DE69534707T2

DE69534707T2 - Kommunikationsvorrichtung zur Signalübertragung auf einem Energieübertragungsnetz

Info

Publication number: DE69534707T2
Application number: DE69534707T
Authority: DE
Inventors: Paul A. Kendal Brown
Original assignee: Amperion Inc
Current assignee: Amperion Inc
Priority date: 1994-04-21
Filing date: 1995-04-20
Publication date: 2006-10-05
Anticipated expiration: 2015-04-21
Also published as: HK1018368A1; BG100994A; NZ284119A; JPH09512394A; NO964432D0; FI964232A0; HUT76007A; GB2302783B; WO1995029537A1; DE69534707D1; FI964232A; HU9602772D0; DE69522215D1; EP0913955B8; EP0913955A3; CZ305896A3; PT913955E; MX9604962A; BR9507402A; EP0913955B1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren der Signaleinspeisung, Übertragung, Verbindung (Abschluss) und Detektion sowie ein Energieübertragungsnetzwerk, d. h. ein Elektrizitätsnetzverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerk, sowie ein Filter dafür. Im Besonderen betrifft sie die Verwendung von Elektrizitätsnetz-Netzwerken und/oder -Leitungen für Telekommunikationsübertragungen (z. B. Sprache, Daten, Bilder und/oder Videos).
In Großbritannien ist es üblich, ein Stromnetz für 33 kV und darüber als "Übertragungsnetz" (transmission network) und eines für unter 33 kV als "Verteilernetz" (distribution network) zu bezeichnen. In dieser Beschreibung wird normalerweise der Terminus "Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk" verwendet, die allgemeinen Bezugnahmen auf Energienetzwerke und die Übertragung von Signalen sind aber so zu verstehen, als dass sie auf alle derartigen Netzwerke anwendbar sind.
Üblicherweise wurden Telekommunikationssignale in unabhängigen Netzwerken, z. B. Telefonleitungen, übertragen. In jüngster Zeit aber wurden Bemühungen unternommen, bestehende Elektrizitätsübertragungs- und -verteilernetzwerke für Telekommunikationsdienste zu verwenden, um Telekommunikationsdienste für Wohn- und Gewerbegebäude zu vereinfachen und deren Effizienz zu verbessern.
Es ist bekannt, oberirdische (Luft-) Elektrizitätsleitungen für die Übertragung zusätzlicher Sprach- und Datensteuersignale zu benutzen. Bei diesen Übertragungen muss aber das Frequenzspektrum einer bestimmten Anwendung zugewiesen und auf diese eingeschränkt sein, um gegenseitige Störungen mit anderen Telekommunikationsdiensten zu verhindern. Zudem ist die Stärke der Signale, die übertragen werden kann, eingeschränkt, da die Stärke der durch die Übertragung erzeugten Strahlung von der Stärke des Signals abhängig ist und diese Strahlung auf einem Minimum beschränkt sein muss.
Derartige Übertragungssignale müssen also leistungsarm sein und innerhalb eines spezifischen, durch ein internationales Übereinkommen für diese Zwecke zugewie senen Frequenzbands liegen, sodass dieser Mechanismus für große Sprach- und/oder Datenübertragungen, bei denen sich die Signale deutlich in das Funkspektrum hinein erstrecken (z. B. 150 kHz und darüber) nicht geeignet ist.
Es ist bekannt, Bandspreizverfahren zu verwenden, um Daten mir Trägerfrequenzen zwischen 6 kHz und 148 kHz in oberirdischen und unterirdischen Elektrizitätsnetzen zu übertragen. Auch hier sind die Nachteile dieses zugewiesenen Frequenzbands die geringen Datenraten und die geringen Verkehrsleistungen aufgrund der Rauscheigenschaften der Elektrizitätsleitung. Durch das eingeschränkte Spektrum, das zur Verfügung steht, und die hohen Rauschpegel, die vorliegen, können Breitband-Telekommunikationssignale nicht gesendet werden.
Obwohl Abhandlungen, etwa jene von J.R. Formby und R.N. Adams ("The Mains Network as a High Frequency Signalling Medium", The Electricity Council, Januar 1970), das Kommunikationspotential der Nieder- und Mittelspannungsnetze hervorstrichen, wurden dahingehend keine weiteren Bemühungen unternommen. Auch heute noch, mit den Möglichkeiten der Fernzählerablesung und der selektiven Lastregelung, neigen Lösungen dazu, Verfahren wie die Telefonie und die Funkübertragung zu nutzen und meiden die Nutzung des Elektrizitätsnetzes.
Es wurden einige Ideen präsentiert, aber nur wenige wurden über die Theorie hinausgehend weiterverfolgt, da das Elektrizitätsnetz eine raue Umgebung darstellt. Die Probleme, die es zu überwinden gilt, umfassen das Elektrorauschen (sowohl das konstante Hintergrundrauschen als auch Stoßspitzen) und die starke Dämpfung von Hochfrequenzsignalen durch den Skin- und den Nahwirkungseffekt.
Formby und Adams schlugen die Verwendung von Frequenzen im Bereich von 80 bis 100 kHz vor. 100 kHz wurde als Höchstwert empfohlen, da die Theorie Grund zur Annahme bot, dass höhere Frequenzen einer übermäßigen Dämpfung unterliegen würden. Andere Abhandlungen empfahlen einen Höchstwert von 150 kHz, da abgestrahlte Signale mit mehr als 150 kHz Rundfunksignale stören würden.
Eine weitere Situation, in der Netzleitungen auch für die Übertragung von Sprach- und Datensignalen verwendet werden, ist die Elektrizitätsverdrahtung innerhalb von Gebäuden. In solchen Konfigurationen wird die interne 240-V-Netzverdrahtung für die Datenübertragung mit einer passenden Filtervorrichtung zum Hinzufügen und Trennen von Datensignalen zu bzw. von Energiesignalen verwendet. Zudem kann ein Filter, etwa das Emlux-Filter, das in der europäischen Patentanmeldung Nr. 141673 beschrieben wird, bereitgestellt sein, um zu verhindern, dass Datensignale das Gebäude verlassen und in das Energieversorgungsnetzwerk außerhalb des Gebäudes eindringen. Das beschriebene Emlux-Filter besteht aus einem abgestimmten Ferritring, der wirksam als Bandsperrfilter arbeitet. Um wirksam zu sein, muss das Bandsperrfilter eine schmale Bandbreite aufweisen und ist deshalb nicht für die Verwendung bei der Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung geeignet, da eine große Anzahl derartiger Bandsperrfilter erforderlich wäre.
Ein weiteres Problem bei der Sendung von Telekommunikationssignalen in einem Energienetz-Netzwerk liegt in der Bestimmung einer geeigneten Technik oder eines geeignetes Protokolls für die Übertragung dieser Signale. Da Energienetzwerke typischerweise Fernleitungs-/Nebenstellen-Mehrpunkt-" und/oder "Punkt-zu- Mehrpunkt" Netzwerke sind, können zahlreiche verschiedene Fortpflanzungswege und Reflexionspunkte vorliegen, wenn ein Signal entlang dem Netzwerk übertragen wird. Dies führt zu den Laufzeitunterschieden des Signals, die als "Delay Spread" bezeichnet werden, das heißt, das Signal verteilt sich über die Zeit und verschmiert, da es verschiedenen Fortpflanzungswegen im Netzwerk folgt. Eine typische Laufzeitverzögerung liegt im Bereich von 5 μs und muss berücksichtigt werden, wenn die Datenübertragungsrate bestimmt wird.
Die WO 93/07693 zeigt ein Verfahren und ein System für gleichzeitige Mehrfachzugriffs-Telefonkommunikationen im Duplexbetrieb über die Elektrizitätsleitungen eines Gebäudes. Die US 5066939 beschreibt ein Informationsträgerkommunikationssystem auf Elektrizitätsleitungen für die Übertragung von HF-Signalen über die Elektrizitätsleitungen innerhalb eines Gebäudes.
Die vorliegende Erfindung hat zum Ziel, ein Übertragungsnetzwerk bereitzustellen, das einige oder alle oben aufgeführten Probleme mindert.
Dementsprechend stellt die Erfindung in einem ersten Aspekt eine Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1 bereit.
Eine Palette verschiedenster Übertragungstechniken steht zur Verwendung mit Elektrizitätsenergieleitungskommunikationen zur Verfügung, die jeweils verschiedene Modulationsverfahren verwenden, einschließlich Zeit-, Frequenz- und Codemultiplexverfahren. Es wurde ermittelt, dass das Spreizverfahren von sich aus sicher ist und gute Störunterdrückungseigenschaften aufweist. Diese Eigenschaften werden unter Verwendung einer großen Bandbreite erzielt und erfordern somit die Entwicklung eines speziellen Filters,
Modulationsverfahren umfassen Amplitude, Frequenz, Phase; Einseiten-, Zweiseiten- und Restseitenband, Impulslage, Breite und Amplitude; Frequenzumtastung (FSK), Gauß-Filter-FSK (GSK), Gauß-Minimalfilterumtastung (GMSK), Vierphasenumtastung (QPSK), orthogonale Vierphasenumtastung (OQPSK), Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM), Pi/4-QPSK usw.
Eine große Anzahl an standardmäßigen schnurlosen, mobilen und zellularen Funktelefonkommunikationstechniken kann für die Durchführung der Signalübertragung in einem angepassten Netzwerk geeignet sein.
Vorzugsweise ist das Netzwerk geeignet, um das Signal unter Verwendung von einem oder mehreren der folgenden schnurlosen Fernsprechtechniken und/oder -standards zu übertragen: CTO, CT1 und CT2, AMPS, DECT (Digital Europen Cordless Telephone Standard), IS-54, IS-95, GSM, Q-CDMA, R-CDMA, UB-PCS, PHS, PACS, TACS, ENTACS, NMT450, NMT900, C-450, RTMS, Radicom 2000, NTJ, JTACS & NTACS, DCS 1800 usw.
Als besonders vorteilhafter Telekommunikationsstandard hat sich der CT2-Standard erwiesen. Bei normaler Verwendung sendet und empfängt die CT2-Anlage aber im Hochfrequenzbereich von etwa 866 MHz. Dementsprechend umfasst das Netzwerk gegebenenfalls Frequenzumwandlungsmittel zur Abwärtsumsetzung der Frequenz des Signals in eine Frequenz, die für die Ausbreitung im Netzwerk besser geeignet ist.
CT2 ist ein digitaler Übertragungsstandard, und die Anwendung eines solchen Standards ermöglicht die Frequenzumsetzung und Erneuerung des Signals an erforderlichen Punkten im Netzwerk, wodurch die Dienste auf einen beliebigen oder auf alle Abschnitte eines Netzwerks unabhängig von der Gesamtdämpfung im Netzwerk, die über Gesamtstrecke dessen auftritt, ausgeweitet werden können.
Ein mögliches Problem bei der Verwendung des CT2-Standards ist, dass das CT2-Signal für Störungen durch Rauschen anfällig ist. Eine Möglichkeit, dieses Problem zu umgehen, ist die Verwendung eines anderen Standards, nämlich CDMA- (Code Division Multiple Access, d. h. Codemehrfachzugriff) Bandspreizübertragungsverfahren.
Mit CDMA wird das Signal über das Frequenzspektrum gespreizt, wodurch eine Störung in einer bestimmen Frequenz nicht notwendigerweise die Wirksamkeit der im Signal enthaltenen Datenübertragung beeinträchtigt. Außerdem wird zur Übertragung des Signals weniger Leistung benötigt, da das Signal über das Frequenzspektrum gespreizt ist.
Vorteilhafterweise kann die vorliegende Erfindung diese Eigenschaft der CDMA-Übertragung noch weiter nutzen. Demnach können Signale mit relativ schmaler Bandbreite über das CDMA-Signal mit relativ breiter Bandbreite gelegt werden. Das oder die Signale mit schmaler Bandbreite stören zwar das CDMA-Signal in einer bestimmten Frequenz des Signals mit schmaler Bandbreite, doch bleibt das CDMA-Signal in anderen Abschnitten des Frequenzbereichs ohne Störung erhalten. Somit kann eine bewusste "Störung" dem CDMA-Signal hinzugefügt werden. Dies könnte für die Übertragung von Datensignalen mit schmaler Bandbreite über Fernsprechsignale mit relativ breiter Bandbreite eingesetzt werden.
Die Bezeichnung "Trägerfrequenz" bezieht sich auf die unmodulierte Frequenz des Trägersignals und nicht auf die Frequenz des Telekommunikationssignals, sobald dieses moduliert wurde.
Beispielsweise kann in einem 415-V-Netz die Trägerfrequenz vorzugsweise zwischen 1 und 10 MHz liegen, und in einem 11-kV-Netz beispielsweise zwischen z. B. 1 bis 20 MHz, oder möglicherweise 5 bis 60 MHz. Die Frequenz kann bis zu 100erte von MHz betragen, je nach Netz und Anwendung. Beispielsweise kann für kurze Strecken (10 – 20 m) ein Frequenzbereich von z. B. 1 bis 600 MHz oder 1 bis 800 MHz verwendet werden.
Das Energienetzwerk kann eine oder mehrere Phasen umfassen. Vorzugsweise ist das Netzwerk ein Mehrphasennetzwerk, das z. B. eine beliebige oder mehrere aus 2, 3, 4, 5, 6, 7 usw. Phasen umfasst. Verschiedene Abschnitte des Netzwerks können jeweils eine unterschiedliche Anzahl an Phasen umfassen.
Das Netzwerk ist gegebenenfalls typischerweise ein Fernleitungs-/Nebenstellen- (oder Mehrpunkt-zu-Punkt-) Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk.
Vorzugsweise ist das Netzwerk ein unsymmetrisches Netzwerk, d. h. es stellt unsymmetrische Übertragungseigenschaften auf. Das oder die Kabel des Netzwerkes können abgeschirmt oder z. B. mit einem geeigneten Metallmaterial ummantelt sein, das es dem Kabel ermöglicht, als pseudo-koaxiales Element zu arbeiten und ein unsymmetrisches Übertragungsnetzwerk in der Übertragungsfrequenz der vorliegenden Erfindung bereitzustellen.
Vorzugsweise liegt das Übertragungsnetzwerk extern von Gebäuden und Bauten, etwa eines Büros oder Hauses, vor. Im Inneren solcher Gebäude sind die Übertra gungsstrecken typischerweise kurz und daher Dämpfungsverluste relativ unbedeutend.
Vorzugsweise ist das Energienetzwerk ein Hauptenergienetzwerk (z. B. ein oberirisches und/oder unterirdisches Energienetzwerk), das z. B. einen oder alle Abschnitte mit 132 kV, 33 kV, 11 kV, 415 V und 240 V umfasst. Die Sprach- und Datensignale können durch geeignete Detektion, Verstärkung und/oder Erneuerung sowie Wiedereinführung, je nachdem, wann und wo dies notwendig ist, entlang einem beliebigen oder allen Abschnitten des Energienetzwerks übertragen werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind Vollduplexeinrichtungen durch die Verwendung von beispielsweise Frequenz- (FDD-), Zeit- (TDD-) und/oder Codemultiplexverfahren und/oder Mehrfachzugriffverfahren (CDMA) bereitgestellt, d. h. Signale können in allen Richtungen gleichzeitig gesendet und/oder empfangen werden.
Ein Netzwerk gemäß der vorliegenden Erfindung kann für jedwede Sprach- und/oder Datenübertragungszwecke verwendet werden, beispielsweise für die Fernablesung von Elektrizitätszählergeräten, die Fernabwicklung von Bankgeschäften oder Einkäufen, Energieverwaltungssysteme, Telefonie (Sprache), Vermittlungstelefonie, Sicherheitssysteme und/oder interaktive Datendienste, Multimediadienste und Fernsehen.
Gemäß dem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung Kommunikationsvorrichtungen bereit, die zur Verwendung mit einem Elektrizitätsübertragungs- und/oder -verteilernetzwerk geeignet ist, umfassend ein Signalsende- und/oder -empfangsmittel sowie ein Frequenzumwandlungsmittel zum Umwandeln der Frequenz eines vom Signalsende- und/oder -empfangsmittel gesendeten oder empfangenen Signals von einer oder in eine Frequenz, die eine verbesserte Ausbreitung des Signals im Netzwerk erleichtert,
worin das Signalsende- und/oder -empfangsmittel geeignet ist, um gemäß einem Telefoniestandard zu arbeiten, der eine relativ hohe Trägerfrequenz (z. B. 500 MHz – 1 GHz) verwendet, worin das Frequenzumwandlungsmittel zur Umwandlung eines Signals mit der relativ hohen Trägerfrequenz in ein Signal mit einer niedrigeren Trägerfrequenz (z. B. 1 – 60 MHz) und/oder zur Umwandlung eines Signals mit der niedrigeren Trägerfrequenz in ein Signal mit der höheren Trägerfrequenz verwendbar ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist das Signalsende- und/oder -empfangsmittel geeignet, um gemäß dem CT2- oder dem CDMA-Telefonstandard zu arbeiten. Vorzugsweise ist das Frequenzumwandlungsmittel zur Umwandlung der höheren Trägerfrequenz des Signals in einen Wert zwischen 1 und 20 MHz verwendbar.
Typischerweise umfasst das Signalsende- und/oder -empfangsmittel ein Fernsprechgerät, z. B. ein Telefon oder ein Faxgerät.
Die vorliegende Erfindung kann in einem Verfahren zur Signalübertragung verwendet werden, das die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von über etwa ein 1 MHz in ein Elektrizitätsenergieverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerk, das zumindest teilweise extern von eines Gebäudes angeordnet ist, und danach den Empfang des Signals umfasst, wobei das Signal entlang diesem externen Abschnitt des Netzwerks übertragen wird und das Signal unter Verwendung von Zeit-, Frequenz- und Codemultiplexverfahren übertragen wird.
Eine Kommunikationsvorrichtung (hierin in Folge als eine "Netzwerksanpassungseinheit" bezeichnet) zur Verwendung mit dem oben beschriebenen Netzwerk wird ebenfalls beschrieben. Die Netzwerksanpassungseinheit umfasst einen Tiefpassfilterabschnitt oder -abschnitte, um das Elektrizitätsenergieversorgungsnetzsignal mit niedriger Frequenz und hoher Amplitude herauszufiltern, d. h. dieses von dem oder den Elektrizitätsenergieversorgungsnetzsignal(en) zu trennen, und diesem zu ermöglichen, durch die Netzwerksanpassungseinheit hindurchzutreten. Die Einheit umfasst zudem ein Hochpass-Kopplungselement zur Einspeisung und Entfernung von Telekommunikationssignalen in oder aus dem Netzwerk und vorzugsweise ein Abschlusselement mit einer Impedanz, die der charakteristischen Impedanz des Netzwerks an diesem Punkt ähnlich ist.
Die Verwendung einer solchen Einheit gewährleistet, dass die hochfrequenten Telekommunikationssignale die interne Niederspannungsverdrahtung innerhalb von Gebäuden nicht stören und/oder dass die Rauschquellen aus den internen Niederspannungsverdrahtungen der Gebäude die hochfrequenten Telekommunikationssignale, die im externen Elektrizitätsübertragungs- und/oder -verteilernetzwerk nicht stören.
Vorzugsweise sind die variablen elektrischen Belastungseffekte (d. h. die Lastimpedanzen) aller Elemente, die von Zeit zu Zeit an das Netzwerk gekoppelt sind und die elektrische Energie verwenden (d. h. die elektrischen Lasten) von den Kommunikationssignalen des/der Tiefpassfilterelement(e) der Anpassungseinheit(en) isoliert.
Vorzugsweise wird ein elektrisches Filter an der Schnittstelle zwischen dem externen Verteilernetzwerk und dem internen Netzwerk des Gebäudes, d. h. eines Hauses, des Benutzers verwendet, um zu gewährleisten, dass die beiden Signale getrennt sind. Ein solches Filter sollte auf die normale Elektrizitätsversorgung des Hauses minimale Auswirkungen haben.
Das Filterelement der vorliegenden Erfindung, das auf die Reduzierung der in das interne Netzwerk des Benutzergebäudes eindringenden Signale abzielt, verursacht vorzugsweise nicht mehr als 1 V Spannungsabfall, während eine 100-A-Last aus einer 240-V-, 50-Hz-Einphasenquelle versorgt wird.
Vorzugsweise sorgt die Netzwerkanpassungseinheit für die Impedanzanpassung zwischen den Sende-/Empfangsvorrichtungen und dem Energienetzwerk. Zudem trägt die Netzwerkanpassungseinheit gegebenenfalls den vollen Laststrom oder Fehlerstrom mit Netzfrequenzen und gleichzeitig die Sprach- und Datensignale.
Die vorliegende Erfindung kann gegebenenfalls in einem Verfahren der Signalübertragung unter Verwendung eines hierin beschriebenen Netzwerks verwendet werden.
Werden Signale entlang eines Mehrphasen- (z. B. Dreiphasen-) Elektrizitätsenergiekabels übertragen, so kann die Signalausbreitung zwischen allen Phasen und Erde stattfinden. In einem bevorzugten Beispiel wird das Signal zwischen nur einer der Phasen und Erde eingespeist, was auch für die unsymmetrischen Übertragungseigenschaften sorgt, und das Kabel dient als pseudo-koaxiale Übertragungsleitung.
Werden Signale entlang einem Einphasen-Elektrizitätsverteilerdienstkabel übertragen, kann ebenfalls ein pseudo-koaxialer Effekt erzielt werden. Einphasenkabel können typischerweise entweder konzentrisch oder geteilt konzentrisch sein. Im Falle von geteilt konzentrischen Kabeln sind gegebenenfalls Mittel (etwa eine kapazitive Kopplung zwischen den Teilen des geteilt konzentrischen Kabelmantels) bereitgestellt, sodass das Kabel bei der gewünschten Frequenz sich als standardmäßiges konzentrisches Kabel verhält. Somit kann der pseudo-koaxiale Effekt erhalten werden, und das Kabel stellt eine unsymmetrische Übertragungscharakteristik bereit.
Die Netzwerkanpassungseinheit umfasst vorzugsweise ein Tiefpassfilter, das eine Hauptinduktivität umfasst, die zwischen einem Elektrizitätsnetzeingang und einem Elektrizitätsnetzausgang angeordnet ist und an beiden seiner Enden mit einer Signaleingangs-/-ausgangsleitung verbunden ist, die mit dem Elektrizitätsnetzeingang und dem Elektrizitätsnetzausgang parallel geschaltet ist, wobei die beiden Verbindungen einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfassen, von denen jeder eine vorbestimmte, vom Bereich des Frequenzspektrums, das für die Kommunikationszwecke zu verwenden ist, abhängige Kapazität aufweist.
In dieser Anordnung wirkt die Hauptinduktivität, um das Eindringen von Kommunikationssignalen aus der Signaleingangs-/-ausgangsleitung in das Wohn-/Gewerbegebäude zu verhindern. Die Induktivität weist daher vorzugsweise eine hohe Induktivität, etwa von 10 µH bis 200 µH, für Frequenzen 1 MHz und darüber auf, Der erste Kondensator, der den Elektrizitätsnetzeingang und die Signaleingangs-/-ausgangsleitung verbindet, wirkt als Kopplungskondensator, um es Kommunikationssignalen zu ermöglichen, aus der Signaleingangs-/-ausgangsleitung ohne wesentliche Dämpfung durch den selbigen hindurchzutreten, und um alle niederfre quenten Komponenten des Signals mit oder in etwa mit der Elektrizitätsnetz-Speisefrequenz (d. h. 50/60 Hz) zu dämpfen.
Der zweite Kondensator, der den Elektrizitätsnetzausgang und die Signaleingangs-/-ausgangsleitung verbindet, sorgt für eine weitere Dämpfung der Kommunikationssignale und ist über die Signaleingangs-/-ausgangsleitung an Erde gelegt.
Sollte der erste oder der zweite Kondensator ausfallen, so ist jeder der Kondensatoren vorzugsweise mit einer entsprechenden Sicherung ausgestattet, die zwischen dem ersten bzw. dem zweiten Kondensator und der Signaleingangs-/-ausgangsleitung angeordnet ist. Außerdem kann eine zusätzliche Sicherheitsmaßnahme getroffen werden, indem eine zweite Induktivität, die zwischen den Verbindungen zwischen der Signaleingangs-/-ausgangsleitung und dem ersten oder der zweiten Kondensator angeordnet ist, bereitgestellt wird. Diese Induktivität hat keine Auswirkungen auf die Kommunikationsfrequenzsignale, stellt aber einen Weg zur Erde bereit, falls der erste Kondensator einen Fehler aufweist, wodurch die erste Sicherung durchbrennen kann, ohne das Leistungsfrequenzsignal in die Signaleingangs-/-ausgangsleitung zu lassen.
Die Induktivität der Hauptinduktivität hängt vom Material, aus dem sie hergestellt ist, und vom Querschnitt des rund um den Kern gewickelten Drahts ab. Die Induktivität von 10 µH, die zuvor spezifiziert wurde, ist vorzugsweise ein Mindestwert, und durch die Verwendung eines besseren Kernmaterials kann eine höhere Induktivität, etwa in der Größenordnung von 200 µH, erzielt werden. Alternativ dazu können mehrere in Serie geschaltete Induktivitäten verwendet werden.
Der Kopplungskondensator weist vorzugsweise eine Kapazität im Bereich von 0,01 bis 0,50 µF auf, während der zweite Kondensator, der den Elektrizitätsnetzausgang mit der Signaleingangs-/-ausgangsleitung und Erde verbindet, vorzugsweise eine Kapazität im Bereich von 0,001 bis 0,50 µF aufweist.
Die an der Signaleingangs-/-ausgangsleitung bereitgestellte zweite Induktivität weist vorzugsweise eine Mindestinduktivität von etwa 250 µH auf. Diese Induktivität hat somit keine Auswirkungen auf die Kommunikationsfrequenzsignale in der Signaleingangs-/-ausgangsleitung. Die zur Bildung der 250 µH-Induktivität verwendete Leiter sollte eine ausreichende Querschnittsfläche aufweisen, um Fehlerstrom aufzunehmen, sollte der Entkopplungskondensator ausfallen und einen Kurzschluss auszulösen.
Vorzugsweise wird jedwedes unerwünschtes Eigenschwingen in den induktiven oder kapazitiven Elementen vermieden. Mit erhöhter Grenzfrequenz der Anpassungseinheit können die Mindestwerte der Induktivität und der Kapazität proportional gesenkt werden.
In einem bevorzugten Beispiel ist das Filter in einem abgeschirmten Kasten angeordnet, um eine gute Erdung bereitzustellen und die Strahlung der Kommunikationssignale zu verhindern.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die vorliegende Erfindung gegebenenfalls ein Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk mit mehreren Phasen, wobei die Anzahl dieser aus der Liste 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, ...n ausgewählt ist (worin n eine ganze Zahl größer als 9 ist), vorzugsweise aber 1 oder 2 Phasen aufweist, und umfasst Eingangsmittel für die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von mehr als etwa 1 MHz in zumindest einen der Phasenleiter des Netzwerks sowie Ausgangsmittel für die Entfernung dieses Telekommunikationssignals aus zumindest einem anderen Phasenleiter im Netzwerk.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die vorliegende Erfindung gegebenenfalls ein unsymmetrisches Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk, wobei zumindest ein Teil dessen ein ummanteltes Kabel umfasst, wobei das Netzwerk Eingangsmittel für die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von mehr als etwa 1 MHz in das Netzwerk sowie Ausgangsmittel für die Entfernung dieses Telekommunikationssignals aus dem Netzwerk umfasst, wobei das Signal entlang dem Teil des Netzwerks mit dem ummantelten Kabel übertragbar ist.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die vorliegende Erfindung gegebenenfalls ein Fernleitungs-/Nebenstellen-Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk, das Eingangsmittel für die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von mehr als etwa 1 MHz in das Netzwerk sowie Ausgangsmittel für die Entfernung dieses Telekommunikationssignals aus dem Netzwerk umfasst.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die vorliegende Erfindung gegebenenfalls ein Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk, wobei zumindest ein Teil dessen außerhalb eines Gebäudes angeordnet ist, wobei das Netzwerk ein Eingangsmittel für die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von mehr als etwa 1 MHz in das Netzwerk sowie ein Ausgangsmittel für die Entfernung dieses Telekommunikationssignals aus dem Netzwerk umfasst, wobei das Signal entlang besagtem externen Teil des Netzwerks übertragbar ist.
Im Gegensatz zu den Lehren des Standes der Technik ist die Verwendung einer Trägerfrequenz dieser Größenordnung nicht aufgrund der Dämpfungseffekte unpraktikabel, weil bei weniger hohen Frequenzen die Kabel des Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerks pseudo-koaxiale Eigenschaften aufweisen und dadurch die Dämpfung schwächen.
Auf diese Weise können sowohl Sprach- als auch Datensignale mit Trägerfrequenzen von über etwa 1 MHz übertragen werden, wodurch ein größeres Spektrum und eine größere Übertragungskapazität zu Verfügung stehen. Die Trägerfrequenz kann unter 1 MHz, z. B. 800 kHz oder gar nur 600 kHZ betragen, da sie aber reduziert ist, ist auch die Bandbreite reduziert. Eine Vielzahl an Telekommunikationssignalen mit jeweils anderen Trägerfrequenzen kann bereitgestellt werden.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die vorliegende Erfindung gegebenenfalls ein Verfahren zur Signalübertragung, das die Einspeisung eines Telekommunikationssignals mit einer Trägerfrequenz von über etwa ein 1 MHz in zumindest einen Phasenleiter eines Elektrizitätsenergieverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerks und danach den Empfang des Signals von zumindest einem Phasenleiter des Netzwerks umfasst, wobei das Netzwerk mehrere Phasen aufweisen kann, wobei die Anzahl dieser aus der Liste 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, ...n ausgewählt ist (worin n eine ganze Zahl größer als 9 ist), vorzugsweise aber 1 oder 2 Phasen aufweist.
Jede einzelne oder alle der obigen Ausführungsformen können Merkmale umfassen, die an einer anderen Stelle in dieser Beschreibung dargelegt sind.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
1 eine schematische Darstellung eines Teils eines Netzwerks ist, in dem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann;
2 eine schematische Darstellung eines ersten Übertragungssystems für ein Netzwerk gemäß 1 ist;
3 eine schematische Darstellung eines zweiten Übertragungssystems für ein Netzwerk gemäß 1 ist;
4 eine schematische Darstellung eines dritten Übertragungssystems für ein Netzwerk gemäß 1 ist;
5A ein Querschnitt durch ein typisches Dreiphasenkabel ist;
5B ein Schnitt durch ein typisches Koaxialkabel ist;
6 ein erstes Beispiel für eine Netzwerksanpassungseinheit ist;
7 ein zweites Beispiel für eine Netzwerksanpassungseinheit ist;
8 eine Draufsicht auf eine Netzwerksanpassungseinheit gemäß 6 ist;
9 eine Ansicht einer Leiterplatte für die Netzwerksanpassungseinheit aus 8 ist;
10 eine schematische Darstellung einer Netzwerksanpassungseinheit ist;
die 11a und 11b schematische Darstellungen von Netzwerksanpassungseinheiten sind;
die 12A, 12B und 12C Schnittansichten durch ein konzentrisches, geteilt konzentrisches bzw. pseudo-konzentrisches Kabel sind;
13 ein Blockdiagramm für einen Frequenzumwandler gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
14 ein Schaltbild für den Frequenzumwandler aus 13 ist;
15 ein Schaltbild einer Synthesizerschaltung für den Frequenzumwandler aus 14 ist;
16 ein Schaltbild für die Energieversorgung einer CT2-Handapparatschnittstelle gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist;
17 ein Schaltbild einer CT2-Handapparatschnittstelle zur Verwendung mit der Energieversorgung aus 16 ist;
18 ein Schaltbild einer Basisstationsleitungs-Isolationsschaltung zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung ist; und
19 eine schematische Darstellung ist, welche die Verwendung von CDMA-Übertragungsverfahren gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung veranschaulicht.
1 zeigt allgemein ein Netzwerk 40. Netzelektrizität tritt in das Netzwerk aus einer 11-kV-Übertragungsleitung 42 über einen Transformator 44 und in ein 415-V-Dreiphasennetzwerk 46 ein. Das 415-V-Dreiphasennetzwerk wird zu mehreren Orten, etwa zu den Gebäuden 48, geführt. Jedes dieser Gebäude kann gegebenenfalls nur eine Einphasen-Elektrizitätsversorgung oder alternativ dazu gegebenenfalls eine Dreiphasen-Energieversorgung aufnehmen.
Sprach- und Datensignale können an einem Einspeisungspunkt 50 in das Netzwerk eingespeist (oder alternativ dazu vom Netzwerk empfangen) werden, um von den Benutzern im Gebäude 48 empfangen zu werden. Um die Sprach- und Datenkommunikationssignale vom Energiesignal mit niedriger Frequenz und hoher Amplitude zu trennen, ist jede Signalquelle und/oder jedes Signalziel mit einer Netzwerksanpassungseinheit 52 ausgestattet, die in 11a detaillierter dargestellt ist. Diese Netzwerksanpassungseinheit umfasst ein Tiefpassfilter, um die zwei Signale abzutrennen.
Eine weitere (Hochstrom-) Anpassungseinheit 51 – auch in 11b dargestellt – kann zwischen dem Elektrizitätsverteilungstransformator 44 und dem Einspeisungspunkt 50 angeordnet sein, um Transformatorrauschen aus dem angepassten Netzwerk 40 zu entfernen. Die Einheit 51 ist mit einer Hochstrominduktivität versehen.
2 zeigt einen Abschnitt eines Dreiphasennetzwerks 40, in dem mithilfe der Netzwerkanpassungseinheiten 52 Datensignale übertragen und aus dem ebensolche empfangen werden können. Das Kabel des Netzwerks 40 ist ummantelt, d. h. beispielsweise entlang der gesamten oder eines Teils seiner Länge mit einem Schutzmantel 41 umhüllt. Beispielsweise können Datensignale in der gelben Phase des Netzwerks durch die Netzwerkanpassungseinheit 52A übertragen werden, d. h. das Signal wird, wie dargestellt ist, zwischen der gelben Phase und Erde angelegt. Die übertragenen Daten können dann von einer oder allen Anpassungseinheiten 52B, 52C und 52D, die mit der gelben, der roten bzw. der blauen Phase verbunden sind, empfangen werden. Mit anderen Worten können übertragene Daten an jeder Phase des Kabels aufgenommen werden, einschließlich der Phasen, in die das Signal von der Übertragungseinheit nicht eingespeist wurde. Dies liegt an der Gegenkapazität zwischen den Phasenleitern, die eine effektive pseudo-koaxiale Eigenschaft des Dreiphasenkabels bewirken. Wie dargestellt ist, können Daten von jeder Einheit gesendet und empfangen werden.
In den Darstellungen umfasst jede Phase des Netzwerks 40 einen Transformator 43. Typischerweise wird dies durch einen einzigen Dreiphasentransformator für alle drei Phasen erzielt und nicht durch drei separate Einphasentransformatoren, obwohl auch Letzteres möglich wäre.
3 zeigt einen Abschnitt eines Dreiphasennetzwerks 40, in dem mithilfe der Netzwerkanpassungseinheiten 52 Datensignale übertragen und aus dem ebensolche empfangen werden können. Wie dargestellt ist, werden die Datensignale entlang zwei Phasen des Dreiphasennetzwerks 40 übertragen – in diesem Fall der roten und der blauen Phase.
Werden eine oder mehrere Phasen nicht verwendet (z. B. die gelbe Phase in 3), so können die nicht benutzten Phasen abgeschlossen werden, um eine geeignete Impedanz bereitzustellen. Dies kann auch unter Verwendung einer "L"-Schaltung, d. h. einer Serieninduktivität mit einem Shunt-Kondensator an der Seite des Transformators, erzielt werden. Dies sorgt für eine optimale Impedanz und stellt sicher, dass ein HF-Signal, das zwischen z. B. der roten und der gelben Phase eingekoppelt ist, nicht durch eine impedanzarme Transformatorverbindung nebengeschlossen wird. Dies ist besonders dann nützlich, wenn z. B. am Transformatorverbindungspunkt der gelben Phase eine unzulängliche induktive Reaktanz vorliegt.
In 4 ist ein Übertragungssystem als alternativ zu jenem aus 2 dargestellt, in dem die Datensignale auf allen drei Phasen, d. h. der blauen, roten und gelben Phase, des Dreiphasennetzwerks 40 übertragen werden.
13 ist eine schematische Darstellung eines Beispiels für die Verwendung eines bestimmten Fernsprechprotokolls (CT2) mit einem Netzwerk gemäß der varliegenden Erfindung. Bei der normalen Verwendung sendet und empfängt eine CT2-Vorrichtung mit einer Hochfrequenz von 866 ± 2 MHz. Das Netzwerk ist allgemein nicht für die Übertragung von Signalen mit dieser Frequenz geeignet, weshalb das System eine Frequenzumsetzungsvorrichtung umfasst, um das CT2-Signal in diesem Beispiel auf einen Frequenzbereich von 8 ± 2 MHz umzuwandeln.
Die Vorrichtung in 13 bezieht sich auf die Umgebung eines Einzelleitungs-CT2-Standardhandapparats und eines Basisstationspaars. Damit der Handapparat die Funktionen einer gewöhnlichen Festnetz-Telefonleitung im Gebäude des Benutzers übernehmen kann, wird zusätzlich zum Frequenzumwandlungssystem eine Basisband-Schnittstellenschaltung (siehe 16 und 17) verwendet.
Das Teilnehmer-Endgerät und das Teilnehmersprechstellengerät umfassen jeweils das CT2-Gerät sowie drei zusätzliche Karten. Diese bestehen aus Frequenzumwandlern und eingebauten Stromsversorgungsbaugruppen (PSU), die in beiden Geräten identisch sind, sowie die Basisband-Schnittstellenplatinen, die sich bei den einzelnen Einheiten unterscheiden.
Der Frequenzumwandler besteht aus 5 Hauptteilen: dem Synthesizer 200, dem Abwärtsumsetzer 202, dem Aufwärtsumsetzer 204, dem Sende-/Empfangsschalter 206 und einem Bandpassfilter 208. Die Abwärts- und die Aufwärtsmischstufe umfassen jeweils ein Bandpassfilter 210 bzw. 212, einen Mischer 214 bzw. 216, einen Verstärker 218 bzw. 220 und ein Oberwellenfilter 222 bzw. 224.
Bei der Verwendung wird die Frequenz der von der Anpassungseinheit 230 an den CT2-Telefonapparat 232 übertragenen Signale durch den Umsetzer 204 "aufwärts umgesetzt". Die Frequenz der vom CT2-Telefonapparat 232 an die Anpassungseinheit (und dann an das Netzwerk) übertragenen Signale wird unter Verwendung des Umsetzers 202 "abwärts umgesetzt". Der Sende-/Empfangsschalter 206 arbeitet um zu gewährleisten, dass die passende Frequenzumwandlung durchgeführt wird.
14 zeigt ein detaillierteres Schaltungsdiagramm eines geeigneten Frequenzumwandlers.
Die vom CT2-Gerät übertragenen Signale werden an den "TX IN"-Port angelegt, durch ein Keramikfilter 24L geführt, um Störprodukte zu beseitigen, und erreicht über ein Dämpfungsglied und den Modusschalter IC5 den Abwärtsumsetzermischer. Das Differenzsignal des Mischers wird von A1 verstärkt und zum Sende-/Empfangsschalter IC6 geleitet, der durch das TXRXCO-Signal der CT2-Hochfrequenzeinheit gesteuert wird. Von diesem Schalter aus tritt das Signal durch das Bandfilter hindurch, das aus kaskadierten Butterworth-Hochpass- und Tiefpassabschnitten (L6-9, C48-53) fünfter Ordnung besteht. Diese weisen Grenzfrequenzen von 6 MHz bzw. 10 MHz auf.
Der Filterausgang wird durch ein 3-dB-Dämpfungsglied geführt, das für eine angemessene Anpassung für das Filter sorgt, selbst wenn die Impedanzanpassung der Ausgangs-Last schwach ist, und tritt am "8 MHz-HF-zu-CU"-Port aus. Dieser Port ist mit der Netzanpassungseinheit (CU) verbunden, die das HF-Signal in das Netzwerk einkoppelt.
Einlangende Signale aus der Anpassungseinheit treten durch das 6- bis 10-MHz-Bandpassfilter und den TX/RX-Schalter IC6 hindurch, treten am Port 'B' aus und werden von A2 verstärkt. Der Ausgang aus diesem Verstärker wird oberwellengefiltert und an den Aufwärtsumsetzungsmischer MX2 angelegt. Der Ausgang dieses Mischers wird in den Eingang des CT2-Empfängers über den Modusschalter IC8 und ein zweites 866-MHz-Keramikbandpassfilter eingespeist.
Der Zweck der Modusschalter liegt darin, den Zugang zu den 866-MHz-Sende- und Empfangswegen des CT2-Funks zu ermöglichen. Dadurch kann für Testszwecke ein Übertragungsweg bei 866 MHz (entweder über Kabel oder Antennen) geschaffen werden.
Die 866-MHz-Signalwege werden vom Frequenzumwandler selbst durch IC5 und IC8 weg geleitet und durch IC7 wieder kombiniert, der als Sende-/Empfangsschalter wirkt, der durch das TXRXCO-Signal des CT2-Funks gesteuert wird. Auf diese Weise ersetzt der "866-MHz-HF"-Port (der zu einem internen Teststecker hinausgeführt wird) wirksam den ursprünglichen Antennenport des Funks und kann auf die gleiche Weise wie dieser benutzt werden. Die Modusschalter werden durch Logiksignale des Leiterplattenschalters SW1 gesteuert, wobei sowohl echte als auch komplementäre Signale erzeugt werden, um das Routen der HF-Signale um die Schaltfeld-IC herum zu vereinfachen. Es ist anzumerken, dass die Modussteuerung und der 866-MHz-HF-Port im Inneren des Geräts angeordnet sind und in dessen Normalbetrieb keine Rolle spielen.
Der lokale 874,1-MHz-Oszillator wird durch die in 15 dargestellte Synthesizerschaltung gebildet. Der spannungsgesteuerte Oszillator (VCO), der in der Ausgangsfrequenz arbeitet, ist ein Colpitts-Oszillator bei Q1. Die Frequenz wird von den Komponenten rund um den koaxialen dielektrischen Resonator DR1 und die Varaktordiode D1 bestimmt. Der Ausgang des VCO wird verstärkt und von einem Doppelgate-MOSFET Q2 gepuffert, wonach ein Signal abgenommen wird, um den Frequenzteiler IC3 anzusteuern. Das Oszillatorsignal wird dann weiter durch IC2 verstärkt und dann durch den Leistungsverteiler in zwei Pfade geteilt, um den Aufwärts- und den Abwärtsumwandlermischer anzusteuern.
Der Regelkreis wird vom Synthesizer IC2, dem Zweimodul-Frequenzteiler IC3 und dem Kreisfilter in der Umgebung von IC1 und zugeordneten Komponenten gebildet. Der Kreis weist eine herkömmliche Typ-II-Bauweise und eine schmale Bandbreite von etwa 150 Hz auf. Die Frequenzreferenz ist durch ein 12,8-MHz-TCXO-Modul bereitgestellt, welche den Referenzeingang von IC2 ansteuert.
16 ist ein Schaltbild für die Spannungsversorgung der Schnittstellenplatine zur Verbindung des CT-Handapparats mit einem Basisfernsprechdienst.
Die Energieversorgung stellt drei Betriebsspannungen bereit:

+12 V für die Audioschaltung (zugeführt aus der PSU-Platine)

+5 V für die Steuerlogik

+50 V für die Leitungsschnittstelle
Die Speisungsspannung beträgt +12 V. Diese wird durch den linearen Regler IC6 auf +5V nach unten umgesetzt. Die Versorgung mit +50 V wird durch einen Gegentakt-Durchflusswandler in der Umgebung von IC1 von der +12-V-Betriebsspannung abgeleitet. Q1-2, D1-6, T1 und L1. Die Bauweise ist herkömmlich, allerdings wird eine Einstellung für die Oszillatorfrequenz vorgenommen. Dadurch kann die Frequenz so eingestellt werden, dass dessen Harmonische nicht in die Bandbreite der zweiten Zwischenfrequenz von CT2 von 500 kHz fällt. Dies wird erreicht, indem für den Leistungswandler eine Frequenz von 110 kHz verwendet wird, was die vierte und die fünfte Harmonische bei 40 kHz bzw. 550 kHz festsetzt.
17 ist ein Schaltbild einer Schnittstelle für den CT2-Handapparat, einschließlich der Leitungsschnittstelle, der Audioschnittstelle und der Steuerlogik.
Die Leitungsschnittstelle ist in der Umgebung von Q3-9, IC2 und deren zugeordneten Komponenten angeordnet und dient der Handhabe der ankommenden und abgehenden Gespräche.
Bei den abgehenden Gesprächen unter Ruhebedingungen ist REVERSE niedrig. Wird an der Teilnehmerendstelle der Hörer abgehoben, fließt der Leitungsstrom von der +50-V-Speisung über Q3, die Teilnehmerendstelle und die durch Q7 (dessen Basis bei +5 V gehalten ist) und R15 gebildete konstante Stromsenke. Dadurch wird eine Spannung an R15 erzeugt, die drei Funktionen ausübt. Erstens löst die steigende Flanke dieses Signals IC3 aus, wodurch IC4a für etwa 50 ms freigeschaltet wird.
IC4a simuliert den Betrieb der "Leitung"-Taste des CT2-Handapparats und veranlasst somit das CT2-System, ein abgehendes Gespräch zu beginnen. Zweitens wird ein Eingang von IC2 hoch gezogen, wodurch REVERSE zwangsweise niedrig gehalten wird. Drittens wird Q9 eingeschaltet. Dadurch wird der Übergang von R20 und R21 auf ein niedriges Niveau gezogen, D8 in Durchlassrichtung vorgespannt und somit C17 und der Rest der Audioschaltung (in der Umgebung von IC5) mit der Leitung verbunden.
Wird der Hörer an der Teilnehmerendstelle wieder aufgelegt, hört der Leitungsstrom auf zu fließen und die Spannung fällt an R15 fällt ab. Die fallende Flanke dieses Signals löst IC3b und IC4b aus, die gemeinsam die Betätigung der "Clear"-Taste des CT2-Handapparats simulieren. Dies veranlasst das CT2-System zum Verbindungsabbau.
Beim Empfang eines ankommenden Gesprächs aktiviert der CT2-Handapparat einen internen Open-Drain-Puffer (der normalerweise den Ruf-Wandler aktiviert), der mit der RING-Leitung verbunden ist, und entlädt somit C10. Dadurch wird ein 15-Hz-Oszillator, der durch IC2a, b und deren zugeordnete Komponenten gebildet ist, freigeschaltet.
Vorausgesetzt der Hörer des Teilnehmerendgeräts ist aufgelegt, so wird der Ausgang des Oszillator zu REVERSE gleitet. Zu dieser Zeit ist REVERSE auf logisch HOCH, Q3 und Q7 sind ausgeschaltet, während Q4 und Q6 freigeschaltet sind, wodurch die Polarität der an die Leitung angelegten Spannung umgekehrt ist. Auf diese Weise wird die Leitung mit einer 25-Hz-Rechteckwelle mit 1000 V_{Spitze-Spitze} angesteuert. Dies liegt zwar unter der Ruf-Spannung, die von einer normalen öffentlichen Fernsprechleitung eingespeist wird, reicht aber dennoch aus, um das Teilnehmerendgerät zur Registrierung eines ankommenden Gesprächs zu veranlassen. Der Ruf-Strom ist nicht ausreichend, um eine Spannung an R15 zu erzeugen, die IC2 oder Q9 betätigt. Der eigentliche Grund, warum Q9 und D8 bereitgestellt sind, liegt in der Gewährleistung eben dieser obigen Tatsache. Wären diese Komponenten nicht bereitgestellt, so würde der Ruf-Strom in C17 fließen, was nicht nur die 50-V- Speisung stark belasten, sondern auch die "Hörerabhebungs"-Detektionsschaltung (IC2c, IC3) auslösen und somit eine Fehlfunktion des Systems bewirken würde.
Um das System zu vereinfachen, ist keine Einrichtung zur Decodierung der vom Teilnehmerendgerät gewählten Ziffern bereitgestellt. Daher ist es unmöglich, das vorliegende System in einen von der Schleife getrennten Betriebsmodus zu verwenden. DTMF-Töne, die vom Teilnehmerendgerät erzeugt werden, werden transparent durch den Audiokanal geleitet, sobald die Leitung hergestellt ist.
Recall (Rückruf) wird mithilfe von IC4 und dessen zugeordneten Komponenten bereitgestellt. Da beide Drähte der Leitung normalerweise in etwa +50 V führen, zieht die Erde-Rückruf-Leitung und somit den Steuereingang von IC4 nach oben auf einen hohen Pegel (anstatt die Leitungsspannung nach unten auf Erde zu ziehen, wie es in einem Amt geschehen würde). IC4c ist über die "Rückruf"-Taste des CT2-Handapparats angeschlossen. Es sollte hervorgehoben werden, dass der "Erde"-Draht (eigentlich die RECALL-Leitung) eine negativere Spannung aufweist als der A- und der B-Draht der Leitung und nicht eine positivere, wie dies bei Amtsleitungen gängige Praxis ist.
Die Gabelschaltung ist durch IC5 und dessen zugeordneten Komponenten gebildet und über C17 mit der Leitung gekoppelt. Der Ausgang des CT2-Handapparats wird an den nicht invertierenden Eingang von IC5a angelegt, der als Verstärkungsfaktor-Eins-Puffer konfiguriert ist. Der Ausgang von IC5a steuert die Leitung über die Symmetrierungsimpedanz Zb an, die durch C18, C19 und R28-30 gebildet ist.
IC5b wirkt als herkömmlicher Differenzverstärker. Entspricht die durch die Leitung bereitgestellte Impedanz der Impedanz Zb, so treten sich aus diesem Ausgang ergebende Signale an den Eingängen von IC5b rein im Gleichtakt auf und treten somit nicht am Ausgang des Letzteren auf. Von der Leitung eingehende Signale werden jedoch nur an den nicht invertierenden Eingang von IC5n angelegt und mit einem Verstärkungsfaktor von +2 weitergegeben. Der Ausgang von IC5b bildet das Eingangssignal für den CT2-Handapparat.
18 ist ein Schaltbild einer Isolationsschnittstelle zur Verwendung zwischen einer Basisstation und einer Nebenstelle. Es ist notwendig, die Basisstation von der PSTN-Leitung zu isolieren, um die Verbindung zur Netzerdung zu ermöglichen, da die Leitungsschnittstelle in der ursprünglichen Konstruktion nicht vom HF-Teil isoliert ist. Dies wird durch kleine Zusatzplatinen durchgeführt, welche die Gabelschaltungs- und Leitungsumschaltfunktionen übernehmen.
Das Schaltbild dieser Platine ist in 6 dargestellt. Nach der Durchführung durch das Schutznetzwerk L1-L2-VDR (von der ursprünglichen GPT-Basisstation transferiert) wird der Leitungsstrom durch BR1 gleichgerichtet, um die Schaltung von der Leitungspolarität unabhängig zu machen, Q1 stellt die Leitungsumschaltfunktion bereit und wird von der Steuerlogik der Basisstation über IL2, R2, R3 und D2 angesteuert. Die Erde-Rückruf-Einrichtung ist durch Q2 und dessen zugeordnete Komponenten bereitgestellt, angesteuert über IL3. Praktischerweise werden diese beiden Funktionen unter Verwendung von Optoisolatoren in der ursprünglichen Schaltung gesteuert, obwohl diese für die Pegelverschiebung und nicht für Isolationszwecke eingesetzt wurden. Es ist anzumerken, dass die Ausgangstransistoren von IL2 und IL3 fähig sein müssen, der Ruf-Spitzenspannung im "Off"-Zustand standzuhalten, weshalb hier Typen von hoher Spannung spezifiziert sind.
Der Ruf-Strom wird von BR2 gleichgerichtet und steuert IL1 über R1 und D1 an, wobei Letzteres vorhanden ist, um Hochpegel-Audiosignale daran zu hindern, durch IL1 zu treten.
Da keine Einrichtung für vom Kreis getrenntes Wählen in diesem System bereitgestellt ist, wird keine Maskenschaltungsanordnung, weder für den Audio-Weg, noch für den Ruf-Detektor, benötigt. Diese wäre notwendig, um die vom Kreis getrennten Impulse daran zu hindern, den Ruf-Detektor zu betätigen oder den Audiokanal zu überlasten.
Die verbleibende Schaltungsanordnung bildet den Audio-Weg. Zu übertragende Signale werden über den Isolationstransformator T1 und zugeordnete Vorspannungs komponenten an die Darlingtons Q3-Q4 angelegt. Dieses Transistorpaar bildet gemeinsam mit R13 und R14 eine Konstantstromquelle, die durch das ausgehende Audiosignal moduliert wird. Das erhaltene Signal teilt sich über R8 und R9 auf die Leitungs- und die Symmetrieimpedanz auf, die durch C3-5 und R10-R12 gebildet sind. Entspricht die Leitungsimpedanz der Symmetrieimpedanz, so sind die Signalspannungen an R8 und R9 gleich und entgegengesetzt, und an T2 tritt kein Signal auf. Dadurch stellt diese Anordnung eine Rückhörbeseitigung bereit. Von der Leitung eingehende Signale bilden aber ein Signal an T2, das dann an die CT2-Basisstation ausgegeben wird.
Ein weiteres besonders geeignetes Kommunikationsprotokoll zur Verwendung mit der vorliegenden Erfindung ist CDMA, und 19 ist ein Graph der Spannung über Frequenz für ein als Beispiel dienendes CDMA-Signal gemäß der vorliegenden Erfindung. Die Leitung 400 kennzeichnet das CDMA-Basissignal, das ein relativ schmalbandiges, leistungsarmes Signal ist. Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung aber können zur gleichen Zeit auch zusätzliche Signale übertragen werden. Beispiele für solche zusätzlichen Signale sind mit 402, 404 und 406 gekennzeichnet, und aus 19 geht hervor, dass solche zusätzlichen Signale eine relativ schmale Bandbreite aufweisen.
Die schmalbandigen Signale stören das CDMA-Signal in Bereichen, die von diesen schmalbandigen Signale abgedeckt sind, die im CDMA-Signal enthaltenen Daten sind aber gegebenenfalls noch immer aus den anderen Teilen des Frequenzspektrums des CDMA-Signals abrufbar. Somit können neben dem CDMA-Basissignal 400 noch zusätzliche Datensignale (402, 404 und 406) enthalten sein.
Fig. A zeigt einen vereinfachten Querschnitt durch ein Dreiphasen-Leistungskabel 54, einschließlich einer roten Phase 56, einer gelben Phase 58 und einer blauen Phase 60. Datensignale werden zwischen der blauen Phase 60 und Erde 62 übertragen und über die Netzwerkanpassungseinheit 52 in das Netzwerk eingespeist. Bei hohen Frequenzen erzeugt die Gegenkapazität der Phasen effektiv einen Kurzschluss. Somit ergibt sich in diesem System eine in etwa dem in 5B dargestell ten Koaxialkabel entsprechende pseudo-koaxiale Eigenschaft. Die Gegenkapazität des Dreiphasenkabels ist schematisch als 64 in 5A dargestellt – ähnlich besteht sdiese Gegenkapazität auch zwischen anderen Teilen der Phasen.
Die Grundelemente einer Netzwerkanpassungseinheit 101 sind in den 11a und 11b dargestellt. 11a zeigt Netzwerkanpassungseinheiten, die in 1 mit 52 bzw. mit 51 gekennzeichnet sind. Die Netzwerkanpassungseinheit kann als einem Tiefpassfilter- 100 und einem Kopplungskondensatorelement 102 (das als Hochpassfilterelement erachtet werden kann) gleichwertig erachtet werden.
Das Tiefpassfilterelement 100 ermöglicht es, die Netzleistung aus dem Verteilernetzwerk einem Verbraucher zuzuführen und verhindert dabei gleichzeitig, dass hochfrequente Kommunikationssignale in das Gebäude des Verbrauchers eindringen. Ein Kopplungskondensator- oder Hochpassfilterelement 102 ist bereitgestellt, um die hochfrequenten Kommunikationssignale in das Verteilernetzwerk einzukoppeln und dabei gleichzeitig zu verhindern, dass die Netzleistung in die Kommunikationsvorrichtung eintritt.
Die Anpassungseinheitskomponenten können in z. B. ein Elektrizitätszählergehäuse, das im Gebäude des Verbrauchers angeordnet ist, oder gegebenenfalls auch in einem Abteil an der Rückseite eines solchen Zählers eingebaut sein. Alternativ dazu können die erforderlichen Komponenten auch z. B. in der Hochleistungssicherung oder in der Unterbrechereinheit eines Verbrauchers angeordnet sein.
Mit Bezug auf 6 ist ein Beispiel für eine Anpassungseinheit (im Wesentlichen ein Filter) im Allgemeinen durch das Bezugszeichen 10 gekennzeichnet und zwischen einem Elektrizitätsnetzeingang 12 und einem Elektrizitätsnetzausgang 14 angeschlossen. Eine Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16 ist ebenfalls mit dem Filter verbunden. Die Netzleistungsleitung ist eine 50-Hz-Standardelektrizitätsspannungsversorgung, die eine Haushalts-Elektrizitätsspannungsquelle mit 250 V und einem Höchststrom von 100 A für den Gebrauch bereitstellt.
Das Filter ist in einem Metallgehäuse untergebracht, das die Strahlung der Kommunikationssignale hin zu extern angeordneten Geräten verhindert und eine Verbindung 18 mit Erde für die Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16 bereitstellt. Das Filter 10 umfasst eine erste Hauptinduktivität 20, die z. B. aus einem 16-mm²-Draht, der um einen Ferritstab mit einem Durchmesser von 10 mm und einer Länge von 200 mm gewickelt ist, wobei um diesen 30 Drahtwicklungen gelegt sind, gebildet. Dies sorgt für eine Induktivität von etwa 50 µH, was gegebenenfalls einen Mindestwert für die verwendeten Signaleigenschaften darstellt. Die Verwendung besserer Materialien oder einer Vielzahl an Serieninduktivitäten würde die Induktivität bis auf beispielsweise etwa 200 µH erhöhen.
Jedes Ende der Hauptinduktivität 20 ist mit einer Verbindung an die Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16 ausgestattet. Eine erste Verbindung 22 zwischen dem Elektrizitätsnetzeingang 12 und der Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16 umfasst einen ersten oder Kopplungskondensator 24 mit einer Kapazität von zwischen 0,01 und 0,50 µF, vorzugsweise in etwa 0,1 µF. Dieser Kopplungskondensator 24 ist mit einer ersten Sicherung 26 verbunden, die angeordnet ist, um im Falle eines Versagens oder einer Fehlfunktion im Kondensator 24 durchzubrennen.
Eine zweite Verbindung 28 umfasst einen zweiten Kondensator 30 mit einer Kapazität von zwischen 0,001 und 0,50 µF, vorzugsweise in etwa 0,1 µF. Dieser Kondensator sorgt durch Kurschließen mit Erde oder Masse 18 für die weitere Dämpfung der Kommunikationssignale. Eine zweite Sicherung 32 ist bereitgestellt, um im Falle einer Fehlfunktion im zweiten Kondensator 30 durchzubrennen und so einen weiteren Schaden an der Einheit zu verhindern.
Die Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16 ist mit einer zweiten Induktivität 34 verbunden, die eine Mindestinduktivität von in etwa 250 µH aufweist. Diese Induktivität ist als Schadensbegrenzer im Falle eines Ausfalls des Kopplungskondensators 24 bereitgestellt. Sollte ein solcher Ausfall auftreten, stellt diese Induktivität für die 50-Hz-Netzelektritzitätsenergiefrequenz einen Weg zur Masse 18 bereit, wodurch die Siche rung 26 durchbrennt. Die Induktivität hat keinerlei Auswirkungen auf die Kommunikationsfrequenzsignale in der Signaleingangs-/-ausgangsleitung 16.
7 zeigt ein zweites Beispiel für ein Filter. Das Filter 70 umfasst Induktivitäten L1, L2, die zwischen einem Elektrizitätsnetzeingang 72 und einem Elektrizitätsnetzausgang 74 in Serie geschaltet sind. Ein bevorzugter Wert für L1 und L2 ist in etwa 16 µH. Zwischen der HF-Eingangsleitung 80 und dem Netzeingang 72 sind eine erste Sicherung F1 und ein Kondensator C1 eingekoppelt, und zwischen dem HF-Eingang 80 und Erde ist eine dritte Induktivität L3, die als HF-Drossel wirkt und einen typischen Wert von 250 µH aufweist, eingekoppelt.
Auf ähnliche Weise sind zwischen dem Verbindungspunkt von L1 und L2 und Erde eine zweite Sicherung F2 und ein Kondensator C2 eingekoppelt. Zwischen dem Elektrizitätsnetzeingang 74 und Erde sind eine dritte Sicherung F3 und ein dritter Kondensator C3 eingekoppelt. Ein typischer Wert für die Kondensatoren ist in etwa 0,1 µF und für die Sicherungen in etwa 5 A HRC (Hochleistungssicherung).
Die für diese Komponenten angegebenen Werte sind nur als Beispiele angeführt, für andere Designfrequenzen sind andere bevorzugte Werte angemessen.
Bezug nehmend auf 8 ist eine typische Gehäuseanordnung für eine Netzwerkanpassungseinheit gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die Hauptinduktivitäten L1 und L2 sind in einem Abschirmkasten 90 untergebracht. Verschiedene Verbindungen sind dargestellt, einschließlich eines Kommunikationsschnittstellenports 92, an den das Kommunikationsgerät des Benutzers normalerweise angeschlossen wird. Wie in 8 dargestellt ist, kann dieser Port auch in einer Impedanzanpassungsport-Abschlussschaltung 94 abgeschlossen sein.
9 zeigt eine Leiterplatte 96, die in das Innere der Einheit 90 aus 8 passt und in der der Rest der Schaltungsanordnung für die Netzanpassungseinheit aus 7 untergebracht ist. Verbindungen A, B, C, D und E sind dargestellt und bilden den Anschluss an die passenden Punkte des in 8 dargestellten Kastens.
10 ist eine schematische Darstellung einer Netzwerkanpassungseinheit 52 und stellt die verschiedenen Bauteile 80-86 des Netzwerkanpassungselements dar. Um eine geeignete Netzwerkanpassungseinheit zu entwickeln, sollte es sich bei den Schaltungen, die durch die Bauteile 81 und 86 dargestellt sind, um Elemente mit hoher Impedanz im erforderlichen Kommunikationsfrequenzspektrum (d. h. 1 MHz und darüber) und mit niedriger Impedanz bei der Frequenz der Netzelektrizitätsversorgung (d. h. 50/60 Hz) handeln, d. h. diese Elemente sind Induktivitäten. Ähnlich sollten auch die Bauteile 80 und 82 im erforderlichen Kommunikationsfrequenzspektrum Kopplungselemente mit niedriger Impedanz und bei der Frequenz der Netzelektrizitätsversorgung Isolationselemente mit hoher Impedanz sein, d. h. sie sind Kondensatoren.
Strombegrenzende HRC-Sicherheits-Schmelzverbindungen (84 und 85) sind mit den Elementen 80 und 80 in Serie geschaltet. Ein zusätzliches Impedanzanpassungsnetzwerk 83 kann ebenfalls enthalten sein, mit einem Kommunikationsport verbunden zu werden. Dieses Element kann außerhalb der Netzwerkanpassungseinheit 52 bereitgestellt sein.
Die optimalen Werte für die Bauteile 81, 80, 82 und 86 hängen von verschiedenen Faktoren ab, unter anderem von den Folgenden:

a) Der erforderliche Frequenzbereich, über dem das Netzwerk anzupassen ist.
b) Die Länge der Einheit des Netzwerks, das anzupassen ist.
c) Die Anzahl und die Typen der Belastungen, die gegebenenfalls im Netzwerk vorliegen.
d) Die charakteristische Impedanz der Netzwerk-Phasenleiter in Bezug auf Erde, d. h. die elektrischen Leiteraußenummantelung.
e) Die Impedanz der Kommunikationsschnittstellenvorrichtungen.

Die Netzwerkanpassungseinheit kann mit Luft, einem Inertgas, einer Harzverbindung oder Öl gefüllt sein, je nach Ort und Belastung und/oder Fehlerstromstärken der Netzwerkanpassungseinheit. Auch kann sie beispielsweise im Inneren eines Hauses, an einem Masten, unterirdisch eingebettet oder Straßenlaternenpfosten angeordnet sein.
Ähnlich können auch die Bauteile 81 und 86 mehrere in Serie geschaltete einzelne Induktivität umfassen und, falls keine Zusammenschaltung notwendig ist, beispielsweise an einer Straßenlaterne, können die Bauteile 84, 80, 83 und 86 weggelassen werden.
Die Bauteile 80 und 82 können mehrere in Serie und/oder parallel geschaltete Kondensatoren umfassen, je nach Betriebsspannung, die vorliegt, d. h. 240, 415, 11 kV, 33 kV usw. Alternativ oder zusätzlich dazu können die Bauteile 80 und 82 zwei oder mehrere parallel geschaltete Kondensatoren umfassen, um beispielsweise Mängel in der Kondensatorbauweise wettzumachen, wenn ein Netzwerk über einen relativ großen Frequenzbereich, beispielsweise 50 MHz bis 500 MHz angepasst werden soll.
Außerdem können die Bauteile 81, 85 und 82 des Netzwerks, falls notwendig, kaskadiert sein. In einer typischen Bauweise gilt, je größer die Anzahl der Kaskadenelemente desto schärfer die Absenkungsreaktion des Filters und desto größer dessen Dämpfung.
Die 12A, 12B und 12C zeigen Schnittansichten durch ein konzentrisches, ein geteilt konzentrisches bzw. ein "pseudo"-konzentrisches Einphasenkabel. Ein typisches konzentrisches Einphasenkabel (so wie in 12A dargestellt) besteht aus einem zentralen Metalleiterkern (typischerweise Aluminium) 110, der von einer Isolierschicht 112 (typischerweise PVC) ummantelt ist. Rund um die Isolierschicht 112 ist eine Vielzahl an Metallleitern 114 (typischerweise Kupfer) angeordnet, um die herum ein isolierender und schützender Mantel 116 (typischerweise PVC) liegt. Bei der Verwendung sind der Neutralleiter und der Erdleiter im Außenmantel der Metalleiter 114 kombiniert.
Ein geteilt konzentrisches Kabel (so wie in 12B dargestellt) ist dem konzentrischen Kabel ähnlich, mit der Ausnahme, dass die Außenschicht der Metalleiter 114 in Abschnitte geteilt ist, z. B. in einen oberen Abschnitt 115 und einen unteren Abschnitt 117. Diese Abschnitte sind durch Isolatoren 118, 120 getrennt, und bei der Verwendung sind der Neutralleiter und der Erdleiter getrennt, sodass ein Abschnitt des Außenmetallmantels nur jeweils einen dieser trägt.
Um den pseudo-koaxialen Effekt in den geteilt konzentrischen Kabeln bei den gewünschten Übertragungsfrequenzen aufrechtzuerhalten (z. B. bei über 1 MHz), können ein oder mehrere Kondensatoren 122 zwischen dem oberen Abschnitt 115 und dem unteren Abschnitt 117 des Außenmetallmantels 114 eingekoppelt sein. Dieser) Kondensator(en) kann z. B. am Abschluss- und/oder Anpassungspunkt im Kabel angeordnet sein.
Aus der vorangegangenen Beschreibung geht hervor, dass ein einfaches Filter effektiv verwendet wird, um Signale mit einem Frequenzspektrum, das hochfrequente Kommunikationssignale kennzeichnet, von jenen der Standard-Elektrizitätsenergienetzversorgung zu trennen, ohne dabei wesentliche Leistungs- oder Qualitätsverluste im einen oder im anderen zu verursachen. Somit können Elektrizitätsverteiler- und/oder Übertragungsnetzwerke sowohl für die Versorgung mit Elektrizität als auch die Ausbreitung von Telekommunikationssignalen verwendet werden, deren Format analog und/oder digital ist.
Die Verwendung eines Filters an jedem Verbraucherversorgungspunkt in einem Niederspannungs-Elektrizitätsverteilernetzwerk stellt ein angepasstes Netzwerk bereit, das für die Übertragung hochfrequenter Kommunikationssignale gemeinsam mit der 50-Hz-, 240-V-Ein- und 415-V-Dreiphasen-Elektrizitätsversorgungsverteilung geeignet ist.
Die Erfindung ist nicht auf die vorangegangenen Einzelheiten eingeschränkt; an diesen können innerhalb des Schutzumfangs der Patentansprüche Variationen vorgenommen werden.

Claims

Kommunikationsvorrichtung, die für die Verwendung mit einem Elektrizitätsübertragungs- und/oder -verteilernetzwerk geeignet ist, umfassend ein Signalsende- und/oder -empfangsmittel (232) sowie ein Frequenzumwandlungsmittel (202, 204) zum Umwandeln der Frequenz eines vom Signalsende- und/oder -empfangsmittel (232) gesendeten oder empfangenen Signals von einer oder in eine Frequenz, die eine verbesserte Ausbreitung des Signals im Netzwerk erleichtert, worin das Signalsende- und/oder -empfangsmittel geeignet ist, um gemäß einem Telefoniestandard zu arbeiten, der eine relativ hohe Trägerfrequenz verwendet, und worin das Frequenzumwandlungsmittel zur Umwandlung eines Signals mit der relativ hohen Trägerfrequenz in ein Signal mit einer niedrigeren Trägerfrequenz und/oder zur Umwandlung eines Signals mit der niedrigeren Trägerfrequenz in ein Signal mit der höheren Trägerfrequenz verwendbar ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, worin das Signalsende- und/oder -empfangsmittel geeignet ist, um gemäß dem CT2- oder dem CDMA-Telefonstandard zu arbeiten.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, worin das Frequenzumwandlungsmittel zur Umwandlung der höheren Trägerfrequenz des Signals in einen Wert zwischen 1 und 60 MHz verwendbar ist.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, worin das Signalsende- und/oder -empfangsmittel ein Fernsprechgerät umfasst.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, die an ein Elektrizitätsenergieverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerk angeschlossen ist.
Elektrizitätsenergieverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerk, umfassend eine Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4.
Netzwerk nach Anspruch 6, worin das Netz ein Fernleitungs-/Nebenstellen-Mehrpunkt- (oder Mehrpunkt-zu-Punkt-) Elektrizitätsverteiler- und/oder -Energieübertragungsnetzwerk ist.
Netzwerk nach Anspruch 6 oder 7, worin das Netz eine Vielzahl von getrennten Gebäuden (49) verbindet und das Signal zwischen den Gebäuden übertragbar ist.
Netzwerk nach einem der Ansprüche 6 bis 8, worin das Netz eine weitere Kommunikationsvorrichtung (52) umfasst, wobei die weitere Kommunikationsvorrichtung einen Tiefpassfilterabschnitt (100) umfasst, um es bei der Verwendung einem Elektrizitätsenergieversorgungsnetzsignal mit niedriger Frequenz und hoher Amplitude zu ermöglichen, entlang dem Netzwerk zum Gebäude zu gelangen, und um zu verhindern, dass Elektrorauschen vom Gebäude in den außerhalb des Gebäude befindlichen Abschnitt des Netzwerks eindringt, sowie ein Kopplungselement (102) zur Eingabe und/oder Entfernung eines Telekommunikationssignals in oder aus dem Netzwerk umfasst.
Netzwerk nach Anspruch 9, worin das Kopplungselement zur Verwendung mit einem Telekommunikationssignal mit einer Trägerfrequenz von über 1 MHz geeignet ist.
Netzwerk nach Anspruch 9 oder 10, worin die weitere Kommunikationsvorrichtung ein Abschlusselement (94) zum Abschließen der Vorrichtung mit einer Impedanz, die der charakteristischen Impedanz des Netzwerks an diesem Punkt ähnlich ist, umfasst.
Netzwerk nach einem der Ansprüche 9 bis 11, worin die weitere Kommunikationsvorrichtung ein Impedanzanpassungsmittel (83) für die Impedanzanpassung zwischen Sende-/Empfangsvorrichtungen und dem Elektrizitätsenergieverteiler- und/oder -übertragungsnetzwerk umfasst.
Netzwerk nach einem der Ansprüche 9 bis 12, worin das Tiefpassfilter einen Hauptinduktor (26) umfasst, der zwischen einem Elektrizitätsnetzeingang und einem Elektrizitätsnetzausgang angeordnet und am Elektrizitätsnetzeingangsende mit einem ersten Kondensator (24) und am Elektrizitätsnetzausgangsende mit einem zweiten Kondensator (30) verbunden ist, wobei der erste Kondensator den Elektrizitätsnetzeingang mit einer Signaleingangs-/-ausgangsleitung verbindet und der zweite Kondensator den Elektrizitätsnetzausgang an Erde legt.
Netzwerk nach Anspruch 13, worin der erste Kondensator als Kopplungskondensator wirkt, um es bei der Verwendung Hochfrequenz-Kommunikationssignalen zu ermöglichen, aus der Signaleingangs-/-ausgangsleitung ohne wesentliche Dämpfung durch den selbigen hindurchzutreten und um niederfrequente Komponenten des Signals zu dämpfen.
Netzwerk nach einem der Ansprüche 9 bis 14, worin die weitere Kommunikationsvorrichtung an einer Schnittstelle zwischen dem Netzwerk und einem internen Elektrizitätsnetzwerk des Gebäudes angeschlossen ist.
Verwendung einer Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5 mit einem Elektrizitätsverteiler- und/oder Energieübertragungsnetzwerk.
Verwendung nach Anspruch 16, worin die Signalausbreitung zwischen einem Phasenleiter des Netzwerks und Erde stattfindet.
Verwendung nach Anspruch 17, worin das Signal in nur einen Phasenleiter des Netzwerks eingespeist wird.