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Die
Erfindung betrifft einen Sender für ein optisches RZ-DPSK-Kommunikationssignal.
Solche Sender werden für
die Übertragung
von Kommunikationssignalen mit einer hohen Datenübertragungsgeschwindigkeit
auf Lichtwellenleitern verwendet. Optische Sender zum Generieren
von Signalen, die durch Phasenverschiebung verschlüsselt werden, umfassen
im Allgemeinen einen Laser zum Generieren eines schmalbandigen optischen
Trägersignals und
einen Modulator, der das optische Trägersignal vom Laser empfängt und
Phasenverschiebungen auf diesem basierend auf einem angelegten Signal
verschlüsselt,
in dem Informationen verschlüsselt
sind. Die Intensität
des Trägersignals
nach seinem Durchlauf durch den Phasenmodulator wird durch die Modulation
nicht modifiziert. Eine Verbesserung der Übertragungsqualität, d.h.
eine Verbesserung der Fehlerrate und/oder ein erhöhter Bereich
der Übertragung
mit unveränderter
Signalleistung kann durch Aufzwingen einer RZ-Oberwelle auf ein
solches Signal erhalten werden, so dass die Symbole des gesendeten
Signals voneinander durch ein Zeitintervall getrennt werden, in
dem die Intensität
des gesendeten Signals Null wird.
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Optische
Sender des bisherigen Stands der Technik für ein durch Phasenverschiebung
verschlüsseltes
RZ-Signal weisen im Allgemeinen die Struktur auf, die in 1A schematisch
gezeigt ist. Ein Laser 1 arbeitet als ein Ursprung für eine Trägerwelle
mit konstanter Leistung, die durch einen Phasenmodulator 2 geführt wird,
wo die Phasenverschiebungen, welche Informations-Bits einer Binärzahl entsprechen,
normalerweise unter Verwendung eines elektrischen Kommunikationssignals
DATA darauf verschlüsselt
werden, das dem Phasenmodulator zugeführt wird. Der Phasenmodulator 2 umfasst
einen Wellenleiter-Abschnitt aus einem doppelbrechendem Material,
wie beispielsweise Lithiumniobat, dessen Brechungsindex sich unter
dem Einfluss einer Elektrode ändert,
der das elektrische Kommunikationssignal DATA zugeführt wird,
und welcher daher zwei verschiedene Pegel einer optischen Weglänge gemäß dem Pegel
des daran angelegten Kommunikationssignals annehmen kann. Das Ausgangssignal
M des Phasenmodulators weist eine konstante Leistung auf und wird
aus einer Reihe von Abschnitten gebildet, die zwei verschiedene
Werte der Phasenverschiebung in Bezug auf die vom Laser 1 bereitgestellte
Trägerwelle
annehmen können,
die in der grafischen Darstellung des Signals M in 1A jeweils
als schraffierte und nicht-schraffierte Abschnitte dargestellt sind.
Die verschiedenen Phasenverschiebungen entsprechen diametrisch entgegengesetzten
Punkten in einem in 1A gezeigten Konstellationsdiagramm.
Der Übergang
zwischen zwei Abschnitten mit unterschiedlicher Phase erfolgt nicht
unmittelbar, sondern erfordert ein kurzes Zeitintervall, in welchem
sich die Phase des Ausgangssignals M des Modulators 2 kontinuierlich ändert. Das heißt, in diesen
Zeiten bewegt sich der Zustand des modulierten Signals M in dem
Konstellationsdiagramm auf einem Einheitskreis, auf dem sich die zwei
einem Symbol entsprechenden Phasenzustände befinden.
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Um Übergangszeiten
von unbestimmter Phase im Signal M zu unterdrücken, weist der Phasenmodulator 2 einen
an seinen Ausgang angeschlossenen Intensitätsmodulator 3 auf,
dem ein Taktsignal CLK zugeführt
wird, dessen Frequenz der Bitfrequenz des Kommunikationssignals
DATA entspricht. Der Intensitätsmodulator 3 stellt
ein Übertragungssignal
T bereit, das auf einem Wellenleiter in Form einer Reihe von Impulsen
ausgegeben werden soll, die durch Zeitintervalle mit Null-Intensität getrennt
sind und die zwei Phasenzustände
aufweisen können,
wobei die Phasen um 180° verschoben
sind.
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In
einer anderen bekannten Ausführungsform
eines optischen Senders für
ein RZ-DPSK-Kommunikationssignal wird der Phasenmodulator 2 durch
ein Interferometer 4 ersetzt, in welchem wenigstens einer
seiner zwei Arme eine optische Weglänge aufweist, die durch das
Kommunikationssignal S modifiziert werden kann. Das Ausgangssignal
des Interfero meters, das erhalten wird, indem die auf den zwei Armen
des Interferometers übertragenen
Teilsignale einander überlagert
werden, kann gemäß dem Betrag
der Weglängendifferenz
zwischen den zwei Armen verschiedene Amplituden annehmen, aber es
weist jederzeit nur zwei mögliche
Phasenwerte auf, einschließlich Übergangsphasen
zwischen zwei Symbolen. Das Ausgangssignal des Interferometers 4 weist
daher keine konstante Oberwelle auf, sondern die Leistung des modulierten
Signals M durchquert bei jedem Phasenwechsel ein Minimum. Um ein
RZ-Signal aus dem Ausgangssignal des Interferometers 4 zu
bilden, wird Letzteres herkömmlicherweise
durch einen Intensitätsmodulator 3 geleitet,
welchem wie dem Phasenmodulator 2 in 1A der
Takt CLK des Kommunikationssignals DATA zugeführt wird.
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Die
zwei bekannten Auslegungen eines RZ-DPSK-Senders erfordern daher
zwei optische Modulatoren, welche teuer sind und eine Menge Platz
auf einer Platine brauchen.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Sender für ein optisches
RZ-DPSK-Kommunikationssignal bereitzustellen, welches in der Fertigung
wirtschaftlich ist und wenig Platz auf einer Platine braucht.
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Die
Aufgabe wird durch einen Sender erfüllt, der die Merkmale von Anspruch
1 aufweist.
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Der
elektro-optische Intensitätsmodulator gemäß der vorliegenden
Erfindung muss wenigstens ein Element umfassen, dessen optische
Weglänge so
ausgelegt ist, dass sie durch das Treibersignal modifiziert wird,
um nicht nur eine Intensitätsänderung
bei konstanter Phase des optischen Trägersignals, das mit dem Kommunikationssignal
moduliert wird, sondern auch einen Null-Übergang der Intensität, der von
einer Phasenumkehrung begleitet wird, zu generieren. Ein solcher
elektro-optischer Modulator kann in einer bekannten Weise ausgebildet
sein, wie beispielsweise ein Interferometer, in welchem wenigstens
ein Arm eine optische Weglänge
aufweist, die so ausgelegt ist, dass sie durch das Treibersignal
gesteuert wird, aber es ist auch denkbar, einen Faraday-Phasendreher,
an den das Treibersignal angelegt wird, in Kombination mit einem
anschließenden
linearen Polarisator einzusetzen.
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Um
die Wiederherstellung des Kommunikationssignals aus dem durch den
Sender bereitgestellten Ausgangssignal auf einer Empfängerseite
zu vereinfachen, umfasst die Treiberschaltung des Senders vorzugsweise
eine Differenzschaltung, die ein Signal zuführt, das im Folgenden als ein
vorcodiertes Signal bezeichnet wird, welches für die Differenz zwischen zwei
aufeinander folgenden Bits des elektrischen Kommunikationssignals
repräsentativ
ist, und von dem das an den Intensitätsmodulator angelegte Treibersignal
abgeleitet wird.
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Diese
Differenzschaltung kann einfach aus einem EXKLUSIV-ODER-Glied und einer
bistabilen Kippschaltung ausgebildet werden.
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Die
Signalverarbeitungsschaltung kann einfach und zweckmäßig mit
vier Paaren von Schaltern ausgebildet werden, von denen jedes einen
ersten und einen zweiten Haupt-Port und einen Steuer-Port aufweist,
wobei in jedem Paar die ersten Haupt-Ports der Schalter miteinander
verbunden sind und den Steuer-Ports der Schalter wechselseitig invertierte Eingangssignale
zugeführt
werden, wobei in einem ersten und einem zweiten Paar die zweiten Haupt-Ports
mit zwei Ausgängen
der Treiberschaltung verbunden sind, und in einem dritten und vierten Paar
einer der zwei Haupt-Ports mit einem der zwei Ausgänge verbunden
ist, und der andere zweite Haupt-Port jeweils mit einem ersten Haupt-Port
des ersten und zweiten Paars verbunden ist. In einer solchen Schalteranordnung
kann das Eingangssignal des ersten und des zweiten Schalterpaars
ein Taktsignal sein, und das Eingangssignal des dritten und des
vierten Schalterpaars kann das vorcodierte Signal sein; umgekehrt
kann das Eingangssignal des ersten und des zweiten Schalterpaars
das vorcodierte Signal sein, und das Eingangssignal des dritten und
des vierten Schalterpaars kann ein Taktsignal sein.
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Um
eine optimale Reichweite des durch den Sender generierten Kommunikationssignals und/oder
ein optimales Signal-Rauschleistungs-Verhältnis bei
einem Empfänger
dieses Kommunikationssignals zu erzielen, ist es wünschenswert,
Mittel zum Verändern
des Arbeitszyklus des Kommunikationssignals zu haben, die eine Optimierung
des Arbeitszyklus für
eine bestimmte Anwendung ermöglichen.
Solche Mittel können
z.B. durch eine monostabile Kippschaltung gebildet werden, deren
Haltezeit im instabilen Zustand steuerbar ist.
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Weitere
Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus Beispielen aus der
folgenden Beschreibung der Ausführungsformen
unter Bezugnahme auf die Zeichnungen im Anhang offenkundig.
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1A und 1B,
die bereits erörtert
wurden, sind Blockschaltbilder von herkömmlichen RZ-DPSK-Sendern und
Konstellationsdiagramme davon;
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2 ist
ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Senders;
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3 zeigt
schematisch die Struktur des Interferometers von 2;
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4 ist
ein beispielhaftes Schaltbild der Treiberschaltung von 2;
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5 ist
ein alternatives Schaltbild der Treiberschaltung von 2;
und
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6 ist
ein Blockschaltbild eines Empfängers,
der zum Sender von 2 komplementär ist.
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Der
in 2 gezeigte optische Sender der Erfindung umfasst
eine Treiberschaltung 6, welche aus einem ankommenden elektrischen
Zwei-Pegel-Kommunikationssignal DATA ein vorcodiertes Signal erzeugt,
dessen Bits der Differenz zwischen zwei aufeinander folgenden Bits
des Kommunikationssignals DATA entsprechen. Durch Einfügen von Zeitintervallen
mit Null-Pegel zwischen die Bits des vorcodierten Signals D wird
ein RZ-vorcodiertes Signal erhalten, welches von der Treiberschaltung 6 als ein
Treibersignal T an den Modulationseingang eines Interferometers 4 ausgegeben
wird. An einen optischen Eingang des Interferometers 4 ist
ein Laser 1 angeschlossen, der einen Ursprung für eine monochrome
optische Trägerwelle
mit konstanter Leistung bildet, auf welcher das Treibersignal T
moduliert werden soll.
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3 zeigt
schematisch die Struktur eines Interferometers 4 des Typs
Mach-Zender. Zwei parallele Wellenleiter-Verzweigungen 7, 8 verbinden
den optischen Eingang 9 mit einem optischen Ausgang 10.
Jede Verzweigung 7, 8 enthält eine Pockels-Zelle 11, 12 in
Form eines optischen Wellenleiterabschnitts aus einem Material wie
beispielsweise Lithiumniobat, dessen Brechungsindex für die Polarisierung
der Trägerwelle
veränderbar
ist, die dem optischen Eingang 9 unter dem Einfluss eines
elektrischen Felds zugeführt
wird, das durch eine an die Elektroden 13 angelegte Spannung
generiert wird. Eine der zwei Elektroden 13 jeder Pockels-Zelle ist geerdet,
und der anderen wird eine Gleichstromspannung BIAS zugeführt, welche
so gewählt
ist, dass die optische Weglänge der
zwei Verzweigungen 7, 8 sich um λ/2 unterscheidet,
wobei λ die
Wellenlänge
der vom Laser 1 bereitgestellten Trägerwelle ist, und sie ist in
einer nicht an Gleichstrom gekoppelten Weise mit einer der zwei Leiterbahnen 14a, 14b verbunden,
die einen symmetrischen Eingang für das Treibersignal T bilden.
Die Amplitude der Impulse des Treibersignals T ist so gewählt, dass
die Impulse eine Änderung
der optischen Weglänge
von λ/2
in der Pockels-Zelle 11, 12 verursachen, an die
sie angelegt sind. Wenn das Treibersignal T einen Null-Pegel aufweist,
wirken die auf verschiedenen Verzweigungen 7, 8 übertragenen
Komponenten des Trägersignals
am Ausgang 10 destruktiv aufeinander ein, so dass keine
optische Leistung übertragen
wird. Wenn ein Impuls des Treibersignals T vorhanden ist, wirken
die zwei Komponenten konstruktiv aufeinander ein, ein Übertragungssignal
X wird am Ausgang 10 bereitgestellt, welches abhängig davon,
an welche der zwei Leiterbahnen 14a, 14b der Impuls
angelegt ist, entgegensetzte Phasen annimmt.
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Ein
Beispiel für
eine Struktur der Treiberschaltung 6 ist in 4 gezeigt.
Das Kommunikationssignal DATA, von dem angenommen wird, dass es
zuerst asymmetrisch ist, wird an einen Eingang eines EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 angelegt.
Symmetrische Ausgänge
des EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 sind mit symmetrischen Eingängen D, D einer D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden.
Die Takteingänge
C, C sind mit einem symmetrischen
Taktsignal CLK verbunden. Die D bistabile Kippschaltung 18 weist
symmetrische Datenausgänge
Q, Q auf, deren invertierender
Ausgang zum zweiten Eingang des EXKLUSIV-ODER-Glieds 17 rückgekoppelt
wird. Damit bildet das EXKLUSIV-ODER-Glied die (vorzeichenlose)
Differenz zwischen einem vorhandenen Bit des Kommunikationssignals
DATA und einem Bit, das in der D bistabilen Kippschaltung 18 gespeichert ist
und an deren Ausgangs-Port Q ausgegeben wird. Die Bitwert-Ausgabe
am Ausgangs-Port Q ist daher während
einer Bitperiode immer Null, wenn in der vorherigen Bitperiode das
Bit am Ausgangs-Port Q und das Bit des Kommunikationssignals DATA
unterschiedlich waren, und ist Eins, wenn sie gleich waren.
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Die
Daten- und Takt-Ausgangs-Ports Q, Q, C, C der D bistabilen Kippschaltung 18 sind
mit einem Netz von vier Paaren von Transistoren T1 bis T8 verbunden.
Die Emitter jedes Paars sind direkt miteinander verbunden. Die Basisanschlüsse der
Transistoren T1, T2 des ersten Paars sind jeweils mit den Ausgangs-Ports
Q, Q der D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden,
genau wie diejenigen der Transistoren T3, T4 des zweiten Paars.
Desgleichen sind die Basisanschlüsse
der Transistoren T5, T7 und T8, T6 des dritten und des vierten Paars
jeweils mit dem Taktsignal C und dem invertierten Taktsignal C verbunden. Die Kollektoren
der Transistoren T5, T6 sind mit der ersten der Leiterbahnen 14,
die den Ausgang der Treiberschaltung bilden, und mit Masse über einen
Widerstand R1 verbunden; desgleichen sind die Kollektoren der Transistoren
T8, T7 mit der zweiten Leiterbahn 14 und mit Masse über einen
Widerstand R2 verbunden. Die Emitter des vierten Paars T6, T8 sind
mit dem Kollektor von T2, diejenigen des dritten Paars T5, T7 mit
dem Kollektor von T3 verbunden. Die Emitter des ersten und des zweiten
Paars sind mit einer Versorgungsspannung jeweils über die Transistoren
T9, T10, die während
des Übertragungsvorgangs
offen sind, und die Widerstände
R9, R10 verbunden.
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Das
Schalternetz kann vier verschiedene Eingangszustände aufweisen, und zwar Q =
C = 0; Q = 0, C = 1; Q = 1, C = 0 und Q = C = 1. Im ersten dieser
Zustände
sind die Transistoren T1, T9, T5, T3, T10 offen, und beide Leiterbahnen 14a, 14b sind über diese
Transistoren und die Widerstände
R9, R10 mit der Versorgungsspannung verbunden, so dass sie sich
auf gleichem Pegel befinden, welcher einem symmetrischen Ausgangssignal
von Null entspricht. Im Zustand Q = 0, C = 1 sind die Transistoren T1,
T9, T7, T3 T10 offen, so dass die Leiterbahn 14a an der
Versorgungsspannung anliegt. Gleichzeitig sperren die Transistoren
T6, T5, T4, so dass die Leiterbahn 14b durch R2 geerdet
wird. Im Zustand Q = 1, C = 0 sind beide Leiterbahnen 14a, 14b jeweils über die Transistoren
T8, T2, T9 und T4, T10 mit der Versorgungsspannung verbunden, so
dass das Ausgangssignal wiederum Null ist. Im Zustand Q = C = 1 sind
die Transistoren T6, T2, T9 und T4, T10 jeweils offen, so dass die
Leiterbahn 14b an der Versorgungsspannung anliegt, wogegen
T8, T1 und T3 sperren, so dass die Leiterbahn 14a geerdet
wird. Wie problemlos ersichtlich ist, stellt das Netz von Transistoren
T1 bis T10 immer einen Null-Pegel bereit, wenn das Taktsignal C
= 0 ist; und wenn das Taktsignal C = 1 ist, tritt gemäß dem Wert
des Datensignals Q entweder an der Leiterbahn 14a oder 14b ein
Impuls auf. Damit wird das Treibersignal T erhalten. Das von diesem
Treibersignal angetriebene Interferometer 4 stellt damit
das Übertragungssignal
X bereit, das in 2 schematisch in Form einer
Impulsfolge gezeigt ist, deren Impulse durch Zeitintervalle mit
einer Signalintensität
von Null getrennt sind, und in welcher die Phase des Trägersignals
zwei verschiedene Werte annehmen kann, die in der Figur durch die
schraffierten und nicht-schraffierten Impulse dargestellt sind.
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Gemäß einer
verbesserten Ausführungsform kann
eine monostabile Kippschaltung 19 in die Taktsignalleitungen
Q, Q vor, oder wie in der
Figur durch ein gestricheltes Rechteck angegeben, nach der bistabilen
Kippschaltung 18 eingefügt
werden, deren Haltezeit im instabilen Zustand steuerbar und kürzer als
die Periode des Taktsignals ist. Indem eine solche monostabile Kippschaltung
symmetrisch auf die Signale Q, Q einwirkt,
kann der Arbeitszyklus des Übertragungssignals,
d.h. das Verhältnis
zwischen der Dauer der Impulse und derjenigen der Periode des Übertragungssignals
gesteuert werden.
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Um
sicherzustellen, dass die Spannungspegel des Treibersignals T, welche
die erforderliche Verzögerung
von λ/2
an den Pockels-Zellen 11, 12 bereitstellen, kann
ein Verstärker 15 zwischen
der Treiberschaltung 6 und dem Interferometer 4 eingefügt werden,
wie in 2 gezeigt.
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5 zeigt
ein zweites Beispiel einer Treiberschaltung für einen erfindungsgemäßen Sender. Die
Komponenten 17, 18, 19, T9, T10, R1,
R2, R9, R10 sind mit denjenigen von 4 hinsichtlich
Anordnung und Funktion identisch und werden nicht nochmals beschrieben.
Die Daten- und Taktausgangs-Ports
Q, Q, C, C der D bistabilen Kippschaltung 18 sind
mit einem Netz von vier Paaren von Transistoren T1 bis T8 verbunden.
Die Emitter jedes Paars T1, T2; T3, T4; T5, T7 und T6, T8 sind jeweils direkt
miteinander verbunden. Die Basisanschlüsse der Transistoren T1, T2
des ersten Paars sind jeweils mit dem Taktsignal C, C verbunden. Desgleichen sind die Basisanschlüsse der
Transistoren T3, T4; T5, T7 und T8, T6 des zweiten, des dritten
und des vierten Paars jeweils mit dem Ausgang Q, Q der D bistabilen Kippschaltung 18 verbunden.
Die Kollektoren der Transistoren T4, T5, T6 sind mit einer ersten
der Leiterbahnen 14, die den Ausgang der Treiberschaltung bilden,
und mit Masse über
einen Widerstand R1 verbunden; desgleichen sind die Kollektoren
der Transistoren T3, T8, T7 mit der zweiten Leiterbahn 14 und mit
Masse über
einen Widerstand R2 verbunden. Die Emitter des Paars T2, T6, T8
sind mit dem Kollektor von T2, diejenigen des Paars T5, T7 mit dem
Kollektor von T1, und diejenigen des Paars T3, T4 mit der Versorgungsspannung über den
Transistor T10 und den Widerstand R10 verbunden. Die Emitter des
ersten Paars T1, T2 sind mit der Versorgungsspannung über den
Transistor T9 und den Widerstand R9 verbunden. Im Übertragungsvorgang
sind beide Transistoren T9, T10 offen.
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In
dem ersten der vier verschiedene Eingangszustände Q = C = 0; Q = 0, C = 1;
Q = 1, C = 0 und Q = C = 1 des Schalternetzes sind die Transistoren
T1, T3, T5, T8 offen, und die zwei Leiterbahnen 14a, 14b sind über diese
Transistoren T9, T10 und die Widerstände R9, R10 mit der Versorgungsspannung verbunden,
so dass ein Null-Ausgangssignal generiert wird. Im Zustand Q = 0,
C = 1 sind die Transistoren T2, T3, T5, T8 offen, so dass die Leiterbahn 14a an
der Versorgungsspannung anliegt. Gleichzeitig sperren die Transistoren
T1, T4, T6, T7, so dass die Leiterbahn 14b durch R2 geerdet
wird. Im Zustand Q = 1, C = 0 sind T1, T4, T6, T7 offen, so dass beide
Leiterbahnen 14a, 14b mit der Versorgungsspannung
verbunden sind und wiederum ein Null-Ausgangssignal generiert wird.
Im Zustand Q = C = 1 sind die Transistoren T2, T4, T6, T7 offen,
so dass die Leiterbahn 14b an der Versorgungsspannung anliegt,
und die Leiterbahn 14a geerdet wird. Das Verhalten der
Treiberschaltung von 5 unterscheidet sich nicht von
demjenigen der Schaltung von 4.
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In
einem Empfänger,
wie schematisch in 6 dargestellt, wird das Kommunikationssignal DATA
aus dem Übertragungssignal
X wiederhergestellt. Zu diesem Zweck wird Letzteres auf zwei Fasern 21a, 21b an
einem Richtungskoppler 20 aufgeteilt, und das Signal in
Faser 21b wird in Bezug auf dasjenige der Faser 21a um
eine Bitperiode verzögert.
Abhängig
davon, ob die Phasen von zwei aufeinander folgenden Impulsen des
empfangenen Signals X gleich oder entgegengesetzt sind, tritt eine konstruktive
oder destruktive Interferenz an einem Fotodetektor 23 stromabwärts des
zweiten Richtungskopplers 22 auf. Der Fotodetektor 23 stellt
ein gepulstes Ausgangssignal bereit, dessen Pegel gleich denjenigen
des Signals DATA sind.