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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Versorgungsschaltung für eine
Elektrolumineszenzlage und insbesondere eine Versorgungsschaltung für eine
Elektrolumineszenzlage, die zum Betrieb in einer batteriegespeisten Uhr
vorgesehen ist.
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Es ist bekannt, insbesondere aus dem Patent US 3 749 977, daß die
elektrolumineszenten Filme im wesentlichen die gleichen elektrischen
Eigenschaften wie Kondensatoren aufweisen und daß folglich die Energie, die
notwendig ist, um einen dieser elektrolumineszenten Filme zu versorgen, verringert
werden kann, wenn er mit einer Induktivität in einen Schwingkreis geschaltet wird,
dessen Quelle auf die Resonanzfrequenz abgeglichen ist.
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Die Wechselspannung, die zur Versorgung an den Anschlüssen einer
Elektrolumineszenzlage bereitgestellt werden muß, beträgt im allgemeinen
mehrere zehn Volt, typisch sind 75 Volt im Spitze-Spitze-Wert. Soll beispielsweise als
Energiequelle eine Batterie verwendet werden, die eine Nennspannung von 1,5
oder 3 Volt liefert, muß auf Mittel zur Spannungserhöhung zurückgegriffen
werden, wobei eine beträchtliche Spannungsverstärkung realisiert wird.
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Die Mittel zur Erhöhung einer von einer Batterie gelieferten Spannung
können selbstverständlich aus einem Transformator bestehen, dessen
Primärwicklung intermittierend durch die Batterie gespeist wird und dessen
Sekundärwicklung in Übereinstimmung mit dem, was weiter oben ausgeführt worden ist, die
Induktivität eines Schwingkreises LC darstellt, dessen Kapazität von der
Elektrolumineszenzlage gebildet wird. Unter diesen Bedingungen kann durch Wahl des
Verhältnisses der Windungszahl der Primärwicklung zur Windungszahl der
Sekundärwicklung die Verstärkung des Transformators und damit die Spannung an
den Anschlüssen der Elektrolumineszenzlage abgestimmt werden.
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Das Patent US 4 208 869 beschreibt mehrere Versorgungsschaltungen
der obengenannten Art. In jeder dieser Schaltungen ist die Primärwicklung des
Transformators zwischen den Anschlüssen der Batterie in Reihe mit einem
Schalttransitor geschaltet, wobei Steuerimpulse geeigneter Frequenz, die dem
Steuergitter des Schalttransistors zugeführt werden, den Strom durch die
Primärwicklung des Transformators steuern.
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Eine derartige Anordnung weist Fehler auf. In einer solchen Schaltung
erlauben nämlich die Verbindungen der Primärwicklung und des Schalttransistors
zur Batterie dem Strom in der Pimärwicklung des Transformators, nur in einer
einzigen Richtung zu fließen. Unter diesen Umständen ist der durch die
Primärwicklung des Transformators fließende Strom genau genommen kein Wechselstrom.
Dieser Strom kann nämlich in eine Summe aus einer tatsächlichen
Wechselstromkomponente und einer Gleichstromkomponente zerlegt werden. Die
Gleichstromkomponente, die in der Sekundärwicklung des Transformators keine
Spannung induzieren kann, stellt einen reinen Verlust dar.
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Ein Ziel der vorliegenden Erfindung besteht demnach darin, eine
Versorgungsschaltung für eine Elektrolumineszenzlage zu schaffen, die einen
Transformator enthält, dessen Primärkreis batteriegespeist ist und in der der in der
Primärwicklung fließende Strom keine Gleichstromkomponente enthält.
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Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine
Versorgungsschaltung für eine Elektrolumineszenzlage zu schaffen, die mit einem
Transformator betrieben werden kann, der eine geringere Spannungsverstärkung
besitzt.
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Deshalb hat die vorliegende Erfindung eine Versorgungsschaltung für
eine Elektrolumineszenzlage zum Gegenstand, die dazu vorgesehen ist, durch
eine Gleichstromquelle und insbesondere durch eine Batterie versorgt zu werden,
mit einem Transformator, der einerseits eine Primärwicklung und andererseits
eine Sekundärwicklung enthält, die dazu vorgesehen ist, an zwei Elektroden der
Elektrolumineszenzlage angeschlossen zu werden, um so eine LC-
Resonanzschleife zu bilden, und Anschlußmitteln, die auf ein im wesentlichen
periodisches Steuersignal ansprechen, um die Gleichspannung an die
Primärwicklung in der Weise anzulegen, daß in ihr ein elektrischer Strom mit im
wesentlichen periodischer Intensität erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, daß
die Anschlußmittel dazu vorgesehen sind, auf das Steuersignal anzusprechen, um
zwischen einem ersten Zustand, in dem der Strom in der Primärwicklung in einer
ersten Richtung fließt, und einem zweiten Zustand, in dem der Strom in der
Primärwicklung in der anderen Richtung fließt, zyklisch umzuschalten.
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Entsprechend den oben dargestellten Merkmalen ist, da sich die Richtung
des Stromflusses in der Primärwicklung zyklisch umkehrt, dieser Strom tatsächlich
ein Wechselstrom, der keine Gleichstromkomponente enthält. Unter diesen
Bedingungen ist das Umsetzungsverhältnis der elektrischen Energie vom Primärkreis
zum Sekundärkreis optimiert.
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Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die
während des Übergangs der Anschlußmittel aus einem ersten Zustand in einen
zweiten oder umgekehrt beobachtete Änderung dV der Spannung zwischen den
beiden Enden der Primärwicklung gleich der doppelten Potentialdifferenz ist, die
zwischen den Anschlußklemmen der Spannungsquelle gemessen wird. Unter
diesen Bedingungen ist das von der Vorrichtung geforderte Umsetzungsverhältnis im
Vergleich zu einer beispielsweise nach den Lehren des bereits erwähnten
Dokuments US 4 208 869 realisierten Vorrichtung um die Hälfte verringert. Aufgrund
der vorliegenden Erfindung kann also ein Transformator verwendet werden, der
eine schwächere Spannungsverstärkung hat und folglich beispielsweise eine
Sekundärwicklung aufweist, die eine geringere Zahl Windungen besitzt. Bei
Anwendungen in der Uhrenindustrie ist der verfügbare Platz sehr beschränkt, so daß in
der Regel für die Sekundärwicklung des Transformators ein sehr feiner Draht
verwendet wird, der einen nicht vernachlässigbaren ohmschen Widerstand darstellt.
Folglich ermöglicht die Verringerung der Windungszahl, einen dickeren Draht zu
verwenden und dementsprechend einen Transformator höheren Wirkungsgrades
zur Verfügung zu haben.
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Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
enthalten die Regelungsmittel einen Kondensator, der zwischen eine der
Anschlußklemmen der Primärwicklung und die Anschlußmittel geschaltet ist, wobei
der Potentialpegel auf den Kapazitätsbelägen des mit der Primärwicklung
verbundenen Kondensators als Steuersignal für die Anschlußmittel verwendet wird.
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Gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform stellt die
Versorgungsschaltung eine Doppelresonanz dar: eine Resonanz in der aus der
Sekundärwicklung und der Elektrolumineszenzlage gebildeten Schleife, sowie eine
Resonanz in der Schleife, die die Primärwicklung und den mit dieser verbundenen
Kondensator enthält. Indem ein Kondensator geeigneter Kapazität gewählt wird,
kann der Resonanzfrequenz des Primärkreises leicht ein Wert gegeben werden,
der im wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz des Sekundärkreises ist. So
wird auf wohlbekannte Weise die Kopplung zwischen den beiden Resonanzen
sehr groß und die Schaltung insgesamt wird auf eine globale Resonanzfrequenz
abgeglichen, die der Resonanzfrequenz des Sekundärkreises praktisch gleich ist.
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Außerdem induziert im Resonanzfall der Induktionsfluß, der durch den in
der Sekundärwicklung fließenden Strom hervorgerufen wird, im Primärkreis eine
Spannung, die gegenphasig zu der Spannung ist, die über die Anschlußmittel
geliefert wird. Unter diesen Umständen werden der in der Primärwicklung fließende
Strom wie auch die Leistungsaufnahme minimiert.
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Ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung ist, daß die Rückkopplungsschleife der Regelungsmittel auf der
Primärseite des Transformators ausgeführt ist, wodurch der Wickelsinn der Spulen des
Transformators gleichgültig ist. Obwohl die in der Uhrenindustrie verwendeten
Transformatoren von sehr geringer Größe sein müssen, erlaubt die Tatsache,
nicht auf eine Polarität der Wicklungen achten zu müssen, die Arbeitsvorgänge
zur Montage der Versorgungsschaltung beträchtlich zu vereinfachen.
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Noch ein weiterer Vorteil dieser bevorzugten Ausführungsform ist, daß sie,
wie später zu sehen sein wird, gegenüber Fabrikationsfehlern der die beiden
Wicklungen des Transformators induktiv verbindenden Kerne nur sehr wenig
empfindlich ist.
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Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
deutlich beim Lesen der nachfolgenden Beschreibung, die lediglich als nicht
erschöpfendes Beispiel gegeben ist und sich auf die beigefügt Zeichnung bezieht, worin
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- Fig. 1 ein Schaltplan einer Versorgungsschaltung für eine
Elektrolumineszenzlage gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
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- Fig. 2 ein Schaltplan einer Versorgungsschaltung für eine
Elektrolumineszenzlage gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung
ist;
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- Fig. 3 ein Schaltplan einer Versorgungsschaltung für eine
Elektrolumineszenzlage gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
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In Fig. 1 ist ein erstes Beispiel einer Versorgungsschaltung einer
Elektrolumineszenzlage gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. In diesem Beispiel
wird die zum Betrieb dieser Schaltung benötigte Energie durch eine mit 2
bezeichnete Batterie geliefert. Wenn die Versorgungsschaltung in eine elektronische
Uhr eingesetzt wird, kann die Batterie 2 vorteilhaft zusätzlich die
Energieversorgung weiterer Schaltungen dieser Uhr sicherstellen.
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Die Versorgungsschaltung enthält zunächst einen Transformator mit zwei
Wicklungen, die mit 4 bzw. 6 bezeichnet sind. Gemäß der vorliegenden Erfindung
sind die Anschlüsse der Sekundärwicklung 6 jeweils mit einer der Elektroden einer
Elektrolumineszenzlage verbunden, die in Fig. 1 symbolisch durch einen mit 7
bezeichneten Kondensator dargestellt ist. Noch immer gemäß der Erfindung ist die
Primärwicklung 4 des Transformators über Anschlußmittel zwischen die
Anschlußklemmen der Batterie 2 geschaltet.
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In dem vorliegenden Beispiel bestehen die Anschlußmittel aus zwei mit T1
und T2 bezeichneten Schalttransistoren vom p-Kanal-Typ, sowie zwei mit T3 und
T4 bezeichneten Schalttransistoren vom n-Kanal-Typ. Diese Transistoren sind so
miteinander verbunden, daß sie eine bestimmte Brückenstruktur bilden. Diese
bestimmte Art von Brücke, die "H-Brücke" genannt wird, ist an sich dem
Fachmann gut bekannt. In der Tat werden H-Brücken vor allem in
Versorgungsschaltungen für Mikro-Schrittmotoren benutzt.
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Im vorliegenden Beispiel sind die Drain-Anschlüsse der Transistoren T1
und T3 gemeinsam mit einem Anschluß der Primärwicklung 4 des Transformators
verbunden und die Drain-Anschlüsse der Transistoren T2 und T4 sind gemeinsam
mit dem anderen Anschluß der Spule 4 verbunden. Die Source-Anschlüsse der
Transistoren vom p-Kanal-Typ T1 und T2 sind mit der positiven Klemme der
Batterie 2 und die Source-Anschlüsse der Transistoren vom n-Kanal-Typ T3 und T4
sind mit der negativen Klemme der Batterie 2 verbunden. Schließlich sind die
Gates der Transistoren T1 und T3 in einem Knotenpunkt 10 miteinander
verbunden; die Gates der Transistoren T2 und T4 sind über einen Inverter 8 ebenfalls mit
dem Knoten 10 verbunden.
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Die Schaltung von Fig. 1 enthält zudem Steuerungsmittel, die dazu
vorgesehen sind, den vier Schalttransistoren der H-Brücke ein Steuersignal zu liefern.
Im vorliegenden Beispiel umfassen diese Steuerungsmittel eine
Mikrosteuereinheit (einen Mikrocontroller) 12, die mit einer Zeitbasis verknüpft ist und einen
Steuerausgang enthält, der über den Verbindungsknoten 10 mit den Gates der
Transistoren T1 und T3 wie auch über den gleichen Knoten und den Inverter 8 mit
den Transisoren T2 und T4 verbunden ist. In dem Fall, in dem die
Versorgungsschaltung in eine elektronische Uhr integriert wird, kann die Mikrosteuereinheit 12
vorteilhaft so ausgelegt sein, daß sie auch andere Funktionen dieser Uhr steuern
kann.
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Eine Uhr, in die die Versorgungsschaltung integriert ist, wird vorzugsweise
auch eine Steuerungsvorrichtung (nicht dargestellt) enthalten, die vom Träger der
Uhr betätigt werden kann, um die Versorgungsschaltung für die
Elektrolumineszenzlage 7 ein- und auszuschalten. Ist die Versorgungsschaltung eingeschaltet,
sendet die Mikrosteuereinheit 12 den Transistoren T1 bis T4 als Steuersignal ein
Rechtecksignal, das einer Folge logischer HIGH- und LOW-Zustände entspricht.
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Die Frequenz dieses Steuersignals ist so vorgesehen, daß sie im wesentlichen
der Resonanzfrequenz der LC-Schleife, die durch die Sekundärwicklung des
Transformators und die Elektrolumineszenzlage 7 gebildet wird, gleich ist.
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Da die Gates der Transistoren T1 und T3 direkt mit dem Knoten 10
verbunden sind, erhalten diese gleichzeitig die von der Mikrosteuereinheit 12
gelieferte Folge logischer HIGH- und LOW-Zustände. Was die Transistoren T2 und T4
betrifft, ist, da diese über den Inverter mit dem Knoten 10 verbunden sind, das von
ihren Gates erhaltene logische Signal zu dem von den Transistoren T1 und T3
empfangenem Signal gegenphasig. Schließlich wird, da die Transistoren T1 und
T2 vom p-Kanal-Typ und die Transistoren T3 und T4 vom n-Kanal-Typ sind,
verständlich, daß, wenn das von der Mikrosteuereinheit gelieferte logische Signal im
logischen Zustand HIGH ist, die Spule 4 des Transformators über die Transistoren
T1 und T4 von der Batterie 2 gespeist wird, wobei der Strom dann in einer ersten
Richtung fließt und daß, wenn das logische Signal im Zustand LOW ist, die Spule
4 über die Transistoren T2 und T3 von der Batterie 2 gespeist wird, wobei der
Strom schließlich in der anderen Richtung fließt.
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Unter Anwendung der gerade beschriebenen Vorrichtung weist die die
Primärwicklung 4 speisende Wechselspannung einen Spitze-Spitze-Wert auf, der
gleich dem doppelten Potentialunterschied zwischen den Anschlußklemmen der
Batterie 2 ist. Aufgrund dieser Kenngröße ist das von dem Transformator
geforderte Umsetzungsverhältnis im Vergleich zu Schaltungen herkömmlicher Art
kleiner. Außerdem, da sich die Betriebszeit der Vorrichtung gleichfalls in
Halbperioden aufteilt, in denen der Strom in der einen Richtung fließt und Halbperioden, in
denen der Strom in die andere Richtung fließt, weist dieser Strom keine
Gleichstromkomponente auf.
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Aus Fig. 1 wird weiterhin sichtbar, daß die Elektrolumineszenzlage 7 mit
der Sekundärwicklung 6 eine LC-Schleife bildet. Wenn unter diesen Umständen
die Frequenz des von der Mikrosteuereinheit 12 erzeugten Steuersignals im
wesentlichen gleich der Resonanzfrequenz dieser LC-Schleife ist, ist die Spannung
zwischen den Anschlußklemmen der Elektrolumineszenzlage 7 im wesentlichen
gleich der in der Sekundärwicklung 2 induzierten Spannung, wobei diese
Spannung in bezug auf die Übersetzung des Transformators ermittelt ist.
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Fig. 2 stellt eine zweite Ausführungsform der Schaltung der vorliegenden
Erfindung dar. Die Elemente der Schaltung von Fig. 1, die sich in Fig. 2
wiederfinden, sind durch die gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.
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Die Elemente, die die in Fig. 2 dargestellte Versorgungsschaltung einer
Elektrolumineszenzlage bilden, sind dazu vorgesehen, vorzugsweise in einem
integrierten Schaltkreis realisiert zu werden. Lediglich ein mit 15 bezeichneter
Kondensator und der die Wicklungen 4 und 6 umfassende Transformator sind in
diesem Beispiel als externe Elemente zu dem integrierten Schaltkreis ausgeführt.
Die Spule 4 und der Kondensator 15 sind nacheinander in Reihe geschaltet und
mit dem Chip über zwei mit M1 und M2 bezeichneten Anschlüsse verbunden. In
Fig. 2 ist der Rand des Mikrochips durch einen mit 17 bezeichneten Rahmen
symbolisch dargestellt. Aus Fig. 2 wird weiterhin sichtbar, daß der Chip einen
dritten, mit IN bezeichneten Anschluß besitzt. Dieser Anschluß ist dazu
vorgesehen, über eine Rückkopplungsleitung das Steuersignal für die H-Brücke, deren
anderes Ende mit einem Kapazitätsbelag 15b des Kondensators 15 verbunden
ist, zu empfangen.
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Wie die in Fig. 1 dargestellte Schaltung kann die Schaltung in Fig. 2
insbesondere von einer Batterie gespeist sein, deren Spannung die Differenz
zwischen den beiden Versorgungspotentialen (üblich mit Vdd und Vss bezeichnet)
bestimmt. Um die Zeichnung nicht zu überladen, wurden die Batterie und die
Leiter, die die verschiedenen Schaltungselemente versorgen, nicht dargestellt.
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Wie im vorhergehenden Beispiel umfaßt der Transformator eine
Sekundärwicklung 6, deren Anschlußklemmen jeweils an eine der Elektroden der zu
versorgenden Elektrolumineszenzlage 7 angeschlossen sind, sowie eine
Primärwicklung 4, die zwischen die beiden Hälften einer H-Brücke geschaltet ist.
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Im Beispiel von Fig. 2 wird sichtbar, daß im Gegensatz zu dem Fall im
vorhergehenden Beispiel jede Hälfte der H-Brücke zusätzlich zu den zwei
Schalttransistoren (T1, T3 bzw. T2, T4) ein Modul umfaßt, das durch einen rechteckigen
Kasten (mit 19 bzw. 20 bezeichnet) dargestellt ist. Das Modul 19 ist zwischen den
Knoten 10 und die Gates der Transistoren T1 und T3 geschaltet, während das
Modul 20, das dem Modul 19 völlig gleicht, zwischen den Inverter 8 und die Gates
der Transistoren T2 und T4 geschaltet ist.
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Die Funktion der Module 19 und 20 besteht darin, zu vermeiden, daß in
dem Moment, in dem das von den Regelungsmitteln gelieferte Steuersignal aus
dem logischen Zustand LOW in den logischen Zustand HIGH (oder umgekehrt)
übergeht, der Transistor vom p-Kanal-Typ und der Transistor vom n-Kanal-Typ,
die eine Hälfte der H-Brücke bilden, zur gleichen Zeit leitend sind. Die Spannung,
die zur Änderung des Zustandes eines Schalttransistors benötigt wird, ist nämlich
nie ganz genau definiert, außerdem tritt die Zustandsänderung eines Transistors
niemals augenblicklich ein. Wenn unter diesen Umständen keine Vorkehrungen
getroffen werden, wird als direkter Verlust Strom zwischen den Transistoren vom
p-Kanal-Typ und den Transistoren vom n-Kanal-Typ fließen, ohne die Spule 4 zu
durchströmen. Um dieses Problem zu vermeiden, wurden die beiden Module 19
und 20 dazu vorgesehen, bei jedem Übergang zu warten, damit der leitende
Transistor Zeit hat zu sperren, bevor der nicht leitende Transistor leitend wird. Der
Fachmann kennt derartige Module zur Unterdrückung von Querströmen bereits
unter dem Namen ACI (Anti Current Inverter).
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Es ist jedoch darauf hinzuweisen, daß die ACIs keinesfalls ein
wesentliches Merkmal des dargestellten Beispiels sind und die Schaltung von Fig. 2 sehr
einfach adaptiert werden kann, um ohne die ACIs zu funktionieren.
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Das den ACIs gelieferte Steuersignal wird von den Regelungsmitteln
erzeugt, die in dem vorliegenden Beispiel von einer mit 13 bezeichneten
Rückkopplungsleitung gebildet werden, die mit dem Anschluß IN des Chips 17
verbunden ist. Zum anderen ist in Fig. 2 zu sehen, daß der Kondensator 15, von dem
schon gesprochen wurde, in Reihe mit der Spule 4 zwischen die beiden Hälften
der H-Brücke geschaltet ist. Genauer, einer der Kapazitätsbeläge 15a des
Kondensators 15 ist über den Anschluß M1 mit einer ersten Hälfte der H-Brücke
verbunden, während der andere Kapazitätsbelag 15b mit einem der Enden der Spule
4 verbunden ist.
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Die Anwesenheit des Kondensators 15 und der Rückkopplungsleitung 13
wandelt die von der H-Brücke und der Primärwicklung des Transformators
gebildete Gesamtheit in einen Schwingkreis um. Der in den "horizontalen Balken" des
"H" eingebaute Kondensator 15 erhält nämlich den gesamten zwischen beiden
Brückenhälften fließenden Strom. Dieser Strom bewirkt, daß der Kondensator 15
so geladen wird, daß das Potential seines Kapazitätsbelags 15b, der mit der
Spule 4 verbunden ist, sich nach und nach dem Potential am anderen Ende der
Spule 4, das über den Anschluß M2 geliefert wird, angleicht. Das Potential über
den Kapazitätsbelag 15b wird über die Rückkopplungsleitung 13 zum Knoten 10
und damit zu den beiden ACIs übertragen. In dem Moment, in dem das über die
Leitung 13 übertragene Potential den zum Schalten der ACIs notwendigen Wert
erreicht, kehrt sich die Polarität in der H-Brücke um und das Potential des
Kapazitätsbelags 15b wird hart auf einen Wert verschoben, der gleich der
Potentialdifferenz zwischen Vdd und Vss ist. Darauf läßt der in der H-Brücke fließende Strom
das Potential des Kapazitätsbelages 15b sich erneut nach und nach dem Pegel
am Anschluß M2 angleichen, bis das Potential des Kapazitätsbelages 15b den
Wert erreicht, der erforderlich ist, um die ACIs erneut zu schalten.
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Es wird deutlich, daß in diesem Beispiel die Schwingfrequenz des
Stromes in der Primärwicklung 4 einerseits von der Induktionskennlinie des
Transformator und andererseits von der Kapazität des Kondensators 15 abhängt.
Wenn der Betrag der Kapazität 15 geschickt gewählt ist, sind die
Potentialänderungen über dem Kapazitätsbelag 15b des Kondensators 15 bei Resonanz mit
den Potentialänderungen über einer der Elektroden der Elektrolumineszenzlage 7
in Phase. Bei Resonanz verhält sich demnach der Kondensator 15 wie das
kapazitive Bild der Eigenkapazität der Elektrolumineszenzlage 7.
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In Fig. 2 ist außerdem zu sehen, daß die Rückkopplungsleitung 13 durch
einen mit 22 bezeichneten Knoten verläuft, an den in bekannter Art und Weise
zwei Dioden 23 und 24 angeschlossen sind. Funktion dieser Dioden 23 und 24 ist
es, die integrierte Schaltung gegen Überspannungen zu schützen.
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Die mit der Nutzung einer über eine Rückkopplungsleitung, die ein aus
der Primärwicklung des Transformators stammendes Signal überträgt, geregelten
Schaltung verbunden Vorteile sind mannigfach. Vor allem erlaubt die Verwendung
einer Rückkopplungsleitung auf einen externen Oszillator, auf den insbesondere
in der in Fig. 1 beschriebenen Ausführungsform zurückgegriffen wurde, zu
verzichten. Zum anderen macht die Tatsache, daß das über die
Rückkopplungsleitung 13 übertragene Signal von der Primärwicklung des Transformators abgeleitet
ist, die Wicklungsrichtung der Transformatorspulen gleichgültig.
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Ein weiterer Vorteil der Nutzung einer mittels einer Rückkopplungsleitung
geregelten Schaltung ist, daß diese Regelung das richtige Funktionieren der
Schaltung gemäß der Erfindung nur in geringem Maße vom Wert der
Resonanzfrequenz abhängig macht.
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Es ist bekannt, daß die Resonanzfrequenz des Sekundärkreises des
Transformators in erster Linie von den Induktionskoeffizienten im Transformator
und folglich insbesondere von der Qualität der aus einem Material hoher
magnetischer Suszeptibilität gefertigten Kerne abhängt, die in herkömmlicher Weise die
beiden Wicklungen des Transformators induktiv miteinander verbinden. Nun
müssen aber die Kerne für die Spulen bei Anwendungen in der Uhrenindustrie äußerst
klein sein. Unter diesen Umständen ermöglichen Herstellungsverfahren in
herkömmlichen Serien nicht, wesentliche Schwankungen der Leistungsdaten von
einem Element zum folgenden zu vermeiden. Es ist also schwierig, zwischen zwei
Exemplaren einer gleichen Versorgungsschaltung einen wesentlichen Unterschied
in der Resonanzfrequenz zu vermeiden.
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Da die Resonanzfrequenz demnach für jedes Exemplar der
Versorgungsschaltung unterschiedlich sein kann, würde ein Steuersignal mit zuvor festgelegter
Frequenz nur einen kleinen Teil der Schaltungsexemplare zur Resonanz anregen.
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In dem soeben in bezug auf Fig. 2 beschriebenem Beispiel muß die im
Primärkreis mit Hilfe der Regelungsmittel erzeugte Resonanzfrequenz der
Resonanzfrequenz des Sekundärkreises entsprechen. In den Kernen auftretende
Fehler wirken jedoch im allgemeinen auf alle Induktionskoeffizienten des
Transformators in gleicher Weise. Mit anderen Worten, diese Fehler beeinflussen die
Resonanzfrequenz des Primärkreises und diejenige des Sekundärkreises im
gleichen Verhältnis. Unter diesen Bedingungen hängt der Wert, der der Kapazität des
Kondensators 15 zu geben ist, um den Primärkreis auf den Sekundärkreis
abzustimmen, fast ausschließlich vom Verhältnis zwischen der Zahl der Windungen in
den beiden Spulen und so gut wie nicht von den magnetischen Eigenschaften der
Kerne ab.
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Ein dritter Vorteil der Ausführungsform von Fig. 2 ist, daß der in der
Primärschleife vorhandene Kondensator 15 jegliches kontinuierliche Abfließen von
Ladungen von einer Anschlußklemme der Batterie zur anderen unterbindet. Unter
diesen Bedingungen genügt es, das zyklische Umschalten der schaltbaren
Anschlußmittel zu unterbinden, um die Versorgungsschaltung gemäß der Erfindung
vollständig zu desaktivieren, wobei die Anwesenheit des Kondensators 15
gewährleistet, daß die Leistungsaufnahme der Schaltung im Ruhezustand nahezu
Null ist. Um diesen letzten Vorteil nutzbringend anwenden zu können, wird der in
Fig. 1 sichtbare Inverter in Fig. 2 durch ein ebenfalls mit 8 bezeichnetes NICHT-
UND-Gatter ersetzt. Der zweite Eingang des NICHT-UND-Gatters (derjenige, der
das Regelungssignal nicht empfängt) empfängt ein logisches Steuersignal, das
erlaubt, die Versorgungsschaltung zu aktivieren oder zu desaktivieren. Wenn das
Steuersignal auf dem zweiten Eingang des NICHT-UND-Gatters auf dem Niveau
"1" ist, verhält sich dieses für das Signal auf seinem ersten Eingang wie ein
herkömmlicher Inverter. Wenn das Steuersignal auf seinem zweiten Eingang auf dem
Niveau "0" ist, liefert das NICHT-UND-Gatter unabhängig vom Signalpegel auf
seinem ersten Eingang am Ausgang eine logische "1". Die Anschlußmittel können
demzufolge nicht mehr schalten, die Versorgungsschaltung ist also desaktiviert.
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Da außerdem in dieser Ausführungsform keine Leitung die
Sekundärwicklung des Transformators mit einem weiteren Teil der Schaltung verbindet, ist
es möglich, eine der Elektroden der Elektrolumineszenzlage auf Masse zu ziehen.
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Fig. 3 zeigt eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Wie
für die Ausführungsform von Fig. 2 sind die die Versorgungsschaltung gemäß der
vorliegenden Ausführungsform bildenden Elemente dazu vorgesehen,
vorzugsweise in einem Chip integriert zu werden. Lediglich der Transformator 4, 6 und ein
mit 26 bezeichneter Widerstand sind in diesem Beispiel in Form von zu dem
integrierten Schaltkreis externen Elementen realisiert. Es ist festzustellen, das vor
allem der gesamte Teil der auf dem Chip integrierten Schaltung, d. h. der durch
den mit 17 bezeichneten Rahmen eingeschlossene Teil, dem entsprechenden Teil
der Schaltung von Fig. 2 völlig gleichen kann. Konkret bedeutet das letzten
Endes, daß der gleiche Chip 17 benutzt werden könnte, um entweder die Schaltung
von Fig. 2 oder die Schaltung von Fig. 3 zu realisieren.
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Anstatt das Potential einer der Kapazitätsbeläge eines
"Bild"-Kondensators 15 der Elektrolumineszenzlage 7 über eine Rückkopplungsleitung zu
übertragen, wird in dieser dritten Ausführungsform das Potential einer der Elektroden der
Elektrolumineszenzlage direkt übertragen.
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Das Funktionsprinzip der Schaltung nach dieser dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist dem im Zusammenhang mit Fig. 2 beschriebenem
ganz ähnlich. Es ist jedoch anzumerken, daß aufgrund des
Umsetzungsverhältnisses die Spannung zwischen den Elektroden der Elektrolumineszenzlage
beträchtlich höher ist als die, die zwischen den Anschlüssen der "Bildkapazität" 15
der Ausführungsform von Fig. 2 anliegt. Um jedes Risiko einer Überladung auf
seiten des Eingangs der ACIs (oder auf seiten der Dioden 23 und 24) zu
vermeiden, wird demzufolge in die Rückkopplungsleitung 13 ein Widerstand 26
eingefügt. Durch die Verwendung eines ausreichend hohen Widerstandes 26 wird ein
Spannungsgefälle erzeugt, das jegliches Überladungsrisiko beseitigt.