DE69715035T2 - Mikrowellenresonator - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft Mikrowellenresonatoren und insbesondere, aber nicht ausschließlich, Mikrowellenresonatoren zur Verwendung bei der Zellulartelekommunikation.
• Mikrowellenresonatoren haben einen großen Anwendungsbereich. Insbesondere bei Zellulartelekommunikationen werden Mikrowellenresonatoren in Mikrowellenfiltern, Multiplexem und Leistungskombinationsnetzwerken verwendet.
• Es sind Mikrowellenhohlraumresonatoren bekannt, die ein elektrisch leitfähiges Gehäuse enthalten, das einen Resonanzhohlraum definiert, der stehende Wellen bei Mikrowellenfrequenzen (typischerweise in der Größenordnung von 1 GHz) unterstützt. Es ist schwierig, solche bekannten Resonatoren kompakt zu konstruieren, was ein wesentlicher Nachteil auf dem Gebiet der Zellularkommunikation ist, bei der es wünschenswert ist, die physikalische Größe des Geräts so weit wie möglich zu reduzieren.
• Es sind dielektrische Resonatoren bekannt, die kompakter als die oben angegebenen Hohlraumresonatoren konstruiert werden können. Solche Resonatoren weisen im allgemeinen einen zylindrischen elektrischen Hohlleiter auf, der einen Hohlraum definiert, der ein relativ kleineres zylindrisches Dielektrikum enthält, das koaxial und symmetrisch im Hohlraum angeordnet ist. Der Resonator besitzt eine Resonanzfrequenz im Mikrowellenfrequenzbereich für Signale, die in einer Richtung parallel zu den Zylinderachsen übertragenen werden.
• Die EP 0 064 799 beschreibt ein dielektrisches Doppelmodus-Hohlraumfilter. Das Filter enthält eine Anzahl von Resonatoren mit einem kreiszylinderförmigen Resonatorelement, das in einem Hohlraum befestigt ist, der durch eine Länge des kreiszylinderförmigen Hohlleiters gebildet ist. Das Material der Resonatorelemente besitzt eine hohe Dielektrizitätskonstante, um so die physikalische Größe des Resonators im Vergleich zu "leeren" Hohlraumresonatoren zu verringern, und die Geometrie des Resonators ist derart, dass sie bei Betrieb einen Hybrid-Modus HE&sub1;&sub1;&sub1; unterstützt.
• Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung versuchen, einen dielektrischen Resonator vorzusehen, der im Vergleich zu den oben beschriebenen vorbekannten Resonatoren kompakter aufgebaut werden kann.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Mikrowellenfrequenzresonator vorgesehen, wobei der Resonator einen elektrischen Hohlleiter, der einen Resonanzhohlraum definiert, und ein im wesentlichen kubisches Element, das im Hohlraum angeordnet ist und eine im Vergleich zu dem übrigen Hohlraum hohe Dielektrizitätskonstante besitzt, aufweist, so dass der Resonator bei Betrieb drei entartete Resonanzmoden unterstützt.
• Vorzugsweise ist der Resonator so konfiguriert, dass er eine TE11-Deltamodusresonanz unterstützt.
• Durch Vorsehen eines im wesentlichen kubischen Elements hat dies den Vorteil, dass der Resonanzhohlraum im Gegensatz zu einer einzelnen Richtung im Fall des obengenannten vorbekannten dielektrischen Resonators Resonanzen entsprechend den in drei zueinander orthogonalen Richtungen laufenden Mikrowellen (und mit der gleichen Resonanzfrequenz), d. h. entsprechend parallel zu den Seiten des kubischen Elements laufenden Mikrowellen unterstützen kann. Dies sieht seinerseits den Vorteil vor, dass etwa dreimal so viele Resonanzen je Einheitsvolumen erzielt werden können, wie im Fall des vorbekannten dielektrischen Resonators, was einen besonders kompakten Aufbau des Resonators ermöglicht.
• In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das im wesentlichen kubische Element aus keramischem Material konstruiert und der übrige Hohlraum enthält Luft.
• Das keramische Material kann ZTS sein.
• Der Resonator weist vorzugsweise femer eine Kupplungseinrichtung auf, um Resonatormoden des Resonators miteinander zu koppeln, die Mikrowellen entsprechen, die über den Hohlraum in zueinander orthogonalen Richtungen propagieren.
• In einem bevorzugtem Ausführungsbeispiel weist die Kupplungseinrichtung wenigstens eine elektrisch leitende Schleife mit Enden auf, die mit dem elektrischen Hohlleiter verbunden sind, wobei die oder jede Schleife in einer jeweiligen Ebene liegt, die im wesentlichen in einem Winkel von 45º zu einer Stirnseite des im wesentlichen kubischen Elements ausgerichtet ist.
• Der Resonator kann weiter eine Signaleingabeeinrichtung zum Eingeben von elektrischen Signalen in den Resonator aufweisen.
• In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Verbindungseinrichtung eine Schleife eines elektrischen Leiters auf, der an seinem einen Ende mit dem elektrischen Hohlleiter verbunden und so gestaltet ist, dass er mit seinem anderen Ende mit einem Koaxialkabel verbindbar ist.
• Der Resonator weist vorzugsweise femer eine Abstimmeinrichtung zum Abstimmen der oder jeder Resonanzfrequenz des Resonators auf.
• Die Abstimmeinrichtung kann wenigstens ein Abstimmelement aus einem Material, das eine im Vergleich zu dem übrigen Hohlraum hohe Dielektrizitätskonstante besitzt, und eine Einstelleinrichtung zum Einstellen des Abstandes zwischen dem Abstimmelement und dem im wesentlichen kubischen Element aufweisen.
• Das Abstimmelement kann eine Scheibe des gleichen Materials wie das im wesentlichen kubische Element aufweisen, die mit dem elektrischen Hohlleiter mittels eines elektrischen Isolators verbunden ist.
• In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Hohlraum im wesentlichen kubisch und das im wesentlichen kubische Element ist in dem Hohlraum so angeordnet, dass seine Seiten im wesentlichen parallel zu den benachbarten Seiten des elektrischen Hohlleiters verlaufen.
• Der Resonator weist vorzugsweise femer eine Stützeinrichtung zum Tragen des im wesentlichen kubischen Elements im Hohlraum auf.
• In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die Stützeinrichtung ein erstes dielektrisches Element auf, das zwischen einer Seite des im wesentlichen kubischen Elements und der benachbarten Seite des elektrischen Hohlleiters angeordnet ist.
• Die Stützeinrichtung weist vorzugsweise femer ein zweites Stützelement auf, das zwischen einer Seite des im wesentlichen kubischen Elements und der benachbarten Seite des elektrischen Hohlleiters und auf einer dem ersten Stützelement gegenüberliegenden Seite des im wesentlichen kubischen Elements angeordnet ist.
• Die Stützeinrichtung kann weiter eine Druckeinrichtung zum Platzieren des im wesentlichen kubischen Elements unter Kompression zwischen das erste und das zweite Stützelement aufweisen.
• Das erste und/oder das zweite Stützelement sind vorzugsweise im wesentlichen aus Aluminiumoxid gebildet.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Mikrowellenfrequenz-Bandpassfilter vorgesehen, wobei das Filter eine Signaleingabeeinrichtung zum Eingeben von elektrischen Signalen in das Filter, eine Signalausgabeeinrichtung zum Ausgeben von elektrischen Signalen aus dem Filter, und wenigstens einen wie oben definierten Resonator, der zwischen der Signaleingabeeinrichtung und der Signalausgabeeinrichtung geschaltet ist, aufweist.
• Das Filter kann mehrere der elektrisch miteinander gekoppelten Resonatoren aufweisen.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Mikrowellenfrequenz-Bandsperrfilter vorgesehen, wobei das Filter einen 3 dB-Hybrid und ein wie oben definiertes Bandpassfilter, das zwischen einem ersten Paar Anschlüssen des Hybrids so geschaltet ist, dass das Übertragungsverhalten zwischen einem zweiten Paar Anschlüssen des Hybrids den Reflexionskoeffizienten des Bandpassfilters darstellt, aufweist.
• In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Impedanz des geradzahligen Modus des Bandpassfilters mit einem Anschluss des ersten Paares verbunden, und die Impedanz des ungeradzahligen Modus des Bandpassfilters ist mit dem anderen Anschluss des ersten Paares verbunden.
• Der Hybrid kann einen Mikrostreifenkoppler aufweisen.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Mikrowellenfrequenz-Leistungskombinierer vorgesehen, wobei der Kombinierer eine Verstärkereinrichtung zum Eingegeben mehrerer elektrischer Signale mit unterschiedlichen Frequenzen in wenigstens einen wie oben definierten Resonator sowie eine Ausgabeeinrichtung zum Ausgeben von elektrischen Signalen aus dem oder jedem Resonator zu einer Mikrowellenfrequenzantenne aufweist.
• Zum besseren Verständnis der Erfindung werden bevorzugte Ausführungsbeispiele davon nun nur beispielhaft und nicht-einschränkend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben. Darin zeigen:
• Fig. 1 eine schematische Seitenansicht eines dielektrischen Mikrowellenresonators der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 2 eine schematische Seitenansicht des Resonators von Fig. 1 in der Richtung des Pfeils A in Fig. 1;
• Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Ungefähr-Äquivalent-Schaltung des Resonators von Fig. 1 und 2;
• Fig. 4 eine schematische Darstellung eines Bandpassfilters gemäß der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 5a eine schematische Darstellung eines ersten Ausführungsbeispiels eines Bandsperrfilters gemäß der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 5b eine schematische Darstellung eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Bandsperrfilters gemäß der vorliegenden Erfindung;
• Fig. 6 eine schematische Darstellung eines herkömmlichen Leistungskombinierers; und
• Fig. 7 eine schematische Darstellung eines Leistungskombinierers gemäß der vorliegenden Erfindung.
• Bezug nehmend auf Fig. 1 weist ein dielektrischer Mikrowellenresonator 1 einen im allgemeinen kubischen elektrischen Hohlleiter 2 einer Seitenlänge von 115 mm auf, der einen Resonanzhohlraum definiert. Ein im allgemeinen kubisches Element 3 eines verlustarmen Keramikmaterials mit hoher Dielektrizitätskonstante ZTS einer Seitenlänge von 52 mm ist derart in dem Hohlraum angeordnet, dass die Seiten des kubischen Elements 3 im allgemeinen parallel zu den benachbarten Seiten des Hohlleiters 2 liegen. Es ist für den Fachmann selbstverständlich, dass ZTS eine Dielektrizitätskonstante von etwa εR = 40 und eine Verlustziffer von etwa tan δ = 4 · 10&supmin;&sup5; bei einer Frequenz von 900 MHz besitzt.
• Das kubische Element 3 wird durch einen unteren Hohlzylinder 4 aus Aluminiumoxid getragen, das typischerweise eine Dielektrizitätskonstante von etwa 10 aufweist, und ein oberer Hohlzylinder 5 aus Aluminiumoxid und eine Federscheibe 6 sind zwischen einer Oberseite des kubischen Elements 3 und dem oberen Ende des Hohlraums derart angeordnet, dass die Federscheibe 6 durch die Oberseite des Leiters 2 zusammengedrückt wird, wobei die Oberseite 7 als entfernbarer Deckel dient. Die Hohlzylinder 4, 5 sind mit Einschnitten (nicht dargestellt) versehen, die mit entsprechenden Vorsprüngen an den Innenseiten des Hohlleiters 2 zusammenwirken, um eine korrekte Orientierung des kubischen Element im Hohlraum zu unterstützen, so dass die Seiten des kubischen Elements 3 parallel zu den benachbarten Seiten des Hohlleiters 2 verlaufen.
• Eine Scheibe 8 aus ZTS ist an der Oberseite 7 des Hohlleiters 2 mittels einer elektrisch isolierenden Schraube 9 aus Kunststoffmaterial derart befestigt, dass der Abstand d zwischen der Scheibe 9 und der Oberseite des kubischen Elements 3 eingestellt werden kann. Dies ermöglicht seinerseits eine Einstellung der Resonanzfrequenz des Resonators 1.
• Der Resonator 1 unterstützt drei Resonanzen, die Mikrowellen entsprechen, welche den Hohlraum in drei zueinander orthogonalen Richtungen durchlaufen, welche im allgemeinen parallel zu jeder Seite des Hohlleiters 2 und des kubischen Elements 3 sind. Um die drei Resonanzen miteinander zu koppeln, sind eine oder mehr Drahtschleifen 10 an einer jeweiligen Innenseite des Leiters 2 angebracht und verlaufen in einer jeweiligen Ebene im allgemeinen senkrecht zu der Oberfläche. Jede der Schleifen 10 ist in einem Winkel von etwa 45º zu den Innenseiten des Leiters 2 angeordnet, die zu der Oberfläche, an welcher die Schleife 10 angebracht ist, senkrecht stehen. Die Enden jeder Schleife 10 sind mit der Oberfläche des Hohlleiters 2 verbunden, welche geerdet ist.
• Eine weitere Drahtschleife 11 ist mit einem Ende eines Koaxialleiters 12 und an dem anderen Ende mit dem geerdeten Metallgehäuse 2 des Hohlraums verbunden, um eine Eingabe von Signalen in den Resonator 1 mittels der Schleife 11, die in das Magnetfeld im Hohlraum einkoppelt, zu ermöglichen.
• Die Funktionsweise des in Fig. 1 und 2 dargestellten Resonators wird nun anhand von Fig. 3 erläutert. Eine ungefähre Erläuterung der Funktionsweise des Resonators kann durch Betrachten der Mikrowellenausbreitung in eine Richtung parallel zu einer der Seiten des kubischen Elements 3 (z. B. der z-Richtung) vorgesehen werden. Wegen des symmetrischen Aufbaus des Resonators 1 wird ein identisches Verhalten in der x- und der y-Richtung beobachtet.
• Es wird angenommen, dass der Quergrenzzustand an das Dielektrikum, welches das kubische Element 3 bildet, ein perfekter, das Dielektrikum umgebender magnetischer Leiter ist. Diese Annahme ist möglich wegen der großen Veränderung der Dielektrizitätskonstante an der Luft/Dielektrikum-Schnittstelle an der Seite des kubischen Elements 3. Als Ergebnis kann angenommen werden, dass für in die z-Richtung propagierende Signale der dielektrische Bereich als ein dielektrischer Hohlleiter von quadratischem Querschnitt dargestellt werden kann, in dem Signale propagieren (d. h. über der Grenzfrequenz liegen). Außerhalb des dielektrischen Bereiches sind die Felder als Ergebnis der Abwesenheit des Dielektrikums gedämpft (d. h. abgeschnitten) und die magnetischen Wände können zu dem Hohlleiter 2 verlängert werden. Die Bereiche außerhalb des dielektrischen Elements 3 können deshalb als Abschnitte eines abgeschnittenen quadratischen Hohlleiters, der in Kurzschlüssen endet, dargestellt werden, wie in Fig. 3 gezeigt. Diese Äquivalentschaltung kann einfach analysiert werden.
• Demgemäß ist es für einen Fachmann selbstverständlich, dass für einen TE-Modus in dem dielektrischen Bereich, da der Grenzzustand der eines perfekten magnetischen Leiters ist, das tangentiale Magnetfeld an der Kante des Dielektrikums Null wird. Als Ergebnis
• Der niedrigste Ausbreitungsmodus ist der TE11-Modus, und die Ausbreitungskonstante innerhalb des dielektrischen Bereichs ist gegeben durch
• und außerhalb des dielektrischen Bereichs ist die Ausbreitungskonstante gegeben durch
• Die charakteristische Impedanz innerhalb des dielektrischen Bereichs ist gegeben durch
• und außerhalb des dielektrischen Bereichs gegeben durch
• Analysieren dieser Anordnung für die Resonanz gibt die Bedingung
• Dies ist die Resonanzgleichung für eine TE11-Deltamodusresonanz und kann aus den vorherigen Gleichungen gelöst werden, wenn εR und γ jeweils 1 sind.
• Der Resonator 1 mit den oben unter Bezugnahme auf die Fig. 1 und 2 beschriebenen Maßen unterstützt drei Resonanzen bei 850 MHz, von denen jede einen Q-Faktor von 25.000 hat. Demgemäß kann der oben beschriebene Resonator 1 in einer viel kompakteren Weise als ein vorbekannter dielektrischer Resonator mit ähnlicher Leistung aufgebaut werden.
• Bezug nehmend nun auf Fig. 4, in welcher Teile gemeinsam mit dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 bis 3 durch gleiche Bezugsziffern bezeichnet sind, ist ein Bandpassfilter 20 aus einer Reihenschalung von Tripeln von Resonatoren 21 aufgebaut. Jedes der Tripel 21 von miteinander verbundenen Resonatoren ist unter Verwendung eines Resonators 1 des Ausführungsbeispiels der Fig. 1 bis 3 realisiert und ist in Wirklichkeit eine Kettenschaltung dritten Grades mit einer einzelnen nicht-angrenzenden Resonatorkupplung. Die nicht-angrenzende Kupplung ermöglicht eine Platzierung einer Null-Übertragung an jeder Seite des Filterdurchlassbereiches.
• Das Filter 20 ist durch Hintereinanderschalten der Resonatoren 1 mittels Kupplungen 22 gebildet, welche einen einzelnen Modus in einem Resonator 1 mit einem weiteren Modus in einem anderen Resonator 1 koppeln. Das Filter 20 ist auch mit einer Eingangskupplung 12 versehen, die eine koaxiale Kupplung wie in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 bis 3 sein kann, und einer Ausgangskupplung 23 versehen.
• Fig. 5a zeigt ein Bandsperrfilter 30 mit einem 3 dB-90º-Hybrid 31 mit vier Anschlüssen, der ein herkömmlicher Zweigleitungs-Mikrostreifenkoppler sein kann. Ein Bandpassfilter 20, wie es in Fig. 4 gezeigt ist, ist über die Anschlüsse 3 und 4 des Hybrids 31 angeschlossen, und das Übertragungsverhalten zwischen den Anschlüssen 1 und 2 des Hybrids 31 stellt dann den Reflexionskoeffizienten des Bandpassfilters 20 dar, so dass ein Bandsperrfilterverhalten erzielt wird.
• Bezug nehmend auf Fig. 5b ist das Bandsperrfilter 30 von Fig. 5a durch Verbinden der Impedanz des geradzahligen Modus des Bandpassfilters 20 mit dem Anschluss 3 des Hybrids 31 und der Impedanz des ungeradzahligen Modus des Bandpassfilters 20 mit dem Anschluss 4 vereinfacht. Zum Beispiel werden für ein Netzwerk 6. Grades Ze und Zo (den geradzahligen bzw. den ungeradzahligen Modus darstellend) Dreifachmodusresonatoren 1, wie anhand der Fig. 1 bis 3 beschrieben, die abgestimmt sind, um die Eingangsimpedanz des geradzahligen oder des ungeradzahligen Modus zu erzeugen.
• Fig. 6 zeigt einen herkömmlichen Mikrowellenleistungskombinierer, dessen typische Anwendung in der Addition der Ausgangssignale von Leistungsverstärkern 41 über jeweilige Resonatoren 42 in einen gemeinsamen Antennenanschluss 43 besteht. Wie für den Fachmann ersichtlich, muss jeder Verstärker 41 Signale einer unterschiedlichen Trägerwellenfrequenz F1 bis Fn ausgeben und der Kombinierer 40 muss deshalb zwischen den Kanälen eine Isolierung besitzen. Einzelmodusresonatoren 42 werden üblicherweise für diesen Zweck verwendet, und da auf dem Gebiet der Zellularkommunikation solche Kombinierer bis zu 30 Kanäle haben können, wird die physikalische Größe des Kombinierers 40 leicht groß.
• Bezug nehmend nun auf Fig. 7, welche einen Mikrowellenleistungskombinierer 50 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, sind Gruppen von drei Resonatoren 42 der Anordnung von Fig. 6 durch jeweilige Resonatoren 1 des Ausführungsbeispiels der Fig. 1 bis 3 ersetzt. Eingangsanschlüsse 51 sind an drei orthogonalen Seiten des Resonators vorgesehen. Ein Ausgangsanschluss 52 ist an einer Ecke des Resonanzhohlraums vorgesehen (wo eine dreifache Symmetrie existiert und wo deshalb jeder Modus gleich kombiniert werden kann), aus dem Ausgangssignale aus dem Kombinierer 50 entnommen werden können. Als Ergebnis wird eine etwa dreifache Reduzierung der physikalischen Größe des Kombinierers 50 mit dem Kombinierer 40 von Fig. 6 erzielt.

Claims (23)

1. Mikrowellenfrequenzresonator (1), wobei der Resonator einen elektrischen Hohlleiter (2), der einen Resonanzhohlraum definiert, und ein im wesentlichen kubisches Element (3), das in dem Hohlraum angeordnet ist und eine im Vergleich zum übrigen Hohlraum hohe Dielektrizitätskonstante besitzt, so dass der Resonator im Betrieb drei entartete Resonanzmoden unterstützt, aufweist.

2. Resonator nach Anspruch 1, bei welchem der Resonator (1) so ausgebildet ist, dass er eine TE11-Deltamodusresonanz unterstützt.

3. Resonator nach Anspruch 1, bei welchem das im wesentlichen kubische Element (3) aus keramischem Material konstruiert ist und der übrige Hohlraum Luft enthält.

4. Resonator nach Anspruch 3, bei welchem das keramische Material ZTS ist.

5. Resonator nach einem der vorherigen Ansprüche, femer mit einer Kupplungseinrichtung (10), um Resonatormoden des Resonators miteinander zu koppeln, welche Mikrowellen entsprechen, die über den Hohlraum in zueinander orthogonalen Richtungen propagieren.

6. Resonator nach Anspruch 5, bei welchem die Kupplungseinrichtung wenigstens eine elektrisch leitende Schleife (10) mit Enden aufweist, die mit dem elektrischen Hohlleiter verbunden sind, wobei die oder jede Schleife in einer jeweiligen Ebene liegt, die in im wesentlichen 45º zu einer Stirnseite des im wesentlichen kubischen Elements ausgerichtet ist.

7. Resonator nach einem der vorherigen Ansprüche, femer mit einer Signaleingabeeinrichtung (11) zum Eingeben von elektrischen Signalen in den Resonator.

8. Resonator nach Anspruch 7, bei welchem die Verbindungseinrichtung eine Schleife eines elektrischen Leiters (11) aufweist, der an seinem einen Ende mit dem elektrischen Hohlleiter verbunden und so gestaltet ist, dass er mit seinem anderen Ende (12) mit einem Koaxialkabel verbindbar ist.

9. Resonator nach einem der vorherigen Ansprüche, femer mit einer Abstimmeinrichtung zum Abstimmen der oder jeder Resonanzfrequenz des Resonators.

10. Resonator nach Anspruch 9, bei welchem die Abstimmeinrichtung wenigstens ein Abstimmelement (8) aus einem Material, das eine Dielektrizitätskonstante besitzt, die im Vergleich zum übrigen Hohlraum hoch ist, und eine Einstelleinrichtung (9) zum Einstellen des Abstandes zwischen dem Abstimmelement und dem im wesentlichen kubischen Element aufweist.

11. Resonator nach Anspruch 10, bei welchem das Abstimmelement (8) eine Scheibe aus dem gleichen Material wie das im wesentlichen kubische Element aufweist, die mit dem elektrischen Hohlleiter durch einen elektrischen Isolator (9) verbunden ist.

12. Resonator nach einem der vorherigen Ansprüche, bei welchem der Hohlraum im wesentlichen kubisch ist und das im wesentlichen kubische Element (3) so in dem Hohlraum angeordnet ist, dass seine Seiten im wesentlichen parallel zu den benachbarten Seiten des elektrischen Hohlleiters verlaufen.

13. Resonator nach einem der vorherigen Ansprüche, femer mit einer Stützeinrichtung (4, 5) zum Tragen des im wesentlichen kubischen Elements (3) in dem Hohlraum.

14. Resonator nach Anspruch 13, bei welchem die Stützeinrichtung ein erstes dielektrisches Element (4) aufweist, das zwischen einer Seite des im wesentlichen kubischen Elements und der benachbarten Seite des elektrischen Hohlleiters angeordnet ist.

15. Resonator nach Anspruch 14, bei welchem die Stützeinrichtung femer ein zweites Stützelement (5) aufweist, das zwischen einer Seite des im wesentlichen kubischen Elements und der benachbarten Seite des elektrischen Hohlleiters und auf einer dem ersten Stützelement (4) gegenüberliegenden Seite des im wesentlichen kubischen Elements angeordnet ist.

16. Resonator nach Anspruch 15, bei welchem die Stützeinrichtung femer eine Druckeinrichtung (6) zum Platzieren des im wesentlichen kubischen Elements unter Kompression zwischen das erste und das zweite Stützelement aufweist.

17. Resonator nach Anspruch 14 bis 16, bei welchem das erste und/oder das zweite Stützelement im wesentlichen aus Aluminiumoxid gebildet sind.

18. Mikrowellenfrequenz-Bandpassfilter (20), wobei das Filter eine Signaleingabeeinrichtung (12) zum Eingeben von elektrischen Signalen in das Filter, eine Signalausgabeeinrichtung (23) zum Ausgeben von elektrischen Signalen aus dem Filter, und wenigstens einen Resonator gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, der zwischen die Signaleingabeeinrichtung und die Signalausgabeeinrichtung geschaltet ist, aufweist.

19. Filter nach Anspruch 18, mit mehreren der elektrisch miteinander gekoppelten Resonatoren.

20. Mikrowellenfrequenz-Bandsperrfilter (30), wobei das Filter ein 3 dB-Hybrid (31) und ein Bandpassfilter (20) nach Anspruch 18 oder 19, das zwischen ein erstes Paar von Anschlüssen (3, 4) des Hybrids so geschaltet ist, dass das Übertragungsverhalten zwischen einem zweiten Paar Anschlüssen (1, 2) des Hybrids den Reflexionskoeffizienten des Bandpassfilters (20) darstellt, aufweist.

21. Filter nach Anspruch 19, bei welchem die Impedanz des geradzahligen Modus (Ze) des Bandpassfilters des mit einem Anschluss des ersten Paares und die Impedanz des ungeradzahligen Modus (Zo) des Bandpassfilters mit dem anderen Anschluss des ersten Paares verbunden ist.

22. Filter nach Anspruch 20 oder 21, bei welchem der Hybrid (31) einen Mikrostreifenkoppler aufweist.

23. Mikrowellenfrequenz-Leistungskombinierer (50) wobei der Kombinierer eine Verstärkereinrichtung zum Eingeben mehrerer elektrischer Signale mit unterschiedlichen Frequenzen in wenigstens einen Resonator nach einem der Ansprüche 1 bis 17 sowie eine Ausgabeeinrichtung (52) zum Ausgeben von elektrischen Signalen aus dem oder jedem Resonator (1) zu einer Mikrowellenfrequenzantenne aufweist.