DE69517405T2

DE69517405T2 - Radioempfänger mit Quadraturdetektion mit einem lokalen Oszillator mit verbesserter Frequenznachregelung

Info

Publication number: DE69517405T2
Application number: DE1995617405
Authority: DE
Inventors: Makoto Hasegawa; Yoshio Horiike; Terue Matsumura; Masahiro Mimura; Yoshiyuki Yokoajiro; Yasuo Yoshimura
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 1995-01-19
Filing date: 1995-01-19
Publication date: 2001-03-01
Anticipated expiration: 2015-01-20
Also published as: EP0723335B1; DE69517405D1; EP0723335A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Radioempfangsgerät und insbesondere ein Radioempfangsgerät einer Orthogonaldetektionsart mit einer lokalen Oszillatoreinrichtung mit einer verbesserten automatischen Frequenzsteueranordnung.

2. BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK

Im allgemeinen befindet sich ein einzelnes Superheterodyne-System oder ein doppeltes Superheterodyne-System als Emfpangssystem für Radio-Übertragungen im Einsatz. Jedoch erfordert das zuvor erwähnte herkömmliche System einen Bandpassfilter zur Beseitigung einer Bildfrequenz und einen weiteren Bandpassfilter zur Beseitigung von Signalen benachbarter Kanäle. Als derartige Bandpassfilter sind mechanische Filter im Einsatz gewesen, die eine mechanische Schwingungseigenschaft von Kristall oder Keramik verwenden. Ein solcher mechanischer Filter besitzt das Problem, daß die Baugröße des mechanischen Filter relativ groß und es relativ teuer ist. Zur Lösung dieses Problems ist als Empfangssystem ein Quadratur- oder Orthogonaldetektionssystem zur Durchführung eines Demodulations- oder Detektionsverfahrens verwendet worden, indem ein Empfangssignal mit zwei lokalen Oszillationssignalen gemischt wird, welche orthogonal zueinander stehen, d. h. um 90º zueinander Phasen verschoben sind, wodurch das Empfangssignal in zwei orthogonal zueinander stehende Signale gewandelt wird.
Ein Empfangsgerät, daß das Orthogonaldetektionssystem verwendet, ist beispielsweise in der US-A-4,814,715, von Kasperkovitz mit dem Titel "Mixer Arrangement For Suppression Of Oscillator Interference In Quadrature Demodulators", oder in der EP-A-0526836 offenbart.
Fig. 1 zeigt ein Radioempfangsgerät, das ein herkömmliches Orthogonaldetektionssystem verwendet, wie es in der zuvor erwähnten US-A-4,814,715 offenbart ist, und das Radioempfangsgerät wird anschließend beschrieben.
Ein Radiofrequenzsignal, das nachfolgend als RF-Signal bezeichnet wird, das von einer Antenne empfangen wird, wird in zwei Basisbandsignale gewandelt, von denen jedes ein Gleichstromsignal aufweist und die durch eine Quadratur-RF- Abstimmvorrichtung T orthogonal zueinander stehen. Anschließend werde unnötige Signalkomponenten der Basisbandsignale durch Tiefpassfilter LP und LP' beseitigt, und anschließend werden die daraus resultierenden Signale als ein Signal I1 und ein Signal I2 ausgegeben.
Die Quadratur-RF-Abstimmvorrichtung T weist Quadraturmischstufen und M'T0 und einen Abstimmoszillator T0 auf. Eine Mischeranordnung M weist erste und zweite Quadratur-Mischerstufen M&sub1; und M&sub2; zum Mischen der von einem Oszillator F&sub0; zugeführten Quadraturmischsignale mit dem Signal I&sub1; und dem Signal 12 entsprechend auf. Die Ausgangssignale der ersten und zweiten Quadratur- Mischerstufen M&sub1; und M&sub2; werden in einem Überlagerungssschaltkreis S&sub0; addiert. Anschließend wird das sich daraus resultierende addierte Signal von einer Verarbeitungswiedergabeanordnung P demoduliert. Um das mögliche Auftreten von Übersprechen, Lecks und Gleichspannungs-offset des Oszillators zu unterdrücken, wird eine Rückkoppelung durch erste und zweite Synchrondetektoren SD&sub1; und SD&sub2; und Tiefpassfilter LP&sub1; und LP&sub2; bewirkt.
Im Radioempfangsgerät, daß das herkömmliche Orthogonaldetektionssystem gemäß Fig. 1 verwendet, schwingt jedoch der Oszillator und erzeugt ein Sinuswellensignal als zweites lokales Oszillationssignal in einer Weise, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist. Außerdem wird in den ersten und zweiten Quadratur-Mischerstufen M&sub1; und M&sub2; das Verfahren zum Mischen des Signals I&sub1; und des Signals I&sub2; mit dem vom Oszillator F&sub2; erzeugten Sinuswellensignal entsprechend durchgeführt. Ein solcher Schaltungsaufbau ist relativ kompliziert und konnte bislang ein Taktsignal eines Mikrocomputers als zweites lokales Oszillationssignal nicht verwenden. Indem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Abstimmoszillators T&sub0;, nämlich dem ersten lokalen Oszillationssignal mit einer Frequenz, die etwa gleich der mittleren Frequenz des Empfangssignals ist, gemischt wird, wird das Empfangssignal direkt in die orthogonal zueinander stehenden Basisbandsignalen gewandelt. Beide durch den Wandlungsprozess erhaltene Basisbandsignale besitzen eine Gleichspannungskomponente. Wenn das Oszillationssignal des Abstimmoszillators T&sub0; eine Frequenz-Drift gleich der Abweichung des Empfangssignals aufgrund eines Einflusses der Temperatur oder eines weiteren Faktors besitzt, wird eine beträchtlich große Gleichspannungskomponente in beiden Signalen I&sub1; und I&sub2; jeweils verursacht. Deshalb ist es erforderlich, daß beide Schaltungen zur Ver arbeitung der Signale I&sub1; und I&sub2; jeweils als Gleichspannungsverstärker ausgebildet sind, der einen Durchfluss des Gleichstromes zuläßt. Falls die Gleichspannungskomponente entfernt wird, kann die Empfangsempfindlichkeit des Radioempfangsgerätes ernsthaft beeinträchtigt werden, wenn das erste lokale Oszillationssignal eine Frequenzverschiebung aufweist. Jedoch besaß eine Gleichspannungverstärkerschaltung ein Problem der Gestalt, daß die Gleichspannungsverstärkerschaltung einen großen Verstärkungsgrad nicht erzielen konnte, und zwar aufgrund einer Verschiebung ihres Referenzpunktes, was einer Temperaturänderung und einer Spannungsschwankung zugeschrieben wird. Außerdem ist es ebenfalls möglich, den Gleichstrom durch einen Kondensator mit einer ausreichend großen Kapazität zu unterbrechen. Jedoch führte die Verwendung eines Kondensators zu einem Problem dergestalt, daß es eine längere Zeit vom Zeitpunkt an, wenn die Energie für die Empfangsgeräteschaltung eingeschaltet wurde, bis zu einem Zeitpunkt dauerte, wenn die Empfangsgeräteschaltung stabil wird. Außerdem gab es ein Problem, daß eine hohe Rauschkomponente im Bereich des Gleichstrompegels aufgrund eines 1/f-Rauschens der Schaltung erzeugt wurde, was zu einer Beeinträchtigung bei der Empfangsempfindlichkeit führte.
Fig. 10 zeigt eine herkömmliche lokale Oszillatorschaltung für ein Frequenzmodulations- bzw. FM Radioempfangsgerät.
Wie Fig. 10 erkennen läßt, weist die lokale Oszillatorschaltung eine Zeitkonstantenschaltung 102 und einen lokalen Oszillator 100 auf. Ein Demodulationssignal, daß von einem Frequenz/Spannungswandler 100 (nachfolgend als f/V- Wandler bezeichnet), der als FM-Demolator funktioniert, wird in den lokalen Oszillator 102 durch die Zeitkonstantenschaltung 101, die einen in Reihe geschalteten Widerstand R und einen parallelen geschalteten Kondensator C aufweist, eingegeben, und anschließend wird das Demolationssignal durch eine Schaltung mit einer variablen Kapazitätsdiode VD und einem Koppelungskondensator Cc zu einem spannungsgesteuerten Oszillator 103 geleitet.
In der in Fig. 10 gezeigten lokalen Oszillatorschaltung weicht die Frequenz des Ausgangssignals des fokalen Oszillators 103 ab oder schwankt aufgrund einer relativ geringen Frequenzkomponenten des Demodulationssignals, wenn die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung auf einen verhältnismäßig niedrigen Wert gesetzt ist. Wenn andererseits die Zeitkonstante der Zeitkonstantenschaltung 101 auf einen relativ hohen Wert gesetzt ist, ist es möglich, die Abweichung oder Schwankung der Frequenz des lokalen Oszillators 103 zu reduzieren, jedoch gibt es dann ein Problem dergestalt, daß es von einem Zeitpunkt, an dem der Spannungsversorgungsschalter eingeschaltet wird, eine lange Zeit dauert, einen automatischen Frequenzregelungs- oder AFC-Betrieb zu vollenden.

ABRIß DER ERFINDUNG

Eine wesentliche Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, ein Radioempfangsgerät zu schaffen, dessen lokaler Oszillator eine verbesserte automatische Frequenzregelanordnung aufweist.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Radioempfangsgerät mit einem lokalen Oszillator mit verbesserter automatischer Frequenzregelanordnung zu schaffen, welches eine stabile Regelung der Frequenz des lokalen Oszillators ermöglicht, wobei die Operationszeit kürzer als die des Standes der Technik ist.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Radioempfangsgerät mit einem fokalen Oszillator mit verbesserter automatischer Frequenzregelungsanordnung zu schaffen, welches eine stabile Regelung der Frequenz des lokalen Oszillators ohne Einfluß durch eine Frequenzverschiebung der lokalen Oszillation erlaubt.
Um die zuvor erwähnten Aufgaben zu lösen, wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein Radioempfangsgerät einer Orthogonaldetektionsart geschaffen mit:
einer spannungsgesteuerten ersten lokalen Oszillatoreinrichtung zur Erzeugung eines ersten lokalen Oszillationssignals mit einer ersten lokalen Oszillationsfrequenz, die in Abhängigkeit von einer eingegebenen Spannung geändert wird;
einer ersten Phasenschiebeeinrichtung zum Verschieben einer Phase des von der ersten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignals um 90º und zur Ausgabe einesphasenverschobenen ersten lokalen Oszillationssignals;
einer ersten Mischereinrichtung zum Mischen eines eingegebenen Empfangssignals mit dem von der ersten lokalen Oszillationseinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines resultierenden gemischten Signals;
einer ersten Bandpassfiltereinrichtung zum Durchleiten eines gewünschten ersten Zwischenfrequenzsignals mit einer vorbestimmten ersten Zwischenfrequenz in Reaktion auf das von der ersten Mischereinrichtung ausgegebenene gemischte Signal und zur Ausgabe des ersten Zwischenfrequenzsignals; einer zweiten Misch ereinrichtung zum Mischen des eingegebenen Empfangssignals mit dem von der ersten Phasenschiebereinrichtung ausgegebenen phasenverschobenen ersten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines weiteren resultierenden gemischten Signals;
einer zweiten Bandpassfiltereinrichtung zum Durchleiten eines weiteren gewünschten ersten Zwischenfrequenzsignals mit der ersten Zwischenfrequenz in Reaktion auf das von der zweiten Mischereinrichtung ausgegebene gemischte Signal und zur Ausgabe eines weiteren ersten Zwischenfrequenzsignals;
einer zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung zur Erzeugung eines zweiten lokalen Oszillationssignals mit einer zweiten lokalen Oszillationsfrequenz;
einer zweiten Phasenschiebereinrichtung zum Verschieben einer Phase des von der zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten zweiten lokalen Oszillationssignals um 90º und zur Ausgabe eines phasenverschobenen zweiten lokalen Oszillationssignals;
einer dritten Mischereinrichtung zum Mischen des von der ersten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen ersten Zwischenfrequenzsignals mit dem von der zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung ausgegebenen zweiten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines resultierenden gemischten Signals;
einer vierten Mischereinrichtung zum Mischen des von der zweiten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen weiteren ersten Zwischenfrequenzsignals mit dem von der zweiten Phasenschiebeeinrichtung ausgegebenen phasenverschobenen zweiten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines weiteren resultierenden gemischten Signals;
einer Berechnungseinrichtung zur Berechnung einer Summe aus dem von der dritten Mischereinrichtung ausgegebenen resultierenden gemischten Signal und dem weiteren resultierenden gemischten Signal oder einer Differenz zwischen diesen Signalen und zur Ausgabe eines Signals, das ein resultierendes berechnetes Ergebnis repräsentiert;
einer dritten Bandpassfiltereinrichtung zum Durchleiten eines zweiten Zwischenfrequenzsignals mit einer Mittenfrequenz, die sich von der zweiten lokalen Oszillationsfrequenz um eine Frequenz unterscheidet, die die Differenz zwischen einer Frequenz des eingegebenen Empfangssignals und der ersten lokalen Oszillationsfrequenz bildet, in Reaktion auf das von der Berechnungseinrichtung ausgegebene Signal und zur Ausgabe des zweiten Zwischenfrequenzsignals;
einer Demodulationseinrichtung zur Demodulation des von der dritten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals und zur Ausgabe eines resultierenden demodulierten Signals;
einer Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung zur Erfassung einer Durch schnittsfrequenz des von der dritten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals für ein bestimmtes Zeitintervall; und
einer Frequenzkorrektureinrichtung zur Steuerung der ersten lokalen Oszillationsfrequenz des von der ersten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignals, so daß eine Differenz zwischen der von der Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung erfaßten Durchschnittsfrequenz und einer einer Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals entsprechenden vorbestimmten Frequenz im wesentlichen Null wird.
Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät kann die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung aufweisen:
eine Impulswellenformbildungseinrichtung zur Umwandlung des zweiten Zwischenfrequenzsignals in ein Impulssignal und zur Ausgabe des Impulssignals; und eine Impulszahlmeßeinrichtung zur Messung einer Anzahl von Impulsen des von der Impulswellenformbildungseinrichtung ausgegebenen Impulssignals für ein bestimmtes Zeitintervall entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals und zur Ausgabe der gemessenen Anzahl als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkorrektureinrichtung.
Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät kann die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung aufweisen:
eine Impulswellenformbildungseinrichtung zur Umwandlung des zweiten Zwischenfrequenzsignals in ein Impulssignal und zur Ausgabe des Impulssignals; und eine Zeitintervallmeßeinrichtung zum Messen eines Zeitintervalls durch Zeitmessung, wenn eine Anzahl von Impulsen des von der Impulswellenformbildungseinrichtung ausgegebenen Impulssignals einen bestimmten Wert entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals erreicht, und zur Ausgabe des gemessenen Zeitintervalls als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkkorrektureinrichtung.
Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät weist die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung auf:
eine Frequenz/Spannungs-Umwandlungseinrichtung zur Umwandlung der Frequenz des vom dritten Bandpassfilter ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals in eine Spannung proportional zu deren Frequenz und zur Ausgabe der Spannung; und
eine Durchschnittsspannungserfassungseinrichtung zur Erfassung eines Durchschnittswertes der von der Frequenz/Spannungs-Umwandlungseinrichtung ausge gebenen Spannung für ein bestimmtes Zeitintervall entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals und zur Ausgabe des erfaßten Durchschnittswertes als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkorrektureinrichtung.
Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät kann die zweite lokale Oszillatoreinrichtung ein zweites lokales Oszillationssignal mit einer Rechtecksignal erzeugen. Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät kann jede der dritten und vierten Mischereinrichtung aufweisen:
eine Invertereinrichtung zur Invertierung eines in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signals und zur Ausgabe eines invertierten Signals; und
eine Schaltereinrichtung zum alterierenden Umschalten zwischen dem in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signal und dem hierzu invertierten Signal in Reaktion auf das zweite lokale Oszillationssignal mit Rechteckwelle, wodurch das gemischte Signal zwischen dem in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signal und dem zweiten lokalen Oszillationssignal mit Rechteckwelle ausgegeben wird.
Im zuvor erwähnten Radioempfangsgerät kann das eingegebene Empfangssignal ein frequenzmoduliertes Signal mit einer bestimmten Frequenzabweichung sein und können die ersten und zweiten lokalen Oszillationsfrequenzen so gesetzt werden, daß eine Summe der zweiten lokalen Oszillationsfrequenz und eine Differenzfrequenz zwischen der Frequenz des eingegebenen Empfangssignals und der ersten lokalen Oszillationsfrequenz höher als die Frequenzabweichung des eingegebenen Empfangssignals ist.
Bei der vorliegenden Erfindung wird eine Frequenzverschiebung in der Oszillationsfrequenz der ersten lokalen Oszillatoreinrichtung verursacht, so daß deren Oszillationsfrequenz dieselbe ist wie die Abweichung des Empfangssignals, können anschließend signifikant große Gleichspannungskomponenten in den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Mischereinrichtungen verursacht werden und werden diese Gleichspannungskomponenten durch die ersten und zweiten Bandpassfiltereinrichtungen entfernt. In diesem Fall gehen die für die Demodulation notwendigen Signalkomponenten verloren, und dies führt dazu, daß die Demodulation nicht durchgeführt werden kann. Um die zuvor erwähnte automatische Frequenzregelung unterVerwendung derFrequenzkorrektureinrichtung durchzuführen, könnte die zuvor erwähnte Frequenzabweichung so beseitigt werden, daß keine relativ große Gleichspannungskomponente in den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Mischereinrichtungen verursacht wird. Anschließend kann eine verbesserte Demodulation stets ohne Beeinflußung aufgrund der zuvor erwähnten Frequenzabweichung der ersten lokalen Oszillation durchgeführt werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Diese und andere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf das bevorzugte Ausführungsbeispiel in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlich, wobei:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Radioempfangsgerätes des Standes der Technik unter Verwendung eines Orthogonaldetektionssystems ist;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Radioempfangsgerätes der Orthogonaldetektionsart gemäß einer ersten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Radioempfangsgerätes der Orthogonaldetektionsart gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Radioempfangsgerätes der Orthogonaldetektionsart gemäß einer dritten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 5 ein Blockschaltbild von in den Fig. 2, 3 und 4 gezeigten Schalterschaltkreisen 5 und 12 ist;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten lokalen Oszillators 10 und eines 90º-Phasenschiebers 11 ist, wie sie in den Fig. 2, 3 und 4 gezeigt sind;
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines in den Fig. 2, 3 und 4 gezeigten Frequenz/Spannungswandlers 16 ist;
Fig. 8 ein Zeitdiagramm, das einen Betrieb des in Fig. 7 abgebildeten Frequenz/Spannungsumwandlers 16 zeigt;
Fig. 9 ein Zeitdiagramm ist, das einen Betrieb der in Fig. 5 abgebildeten Schalterschaltkreise 5 und 12 zeigt;
Fig. 10 eine lokale Oszillatorschaltung der Standes der Technik zeigt;
Fig. 11 ein Blockschaltbild eines Pegeldetektors 17 und einer Impulsmeßzahlschaltung 18 ist, wie sie in Fig. 2 gezeigt sind;
Fig. 12 ein Blockschaltbild einer in Fig. 3 gezeigten Zeitintervallmeßschaltung 22 ist;
Fig. 13 ein Blockschaltbild eines modifizierten Schalterschaltkreises einer weiteren bevorzugten Ausführung ist; und
Fig. 14 ein Blockschaltbild eines anderen modifizierten Schalterschaltkreises einer noch weiteren bevorzugten Ausführung ist.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGEN

Die bevorzugten Ausführungsbeispiele gemäß der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beiliegenden Zeichnungen näher erläutert.

ERSTE BEVORZUGTE AUSFÜHRUNG

Fig. 2 zeigt ein Radioempfangsgerät der Orthogonaldetektionsart gemäß einer ersten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung.
Wie Fig. 2 erkennen läßt, wird ein Radiosignal durch eine Antenne 1 empfangen und das empfangene Radiosignal wird über einen geräuscharmen Hochfrequenzverstärker 2 in einen Mischer 3 und einen weiteren Mischer 8 eingegeben.
Im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das von der Antenne 1 zu empfangende gewünschte Radiosignal D durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt:
D = cos(ω + Δω)·t (1),
wobei ω eine Winkelfrequenz einer Trägerwelle und Δω eine Winkelfrequenzabweichung sowohl mit positiven als auch mit negativen Polaritäten ist. Die Winkelfrequenzabweichung Δω ändert sich über die Zeit in Abhängigkeit von Daten oder einem Sprachsignal, nämlich ein Trägerwellensignal des gewünschten Radiosignals D wird in einem Sender in Abhängigkeit von dem zu sendenden Daten- oder Sprachsignal moduliert. In anderen Worten, bei dem gewünschten Radiosignal D handelt es sich um ein frequenz moduliertes Signal, d. h. um ein FM-Signal. In dem Fall von zu sendenden Daten handelt es sich bei dem gewünschten Radiosignal D um ein FSK-Signal. Es sei daraufhingewiesen, daß es sich bei der Winkelfrequenz ω des Trägerwellensignals um die Mittenfrequenz des gewünschten Signals D handelt.
Ein spannungsgesteuerter erster lokaler Oszillator 6 erzeugt ein sinusförmiges erstes lokales Oszillationssignal LQ, das durch die folgende Gleichung (2) ausgedrückt wird, und gibt anschließend das erste lokale Oszillationssignal LQ an den Mischer 3 und den 90º-Phasenschieber 7 aus:
LQ = cos(ω + x)·t (2),
wobei "x" eine Winkelverschiebungsfrequenz gegenüber der Winkelfrequenz ω des Trägerwellensignals repräsentiert und die erste Zwischenfrequenz in der vorliegenden bevorzugten Ausführung darstellt. In einem 90º-Phasenschieber 7 wird die Phase des vom lokalen Oszillators 6 ausgegebenen Signals LQ um 90º verschoben, und anschließend gibt der 90º-Phasenschieber 7 ein phasenverschobenes erstes lokales Oszillationssignal LQa = sin(ω + x)·t an den Mischer 8 ab.
Folglich werden folgende Signale von den Mischern 3 und 8 jeweils erzeugt;
(a) Ausgangssignal des Mischers 3: D x LQ = cos(Δω - x)·t (3), und
(b) Ausgangssignal des Mischers 8: D x LQa = sin(Δω - x)·t (4).
Im vorliegenden Fall wird die Verschiebungsfrequenz "x" so gesetzt, daß die Verschiebungsfrequenz "x" größer als die Frequenzabweichung Δω ist. In anderen Worten, die Verschiebefrequenz "x" wird so gesetzt, daß sie höher als die besetzte Bandbreite des gewünschten Signals D ist. Wenn beispielsweise mehrere ge wünschte Signale D in einem Kanalintervall von 12, 5 kHz angeordnet sind, wird im allgemeinen bestimmt, daß die besetzte Bandbreite +/- 4,25 kHz = 8,5 kHz im Falle der Übermittlung eines Sprachsignals, von Daten mit einer Bandbreite entsprechend der des Sprachsignals o. dgl. beträgt. In diesem Fall ist die Winkelfrequenzabweichung Δω kleiner als + /- 2,5 KHz. Dementsprechend wird ein Wert der Verschiebungsfrequenz "x" = 6,25 kHz oder 12,5 kHz als außerhalb der besetzten Bandbreite angeordneter Wert ausgewählt. Im gegenwärtig bevorzugten Ausführungsbeispiel wird bestimmt, daß "x" = 6,25 Khz ist. Mit der zuvor beschriebenen Einstellung besitzen die von den Mischern 3 und 8 jeweils ausgegebenen Signale keine Gleichspannungskomponente.
Das vom Mischer 3 ausgegebene Signal wird durch einen ersten Bandpassfilter 4 mit einer Bandpassbreite der besetzten Bandbreite von 8,5 kHz zur Beseitigung benachbarter Kanalkomponenten aus dem eingegebenen Signal, indem nur ein gewünschtes erstes Zwischenfrequenzsignal eines spezifizierten Kanals mit einer vorbestimmten ersten Zwischenfrequenz dadurch durchgeleitet wird, und außerdem durch einen Zwischenfrequenzverstärker 4a geleitet, bevor es als erstes Zwischenfrequenzsignal I (nachfolgend als I-Signal bezeichnet) in einen ersten Schalterschaltkreis 5 eingegeben wird. Andererseits wird das vom Mischer 8 ausgegebene Signal durch einen zweiten Bandpassfilter 9 mit einer Bandpassbreite der besetzten Bandbreite von 8,5 kHz zur Beseitigung benachbarter Kanalkomponenten aus dem eingegebenen Signal, indem nur ein gewünschtes erstes Zwischenfrequenzsignal eines spezifizierten Kanals mit der vorbestimmten ersten Zwischenfrequenz dadurch durchgeleitet wird, und außerdem durch einen Zwischenfrequenzverstärker 9a geleitet, bevor es anschließend als weiteres Zwischenfrequenzsignal Q (nachfolgend als Q-Signal bezeichnet) in einen zweiten Schalterschaltkreis 12 eingegeben wird. In diesem Fall stehen die I- und Q-Signale orthogonal zueinander.
Außerdem erzeugt ein zweiter lokaler Oszillator 10 ein rechteck- oder pulsförmiges zweites lokales Oszillationssignal LR, das durch die folgende Gleichung ausgedrückt ist und gibt dieses an den ersten Schalterschaltkreis 5 und einen 90º- Phasenschieber 11 aus:
LR = cos(r·t) - (1/3) · cos(3·r·t) + (1/5) · cos(5·r·t) - ... (5).
Im vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Winkelfrequenz "r" des zweiten lokalen Oszillationssignals auf 16 kHz gesetzt. Der 90º-Phasenschieber 11 verschiebt die Phase des zweiten lokalen Oszillationssignales LR um 90º und gibt das phasenverschobene zweite Oszillationssignal LRa, das durch die folgende Gleichung (6) ausgedrückt ist, an den zweiten Schalterschaltkreis 12 aus:
LRa = sin(r·t) + (1/3) · sin(3·r·t) + (1/5) · sin(5·r·t) -... (6).
Anschließend wird das I-Signal im ersten Schalterschaltkreis 5 mit dem rechteckwellenförmigen zweiten lokalen Oszillationssignal LR modifiziert, welches vom zweiten lokalen Oszillator 10 erzeugt wird. Andererseits wird das Q-Signal im zweiten Schalterschaltkreis 12 mit dem phasenverschobenen rechteckwellenförmigen zweiten lokalen Oszillationssignal LRa multipliziert. Folglich werden die folgenden Signale von den Schalterschaltkreisen 5 und 12 erzeugt:
(a) Ausgangssignal des Schalterschaltkreises 5:
cos{(Δω - x)·t} · {cos(rt) - (1/3) · cos(3·r·t) +...} (7), und
(b) Ausgangssignals des Schalterschaltkreises 12:
sin{(Δω - x)·t} · {sin(rt) + (1/3) · sin(3·r·t) + ...} (8).
Die ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 arbeiten jeweils als Frequenzmischer oder Signalmultiplizierer, wobei jeder Schalterschaltkreis das eingegebene erste Zwischensignal mit dem impulsförmigen zweiten lokalen Oszillationssignal mischt oder multipliziert und ein daraus resultierendes gemischtes Signal ausgibt. Anschließend werden die jeweils von den Schalterschaltkreisen 5 und 12 ausgegebene Signale durch eine Rechenschaltung 13 miteinander addiert. Folglich wird das folgende Signal aus der Rechenschaltung 13 ausgegeben:
cos[(r + x) - Δω}t) - (1 /3) · cos[(3·r - x) + Δω}·t] +... (9).
Das von der Rechenschaltung 13 ausgegebene Signal wird durch einen dritten Bandpassfilter 14 zur Beseitigung von Signalen von Termen betreffend eine Hochfrequenzkomponente mit einer Winkelfrequenz "r" geleitet, welche von den Schalterschaltkreisen 5 und 12, d. h. den zweiten und anschließenden Termen der Gleichung (9), erzeugt werden, indem nur ein Signal der ersten Terme der Gleichung (9) dadurch durchgelassen werden, und anschließend wird das vom Band passfilter 14 ausgegebene Signal an einen Pegeldetektor 17 und eine Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegeben. In diesem Fall gibt das dritte Bandpassfilter 14 das folgende Signal aus:
cos[{((r + x) - Δw}·t] = cos{(2π · 22,25 [kHz] - Δω)·t} (10).
Da im bevorzugten Ausführungsbeispiel die Bedingung (r + x) > Δω in der zuvor beschriebenen Weise eingestellt wird, ist die Phase der Gleichung (10) stets positiv während der positiven Zeit. In anderen Worten, keine negative Frequenz wird im bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt. Wie aus der zuvor erwähnten Gleichung (10) ersichtlich ist, kann deshalb das vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebene Ausgangssignal als ein derartiges frequenzmoduliertes Signal betrachtet werden, das man erhält, wenn das Trägerwellensignal mit einer Winkelfrequenz von (r + x) mit einer Frequenzabweichung von Δω frequenzmoduliert ist, wobei die Winkelfrequenz (r + x) die zweite Zwischenfrequenz im vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel bildet. Deshalb kann das zuvor erwähnte frequenzmodulierte Signal, das vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegeben wird, durch einen f/V- Wandler 16 demoliert werden, welcher eine Ausgangsspannung proportional zu der Frequenz des eingegebenen Signals erzeugt.
Im bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebene Signal durch eine Impulswellenformbildungsschaltung 15 zur Bildung der Wellenform des eingegebenen Signals in eine Impulswellenform in den f/V- Wandler 16 eingegeben. Außerdem wird ein Rauschbeseitigungprozeß an einem vom f/V-Wandler 16 ausgegebenen demodulierten Signal durch ein Rauschbeseitigungsschaltung 20 zur Beseitigung von Impulsrauschen durchgeführt, welche durch die FM-Demulation im FM-Demulationsprozeß des f/V-Wandlers 16 verursacht werden können, und anschließend wird das verarbeitete demodulierte Signal von der Rauschbeseitigungsschaltung 20 ausgegeben.
Da das dritte Bandpassfilter 14 eine relativ niedrige Bandpassmittenfrequenz von etwa 22,25 kHz hat, kann das Bandpassfilter 14 mit Hilfe eines monolitischen IC einfach implementiert werden. Außerdem verarbeiten die anderen Geräte oder Schaltungen derartige niedrige Frequenzen, und deshalb können die anderen Geräte oder Schaltungen mit Hilfe monolitischen ICs implementiert werden.
In diesem Fall wird das folgende unerwünschte Interferenzsignal U von der Antenne empfangen:
U = cos(ω + 2 · + Δω)·t (11).
Anschließend werden indem in Fig. 2 gezeigten Radioempfangsgerät die I- und 0- Signale jeweils erzeugt, welche durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:
(a)I-Signal: U x LQ = cos(Δω + x)·t (12),
und
(b) Q-Signal: Q x LQa = sin(Δω + x)·t (13).
Die zuvor erwähnten Interferenzsignale werden innerhalb derselben Bandbreite der Bandpassfilter 4 und 9 wie der gewünschten Signale in den I = und Q-Signalen erzeugt, und deshalb kann das unerwünschte Interferenzsignal nicht von den ersten und zweiten Bandpassfiltern 4 und 9 beseitigt werden. Jedoch gibt in diesem Fall die Rechenschaltung 13 das folgende Signal aus:
cos[{(r - x - Δω}.t] - (1/3) · cos[{(3·r + x) + Δω}·t] +... (14).
Das Frequenzband des unerwünschten Interferenzsignals U, das durch die Gleichung (14) ausgedrückt ist, unterscheidet sich offensichtlich vom Frequenzband des gewünschten Signals D, welches durch die zuvor angegebene Gleichung (9) ausgedrückt ist. Deshalb wird das aufgrund des unerwünschten Interferenzsignals erzeugte Signal gemäß der zuvor angegebenen Gleichung (14) durch das dritte Bandpassfilter 14 beseitigt, das so aufgebaut ist, das es nur das Signal um die Mittenfrequenz (r + x) = 22,25 kHz herum durch dieses hindurchläßt, und anschließend wird folglich kein unerwünschtes Interferenzsignal am Ausgang des dritten Bandpassfilters 14 erzeugt.
Anhand des zuvor erwähnten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung ist beschrieben worden, daß die I- und Q-Signale den selben Signalpegel haben. Wenn jedoch ein Unterschied zwischen den Signalpegeln der I- und Q- Signale aufgrund einer Veränderung der Schaltkreise vorliegt, wird am Ausgang der Rechenschaltung 13 ein Signal mit demselben Frequenzband wie gemäß der zuvor angegebenen Gleichung (9) aufgrund des unerwünschten Interferenzsignals U erzeugt. Im Hinblick darauf kann durch Anordnung einer Pegeljustierschaltung oder eines Pegeldämpfungsgliedes (nicht dargestellt) zur Justierung der Signalpegel der I-und Q-Signale, um die unerwünschte lnterferenzsignalkomponente zu beseitigen, die innerhalb des Frequenzbandes erzeugt wird, was durch die zuvor angegebene Gleichung (9) ausgedrückt ist, ein Empfangsgerät aufgebaut werden, das weniger anfällig für die Interferenz ist. Anstelle eines derartigen Pegeldämpfungsgliedes kann auch ein in seiner Verstärkung einstellbarer Zwischenfrequenzverstärker 4a oder 9a als Zwischenfrequenzverstärker 4a oder 9a vorgesehen sein.
Außerdem kann in Abhängigkeit von der Schalterkonstruktion der ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 eine Signalkomponente mit einer Winkelfrequenz (r) an den Ausgängen der Schalterschaltkreise 5 und 12 verursacht werden. Indem zuvor erwähnten Fall, wie in Fig. 13 gezeigt, kann das vom zweiten lokalen Oszillator 10 ausgegebene rechteckwellenförmige zweite lokale Oszillationssignal von einer Addierschaltung 140 durch ein Pegeldämpfungsglied 141 zum Ausgangssignals des ersten Schalterschaltkreises 5 oder des zweiten Schalterschaltkreises 15 hinzuaddiert werden, um die Signalkomponenten mit der Winkelfrequenz "r" zu Beseitigen.
Wie Fig. 13 zeigt, kann das zweite lokale Oszillationssignal durch das Pegeldämpfungsglied 141 zur einer Addierschaltung 140 sowie dem Schalterschaltkreis 5 geleitet werden. In diesem Fall wird das vom Schalterschaltkreis 5 ausgegebene Signal in die Addierschaltung 140 eingegeben, die dann die eingegebenen beiden Signale miteinander addiert und das Signal des Additionsergebnisses an die Rechenschaltung 13 ausgibt. Das Pegeldämpfungsglied 141 und die Addierschaltung 140 sind an den zweiten Schalterschaltkreis 12 in ähnlicher Weise wie zuvor beschrieben angeschlossen.
Außerdem kann in Abhängigkeit vom Schalteraufbau der ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 die Signalkomponente mit der Winkelfrequenz "r" in den ersten und zweiten Schalterschaltkreisen 5 oder 12 verursacht werden. Im zuvor erwähnten Fall, wie in Fig. 14 gezeigt ist, kann das vom Verstärker 4a oder 9a ausgegebene I- oder Q-Signal durch eine Addierschaltung 150 über ein Pegeldämpfungsglied 151 zu dem Ausgangssignal von dem ersten Schalterschaltkreis 5 oder dem zweiten Schalterschaltkreis 12 addiert werden, um das I- oder Q-Signal zu beseitigen.
Wie Fig. 14 erkennen läßt, wird das vom Zwischenfrequenzverstärker 4a ausgegebene Signal über das Pegeldämpfungsglied 151 sowohl in die Addierschaltung 150 als auch in den Schalterschaltkreis 5 eingegeben. Das vom Schalterschaltkreis 5 ausgegebene Signal wird in die Addierschaltung 150 eingegeben, welche dann die eingegebenen beiden Signale miteinander addiert und ein resultierendes Signal des Additionsergebnisses an die Rechenschaltung 13 ausgibt.
Wenn außerdem die lokale Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 auf eine Frequenz, die von der besetzten Bandbreite des Empfangssignals getrennt ist, und zwar in einer Weise wie zuvor beschrieben, wird keine Gleichspannungskomponente in den I- und Q-Signalen erzeugt. Bei der zuvor erläuterten Anordnung läßt deshalb das Empfangssignal keine Beseitigung von Energie zu, sogar wenn die von den Mischern 3 und 8 ausgegebenen Signale entsprechend durch das erste Bandpassfilter 4 und das zweite Bandpassfilter 9 geleitet werden, von denen jedes keine Gleichspannungskomponente durchläßt. Dementsprechend wird in diesem Fall die Empfangsempfindlichkeit des Radioempfangsgerätes nicht beeinträchtigt.
Nachfolgend wird ein Aufbau betrachtet, bei welchem die lokale Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 auf eine Frequenz gesetzt ist, die im wesentlichen gleich der Mittenfrequenz des Empfangssignals ist. Im vorliegenden Fall besitzen die I-und Q-Signale die Gleichspannungskomponenten. Wenn der Modulationsgrad signifikant groß ist im Vergleich zur Übertragungrate der unter Verwendung des Trägerwellensignals zu übermittelnden Daten, d. h. wenn der Modulationsindex verhältnismäßig groß ist, wird die Energie des frequenzmodulierten Signals oder FM-Signals auf zwei Frequenzen konzentriert, die voneinander um +/- Δω getrennt sind, und zwar entsprechend dem Grad der Modulation von der Mittenwinkelfrequenz des frequenzmodulierten Trägerwellensignals, und der prozentuale Anteil der. Energie um die Mittenfrequenz des frequenzmodulierten Signals ist außerordentlich gering. Dementsprechend wird kein bemerkenswerter Einfluß auf die Empfangsempfindlichkeit ausgeübt, sogar wenn die Gleichspannungskomponenten durch den ersten Bandpassfilter 4 und den zweiten Bandpassfilter 9 aus den von den Mischern 3 und 8 ausgegebenen Signalen entfernt werden.
Wenn jedoch die lokale Aussetzungsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 eine Veränderung des Modulationsgrades von etwa Lkw aufgrund eines Einflusses von einer Temperaturänderung verursacht, steigt der prozentuale Anteile der Energie um den Gleichstrom der I- und Q-Signale an. Wenn deshalb die Gleichspannungskomponenten der I- und Q-Signale durch den ersten Bandpassfilter 4 und den zweiten Bandpassfilter 9 beseitigt werden, wird die Empfangsempfindlichkeit beeinträchtigt.
Im Hinblick auf die zuvor erfolgte Beschreibung wird eine Frequenzkorrekturschaltung zur Feststellung einer Frequenzverschiebung der ersten lokalen Oszillationsfrequenz und zur Regelung der Oszülationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 in einer Richtung, in der sich die Frequenzverschiebung auf im wesentlichen Null reduziert. Ein Regelungsverfahren zur Regelung der Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 wird nachfolgend beschrieben.
Fig. 11 zeigt einen detaillierten Aufbau des Pegeldetektors 17 und der Impulszahlmeßschaltung 18.
Wie Fig. 11 erkennen läßt, weist der Pegeldetektor 17 eine Gleichrichterschaltung 110, eine Referenzspannungsquelle 111, einen Komparator 112 und eine Verriegelungsschaltung 113 und die Impulsanzahlmeßschaltung 18, ein 10 ms-Zeitglied, einen Zähler 121 und eine Verriegelungsschaltung 122. Das Ausgangssignal vom dritten Bandpassfilter 14 wird durch die Gleichrichterschaltung 110 in den Komperator 112 eingegeben, während eine von der Referenzspannungsquelle erzeugte vorbestimmte Schwellwertspannung in den Komparator 112 eingegeben wird. Wenn der Ausgangspegel des dritten Bandpassfilters 14 gleich der vorbestimmten Schwellwertspannung oder größer als diese ist, gibt der Komparator 112 ein hochpegeliges Signal über die Verriegelungsschaltung 113 an ein 10 ms-Zeitglied 120 und den Zähler 121 ab.
Andererseits verstärkt die Impulswellenformbildungsschaltung 15 das Ausgangssignal vom dritten Bandpassfilter 14 und wandelt das daraus resultierende verstärkte Signal in ein Impulssignal mit Hilfe eines Komparators um, wobei das umgewandelte Impulssignal an den f/V-Wandler 16 und die Impulsanzahlmeßschaltung 18 ausgegeben wird. Der f/V-Wandler 16 führt einen FSK (Frequenzverschiebetastung)-Modulationsprozeß durch Umwandlung der Änderung der Frequenz des Eingangssignals in eine Änderung der Spannung durch, und das demodulierte Signal wird durch die zuvor erwähnte Rauschbeseitigungsschaltung 20 ausgegeben.
In Reaktion auf das hochpegelige Signal vom Pegeldetektor 17 werden der Zähler 121 und das Zeitglied 120 aktiviert, so daß der Zähler mit dem Zählen der Impulse des Ausgangssignals von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 beginnt und dieselben Impulse für 10 ms zählt. Wenn die Zeit von 10 ms vom Start des Zählers 121 verstrichen ist, gibt das Zeitglied 120 ein hochpegelieges Signal an die Verriegelungsschaltung 122 aus, so daß die Verriegelungsschaltung 122 die Daten verriegelt, die die vom Zähler 121 gezählte Impulsanzahl repräsentieren und anschließend an die Frequenzkorrekturschaltung 19 ausgegeben werden.
Die Frequenzkorrekturschaltung 19 berechnet eine Differenz zwischen einer vorgegebenen Referenzimpulszahl entsprechend der Mittenfrequenz des Zwischenfrequenzsignals von 16 kHz und der von der Impulszahlmeßschaltung 18 gemessenen Impulszahl und erzeugt eine Steuerspannung entsprechend dieser Differenz. Anschließend regelt die Steuerpannung die Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6, und dann wird die Durchschnittsfrequenz eines vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals auf etwa 16 kHz eingestellt.
Die zuvor erwähnte Frequenzkorrektur wird im einzelnen nachfolgend beschrieben. Hier wird ein Fall berücksichtigt, bei welchem die Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 um 3 kHz von der Frequenz des Trägerwellensignals der FSK- Modulation oder des von der Antenne 1 empfangenen FM-Signals verschoben ist. In diesem Fall ist die Mittenfrequenz des vom 3 Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals um 3 kHz gegenüber 16 kHz verschoben, so daß 19 kHz entstehen. Die Impulszahlmeßschaltung 18 mißt die zweiten Zwischenfrequenzsignalimpulse von 19 kHz für 10 ms, und deshalb können 190 Impulse gezählt werden. Andererseits wird eine Referenzimpulszahl von 160 Impulsen in diesem Fall gespeichert, und deshalb wird eine Differenz von 30 durch die Frequenzkorrekturschaltung 19 erzeugt, die dann eine Gleichspannung entsprechend der Differenz von 30 erzeugt und durch einen digitalanalog-Wandlungsprozeß an den ersten lokalen Oszillator 6 ausgibt, wodurch der erste lokale Oszillator 6 so gesteuert wird, daß die Mittenfrequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals etwa 16 kHz wird.
Im vorliegenden Fall bilden die Impulswellenformbildungsschaltung 15 und die Zweitintervalimeßschaltung 22 eine Durchschnittfrequenzerfassungsschaltung zur Erfassung einer Durchschnittsfrequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals.
Im Falle eines FSK-Radioempfangsgerätes wird das Radioempfangsgerät intermittierend für eine kurze Zeit von etwa 20 ms in einem vorbestimmten Intervall, d. h. einem Zeitintervall von 30 s, eingeschaltet. Wenn kein hochpegeliges Signal vom Pegeldetektor 17 erzeugt wird, während die Energie dem Radioempfangsgerät zugeführt wird, wird ermittelt, dass kein Signal von der Gegenstelle zur Kommunikation übermittelt wird, und die Energiezufuhr wird für das nächste Zeitintervall von 30 s gestoppt. Wenn das hochpegeliege Signal vom Pegeldetektor 17 erzeugt wird, wird die Energiezufuhr fortgesetzt und die Impulszahlmeßschaltung 18 mißt die Anzahl der Impulse. Die zuvor beschriebene Technik dient dazu, daß FSK-Radioempfangsgerät unter Verwendung einer Batterie für einen relativ langen Zeitraum zu betreiben.
Die Synchronisierung der Übermittlung und des Empfangs des FSK-Signals mit der Kommunikationsgegenstelle, welche alle 30 Sekunden ausgeführt wird, kann in einer solchen Weise erzielt werden, daß die eine Stelle das FSK-Signal alle 10 Minuten sicher sendet und die Gegenstelle das gesendete FSK-Radiosignal empfängt, um den Takt mit dem der Stelle, die das FSK-Signal sendet zu synchronisieren. Für den zuvor erwähnte Zweck ist es möglich, die Pegelerfassung in einem Signalabschnitt oder einem Signalintervall durchzuführen, welches mit einem Bitsynchronisationssignal im FSK-Modulationssignal von der Gegenstelle für Kommunikation modelliert ist, und die Anzahl der Impulse zu zählen.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Frequenzkorrekturschaltung 19 einfach implementiert werden kann, und zwar beispielsweise durch eine Speichereinheit zur Abspeicherung der Referenzimpulszahl und einen Mikrocomputer mit einer digital/- analog-Wandlungsfunktion.
Fig. 7 zeigt einen beispielhaften Aufbau des f/V-Wandlers 16.
Wie Fig. 7 erkennen läßt, weist der f/V-Wandler 16 einen Flankendetektor 42, einen monostabilen Multivibrator 43 und ein Tiefpassfilter 44 auf. Das von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegebene Impulssignal wird in den Flankendetektor 42 eingegeben.
Fig. 8 zeigt ein Zeitdiagramm der in Fig. 7 angegebenen entsprechenden Signale Sa, Sb, Sc und Sd, wobei Sa das von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 an den Flankendetektor 42 ausgegebene Impulssignal, Sb ein vom Flankendetektor 42 in den monostabilen Multivibrator 43 eingegebenes Signal, Sc ein vom monostabilen Multivibrator 43 in das Tiefpassfilter 44 eingegebene Signal und Sd ein vom Tiefpassfilter 44 zur Rauschbeseitigungsschaltung 20 ausgegebenes Signal bezeichnet.
Wie die Fig. 7 und 8 erkennen lassen, wird eine vorlaufende Flanke des eingegebenen Zwischenfrequenzimpulses Sa vom Flankendetektor 42 ermittelt, welcher anschließend ein den Zeitverlauf der vorlaufenden Flanke des Signals Sa repräsentierendes Impulssignal an den monostabilen Multivibrator 43 ausgibt. Die durch das Impulssignal Sb repräsentierte, erfaßte vorlaufende Flanke aktiviert den monostabilen Multivibrator 43, der anschließend ein Impulssignal Sc mit einer konstanten Impulsbreite an das Tiefpassfilter 44 ausgibt. Anschließend führt das Tiefpassfilter 44 einen Tiefpassfilterprozeß am eingegebenen Impulssignal Sc durch, um ein von der Frequenz in eine Spannung gewandeltes oder demoduliertes Signal auszugeben.
Das vom monostabilen Multivibrator 43 ausgegebene Signal ist ein Impulssignal mit derselben Frequenz wie die des von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegebenen Zwischenfrequenzimpulssignals Sa. Deshalb wird die Schaltung bis zum monostabilen Multivibrator 43 einschließlich als die Impulswellenformbildungsschaltung 15 bezeichnet und anschließend kann das Ausgangssignal vom monostabilen Multivibrator 43 in die in Fig. 2 gezeigte Impulszahlmeßschaltung 18 oder eine in Fig. 3 gezeigte Zeitintervaflmeßschaltung 22, die im einzelnen später beschrieben wird, eingegeben werden.
Obwohl zuvor beschrieben worden ist, dass der Flankendetektor 42 nur die vorlaufende Flanke des zweiten Zwischenfrequenzsignals Sa erfaßt, istdie vorliegende Erfindung hierauf nicht beschränkt. Der Detektor kann sowohl die vorlaufende Flanke als auch die nachlaufende Flanke des zweiten Zwischenfrequenzsignals Sa erfassen. In diesem Fall ist die Ausgangssignalfrequenz des monostabilen Multivibrators 43 doppelt so hoch wie die des zweiten Zwischenfrequenzsignals Sa.
Wenn deshalb die Schaltung bis zum monostabilen Multivibrator 43 einschließlich als Impulswellenformbildungsschaltung 15 betrachtet wird, ist es erforderlich, die Operationskonstanten wie die Referenzimpulszahl und die Impulszahl in bezug auf die Impulsmeßschaltung 18, die Zeitintervallmeßschaltung 22 und die Frequenzkorrekturschaltung 19 zu ändern, wobei der Umstand in Betracht gezogen wird, daß sich die Frequenz verdoppelt.
Wenn außerdem ein Signal mit einem deutlich hohen Pegel in die Antenne 1 eingegeben und folglich das Ausgangssignal der Rechenschaltung 13 nachteiligerweise verstümmelt wird, ist zu berücksichtigen, daß die für die Demodulation notwendige Information herausfallen kann. Durch entsprechende Ausbildung eines Aufbaus, bei welchem beispielsweise der Verstärkungsgrad eines Hochfrequenzverstärkers 2 derart einstellbar ist, daß das Ausgangssignal der Rechenschaltung 13 nicht verstümmelt wird, kann deshalb ein größerer Effekt erzeugt werden.
Obwohl zuvor beschrieben wurde, daß die in den Fig. 2, 3 und 4 gezeigte Rechenschaltung 13 die Addition durchführt, kann die Schaltung auch eine Subtraktion durchführen. Im zuvor erwähnten Fall wird das Ausgangssignal des dritten Bandpassfilters 14 zu cos [{(r - x) + Δω}·].
Fig. 5 zeigt einen Aufbau der in den Fig. 2, 3 und 4 gezeigten Schalterschaltkreise 5 und 12, und Fig. 9 zeigt die entsprechenden Wellenformen, die in den Schalterschaltkreisen 5 und 12 erzeugt werden.
Wie Fig. 5 erkennen läßt wird das I- oder Q-Signal über einen Eingangsanschluß 24 in einen ersten Eingangsanschluß eines elektronischen Schalters 28 wie eines FET-Schalters o. dgl. und ebenfalls über einen Inverter 27 mit einem Verstärkungsgrad von 1 in einen zweiten Eingangsanschluß des Schalters 28 eingegeben.
Andererseits wird das rechtecktörmige Signal LR bzw. LRa vom zweiten lokalen Oszillator 10 bzw. 90º Phasenschieber 11 in einen Steueranschluß des Schalters 28 eingegeben. Der elektronische Schalter 28 wird alternierend zwischen seinen ersten und zweiten Eingangsanschlüssen geschaltet, um die beiden dort eingegebenen Signale zu schalten, und zwar als Reaktion auf das rechteckförmige Signal LR bzw. LRa, nämlich in Abhängigkeit davon, ob die Phase des zweiten lokalen Oszillationsimpulssignals LR bzw. LRa eine positive Polarität oder eine negative Polarität besitzt, so daß das I- oder Q-Signal durch den Schalter 28 bei positiver Phase des zweiten lokalen Oszillationsimpulssignals LR oder LRa geleitet wird, während das invertierte I- oder Q-Signal vom Inverter 27 durch den Schalter 28 bei negativer Phase des zweiten lokalen Oszillationsimpulssignals LR oder LRa geleitet wird.
Ein derartiger elektronischer Schalter 28 kann einfach durch ein CMOS-Bauteil als analoger Schalter implementiert oder von einem bipolaren Transistor gebildet werden. Jeder der ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 kann einen Aufbau besitzen, der durch Kombination von Differenzialverstärkern erzielt wird.
Fig. 6 zeigt einen Aufbau des zweiten lokalen Oszillators 10 und des 90º-Phasenschiebers 11.
Wie Fig. 6 erkennen läßt, gibt der aus einem Mikrocomputer 52 bestehende zweite lokale Osziallator 10 ein Taktimpulssignal an einen Takteingangsanschluß eines Flip-Flop 53 aus. Der 90º-Phasenschieber 11 weist drei Verzögerungs-Flip- Flops 53, 54 und 55 auf.
Das von einem Ausgangsanschluß Q des Flip-Flop 53 ausgegebene Signal wird in einem Takteingangsanschluß CLK des Flip-Flop 54 und einen Eingangsanschluß D des Flip-Flop 53 eingegeben. Daß von einem Ausgangsanschluß Q des Flip-Flop 53 ausgegebene Signal wird in einen Takteingangsanschluß CLK des Flip-Flop 55 eingegeben. Außerdem wird das von einem Ausgangsanschluß Q des Flip-Flop 54 ausgegebene Signal in einen Anschluß D desselben Flip-Flop 54 und das von einem Ausgangsanschluß Q des Flip-Flop 54 ausgegebene Signal in einen Eingangsanschluß D des Flip-Flog 55 eingegeben.
Das rechteckförmige oder implusförmige zweite lokale Oszillationssignal LR wird vom Ausgangsanschluß Q des Flip-Flop 54 über einen Ausgangsanschluß 56 ausgegeben, während das rechteckförmige oder impulsförmige zweite lokale Oszillationssignal LRa, das orthogonal zum zweiten lokalen Oszillationssignal LR steht, nämlich um 90º gegenüber dem Signal LR phasenverschoben ist, in Form von Ausgangsanschluß Q des Flip-Flog 55 über den Ausgangsanschluß 57 ausgegeben wird. Die Schaltung des in Fig. 6 gezeigten 90º-Phasenschiebers 1 l kann durch IC einfach implementiert werden.
Im vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel wird eine Frequenzdrift in der Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 verursacht, so daß dessen Oszillationsfrequenz dieselbe ist wie die Abweichung des Empfangssingals, anschließend können signifikant hohe Gleichspannungskomponenten in den Ausgangssignalen der ersten und zweiten Mischer 3 und 8 verursacht werden, und diese Gleichspannungskomponenten werden durch die Bandpassfilter 4 und 9 beseitigt. In diesem Fall gehen die für die Demodulation notwendigen Signalkomponenten verloren, und dies führt dazu, daß die Demodulation nicht durchgeführt werden kann. Um die zuvor erwähnte automatische Frequenzregelung unter Verwendung der Frequenzkorrekturschaltung 19 auszuführen, könnte die zuvor erwähnte Frequenzdrift derart beseitigt werden, daß keine relativ hohe Gleichspannungskomponente in den Ausgangssignalen der Mischer 3 und 8 verursacht wird. Dann kann eine verbesserte Demodulation stets durchgeführt werden, und zwar ohne Einfluß aufgrund der zuvor erwähnten Frequenzdrift der ersten lokalen Oszillation.

ZWEITE BEVORZUGTE AUSFÜHRUNG

Fig. 3 zeigt einen Aufbau eines Radioempfangsgerätes der Orthogonaldetektionsart gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung. In Fig. 3 sind die Komponenten mit denselben Funktionen wie die der Komponenten in Fig. 2 durch dieselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Die in Fig. 3 gezeigte zweite bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten ersten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung dadurch, daß bei der in Fig. 3 gezeigten vorliegenden bevorzugten Ausführung eine Zeitintervallmeßschaltung 22 zur Messung eines Zeitintervalls bis zu einem Zeitpunkt, wenn die Anzahl der Impulse des von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegebenen Zwischenfrequenzimpulssignals einen bestimmten Schwellwert erreicht, anstelle der in Fig. 2 gezeigten Impulszahlmeßschaltung 18 vorgesehen ist.
In diesem Fall bilden die Impulswellenformbildungsschaltung 15 und die Zeitintervallmeßschaltung 22 eine Durchschnittsfrequenzerfassungsschaltung zur Erfassung einer Durchschnittsfrequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals.
Fig. 12 zeigt einen Aufbau der in Fig. 3 gezeigten Zeitintervallmeßschaltung 22. Wie Fig. 12 erkennen läßt, weist die Zeitintervallmaßschaltung 22 einen Zähler 130, ein 10-ms-Zeitglied 131 und eine Verriegelungsschaltung 132 auf. Das vom Pegeldetektor 17 ausgegebene hochpegelige Signal wird in einen Aktivierungseingangsanschluß "ENABLE" des Zählers 132 eingegeben, während das von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegebene Impulssignal in einen Takteingangsanschluß "CLOCK" des Zählers 130 eingegeben wird.
Wenn das Ausgangssignal vom Pegeldetektor 17 auf einen hohen Pegel geht, wird der Zähler 130 gestartet, um die von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 ausgegebenen Impulse zu zählen. Anschließend hat der Zähler 130 160 Impulse gezählt und erzeugt dann ein Übertragssignal und gibt es an die Verriegellungsschaltung 132 aus. Andererseits wird das Zeitglied 131 aktiviert, um gestartet zu werden, ein Zeitintervall zu zählen, das von einen Zeitpunkt an verstrichen ist, wenn die Ausgangssignale vom Pegeldetektor 17 auf einen hohen Pegel gehen, um die gezählte Zeit repräsentierende Daten an die Verriegelungsschaltung 132 auszugeben. Wenn der Zähler 130 das Übertragssignal erzeugt, werden die Zeitdaten von der Verriegelungsschaltung 132 verriegelt und anschließend an die Frequenz korrekturschaltung 19 ausgegeben.
Wenn im vorliegenden bevorzugten Ausführungsbeispiel der Umstand ermittelt wird, daß eine FSK-Modulationssignal in die Antenne 1 eingegeben wird, gibt der Pegeldetektor 17 das hochpegelige Signal aus. Das hochpegelige Signal aktiviert den Zähler 130 und das Zeitglied 131 der Zeitintervallmeßschaltung 22. Anschließend zählt der Zähler 130 oder mißt ein Zeitintervall von einen Zeitpunkt, wo der Zähler 130 aktiviert ist, bis zu einem Zeitpunkt, wo die Anzahl der Impulse des zweiten Zwischenfrequenzsignals z. B. 160 erreicht. Wenn die Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals 16 kHz beträgt, beträgt das vom Zähler 130 gemessene Zeitintervall 10 ms. Wenn die Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals 19 kHz beträgt, beträgt das vom Zeitglied 131 der Zeitintervallmeßschaltung 22 gemessene Zeitintervall 8,42 ms.
Die vom Zeitglied 131 der Zeitintervallmeßschaltung 22 gemessenen Zeitdaten werden über die Verriegelungsschaltung 132 in die Frequenzkorrekturschaltung 19 eingegeben. Die Frequenzkorrekturschaltung 19, die ein vorgegebenes Referenzzeitintervall von 10 ms speichert, berechnet eine Zeitdifferenz zwischen dem Referenzzeitintervall und den eingegebenen Zeitdaten. Wenn die eingegebenen Zeitdaten 10 ms betragen, ist die Zeitdifferenz null, und deshalb wird keine Frequenzkorrektur durchgeführt. Wenn andererseits die eingegebenen Zeitdaten 8,42 ms betragen, beträgt die Zeitdifferenz 1,58 ms, und deshalb wird eine Steuerspannung entsprechend 1,58 ms ausgegebenen. Anschließend wird die Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 so geregelt, daß die Frequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals etwa auf 16 kHz in die Reaktion auf die von der Frequenzkorrekturschaltung 1 9 ausgegebene Steuerspannung eingestellt wird.
Ein vorteilhafter Effekt der in Fig. 3 gezeigten bevorzugten Ausführung besteht darin, daß die Meßgenauigkeit der Mittenfrequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsingals verbessert werden kann, um die Frequenzkorrektur durch Anstieg der Genauigkeit des in der Zeitintervallmeßschaltung 22 enthaltenen Zeitgliedes 131 genauer durchgeführt werden kann.
Wie die zuvor beschriebenen anderen Modifikationen können auf die zweite bevorzugte Ausführung ebenfalls angewendet werden und die anderen vorteilhaften Wirkungen in der ersten bevorzugten Ausführung kann man ebenfalls in der zweiten bevorzugten Ausführung erzielen.

DRITTE BEVORZUGTE AUSFÜHRUNG

Fig. 4 zeigt einen Aufbau eines Radioempfangsgerätes der Orthogonaldetektionsart gemäß einer dritten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung. Die vorliegende bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung wird nachfolgend anhand von Fig. 4 beschrieben.
In Fig. 4 sind die Komponenten mit denselben Funktionen wie die der in Fig. 2 gezeigten Komponenten mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Die in Fig. 4 gezeigte vorliegende bevorzugte Ausführung der vorliegenden Erfindung unterscheidet sich von der in Fig. 2 gezeigten bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung darin, daß in der dritten bevorzugten Ausführung ein Durchschnittsspannungsdetektor 23 zur Ermittlung eines Spannungsausgangssignals entsprechend der Frequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals im f/V-Wandler 16, zur Bildung eines Durchschnittswertes der ermittelten Spannung für ein bestimmtes Intervall und zur Ausgabe der daraus resultierenden Durchschnittsspannungsdaten anstelle der in Fig. 2 gezeigten Impulsanzahlmeßschaltung 18 vorgesehen ist.
In der vorliegenden bevorzugten Ausführung bilden der f/V-Wandler 16 und der Durchschnittsspannungsdetektor 23 eine Durchschnittsfrequenzerfassungsschaltung zur Erfassung einer Durchschnittsfrequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals.
Wenn die Tatsache ermittelt wird, daß ein FSK-Modulationssignal in die Antenne 1 eingegeben wird, gibt der Pegeldetektor 17 das hochpegelige Signal aus. Das hochpegeliege Signal aktiviert den Durchschnittsspannungsdetektor 23. Der Durchschnittsspannungsdetektor 23 bildet einen Mittelwert der Spannung für z. B. 10 ms von einem Zeitpunkt an, wo der Durchschnittsspannungsdetektor 23 aktiviert ist. Andererseits gibt der f/V-Wandler 16 eine Spannung proportional zur Frequenz des von der Impulswellenformbildungsschaltung 15 eingegebenen Signals aus. Wenn beispielsweise die Frequenz der Zwischenfrequenz des in den f/V- Wandler 16 eingegebenen Signals 16 kHz beträgt, ändert sich das Ausgangssignal des f/V-Wandlers 16 um 0,1 V jedesmal, wenn sich die Frequenz um 1 kHz ändert. Wenn die Frequenz der Zwischenfrequenz 19 kHz beträgt, wird eine Ausgangsspannung von 1,3 V vom f/V-Wandler 16 erzeugt und ausgegeben. Die vom Durchschnittsspannungsdetektor 23 erzeugten Durchschnittsspannungsdaten werden in die Frequenzkorrekturschaltung 19 eingegeben. Die Frequenzkorrekturschaltung 19, die eine Referenzspannung von 1 V speichert, berechnet eine Diffe renz zwischen der Referenzspannung und den eingegebenen Spannungsdaten.
Wenn beispielsweise die in die Frequenzkorrekturschaltung 19 eingegebenen Spannungsdaten 1 V betragen, ist die Differenz null, und deshalb wird keine Frequenzkorrektur durchgeführt. Wenn die eingegebenen Spannungsdaten 1,3 V betragen, beträgt die Differenz 0,3 V, und deshalb wird eine Steuerspannung entsprechend 0,3 V an den ersten lokalen Oszillator 6 ausgegeben. Anschließend wird die Oszillationsfrequenz des ersten lokalen Oszillators 6 so geregelt, daß die Frequenz des vom dritten Bandpassfilter 14 ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals auf etwa 16 kHz in Reaktion auf die Steuerspannung von der Frequenzkorrekturschaltung 19 eingestellt wird.
Es kann berücksichtigt werden, daß die Ausgangsspannung des f/V-Wandlers 16 sich augenblicklich ändert aufgrund des Einflusses und der Temperatur und anderer Faktoren, sogar wenn die Eingangsfrequenz identisch ist. Deshalb muß die in der Frequenzkorrekturschaltung 19 gespeicherte Referenzspannung augenblicklich geändert werden, wenn die Zeit verstreicht. Als ein Verfahren zur Erzielung des zuvor erwähnten Betriebes kann das folgende Verfahren verwendet werden. Wenn kein Signal in die Antenne 1 eingegeben wird, besteht das zweite Zwischenfrequenzsingal lediglich aus Rauschen. Deshalb handelt es sich bei der Mittenfrequenz des Rauschsignals um die Mittenfrequenz von 16 kHz des dritten Bandpassfilters 14. Deshalb wird außerdem ein Schaltbetrieb in Abhängigkeit von der zweiten lokalen Oszillationsfrequenz von 16 kHz in den ersten und zweiten Schalterschaltkreisen 5 und 12 durchgeführt.
Obwohl jeder der ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 eine Schalterkonstruktion der symethrischen Art besitzt, so daß keine lokale Oszillationsfrequenz von 16 kHz an den Ausgangsanschlüssen der ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12 verursacht wird, kriecht das 16-kHz-Signal ein wenig in deren Ausgangsanschlüsse aufgrund einer Abweichung der Transistoren, die jeden der Schalterschaltkreise 5 und 12 der symethrischen Art bilden. Wenn kein Signal in die Antenne 1 eingegeben wird, beträgt deshalb die Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals etwa 16 kHz. Wenn der Pegeldetektor 17 keinen Signaleingang an der Antenne 1 feststellt, kann deshalb das Ausgangssignal des f/V- Wandlers 16 genommen oder für ein vorbestimmtes Zeitintervall wie z. B. 10 ms im Durchschnittsspannungsdetektor 23 abgespeichert werden und können die resultierenden Durchschnittsspannungsdaten in einer Speichereinrichtung der Frequenzkorrekturschaltung 19 abgespeichert werden. Der zuvor erwähnte Speichervorgang wird beispielsweise alle 10 Minuten oder während eines ganzzahligen vielfachem von 30 s durchgeführt.
Um außerdem das 16-kHz-Signal positiv durchzulassen, kann die Vorspannung von jedem der ersten und zweiter Schalterschaltkreise 5 und 12 geändert werden, um eine Balance jeder der Schalterschaltkreise 5 und 12 zu verlieren, wodurch das zweite lokale Oszillationssignal hindurchkriechen kann.
Die zuvor beschriebenen weiteren Modifikationen bei der ersten bevorzugten Ausführung können auf die dritte bevorzugte Ausführung angewendet werden, und die weiteren vorteilhaften Wirkungen bei der ersten bevorzugten Ausführung können ebenfalls bei der dritten bevorzugten Ausführung erzielt werden.
Wie zuvor beschrieben wurde, besitzt das Radioempfangsgerät der vorliegenden Erfindung einen Aufbau, bei welchem das aufgrund der Oberschwingungen des zweiten lokalen Oszillationssignals erzeugte Signal mit Hilfe des dritten Bandpassfilters 14 beseitigt wird. Beim zuvor beschriebenen Aufbau kann ein rechteck- oder impulsförmiges Signal als zweites lokales Oszillationssignal verwendet werden. Deshalb kann das Taktimpulssignal des Mikrocomputers 52 als zweites lokales Oszillationssignal verwendet werden, wodurch die relevante Schaltung vereinfacht werden kann.
Außerdem ist keine Gleichspannungskomponente für die Demodulation des Signals erforderlich. Mit der zuvor beschriebenen Anordnung kann ein sehr zuverlässiges Radioempfangsgerät geschaffen werden, welches die Zeit für die Inbetriebnahme zum Zeitpunkt des Zuschaltens der Energie reduzieren und die mögliche Beeinträchtigung der Emfpangsempfindlichkeit durch Beseitigung des einer Temperaturänderung zugeschriebenen Einflusses der Gleichspannungsverschiebung und des Einflusses von 1 /f Rauschen der Schaltung verhindern kann. Selbstverständlich ist kein teurer mechanischer Filter notwendig, wodurch jede relevante Schaltung einfach in ein IC eingebaut werden kann, und deshalb das Radioempfangsgerät zu relativ niedrigen Kosten aufgebaut werden.
Indem außerdem ein Pegeleinstellungsschaltung vorgesehen ist, um das unnötige Interferenzsignal zu beseitigen, wobei die Veränderung des Verstärkungsgrades von jedem der Verstärker und der Schaltungen berücksichtigt wird, kann ein Empfangsgerät geschaffen werden, das weniger anfällig für die Interferenz ist.
Dadurch, daß außerdem die Frequenzkorrekturschaltung 19 vorgesehen ist, kann eine derartige Wirkung erzielt werden, daß keine Beeinträchtigung des Empfangs stattfindet, weil die Oszillationsfrequenz korrigiert werden kann, sogar wenn die Oszillationsfrequenzgenauigkeit des ersten lokalen Oszillators gering ist. Deshalb kann ein kostengünstiger Quarzoszillator verwendet werden.
Durch Verwendung der Rauschbeseitigungsschaltung 20 kann das Impulsrauschen beseitigt werden, wodurch die Signal-Rausch-Charakteristik verbessert werden kann.
Selbstverständlich können die ersten und zweiten Schalterschaltkreise 5 und 12, der Durchschnittsfrequenzdetektor 23 usw. mit einem einfachen Aufbau versehen und einfach in einem IC untergebracht werden.
In einem intermittierenden Betriebssystem, bei welchem das Senden und Empfangen von Signalen intermittierend stattfinden, indem ein synchrones Verhältnis zwischen der Sendeseite und der Empfangsseite besteht, damit das Radiogerät mit einer Batterie für einen relativ langen Zeitraum arbeiten kann, ist es erforderlich zu prüfen, ob ein Signal von der Gegenstelle an die vorliegende Stelle für ein möglichst kurzes Zeitintervall vorliegt. Dies bedeutet, daß das Zeitintervall von dem Zeitpunkt, wo die Energie an das Radioempfangsgerät zugeschaltet wird, bis zu dem Zeitpunkt, wo der Betrieb des Radioempfangsgerätes stabil wird, möglichst kurz sein muß. Die vorliegende Erfindung kann bei einem solchen intermittierenden Betriebssystem Verwendung finden und einen großen Effekt bei Verlängerung der Lebensdauer der Batterie bewirken. Insbesondere im Falle eines automatischen Meßprüfsystems wie eines Gaszählers o. dgl., wenn ein Radiosender im Gaszähler eingebaut ist, ist ein kleinbauendes Radioempfangsgerät erforderlich, das mit einer Batterie für etwa 10 Jahre arbeiten kann.
In einem Fernsteuergerät der Radioart zur Verwendung im Haushalt, wie beispielsweise einem Fernsteuergerät zur drahtlosen Verbindung eines gasbetriebenen Heißwasserversorgungsgerätes mit einer Küche, und zwar ohne Beschränkung auf das automatische Meßprüfsystem, stellen geringe Baugröße und batteriegestützte Betrieb unentbehrliche Bedingungen dar.
Die vorliegende Erfindung kann ein Radioempfangsgerät zur Verfügung stellen, das in bezug auf das zuvor erläuterte Problem sehr effektiv ist.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand eines Beispieles unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen vollständig beschrieben worden ist, sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß verschiedene Änderungen und Modifikationen dem Fachmann naheliegen. Sofern nichtderartige Änderungen oder Modifikationen vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung, wie durch die beigefügten Ansprüche definiert, abweichen, gelten sie als hiermit umfaßt.

Claims

1. Radioempfangsgerät der Orthogonaldetektionsart, mit:

einer spannungsgesteuerten ersten lokalen Oszillatoreinrichtung (6) zur Erzeugung eines ersten lokalen Oszillationssignals mit einer ersten lokalen Oszillationsfrequenz, die in Abhängigkeit von einer eingegebenen Spannung geändert wird;

einer ersten Phasenschiebereinrichtung (7) zum Verschieben einer Phase des von der ersten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignals um 90º und zur Ausgabe eines phasenverschobenen ersten lokalen Oszillationssignals;

einer ersten Mischereinrichtung (3) zum Mischen eines eingegebenen Empfangssignals mit dem von der ersten lokalen Oszillationseinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines resultierenden gemischten Signals (I);

einer ersten Bandpassfiltereinrichtung zum Durchleiten eines gewünschten ersten Zwischenfrequenzsignals mit einer vorbestimmten ersten Zwischenfrequenz in Reaktion auf das von der ersten Mischereinrichtung ausgegebene gemischte Signal und zur Ausgabe des ersten Zwischenfrequenzsignals;

einer zweiten Mischereinrichtung (8) zum Mischen des eingegebenen Empfangssignals mit dem von der ersten Phasenschiebereinrichtung ausgegebenen phasenverschobenen ersten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines weiteren resultierenden gemischten Signals;

einer zweiten Bandpassfiltereinrichtung (9) zum Durchleiten eines weiteren gewünschten ersten Zwischenfrequenzsignals mit der ersten Zwischenfrequenz in Reaktion auf das von der zweiten Mischereinrichtung ausgegebene gemischte Signal und zur Ausgabe eines weiteren ersten Zwischenfrequenzsignals (Q); einer zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung (10) zur Erzeugung eines zweiten lokalen Oszillationssignals mit einer zweiten lokalen Oszillationsfrequenz;

einer zweiten Phasenschiebereinrichtung (11) zum Verschieben einer Phase des von der zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten zweiten lokalen Oszillationssignals um 90º und zur Ausgabe eines phasenverschobenen zweiten lokalen Oszillationssignals;

einer dritten Mischereinrichtung (5) zum Mischen des von der ersten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen ersten Zwischenfrequenzsignals mit dem von der zweiten lokalen Oszillatoreinrichtung ausgegebenen zweiten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines resultierenden gemischten Signals;

einer vierten Mischereinrichtung (12) zum Mischen des von der zweiten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen weiteren ersten Zwischenfrequenzsignals mit dem von der zweiten Phasenschiebeeinrichtung ausgegebenen phasenverschobenen zweiten lokalen Oszillationssignal und zur Ausgabe eines weiteren resultierenden gemischten Signals;

einer Berechnungseinrichtung (13) zur Berechnung einer Summe aus dem von der dritten Mischereinrichtung ausgegebenen resultierenden gemischten Signal und dem weiteren resultierenden gemischten Signal oder einer Differenz zwischen diesen Signalen und zur Ausgabe eines Signals, das ein resultierendes berechnetes Ergebnis repräsentiert;

einer dritten Bandpassfiltereinrichtung (14) zum Durchleiten eines zweiten Zwischenfrequenzsignals mit einer Mittenfrequenz, die sich von der zweiten lokalen Oszillationsfrequenz um eine Frequenz unterscheidet, die die Differenz zwischen einer Frequenz des eingegebenen Empfangssignals und der ersten lokalen Oszillationsfrequenz bildet, in Reaktion auf das von der Berechnungseinrichtung ausgegebene Signal und zur Ausgabe des zweiten Zwischenfrequenzsignals;

einer Demodulationseinrichtung zur Demodulation des von der dritten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals und zur Ausgabe eines resultierenden demodulierten Signals;

einer Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung zur Erfassung einer Durchschnittsfrequenz des von der dritten Bandpassfiltereinrichtung ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals für ein bestimmtes Zeitintervall; und

einer Frequenzkorrektureinrichtung (18) zur Steuerung der ersten lokalen Oszillationsfrequenz des von der ersten lokalen Oszillatoreinrichtung erzeugten ersten lokalen Oszillationssignals, so daß eine Differenz zwischen der von der Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung erfaßten Durchschnittsfrequenz und einer einer Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals entsprechenden vorbestimmten Frequenz im wesentlichen Null wird.

2. Radioempfangsgerät nach Anspruch 1, bei welchem die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung aufweist:

eine Impulswellenformbildungseinrichtung (15) zur Umwandlung des zweiten Zwischenfrequenzsignals in ein Impulssignal und zur Ausgabe des Impulssignals; und

eine Impulszahlmeßeinrichtung (18) zur Messung einer Anzahl von Impulsen des von der Impulswellenformbildungseinrichtung ausgegebenen Impulssignals für ein bestimmtes Zeitintervall entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischen frequenzsignals und zur Ausgabe der gemessenen Anzahl als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkorrektureinrichtung.

3. Radioempfangsgerät nach Anspruch 1, bei welchem die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung aufweist:

eine Zeitintervallmeßeinrichtung (22) zum Messen eines Zeitintervalls durch Zeitmessung, wenn eine Anzahl von Impulsen des von der Impulswellenformbildungseinrichtung ausgegebenen Impulssignals einen bestimmten Wert entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals erreicht, und zur Ausgabe des gemessenen Zeitintervalls als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkorrektureinrichtung.

4. Radioempfangsgerät nach Anspruch 1, bei welchem die Durchschnittsfrequenzerfassungseinrichtung aufweist:

eine Frequenz/Spannungs-Umwandlungseinrichtung (10) zur Umwandlung der Frequenz des vom dritten Bandpassfilter ausgegebenen zweiten Zwischenfrequenzsignals in eine Spannung proportional zu deren Frequenz und zur Ausgabe der Spannung; und

eine Durchschnittsspannungserfassungseinrichtung (23) zur Erfassung eines Durchschnittswertes der von der Frequenz/Spannungs-Umwandlungseinrichtung ausgegebenen Spannung für ein bestimmtes Zeitintervall entsprechend der Mittenfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals und zur Ausgabe des erfaßten Durchschnittswertes als Daten entsprechend der Durchschnittsfrequenz des zweiten Zwischenfrequenzsignals an die Frequenzkorrektureinrichtung.

5. Radioempfangsgerät nach Anspruch 1, bei welchem die zweite lokale Oszillatoreinrichtung ein zweites lokales Oszillationssignal mit einer Rechteckwelle erzeugt.

6. Radioempfangsgerät nach Anspruch 5, bei welchem jede der dritten und vierten Mischereinrichtung aufweist:

eine Invertereinrichtung (27) zur Invertierung eines in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signals und zur Ausgabe eines invertierten Signals; und

eine Schaltereinrichtung (28) zum alternierenden Umschalten zwischen dem in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signal und dem hierzu invertierten Signal in Reaktion auf das zweite lokale Oszillationssignal mit Rechteckwelle, wodurch das gemischte Signal zwischen dem in jede der dritten und vierten Mischereinrichtungen eingegebenen Signal und dem zweiten lokalen Oszillationssignal mit Rechteckwelle ausgegeben wird.

7. Radioempfangsgerät nach Anspruch 1, bei welchem das eingegebene Empfangssignal ein frequenzmoduliertes Signal mit einer bestimmten Frequenzabweichung ist und die ersten und zweiten lokalen Oszillationsfrequenzen so gesetzt werden, daß eine Summe der zweiten lokalen Oszillationsfrequenz und eine Differenzfrequenz zwischen der Frequenz des eingegebenen Empfangssignals und der ersten lokalen Oszillationsfrequenz höher als die Frequenzabweichung des eingegebenen Empfangssignals ist.