen ausreichenden Wert, um
Interferenzen zwischen den benachbarten Symbolen 0 und 1 im Laufe
der Ausbreitung der modulierten Welle in der Übertragungsphase zu ermöglichen.
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Das Zeitdiagramm c stellt die Änderungen der
Phase φ der
gesendeten Welle in Bezug auf eine willkürliche Referenz dar. Die dargestellten
Phasenänderungsrichtungen
entsprechen der Konvention, der zufolge die Trägerwelle als Funktion der Zeit t
durch den komplexen Ausdruck Ap exp(jwot)
und die gesendete Welle S mit Amplitude A durch S = A exp [j(wt
+ φ)] gegeben
ist, wobei wo und w jeweils die Pulsationen
der Trägerwelle
und der gesendeten Welle sind und φ die Phase der gesendeten Welle
zu einem willkürlich
festgelegten Anfangszeitpunkt ist. Mit dieser Konvention entspricht
eine positive beziehungsweise negative Phasenverschiebung mathematisch
einem Impuls mit positiver beziehungsweise negativer Frequenz. Außerdem ist
mathematisch die Verschiebung progessiv oder instantan, je nachdem, ob
der entsprechende Frequenzimpuls endlich oder unendlich ist.
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Die Phase φ erfährt also eine Änderung Δφ0 mit dem
Betrag PH0 in jeder Zelle, die eine isolierte 0 enthält, und
eine Phasenänderung Δφ1 mit Betrag PH1
wird in jeder Zelle vorgegeben, die eine nicht isolierte 0 enthält und einer
Zelle 1 vorangeht oder auf diese folgt.
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Bei einer vereinfachten Version des
erfindungsgemäßen Verfahrens
könnte
eine Phasenänderung
mit einem Betrag von etwa 180° systematisch in
jeder eine 0 enthaltenden Zelle angewendet werden. Nachdem die Untersuchungen
durchgeführt worden
sind, hat sich jedoch gezeigt, dass diese Phasenänderungen vorzugsweise den
folgenden Regeln folgen sollten:
- – PH0 ist
größer als
PH1;
- – die
Beträge
PH0 und PH1 der Phasenverschiebungen liegen jeweils zwischen 90° und 180° beziehungsweise
zwischen 45° und
180°;
- – die
Verschiebung Δφ1 in einer
nicht isolierten 0-Zelle vor einer ansteigenden Flanke ist negativ;
- – die
Phasenverschiebung Δφ1 in einer
0-Zelle, die auf eine absteigende Flanke folgt, ist positiv;
- – außerdem ist,
wenn ein Phasenmodulator verwendet wird, die kumulierte Phasenverschiebung begrenzt,
wenn die Phasenverschiebungen Δφ0 in den
isolierten 0-Zellen abwechselnd positiv und negativ sind.
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Im vorhergehenden wurde angenommen, dass
die Phasenverschiebungen instantan auftraten. Diese Betriebsweise
mit einer Phasenverschiebung von zirka 180° kann in der Praxis zum Beispiel
mit einem interferometrischen Aufbau vom Mach-Zehnder-Typ erreicht
werden. Bei einer solchen Vorrichtung finden die Phasenänderungen
zu den Zeitpunkten statt, wo die Versorgungsspannung einen vorgegebenen
Wert passiert, der einem Minimum der Leistung der gesendeten welle
entspricht. Es können auch
progressive Phasenverschiebungen durchgeführt werden, indem zum Beispiel
ein Phasenmodulator entsprechend den noch zu beschreibenden Ausgestaltungen
verwendet wird.
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Diese letztere Fall ist durch die
Zeitdiagramme d und e aus 1 dargestellt.
Wie in dem Zeitdiagramm d gezeigt, weist die momentane Frequenz
f der Trägerwelle
endliche positive oder negative impulsförmige Änderungen in Bezug auf die
Frequenz fo der Trägerwelle
auf. Diese Frequenzänderungen führen zu
progressiven Verschiebungen der Phase φ, wie das Zeitdiagramm e zeigt.
Es lässt
sich zeigen, dass die Änderungen Δφ1 der Phase
in den nicht isolierten 0-Zellen Impulsen mit positiven oder negativen
Frequenzen entsprechen, je nachdem, ob die Zelle auf eine absteigende
Flanke mit Amplitude A der gesendeten Welle folgt oder einer abfallenden Flanke
dieser Welle vorangeht.
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2 ist
eine schematische Darstellung eines ersten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens.
Der optische Teil ist im wesentlichen durch einen Laseroszillator 1 gebildet,
der an einen Leistungsmodulator 2 gekoppelt ist, der seinerseits
an einen Phasenmodulator 3 gekoppelt ist. Der Oszillator 1 liefert
an den Leistungsmodulator 2 die Trägerwelle mit Amplitude Ap und
Frequenz fo. Der Leistungsmodulator 2 liefert an den Phasenmodulator 3 eine
Welle mit variabler Amplitude A, getragen von der gleichen Frequenz
fo. Der Phasenmodulator 3 liefert die gesendete Welle S
mit Amplitude A und Phase φ.
Der Modulator 2 empfängt
an seinen Elektroden eine Steuerspannung VM, die von einer elektrischen
Versorgungsschaltung 4 geliefert wird. Genauso empfängt der
Phasenmodulator 3 von der elektrischen Schaltung 5 eine
Modulationssteuerspannung VP. Die Versorgungsschaltungen 4 und 5 sind
Quellen von variablen Spannungen, die jeweils durch die Steuersignale
CM und CP gesteuert sind, die von den elektronischen Steuerschaltungen 6 beziehungsweise 7 geliefert
werden. Die Schaltungen 6 und 7 empfangen am Eingang
das elektrische Signal E, das zum Beispiel die Form einer NRZ-Modulation hat,
die der Folge von zu sendenden binären Daten entspricht. In diesem
Fall kann die Schaltung 6 durch eine einfache Formgebungsschaltung
zum Anpassen der Pegel des empfangenen Signals E an die Versorgungsschaltung 4 gebildet
sein. Sie kann eventuell geeignete Verzögerungsmittel enthalten, um
die an die Modulatoren 2 und 3 angelegten Befehle
zu synchronisieren. Vorteilhafterweise umfassen die Schaltungen 6 und 7 auch
Tiefpassfiltermittel, die es erlauben, das Durchgangsband der Modulation
zu begrenzen. Die Phasensteuerschaltung 7 wird in 3 genauer beschrieben.
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Die in 3 gezeigte
Schaltung 7 umfasst eine Phasensteuer- kette CP0 für die isolierten „Nullen" (oberer Teil des
Schemas) und eine Phasensteuerkette CP1 für die nicht isolierten, einer „1" benachbarten Nullen
(unterer Bereich des Schemas). Die obere Kette umfasst einen ersten
analogen Addierer 13, der an den Eingängen das Signal E und das gleiche
Signal E, verzögert
um zwei Bitzeiten T, empfängt.
Ein zweiter Analogaddierer 14 empfängt am Eingang das von dem
Addierer 13 gelieferte Signal und das Komplement E* des
Eingangssignal E, verzögert
um eine Bitzeit T. Der Rusgang X0 des Addierers 14 wird
mit einer Referenzspannung Ru in einem Differenzverstärker 15 verglichen,
der als Komparator arbeitet. Die Spannung Ru hat einen Wert zwischen
dem Zweifachen und dem Dreifachen des hohen Pegels des Signals E.
Der Rusgang des Verstärkers 15 ist
an den Eingang eines Frequenzhalbierers 16 angelegt, dessen
Ausgang mit einem der Eingänge
eines Ausgangs-Analogaddierers 20 verbunden ist.
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Die Steuerkette für die nicht isolierten Nullen umfasst
einen Analogaddierer 17, der das Eingangssignal E und das
um eine Bitzeit E verzögerte
Eingangssignal E empfängt.
Das von dem Addierer 17 gelieferte Signal X1 wird mit einer
zweiten Referenzspannung in einem zweiten als Komparator arbeitenden
Differenzverstärker 18 verglichen.
Die Spannung Rf liegt zwischen dem niedrigen und dem hohem Pegel
des Signals E. Der Ausgang des Verstärkers 18 ist über eine
variable Verzögerungsvorrichtung
T1 mit einem variablen Dämpfer 19 verbunden,
dessen Ausgangssignal CP1 an den zweiten Eingang des Addierers 20 angelegt
ist. Der Ausgang des Addierers ist mit einer anderen variablen Verzögerungsvorrichtung ΔT verbunden,
die am Ausgang das Phasensteuersignal CP liefert.
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Hinsichtlich des Betriebs der Schaltung
aus 3 erkennt man leicht,
dass der Komparator 15 in Anwesenheit einer isolierten
Null einen Impuls von einer Bitzeit T liefert. Daraus folgt, dass
das Signal CP0 am Rusgang des Dividierers 16 jedes Mal
seinen Zustand ändert,
wenn eine isolierte Null erfasst wird. Andererseits ändert der
Ausgang des Komparators 18 jedes Mal seinen Zustand, wenn
eine nicht isolierte Null auf eine Eins folgt oder ihr vorangeht.
Die variablen Verzögerungen
T1 und ΔT
dienen zum Einstellen der Signale CP1 und CP0 in Bezug auf das Amplitudensteuersignal
CM. Der Dämpfer 19 ist
vorgesehen, um die jeweiligen Amplituden PH0 und PH1 der Phasenverschiebungen Δφ0 und Δφ1 anzupassen.
So weist das Phasensteuersignal CP als Funktion der Zeit ähnliche Änderungen
wie die Phase φ auf,
wie in dem Zeitdiagramme der 1 dargestellt.
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Der zweiten in 4 dargestellten Ausgestaltung zufolge
umfasst der optische Teil 8 nur einen Laseroszillator 9,
der optisch an einen Leistungsmodulator 10 gekoppelt ist.
Die Anordnung kann einfach durch einen Laser mit integriertem Modulator
von bekanntem Typ gebildet sein. Der Laserteil 9 bekommt einen
von einer Versorgungsschaltung 11 gelieferten Einspeisestrom
I. Der Modulator 10 empfängt die Spannung VM von der
Versorgungsschaltung 4. Die Schaltungen 11 und 4 sind
jeweils durch die Signale CI und CM gesteuert, die von einer Frequenzimpulssteuerschaltung 12 beziehungsweise
der Leistungsmodulationssteuerschaltung 6 geliefert werden.
Die Steuerschaltungen 12 und 6 empfangen am Eingang das
elektrische Signal E.
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Im Gegensatz zur vorherigen Ausgestaltung wird
die Phasenmodulation hier durch Einwirken auf den Einspeisestrom
I des Lasers 9 realisiert. Diese Realisierung nutzt die
Eigenschaft des Lasers, mit einer in Abhängigkeit vom Einspeisestrom
variablen Frequenz zu oszillieren. Bei einer optimierten Ausgestaltung
ist der Laser so konstruiert, dass eine geringe Stromänderung
zu einer ausreichenden Frequenzänderung
führt,
ohne dass die Leistung der gesendeten Welle merkliche Fluktuationen
erfährt.
Genauso wird man vorteilhafterweise einen Modulator wählen, der
konstruiert ist, um einen minimalen Chirp einzufügen.
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Die Versorgungsschaltung 11 ist
im wesentlichen gebilden durch eine Stromquelle, die um einen Polarisierungsstrom
Ip modulierbar ist. Wie bei der vorhergehenden Ausgestaltung ist
die Versorgungsschaltung 4 eine in Abhängigkeit vom von der Steuerschaltung 6 gelieferten
Signal CM variable Spannungsquelle. Die Schaltung 6 ist
eine Formungsschaltung, die die Funktionen der variablen Verzögerung und
des Tiefpassfilters integrieren kann.
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Die Frequenzimpulssteuerschaltung 12 ist detaillierter
in 5 dargestellt. Sie
umfasst eine Frequenzimpulssteuerkette für die isolierten Nullen (oberer
Bereich) und eine Frequenzimpulssteuerkette für die nicht isolierten, einer
Eins benachbarten Nullen (unterer Bereich). Der obere Bereich ist
identisch mit dem der vorhergehenden Ausgestaltung, mit dem Unterschied,
dass der Frequenzteiler 16 fehlt. Im unteren Bereich findet
man den Analogaddierer 17 wieder, der das Eingangssignal
E und das um eine Bitzeit T verzögerte
Eingangssignal E empfängt,
sowie den Komparator 18, der das Ausgangssignal X1 des
Addierers 17 und die Referenz Rf empfängt. Der direkte Ausgang des
Komparators 18 ist mit einem ersten Eingang eines vierten
Analogaddierers 21 verbunden. Der invertierende Ausgang
des Komparators 18 ist mit dem zweiten Eingang des Addierers 21 über eine
Verzögerungsvorrichtung 22 verbunden.
Das vom Addierer 21 gelieferte Signal Y1 ist mit dem Dämpfer 19 über die
variable Verzögerungsvorrichtung
T1 verbunden. Der Dämpfer 19 liefert
das Signal CI1, das von einem der Eingänge des Ausgangsaddierers 20 empfangen
wird, dessen zweiter Eingang das von dem Komparator 15 gelieferte
Signal CI0 empfängt.
Das Ausgangssignal des Addierers 20 ist an eine variable
Verzögerungsvorrichtung ΔT angelegt,
deren Ausgang das Frequenzimpulssteuersignal CI liefert.
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Im Betrieb hat das vom Komparator 15 gelieferte
Signal CI0 die Form eines Impulses mit einer Dauer gleich der Bitzeit
T, wann immer eine isolierte 0 erfasst wird. Der direkte Ausgang
des Komparators 18 ändert
seinen Zustand jedes Mal, wenn eine nicht isolierte 0 einer abfallenden
oder ansteigenden Flanke des Signals E vorangeht oder nachfolgt.
Da die von der Vorrichtung 22 verursachte Verzögerung dT kleiner
als eine Bitzeit T ist, ist das vom Addierer 21 gelieferte
Signal Y1 aus Impulsen gebildet, die jedes Mal, wenn eine nicht
isolierte 0 einer abfallenden Flanke des Signals E nachfolgt beziehungsweise
einer ansteigenden Flanke vorangeht, abwechselnd positiv und negativ
sind. Wie bei der vorhergehenden Ausgestaltung erlauben es die Verzögerungen
T1 und ΔT,
die Signale CI0 und CI1 in Bezug auf das Signal CM einzustellen.
Der Dämpfer 19 dient
zum Kalibrieren der Impulse des Signals CI1 in Bezug auf die des
Signals CI0. So hat das von der Schaltung 12 gelieferte
Signal CI die Form von positiven und negativen Impulsen, analog
zu den Impulsen der Frequenz f, die im Zeitdiagramm d der 1 dargestellt sind, mit
dem Unterschied, dass die Frequenzimpulse in den isolierten Nullen
immer von gleichem Vorzeichen sind. Bei dieser Ausgestaltung ist
es nämlich
nutzlos, einen Vorzeichenwechsel vorzusehen.
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Zum Vergleich kann angegeben werden, dass
bei einer Rate von 10 Gbit/s das herkömmliche NRZ-Modulationsverfahren
die Übertragungsentfernung
auf unter 150 km begrenzt, wohingegen das erfindungsgemäße Verfahren
es erlaubt, 300 km zu erreichen.
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Ein solches Ergebnis wird zum Beispiel
unter den folgenden Bedingungen erreicht:
- – Bitzeit
T: 100 μs
- – Auslöschungsverhältnis S1/So:
10
- – PH0:
180°
- – PH1:
120°
- – Anstiegs-/Abfallzeit
der Phasenverschiebungen : 50 b bis 100 μs
- – Anstiegs-/Abfallzeit
der optischen Leistung: 25 bis 50 μs
- – maximale
Verschiebung des Zeitpunkts der Phasenverschiebungen Δφ in Bezug
auf die Mitte der Zellen 0 : 10 μs
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Natürlich lassen sich auch für andere
Werte des Auslöschungsverhältnisses
und der Phasenverschiebung Verbesserungen im Vergleich zur NRZ-Modulation
erreichen.
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Durch Variieren des Auslöschungsverhältnisses
zwischen 5 und 100 hat man feststellen können, dass eine noch größere Verbesserung
konstatiert werden kann, wenn dieses Verhältnis kleiner als etwa 20 ist.
Außerdem
ist für
ein Auslöschungsverhältnis insbesondere
zwischen 5 und 20 PH0 vorzugsweise größer als PH1, und die effektiven
Wertebereiche für
PH0 und PH1 sind 90° bis
180° beziehungsweise
45°bis 180°.