DE69533389T2

DE69533389T2 - Akustisches Oberflächenwellenfilter

Info

Publication number: DE69533389T2
Application number: DE69533389T
Authority: DE
Inventors: Victor P. Plesski; Thor Thorvaldsonn; Serguei N. Kondratiev
Original assignee: Tekelec Temex
Current assignee: Alex Temex Multimedia
Priority date: 1994-12-23
Filing date: 1995-12-07
Publication date: 2005-09-01
Anticipated expiration: 2015-12-08
Also published as: DE69533389D1; JPH08242140A; EP0718970A1; JP3497643B2; GB2296614A; EP0718970B1; GB2296614B; US5682126A; GB9426466D0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft akustische Oberflächenwellen-(SAW, Surface Acoustic Wave) Filter, insbesondere SAW-Filter für Mobilkommunikation.
Die SAW-Technologie hat eine Anzahl von Anwendungen in der Elektronik und RF-Technik gefunden. Aufgrund der Tatsache, daß SAW-Wellenlängen typischerweise 10⁵ mal kürzer sind als die der elektromagnetischen Wellen mit einer entsprechenden Frequenz hat die SAW-Technologie bestimmte Anwendungen gefunden, bei denen eine Miniaturisierung wichtig und wünschenswert ist. Eine solche Anwendung ist die Verwendung von SAW-Filtern in Funktelefonen, in denen die typische geringe Größe und das Gewicht der SAW-Filter außerordentlich vorteilhaft ist gegenüber konventionellen Technologien, wie z. B. keramischen Filtern, dielektrischen Filtern und Filtern, welche magnetostatische Wellen verwenden. Im allgemeinen ist es eine Anforderung an solche SAW-Filter, daß sie niedrige Verluste aufweisen, typischerweise Einfügeverluste von 1~5 dB für die RF-Verwendung, obwohl für IF-Filter sogar höhere Einfügeverluste von 5~13 dB akzeptabel wären. Darüber hinaus ist es wünschenswert, daß SAW-Filter einen guten Formfaktor und hohe Unterdrückungspegel im Stopband aufweisen. Typischerweise sollte die Unterdrückung in den Stopbändern besser als 30 bis 40 dB sein. Die Fähigkeit zur Handhabung von Leistungen bis zu 2 Watt ist ebenfalls wünschenswert.
Ein typisches Beispiel für ein konventionelles SAW-Filter ist ein SAW-Filter, in dem die SAW-Energie zwischen zwei beabstandeten Interdigitalwandlern (IDTs) übertragen wird. Die IDTs weisen zwei Sätze von gleich beabstandeten Metallstreifen (Elektrodenfingern) auf, die auf der Oberfläche eines piezoelektrischen Substrats gebildet sind. Die Elektrodenfinger in jedem Satz sind typischerweise durch Busschienen elektrisch miteinander verbunden und sie wechseln sich mit den Elektrodenfingern des anderen Satzes ab (interdigitated). Diese Anordnung kann SAWs in beiden Richtungen quer zu jedem Elektrodenfinger erzeugen, wenn ein elektrisches Hochfrequenzsignal zwischen den Sätzen von Elektrodenfingern angelegt ist und es kann auch eine elektrische Spannung erzeugen, wenn SAWs auf die Elektrodenfinger einfallen. Diese Prozesse sind am effizientesten, wenn die Frequenz der SAWs so ist, daß die Periodizität der Elektrodenfinger in jedem Satz nahe bei oder gleich der SAW-Wellenlänge ist, oder ein Vielfaches dieser Frequenz ist. In der einfachsten Form eines IDT beträgt der Abstand zwischen benachbarten Elektrodenfingern eines Satzes von Elektrodenfingern eine SAW-Wellenlänge, d. h. ein Elektrodenfinger pro Periode in jedem Satz von Elektroden. Daher gibt es zwei Elektrodenfinger pro Periode, wenn jeder Satz von Elektrodenfingern berücksichtigt wird. Die gängigen Ausdrücke in der Technik für solche Anordnungen sind "zwei Elektroden pro Periode" oder "zwei Elektroden pro Wellenlänge". Jedoch ist es möglich, daß es mehr als einen Finger pro SAW-Wellenlänge (Periode) gibt.
Ein bestimmter Pfad für eine akustische Oberflächenwelle mit SAW-Elementen, wie z. B. IDTs und/oder Reflexionsgittern, ist als eine Spur oder ein akustischer Kanal bekannt.
Bekannte SAW-Filter, welche die zuvor genannten Einfügeverluste und Stopbandunterdrückung aufweisen, gehören typischerweise zu zwei Typen.
Der erste Typ sind gekoppelte Resonatorfilter (Coupled Resonator Filters, CRFs), die schematisch in 1A für eine Resonatorstruktur mit zwei Anschlüssen dargestellt sind und z. B. in "SAW devices for consumer communication application ", IEEE-Trans. on UFFC, Band 40, Nr. 5, Seiten 438–452, 1993 beschrieben sind. CRFs haben typischerweise eine geringe Größe, aber sie sind nicht in der Lage, bei höheren Leistungsniveaus zu arbeiten und sie haben relativ schmale Durchlaßbänder. CRFs weisen auch relativ hohe Verluste auf, welche von den Widerständen der Elektrode, der Festkörperwellenerzeugung und anderen Faktoren bestimmt werden.
Der Elektrodenwiderstand ist wichtig, da CRFs verglichen mit Filtern vom Typ Impedanzelement, in denen es eine große Anzahl von Elektroden gibt, eine relativ geringe Anzahl von langen Elektroden in ihren Wandlern aufweisen. Da die Elektrodenwiderstände parallel geschaltet sind, ist der Gesamtwiderstand, verglichen mit einer Vorrichtung, welche eine große Anzahl von Elektroden aufweist, umso größer je weniger Elektroden es gibt.
Die zweiteilige CRF-Resonatorstruktur, welche in 1A gezeigt ist, weist zwei Resonatoren 102 auf, welche aus Elektrodenfingern 104 bestehen, die mit entsprechenden Busschienen 108, 110, 112 und 114 verbunden sind. Die Busschienen 110 oder 112 sind geerdet. Es sind Reflexionsgitter 106 an jedem Ende der Struktur und zwischen den beiden Wandlern 102 angeordnet. Die Apertur der Wandler ist gleich W und die Elektrodenperiode ist p1.
Die zweiten Filter sind vom Typ Leiter und sie sind in "SAW integrated modules for 800-MHz cellular radio portable telephones with new frequency allocations", IEEE Trans. on UFFC, Band 36, Nr. 5, Seiten 531–539, 1989, "Design methodology and synthesis techniques for ladder-type SAW resonator coupled filters", 1993, IEEE Ultrasonic Symposium, Seiten 15–24, "Development of small antenna duplexer using SAW filters for handheld phones", 1992, IEEE Ultrasonics Proc. Seiten 111–114, European Patent Application 0 541 284 A1, "Impedance element SAW filters", 1994, IEEE Frequency Control Symposium Proc., Seiten 374–378, "Balanced bridge SAW impedance element filters", 1994 IEEE Ultrasonics Proc., zur Veröffentlichung vorgesehen, und in einem Artikel mit dem Titel "Miniature SAW Antenna Duplexer for 800-MHz Portable Telephone Used in Cellular Radio Systems", IEEE MTT Band 36, Nr. 6, Juni 1988 beschrieben. Ein Ersatzschaltkreis für ein Impedanzfilterelement vom Typ Leiter ist in 1B gezeigt, wobei 1, 2 die Resonatorelemente sind. Die französische Patentanmeldung Nr. 2,283,587 offenbart ebenfalls ein SAW-Filter.
Ein bekanntes Filter verwendet kaskadiert verbundene elektrische SAW-Elemente eines Typs, der als SAW-Resonator 120 bekannt ist, von dem eine Ausführung schematisch in 1C dargestellt ist. Der Ersatzschaltkreis für eine typische Leiterstruktur ist in 1D dargestellt. In der eigentlichen Struktur, die in dem bekannten Filter beschrieben ist, werden SAW-Resonatoren verwendet, die einfach nur eine große Anzahl von Elektroden und keine Reflexionsgitter hatten. In diesem Schema sind die SAW-Resonatoren 120 im wesentlichen akustisch unabhängig voneinander und sie werden konzeptionell als elektrische Impedanzelemente moduliert und verwendet. Das Modulieren und Verwenden eines SAW-Resonators 120 als ein Impedanzelement ist möglich, da ein SAW-Element, wie z. B. ein SAW-Resonator 120 eine elektrische Impedanz hat, die teilweise von der elektroakustischen Wechselwirkung der Elektrodenfinger 104 des SAW-Resonators 120 mit der mechanischen Vibration der SAW abhängt. Nahe der Zentralfrequenz des SAW-Elements (d. h., bei der Frequenz, bei welcher der Abstand benachbarter Finger λ/2 ist) ändert sich die Admittanz (der Scheinleitwert) stark und sie erreicht einen maximalen elektrischen Admittanzwert und einen minimalen elektrischen Admittanzwert. Offensichtlich liegen die maximale und minimale elektrische Admittanz nicht bei der gleichen Frequenz, aber nahe oder eng bei der Zentralfrequenz. Diese sind die elektrischen Resonanz- bzw. Antiresonanzfrequenzen des SAW-Elements. Wenn große Änderungen in der elektrischen Impedanz erwünscht sind, so muß die elektroakustische Wechselwirkung groß sein. Daher werden SAW-Elemente mit einer großen Anzahl von Elektrodenfingerpaaren verwendet. Konventionelle SAW-Resonatoren 120, die Reflektoren 106 an beiden Enden eines Wandlers 124 mit einer großen Anzahl von Elektrodenpaaren aufweisen, können verwendet werden, oder es können alternativ Wandler verwendet werden, die nur eine große Anzahl von Fingerpaaren haben. Da SAW-Resonatoren 120 in dem bekannten Filter primär als konzentrierte ideale Elemente verwendet werden, ist es zweckmäßig, diese SAW-Impedanzelemente zu nennen. Der Begriff SAW-Impedanzelemente wird nachfolgend verwendet, wenn auf irgendein SAW-Element (IDT, SAW-Resonator oder anderes) Bezug genommen wird, welches zumindest teilweise wegen seiner elektrischen Impedanzeigenschaften verwendet wird.
Nach dem vorstehend Gesagten können die individuellen SAW-Resonatoren 120, wie in 1D gezeigt, als kaskadiert verbundene, konzentrierte ideale Impedanzelemente gekoppelt sein, und eine Kapazität C (statische Kapazität C_ST) kann parallel zwischen Masse und einem Anschluß eines SAW-Resonators 120 geschaltet sein.
Im allgemeinen haben Impedanzelementfilter ein breiteres Durchlassband und geringere Verluste als CRFs, aber die Fläche, die von den Filterstrukturen belegt wird, ist tendenziell größer, da alle Elemente typischerweise in verschiedenen akustischen Kanälen angeordnet sind. Dies führt selbst nicht zu einer Miniaturisierung und mindert die Brauchbarkeit von solchen Vorrichtungen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein akustisches Oberflächenwellenfilter bereitgestellt, mit einem ersten Interdigitalwandler, welcher eine erste Resonanzfrequenz (fR, s) aufweist und mit einem zweiten Interdigitalwandler (204), der eine zweite Resonanzfrequenz (fR, p) aufweist, wobei der erste und der zweite Interdigitalwandler Elektroden aufweisen, deren Anordnung für den ersten und den zweiten Interdigitalwandler unterschiedlich ist, so daß die erste und die zweite Resonanzfrequenz im wesentlichen voneinander verschieden sind; einem akustischen Anschluß des ersten Interdigitalwandlers, der so angeordnet ist, daß er in Richtung eines akustischen Anschlusses des zweiten Interdigitalwandlers zeigt, so daß der erste und der zweite Interdigitalwandler akustisch miteinander wechselwirken, und wobei ein erster elektrischer Anschluß des ersten Interdigitalwandlers elektrisch über eine gemeinsame Busschiene mit einem ersten elektrischen Anschluß des zweiten Interdigitalwandlers verbunden ist.
Dies hat einen Vorteil darin, daß entsprechende Wandler eines Filters nahe beieinander angeordnet werden können, so daß das Filter gefaltet ist, wodurch die Fläche, welche von dem Filter in Anspruch genommen wird, reduziert ist. Zusätzlich gibt es den überraschenden und unerwarteten synergetischen Effekt einer akustischen Wechselwirkung zwischen dem ersten und dem zweiten Wandler, was den Einfügeverlust des Filters verbessert. Insbesondere können entsprechende akustische Anschlüsse kollinear sein.
Ähnliche SAW-Filter werden in EP-A-665 645, EP-A-0 709 957 und EP-A-0 732 806, welche unter die Regelungen des Artikel 54 (3) EPÜ fallen, diskutiert.
In einer bevorzugten Ausführungsform ist die erste Resonanzfrequenz im wesentlichen gleich einer Antiresonanzfrequenz des zweiten Interdigitalwandlers. Daher werden Signale bei der Resonanzfrequenz des ersten Wandlers durch den ersten Wandler hindurch gekoppelt und daran gehindert, daß sie durch den zweiten Wandler hindurchgekoppelt werden, wodurch ein Filter gebildet wird.
Vorzugsweise liegt eine Antiresonanzfrequenz des ersten Interdigitalwandlers bei einer höheren Frequenz als die erste Resonanzfrequenz und die zweite Resonanzfrequenz liegt bei einer niedrigeren Frequenz als die erste Resonanzfrequenz, wodurch ein Bandpaßfilter mit steilen Rändern erzeugt wird.
Zweckmäßigerweise ist die erste Resonanzfrequenz von der zweiten Resonanzfrequenz um einen Betrag in der Größenordnung des ΔV/V-Parameters eines Substrats, welches das Filter trägt, getrennt. Dies definiert die Bandbreite des Filters.
Typischerweise sind der erste elektrische Anschluß des ersten Interdigitalwandlers und der erste elektrische Anschluß des zweiten Interdigitalwandlers elektrisch über eine gemeinsame Busschiene verbunden und ein zweiter elektrischer Anschluß des zweiten Interdigitalwandlers ist mit Masse verbunden.
Der erste und der zweite elektrische Anschluß des ersten Interdigitalwandlers bilden einen Eingang bzw. Ausgang des akustischen Oberflächenwellenfilters, was den Vorteil hat, daß die Orientierung der entsprechenden Wandler verändert werden kann, so daß Eingangs- und Ausgangsanschlüsse so gewählt werden können, daß sie bei verbundenen elektrischen Anschlüssen oder unabhängigen elektrischen Anschlüssen liegen.
Der erste Interdigitalwandler weist Elektroden auf, die eine erste Periodizität haben, so daß die erste Resonanzfrequenz gebildet wird und der zweite Interdigitalwandler weist Elektroden auf, die eine zweite Periodizität haben, so daß die zweite Resonanzfrequenz gebildet wird, was ein bequemer Weg zum Bestimmen der Resonanzfrequenz der entsprechenden Wandler ist. Andere Verfahren zum Variieren der Resonanzfrequenz können ebenso verwendet werden oder mit der Variation der Periodizität der Elektroden kombiniert werden.
Mindestens einer der ersten und zweiten Wandler kann Reflexionsgitter an einem von dem anderen Wandler entfernten Ende aufweisen. Dies vermindert die SAW-Verluste an den Enden des Wandlers und reduziert dadurch den Einfügeverlust. Die Wandler können mit Hilfe eines Abstandshalters, eines Reflexionsgitters oder eines akustischen Absorbers, voneinander beabstandet sein. Dies erlaubt es, den Betrag der akustischen Kopplung zu variieren.
Die Elektroden der Wandler und/oder der Gitterreflektoren können aus Material mit hoher Dichte hergestellt sein, was die Reflektivität der Elektroden verbessert.
Individuelle Filter können kaskadiert sein, um zusammengesetzte Filter zu bilden, wobei die zweiten elektrischen Anschlüsse des zweiten Interdigitalwandlers einiger oder aller individueller Filter mit Masse verbunden sein können.
Filter in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung sind nicht darauf beschränkt, akustische Oberflächenwellen zu verwenden, sondern sie können auch aus Lecks austretende akustische Oberflächenwellen, transversale Oberflächenwellen, Wellenleitermoden oder jede andere Modifikation von akustischen Oberflächen- und Quasioberflächenwellen verwenden.
Die Filter können kaskadiert sein, um eine abgeglichene Eingangs-/Ausgangsanordnung zu bilden. Dies hat den Vorteil, daß abgeglichene Eingänge und Ausgänge konstruiert werden können, was insbesondere für Gegentaktmischer in Kommunikationsvorrichtungen nützlich ist.
In einem zusammengesetzten Filter ist mindestens eine Elektrode eines Wandlers oder eines Reflexionsgitters elektrisch mit Busschienen verbunden, die an verschiedenen Seiten eines akustischen Kanals angeordnet sind. Dies ist eine zweckmäßige Art, Busschienen miteinander zu verbinden, während eine kompakte topographische Anordnung erhalten bleibt.
Das Filter arbeitet in der gleichen Weise wie Leiter-Filter. Im Bereich der Durchlaßbandfrequenz wird die an den Eingang angelegte Spannung fast vollständig an den Ausgang übertragen, da bei der Resonanz des ersten Wandlers die Impedanz des ersten Wandlers niedrig ist und daher der Eingang praktisch direkt mit dem Ausgang verbunden ist. Jedoch hat der zweite Wandler bei dieser Resonanzfrequenz eine hohe Impedanz und beeinflußt die Übertragung des Signals an den Ausgang kaum. Ein Teil der akustischen Energie des ersten Wandlers wird zu dem zweiten Wandler geleitet, so daß der Verlust des Filters reduziert wird. Der Filter hat eine geringere Größe sowohl in Quer- (etwa 2 mal kleiner) als auch in Längsrichtung, da der Abstandshalter S zwischen den Kanälen um eine SAW-Wellenlänge herum hergestellt werden kann.
Ein Filter gemäß der vorliegenden Erfindung kombiniert einige Merkmale sowohl von CRFs als auch IEFs. Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden sowohl eine elektrische als auch eine akustische Kopplung der Wandler verwendet.
Ausführungsformen der Erfindung werden nun in Form eines Beispiels und mit Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1A und 1B ein konventionell gekoppeltes Resonatorfilter bzw. ein Impedanzelementfilter vom Typ Leiter zeigen;
1C einen konventionellen Resonator mit einem Anschluß zeigt;
1D einen Ersatzschaltkreis für die in "Miniature SAW Antenna Duplexer for 800-MHz Portable Telephone Used in Cellular Radio Systems" beschriebene Struktur zeigt;
2A und 1B eine erste und eine zweite Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen;
2C und 2D Schaltkreisdiagramme der Ausführungsformen sind, die in 2A und 2B gezeigt sind;
2E die Impedanz gegen die Frequenz und den Einfügeverlust gegen die Frequenz für eine Vorrichtung zeigt, wie sie in 2A und 2B dargestellt ist;
3A und 3B eine dritte und vierte Ausführungsform von Filtern mit drei Wandlern zeigen;
4 eine fünfte Ausführungsform ähnlich der ersten und zweiten Ausführungsform aus 2 zeigt, die aber zusätzliche Reflektoren an den äußeren Enden der Wandler aufweist;
5 ein Diagramm eines Filters mit einem Reflexionsgitter zeigt, das zwischen den Wandlern angeordnet ist;
6 ein Filter zeigt, das zwei Wandler, die durch einen akustischen Absorber voneinander getrennt sind, aufweist;
7 ein Filter zeigt, in dem einer der Anschlüsse eines Wandlers in Serie mit einer Induktivität verbunden ist;
8 ein schematisches Diagramm von kaskadierten Filtern zeigt;
9A ein schematisches Diagramm ist, welches eine Ausführungsform eines abgeglichenen Netzwerks zeigt;
9B eine zweite Ausführungsform eines abgeglichenen Netzwerks zeigt;
10A und 10B Filter mit drei und vier Abschnitten zeigen, die gemeinsame Busschienen zum elektrischen Verbinden der Wandler mit benachbarten Abschnitten aufweisen;
10C ein kaskadiertes Filter mit Filtern, wie in 2 dargestellt, zeigt;
11A und 11B noch eine weitere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen;
12 zeigt ein Filter mit zwei Abschnitten, welches einen Anpassungsschaltkreis zwischen den entsprechenden Abschnitten aufweist;
13A und 13B die Frequenzcharakteristik der ersten Ausführungsform gemäß der Erfindung, wie in 2A dargestellt, zeigen; und
14A und 14B die Frequenzcharakteristiken eines Filters mit vier Abschnitten zeigen, die im wesentlichen identisch mit denen sind, die verwendet wurden, um die Ergebnisse aus 13 zu erreichen.
2A zeigt eine Ausführungsform gemäß der Erfindung mit zwei Interdigitalwandlern 202 und 204, die in dem gleichen akustischen Kanal 206 angeordnet sind und die akustisch wechselwirken. Die Aperturen der Wandler können, müssen aber nicht notwendigerweise gleich sein. Die Wandler sind elektrisch durch eine Busschiene 208 verbunden. Der erste Wandler 202 ist mit dem ersten und zweiten Anschluß, t1 und t2, des Filters verbunden, der zweite Wandler 204 ist mit dem zweiten Anschluß des Filters t2 verbunden und mit dem dritten Anschluß t3, der auf Masse gelegt sein kann. Die ersten und zweiten Wandler 202, 204 haben verschiedene Resonanzfrequenzen f_R,s bzw. f_R,P, was zum Beispiels durch Verwendung verschiedener Periodizitäten p1 und p2 der Elektrodenstrukturen erreicht werden kann. 2B zeigt das gleiche Filter, wobei der Eingang und der Ausgang vertauscht sind.
2C und 2D zeigen das schematische Schaltkreisdiagramm für die in 2A und 2B dargestellten Filter.
Wenn eine Quelle von Radiofrequenzsignalen mit dem Eingang des in 2 dargestellten Filters verbunden ist und eine Last mit dem Ausgang verbunden ist, werden akustische Oberflächenwellen (SAW) in beiden Wandlern 202 und 204 erzeugt. Wie in 2E gezeigt, ist bei der Resonanzfrequenz f_R,s die Admittanz/Impedanz des ersten Wandlers 202 hoch/niedrig, so daß nur ein geringer Teil der an den Eingang angelegten Spannung über die Anschlüsse dieses Wandlers hinweg abfällt. Der größte Teil der Eingangsspannung wird an die Last und den zweiten Wandler 204, der parallel mit der Last verbunden ist, übertragen. Der zweite Wandler hat eine Antiresonanz f_aR,p bei der Resonanzfrequenz f_R,s, so daß f_aR,p ≈ f_R,s: Daher ist der Stromfluß durch den Wandler 204 sehr gering und der Strom wird vom Eingang im wesentlichen vollständig in die Last gekoppelt. Daher wird der Hauptteil der Energie des Eingangssignals an die Last übertragen, was einen niedrigen Einfügeverlust im Durchlaßband bedeutet, welches der Resonanzfrequenz f_Rs entspricht. Bei höheren Frequenzen tritt die Antiresonanz des ersten Wandlers f_aR,s 202 auf und es wird im wesentlichen kein Strom durch den ersten Wandler 202 durchgelassen. Dies erzeugt eine Kerbe, welche die rechte Seite oder obere Frequenz des Durchlaßbandes begrenzt. Die Resonanzfrequenz f_R,p des zweiten Wandlers 204 tritt bei einer Frequenz auf, die niedriger ist als f_R,s und erzeugt eine Kerbe auf der linken Seite oder bei einer niedrigeren Frequenz in der Filtercharakteristik. Auf diese Weise werden Durchlaßbandcharakteristiken erzeugt. In dem Stopband wird die Eingangsspannung zwischen den statischen Kapazitäten der Wandler 202, 204 aufgeteilt und das Ausgangssignal wird auf ein Niveau gedämpft, welches von dem Verhältnis der statischen Kapazitäten bestimmt ist.
Typischerweise sind Wandler, insbesondere in Filtern vom Typ Leiter, in verschiedenen (in den meisten Fällen parallelen) akustischen Kanälen angeordnet, was die physikalische Größe der Filter vergrößert. Gemäß der vorliegenden Erfindung sind mindestens zwei Wandler in dem gleichen akustischen Kanal angeordnet. Dies verringert die Breite der Filter um ungefähr einen Faktor 2. Die Länge des Filters ist auch aufgrund der Anordnung der beiden Wandler nahe beieinander verringert. In dem besonderen Fall, der in 2A und 2B dargestellt ist, gibt es zwischen den entsprechenden Wandlern sehr geringe Abstände in der Größenordnung von einer akustischen Wellenlänge und die Elektrodenstruktur eines Wandlers kann kontinuierlich durch eine andere fortgesetzt werden.
Die 13A, 13B stellen die Leistungsfähigkeit eines Filters, wie in 2A dargestellt, mit und ohne akustische Wechselwirkung zwischen den Wandlern 202, 204 dar. Die Filter hatten ein Substrat von 64- LiNbO₃, wobei jeder Wandler 300 Elektroden hat, Perioden p1 = 2,4 µm, p2 = 2,5 µm und eine Apertur von ungefähr 10 Wellenlängen. Eine Filtercharakteristik ohne akustische Wechselwirkung ist durch die Linie 1401 gezeigt und mit akustischer Wechselwirkung durch die Linie 1402. Aus 13B, die ein Detail der 13A ist, erkennt man, daß die akustische Wechselwirkung einen geringen Einfluß auf die Leistungsfähigkeit im Stopband hat und den Einfügeverlust geringfügig verbessert.
14A, 14B zeigen die Charakteristiken eines Filters mit vier kaskadierten Abschnitten des gleichen Typs wie zuvor diskutiert. Eine Filtercharakteristik ohne akustische Wechselwir kung ist durch die Linie 1501 gezeigt, und mit akustischer Wechselwirkung durch die Linie 1502. Das gleiche Verhalten wird beobachtet, d. h., die Leistungsfähigkeiten sind im Stopband gleich und im Durchlaßband geringfügig besser (0,2 dB-Verbesserung), verglichen mit dem Fall ohne akustische Wechselwirkung wie in 14B gezeigt, welche ein Detail aus 14A ist. Wie zuvor zeigt die gepunktete Linie die Antwort mit akustischer Wechselwirkung und die durchgezogene Linie ohne akustische Wechselwirkung.
Man kann kompliziertere Strukturen als die in 2 gezeigten erhalten, mit Reflexionsgittern, mehr als zwei Wandlern und größeren Abstandshaltern, um die Flexibilität des Aufbaus des Filters zu verbessern. 3 bis 6 stellen einige mögliche Aufbauten dar, aber andere Möglichkeiten sind für Fachleute offensichtlich.
3A zeigt einen ersten Wandler 202, der im wesentlich symmetrisch zwischen zwei zweiten Wandlern 204 angeordnet ist. Die elektrischen Ausgangsanschlüsse des zweiten Wandlers sind mit Masse verbunden. In 3B ist eine Ausführungsform, welche die Umkehrung aus 3A ist, gezeigt. 4 zeigt eine Ausführungsform eines Filters, in dem Reflexionsgitter 210 an den äußeren Enden der Wandler 202 und 204 angeordnet sind. Die Reflexionsgitter verhindern SAW-Verluste an SAW-Energie an den Enden der Wandler 202 und 204 und daher wird der Einfügeverlust des Filters verbessert. In 5 wirkt das zentrale Reflexionsgitter 210, so daß eine akustische Kopplung zwischen den beiden Wandlern 202 und 204 verhindert wird. Der Betrag, um den die akustische Kopplung unterdrückt wird, kann durch Vergrößern oder Verringern der Reflektivität des Gitters, d. h. Vergrößern oder Verringern der Anzahl von Elektroden oder der Reflektivität der individuellen Elektroden des Gitters, variiert werden. Auf diese Weise kann der Grad der akustischen Kopplung gesteuert werden. In 6 ist ein akustischer Absorber 214 zwischen zwei benachbarten und kollinearen Wandlern 204 und 212 angeordnet, um diese im wesentlichen akustisch voneinander zu isolieren.
Typischerweise sind SAW-Filter durch Drähte mit den Anschlüssen der Packungen, in denen sie üblicherweise angeordnet sind, verbunden und einige Induktivitäten werden in Abhängigkeit von der Länge der Bond-Drähte in Reihe mit den Anschlüssen der Filter eingefügt. Diese Induktivitäten können hilfreich sein, was den Einfügeverlust und die Erhöhung des Durchlaßbandes des Filters anbelangt, da sie dazu dienen, die Anpassung des Filters und eine vorteilhafte Änderung der Impedanz der Impedanzelemente zu unterstützen. 7 zeigt schematisch den Fall, in dem die Induktivität 216 in Reihe mit mindestens einem der Anschlüsse des Filters verbunden ist. Wenn der Wert der Induktivität des Bond-Drahtes nicht ausreichend ist, kann er durch eine diskrete Induktivität oder durch eine Induktivität, die auf dem Substrat oder in der Packung angeordnet ist, ersetzt werden. Eine Kombination von solchen Induktivitäten kann ebenso verwendet werden.
Wie bereits erwähnt, können individuelle Filter auf verschiedene Weise miteinander verbunden werden, um annehmbare Stopbandunterdrückungsniveaus zu erreichen. Eine Art ist, sie einfach mit einem der Anschlüsse, welcher als gemeinsame Masse verwendet wird, zu kaskadieren, wie schematisch in 8 dargestellt. Die Frequenzantwort dieses Falls von vier Filtern, welche zusammen kaskadiert sind, ist in 14 dargestellt.
Die Filter können auf verschiedene Weise, wie in 9 dargestellt, kaskadiert sein, so daß ein Netzwerk für einen Gegentakt-Eingang/Ausgang erzeugt wird. Solche Abschnitte können auch kaskadiert werden, um die gewünschten Charakteristiken zu erhalten.
Das Kaskadieren von Filtern, wie in 2A und 2B gezeigt, kann erreicht werden, indem gemeinsame Busschienen zwischen den entsprechenden Wandlern 202, 204 verwendet werden. Ein Beispiel einer solchen Anordnung für Filter mit drei und vier Abschnitten ist schematisch in 10A und 10B gezeigt. 10B zeigt den Fall, in welchem der Eingang und der Ausgang asymmetrisch angeordnet sind, um den Abstand zwischen ihnen zu vergrößern und die direkte elektromagnetische Durchleitung zu verringern. 10C zeigt einfach kaskadierte Filter des in 2A gezeigten Typs.
11 zeigt eine weitere Ausführungsform, die eine kompakte Anordnung zum Kaskadieren zweier Filterabschnitte aufweist, in der die Elektroden 207 des Wandlers 204 für die elektrische Verbindung der Busschienen, welche auf verschiedenen Seiten des akustischen Kanals 206 angeordnet sind, verwendet werden. Optional kann eine Mehrzahl von Elektroden oder Elektroden von Reflexionsgittern verwendet werden, um Busschienen auf gegenüberliegenden Seiten der akustischen Kanäle elektrisch miteinander zu verbinden.
11B ist ein Ersatzschaltkreis aus diskreten idealisierten Elementen entsprechend der Ausführungsform, die in 11A dargestellt ist.
In den meisten Fällen benötigt das Filter keine Anpassung. Jedoch kann in einigen Fällen eine Anpassung verwendet werden, um das Durchlaßband des Filters verbessern und/oder den Verlust zu reduzieren. Das Durchlaßband des Filters ist im wesentlichen durch den ΔV/V-Parameter des Substrats bestimmt und es ist, insbesondere für schwache piezoelektrische Materialien, wie z. B. Quarz, begrenzt. Das Einfügen von Induktivitäten (oder allgemein gesprochen von Anpassungsschaltkreisen) in Reihe oder parallel zwischen den kaskadierten Abschnitten und/oder dem Eingang/Ausgang des Filters kann in solchen Fällen nützlich sein, um die Bandbreite des Durchlaßbandes des Filters zu vergrößern. Solch eine Ausführungsform ist in 12 gezeigt.
Im Hinblick auf die vorangegangene Beschreibung ist es für einen Fachmann offensichtlich, daß verschiedene Modifikationen im Rahmen der Erfindung gemacht werden können. Z. B. müssen die akustischen Anschlüsse nicht in einer Reihe liegen, sondern sie können versetzt sein.

Claims

Akustisches Oberflächenwellenfilter, mit einem ersten Interdigitalwandler (202), der eine erste Resonanzfrequenz (fR, s) hat, und einem zweiten Interdigitalwandler (204), der eine zweite Resonanzfrequenz (fR, p) hat, wobei der erste und zweite Interdigitalwandler Elektroden aufweisen, deren Anordnung für den ersten und zweiten Interdigitalwandler unterschiedlich ist, so daß die erste und zweite Resonanzfrequenz im wesentlichen voneinander verschieden sind, einem akustischen Anschluß des ersten Interdigitalwandlers (202), der einem akustischen Anschluß des zweiten Interdigitalwandlers (204) zugewandt angeordnet ist, damit der erste und zweite Interdigitalwandler akustisch miteinander wechselwirken, und wobei ein erster elektrischer Anschluß (t2) des ersten Interdigitalwandlers (202) mittels einer gemeinsamen Busschiene bzw. Busleiste (208) elektrisch mit einem ersten elektrischen Anschluß (t2) des zweiten Interdigitalwandlers (204) verbunden ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der akustische Anschluß des ersten Interdigitalwandlers (202) im wesentlichen kollinear zu dem akustischen Anschluß des zweiten Interdigitalwandlers (204) ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Resonanzfrequenz (fR, s) im wesentlichen gleich einer Antiresonanzfrequenz des zweiten Interdigitalwandlers (204) ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Antiresonanzfrequenz des ersten Interdigitalwandlers (202) bei einer höheren Frequenz liegt als die erste Resonanzfrequenz (fR, s) und die zweite Resonanzfrequenz (fR, p) bei einer niedrigeren Frequenz als die erste Resonanzfrequenz (fR, s) liegt.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Resonanzfrequenz (fR, s) von der zweiten Resonanzfrequenz (fR, p) um einen Betrag in der Größenordnung des Δ v/v Parameters eines den Filter unterstützenden Substrats getrennt ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste (t2) und ein zweiter elektrischer Anschluß (t1) des ersten Interdigitalwandlers einen Eingang bzw. Ausgang des akustischen Oberflächenwellenfilters bilden.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter elektrischer Anschluß (t3) des zweiten Interdigitalwandlers mit Masse verbunden ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Interdigitalwandler (202) Elektroden aufweist, die zum Bilden der ersten Resonanzfrequenz (fR, s) eine erste Periodizität (p2) haben und der zweite Interdigitalwandler (204) Elektroden aufweist, die zum Bilden der zweiten Resonanzfrequenz (fR, p) eine zweite Periodizität (p2) haben.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der ersten und zweiten Wandler (202, 204) ein Reflexionsgitter (210) an einem von dem anderen Wandler abgelegenen Ende aufweisen.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Wandler (202, 204) um einen Abstand (S) voneinander beabstandet sind, um den Grad an akustischer Kopplung zwischen dem ersten und zweiten Wandler zu bestimmen.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einen der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß erste und zweite Wandler (202, 204) durch ein Reflexionsgitter (210) voneinander getrennt sind, um den Grad an akustischer Kopplung zwischen dem ersten und zweiten Wandler zu bestimmen.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Wandler (202, 204) durch einen akustischen Absorber (214) voneinander getrennt sind, um den Grad an akustischer Kopplung zwischen dem ersten und zweiten Wandler zu bestimmen.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektroden der Wandler (202, 204) und/oder Reflektoren (210) aus hochdichtem Metall hergestellt sind.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die gemeinsame Busschiene (208) aus einem Metall mit einer von den Elektroden der Wandler (202, 204) verschiedenen Dicke besteht.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der elektrischen Anschlüsse (t1, t2, t3) der Wandler (202, 204) in Serie mit einer Induktivität (216) verbunden ist.
Filter mit in Serie kaskadierten Filtern nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite elektrische Anschluß (t3) des zweiten Interdigitalwandlers (204) mit Masse verbunden ist.
Akustisches Oberflächenwellenfilter nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus Lecks austretende akustische Oberflächenwellen, transversale Oberflächenwellen, Wellenleitermoden oder irgendeine andere Modifikation von akustischen Oberflächen- und Quasioberflächenwellen verwendet werden.
Filter mit zwei akustischen Oberflächenwellenfiltern nach einem der Ansprüche 1 bis 6, die so konfiguriert sind, daß sie abgeglichene Eingänge und Ausgänge bilden.
Filter nach Anspruch 16 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine Elektrode eines Wandlers (202, 204) oder ein Reflexionsgitter (210) elektrisch mit Busschienen (208) verbunden ist, die auf unterschiedlichen Seiten eines akustischen Kanals angeordnet sind.