DE69329068T2

DE69329068T2 - Sensorwiderstandmessschaltung

Info

Publication number: DE69329068T2
Application number: DE69329068T
Authority: DE
Inventors: H. Koluvek
Original assignee: Rosemount Analytical Inc
Current assignee: Rosemount Inc
Priority date: 1992-10-16
Filing date: 1993-09-28
Publication date: 2001-03-22
Anticipated expiration: 2013-09-29
Also published as: CA2145274C; EP0664888B1; US5469070A; WO1994009376A1; DE69329068D1; EP0664888A1; CA2145274A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft einen Schaltkreis für die Erfassung eines Quellenwiderstands eines Sensors. Insbesondere sorgt die Erfindung für die Erfassung des Quellenwiderstands des Sensors, indem ein bekannter Teststrom an den Sensor zum Erhalt von im wesentlichen stabilen Spannungen angelegt wird, und für die Messung der entstehenden Spannungen zur Berechnung des Quellenwiderstands.
Die kontinuierliche Messung von Elektroden in einer Lösung ist in der Technik bekannt. Beispielsweise beschreibt das US-Patent 3,661,748 - Blackmer - eine Vorrichtung, in welcher ein Wechselstromsignal über eine Elektrode an ein leitendes Fluid angelegt wird, wobei in dem Fluid das Elektrodensystem angeordnet ist. Ein Wechselstromsignal-Detektor ist mit der Gleichstrom-Schaltkreisanordnung zur Messung des Wechselstromflusses verbunden. Ein Schwellenschaltkreis, welcher auf das Ausgangssignal des Wechselstromsignal-Detektors anspricht, zeigt Störungen in dem elektrochemischen Sensorsystem an, wenn das Ausgangssignal eine vorbestimmte Größe aufweist. Das System erfaßt eine Veränderung des Widerstands der Elektroden membran mit Hilfe eines Phasendetektors, welcher die Wechselstromsignalquelle als Bezugsphase verwendet. Eine Widerstandsschwelle ist vorgesehen, so daß ein Alarm ausgelöst wird, wenn die Schwelle überschritten wird.
Das US-Patent 4,189,367 - Connery et al. - beschreibt ein weiteres System für das Testen von Elektroden. Bei dem genannten Patent, Connery et al., weisen die Elektroden eine Glasmembran-pH-Elektrode und eine Bezugselektrode auf. Die Membran wird auf Schäden während der periodisch auftretenden Testperioden durch Anlegen eines Teststroms durch die Elektroden und Messen der entsprechenden sich verändernden Spannungen, die zwischen den Elektroden entstehen, getestet. Ein Rückstrom von der gleichen Größe und Dauer wird dann durch das Elektrodensystem zur Entladung der Kapazität angelegt. Das Testsystem testet die Bezugselektrode und die pH-Elektrode nicht separat.
Während es wichtig ist, die Sensorelektroden während des Betriebs des Erfassungssystems zu überwachen, ist es wünschenswert, daß dies rasch geschieht, bei niedrigem Energieverbrauch und ohne Verstümmelung des Datensignals. Einige Systeme des Stands der Technik sind sehr langsam, da Kondensatoren zur Erfassung des Widerstands verwendet werden. Sehr große Widerstände weisen große RC-Zeitkonstanten auf, wodurch die Erfassung nur langsam erfolgt. Viele Systeme des Stands der Technik sind nicht angemessen isoliert oder abgeschirmt, wodurch Streukapazitäten die zu messenden Werte negativ beinflussen können.
Frühere Systeme des Stands der Technik haben zudem offenbart, daß Bahnwiderstände einer Membran, beispielsweise einer Glasmembran, durch Hindurchleiten eines in eine Richtung fließenden Teststroms durch das Glas und das Messen des resultierenden Spannungsabfalls zur Berechnung des Widerstands erfaßt werden können. Ein in eine Richtung fließender Strom wäre in einem kontinuierlich betriebenen Überwachungssystem wie der vorliegenden Erfindung nicht akzeptabel, da die Elektrode gepolt würde und fehlerhafte Ergebnisse liefern würde.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung schafft eine schnell agierende Vorrichtung für die Erfassung des Widerstands eines Sensors in einer Substanz, ohne die Daten aufgrund des Abtastens durch Anlegen eines bekannten Teststroms an den Sensor wesentlich durcheinanderzubringen. Der Sensor kann praktisch jeden beliebigen Eingangswiderstand aufweisen.
Im allgemeinen injiziert die Vorrichtung einen ersten Teststrom in den Sensor und erfaßt anschließend einen im wesentlichen stabilen ersten Spannungspegel am Sensor, wenn der erste Teststrom anliegt. Die Vorrichtung injiziert dann einen zweiten Teststrom in den Sensor, wobei der zweite Teststrom im wesentlichen identisch mit dem ersten Teststrom ist, jedoch entgegengesetzt gepolt ist. Ein im wesentlichen stabiler zweiter Spannungspegel am Sensor wird erfaßt, wenn das zweite Testsignal anliegt. Unter Verwendung des ersten erfaßten Spannungspegels und des zweiten erfaßten Spannungspegels berechnet die Vorrichtung den Widerstand des Sensors.
In einer bevorzugten Ausführungsform wird ein Schwingungssignal für das Antreiben der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung erzeugt. Teile des Schwingungssignals werden dann an den Eingängen eines Differentialverstärkers zur Verfügung gestellt. Der Differentialverstärker liefert den positiven Teststrom und den negativen Teststrom wiederkehrend an den Sensor.
Der Differentialverstärker ist mit dem Sensor mit Hilfe eines Koaxialkabels verbunden. Das Koaxialkabel ist in Bootstrap- Verbindung mit dem Differentialverstärker verbunden, um die Auswirkungen der Eingangskapazität zu reduzieren und die Schnelligkeit der Vorrichtung zu verbessern. Das Ergebnis bei der vorliegenden Erfindung ist, daß der Sensorwiderstand gleichzeitig gemessen werden kann, und zwar auf einer kontinuierlichen Basis, ohne die der Sensorquellenspannung entsprechenden Meßergebnisse durcheinanderzubringen.
Weitere Einzelheiten, Vorteile und Merkmale ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnungen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltkreisdiagramm einer Erfassungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltkreisdiagramm eines analogen Ausgabeabschnitts des Schaltkreises von Fig. 1;
Fig. 3 ein Zeitdiagramm, das die Einschalt- und Ausschaltzeiten von Spannungen an unterschiedlichen Punkten des Schaltkreises von Fig. 1 zeigt;
die Fig. 4A und 4B eine Prinzipskizze und ein Blockdiagramm einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsform; und
die Fig. 5A und 5B zusammen ein teilweise ausführliches Schaltkreisdiagramm des Schaltkreises der Fig. 4A und 4B.

AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die vorliegende Erfindung schafft eine Vorrichtung zur Messung des Quellenwiderstands eines Sensors durch Injektion eines bekannten Teststroms. Der Quellenwiderstand ist der Innenwiderstand des Sensors zusammen mit jeglichen externen Bedingungen, wie z. B. Beschichtung des Sensors oder Rißbildung im Sensor, welche zusammen den mit Hilfe einer mit dem Sensor verbundenen Überwachungsvorrichtung erfaßten Gesamtwiderstand des Sensors verändern können.
Diese Sensoren liefern ferner eine Quellenspannung, welche durch die Überwachungsvorrichtung empfangen wird. Die Quellenspannung ist ein Signal, das einen Parameter oder Zustand darstellt, den der Sensor erfaßt. Es versteht sich, daß die vorliegende Erfindung mit Bezug auf einen pH-Sensor beschrieben wird, die vorliegende Erfindung andererseits aber auch bei anderen Sensoren mit einer großen Reichweite von Quellenwiderständen, wie z. B. bei selektiven Ionensensoren, Sauerstoff- Sensoren oder ähnlichem, eingesetzt werden kann.
Der Quellenwiderstand kann durch Injektion eines bekannten Teststroms in eine Testelektrode gemessen werden. Die resultierende Veränderung der Spannung, welche durch den Teststrom geteilt ist, ist identisch mit dem Quellenwiderstand. Bei der vorliegenden Erfindung soll ein sich hinsichtlich Polung abwechselnder Teststrom von gleicher Stärke und Zeitdauer in die Elektrode injiziert werden. Durch die Injektion des Stroms auf diese Art und Weise ist die Gesamtdurchschnittsladung der Elektrode während einer vollständigen Testperiode Null. Bei einer pH-Elektrode entlädt das Anlegen eines Rückstroms die Kapazität in der Elektrode und verhindert eine in eine Richtung entstehende Ionenwanderung in dem Elektrodenglas. Die resultierenden Spannungen aufgrund des geschalteten Teststroms werden gespeichert und anschließend abgetastet. Indem man die Summe und die Differenz der resultierenden Spannungen nimmt, können die Quellenspannung und der Quellenwiderstand berechnet werden. Eine alternative Möglichkeit für die Berechnung des Widerstands und der Spannung des Sensors ist die Digitalisie rung der resultierenden Spannungen mit Hilfe eines Analog-/Digital-Wandlers und das Vorhandensein eines Mikroprozessors für die Berechnung sowohl der Quellenspannung als auch des Quellenwiderstands.
Die Berechnung des Quellenwiderstands ermöglicht es dem Benutzer, die Unversehrtheit des Sensors und somit die relative Meßgenauigkeit des Sensorsystems zu bestimmen. Sensorsysteme, welche in Lösungen eingetauchte Elektroden aufweisen, wie z. B. pH-Sensoren, können mit der Zeit Ablagerungen aufweisen. Elektroden, welche mit der Zeit Ablagerungen aufweisen, nehmen hinsichtlich des Widerstands langsam zu. Zum Schutz vor einer Verwendung eines Sensorsystems mit Elektroden mit zu starken Ablagerungen selektiert der Benutzer zuvor einen maximal zulässigen Widerstand in einem Mikroprozessor, und wenn dieser Wert durch den Schaltkreis der vorliegenden Erfindung erfaßt wird, informiert ein Störungsanzeigegerät den Benutzer darüber, daß Austausch, Wartung, und/oder Neukalibrierung erforderlich sind. Auf die gleiche Art und Weise können sich Risse in den Elektroden bilden oder sie können brechen. Das Merkmal bei einer Risse aufweisenden oder gebrochenen Elektrode ist eine scharfe Abnahme des Elektrodenwiderstands. In diesem Fall wählt der Benutzer zuvor einen Minimalwert für den Elektrodenwiderstand in dem Mikroprozessor aus. Falls und sobald dieser Wert von dem Schaltkreis entdeckt wird, wird eine Störungssignal erzeugt.
Fig. 1 zeigt einen Prinzipskizzen- und Blockdiagramm-Schaltkreis eines Eingabeabschnitts der Widerstands-Erfassungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung. Ein Sensor, welcher allgemein mit dem Bezugszeichen 10 bezeichnet ist, ist über die Anschlüsse 20A und 20B verbunden und weist einen Quellenwiderstand 12 Rs und eine Quellenspannung 14 es auf. Ein positiver Teststrom It+, welcher durch den Pfeil 16 dargestellt ist, und ein negativer Teststrom It, welcher durch den Pfeil 17 dargestellt ist, werden über den Widerstand 18 in den Sensor 10 am Anschluß 20A eingeleitet, wodurch eine entsprechende Spannung en an den Anschlüssen 20A und 20B entsteht. Der Anschluß 20A ist über das Koaxialkabel 22 mit dem Eingang 21 des Verstärkers 21 eines Verstärkers 24 verbunden. Die Abschirmung des Koaxialkabels 22 ist mit dem Eingang 23 des Verstärkers 24 verbunden.
Der Verstärker 24 ist ein Spannungsfolger-Verstärker mit einem Eingang mit hohem Widerstand und einem sehr niedrigen Vorspannungsstrom, was bedeutet, daß der Vorspannungsstrom viel geringer als der injizierte Strom durch den Sensor 10 ist. Für Sensoren, welche einen hohen Quellenwiderstand aufweisen, wäre ein Verstärker mit einem sehr hohen Verstärkerwiderstand das beste. Da der Verstärker 24 ein Spannungsfolger-Verstärker ist, ist eine Ausgangsspannung eo an einem Ausgangsanschluß 26 des Verstärkers 24 im wesentlichen identisch mit der Eingangsspannung am Anschluß 21.
Wie es dargestellt ist, ist das Koaxialkabel 22 in Bootstrap- Verbindung verbunden, um die wirksame Eingangskapazität zu reduzieren und die Schnelligkeit des Sensors 10 zu verbessern. Das Bootstrapping erfolgt durch Ansteuerung der Koaxialkabel- Abschirmung und der das Kabel 22 umgebenden Schutzbänder mit der Ausgangsspannung am Anschluß 26. Da die Spannung am Anschluß 26 identisch mit der Spannung am Anschluß 21 ist, erfolgt keine Spannungsveränderung am Kabel 22 und somit injiziert die Kapazität des Koaxialkabels 22 keine Ladung in den Eingangsanschluß 21.
Die Spannung am Anschluß 26 treibt einen Differentialverstärker 28, welcher die Widerstände 30, 32, 34 und 36 umfaßt. Die Widerstände 30 und 34 sind identisch zueinander und werden kollektiv mit RF bezeichnet. Die Widerstände 32 und 36 sind ebenfalls identisch zueinander und werden kollektiv mit RN bezeichnet. Es ist sehr wichtig, daß die Widerstände 30 und 34 angeglichen werden, damit sie zueinander identisch sind, und daß auch die Widerstände 32 und 36 identisch zueinander sind, da Fehler beim injizierten Strom durch den Widerstand 18 resultieren würden, falls jedes der oben erwähnten Widerstands- Paare nicht angepaßt wäre. Der Differentialverstärker 28 liefert eine Ausgangsspannung et am Anschluß 38 als Ergebnis der Eingangspannungen e&sub1; und e&sub2;, welche an die Signalleitungen 40 bzw. 42 angelegt werden, und zwar entsprechend der unten aufgeführten Gleichung, in welcher die Verstärkung des Verstärkers 28 RF/RN ist.
et = [(e&sub2;-e&sub1;) Rf / Rn] + eo GLEICHUNG (1)
Falls die Spannung e&sub1; auf der Signalleitung 40 identisch mit der Spannung e&sub2; auf der Signalleitung 42 ist, ist die Ausgangsspannung et am Anschluß 38 identisch zur Spannung eo am Anschluß 26 und zur Spannung en am Anschluß 20A. Falls die Spannung et gleich der Spannung en ist, wäre keine Spannung am Widerstand 18 und aus diesem Grund würde kein Strom in den Sensor 10 injiziert.
Die Schalter 44A, 44B, 46A und 46B steuern die Spannung, die an die Signalleitungen 40 und 42 angelegt wird. Wenn beispielsweise der Schalter 44A geschlossen und der Schalter 44B offen ist, wird eine positive Bezugsspannung eref+ am Anschluß 52 an die Signalleitung 40 angelegt. Ähnlich wird, wenn der Schalter 44B geschlossen und der Schalter 44A offen ist, eine negative Bezugsspannung eref- am Anschluß 54 an die Signalleitung 40 angelegt. Der Schalter 44B ist ebenso wie der Schalter 44A an die Signalleitung 45 gebunden, jedoch arbeitet der Schalter 44B entgegengesetzt dem Schalter 44A, sö daß der Schalter 44B immer geschlossen ist, wenn der Schalter 44A offen ist und umgekehrt. Die Schalter 46A und 46B sind den Schaltern 44A und 44B ähnlich und mit der Signalleitung 47 verbunden, wobei der Schalter 46B entgegengesetzt zum Schalter 46A arbeitet. Auf diese Weise wird, falls der Schalter 46A geschlossen und der Schalter 46B offen ist, die positive Bezugsspannung eref+ am Anschluß 52 an die Signalleitung 42 angelegt. Hingegen wird, falls der Schalter 46B geschlossen und der Schalter 46A offen ist, die negative Bezugsspannung eref- am Anschluß 54 an die Signalleitung 42 angelegt.
Ein Synchronisierungs-Logiksystem 56 liefert Steuersignale an den Signalleitungen 45 und 47, wodurch die Schalter 44A, 44B, 46A und 46B aktiviert werden. Ein Oszillator 58 treibt das Synchronisierungs-Logiksystem 56 mit Hilfe eines geeigneten Signals, das an der Signalleitung 57 geliefert wird. Durch die Steuerung des Schaltens der Schalter 44A, 44B, 46A und 46B erzeugt das Synchronisierungs-Logiksystem 56 die Injektions- Testströme it+ und it-, welche durch die Pfeile 16 bzw. 17 dargestellt sind. Beispielsweise fließt durch Schalten der Signalleitung 42 mit der positiven Bezugsspannung eref+ am Anschluß 52, während die Signalleitung 40 mit der negativen Bezugsspannung eref- am Anschluß 54 geschaltet ist, der positive Teststrom it+ durch den Widerstand 18. Der Wert des positiven Teststroms it+ wird durch die folgende Gleichung dargestellt:
Im Gegensatz hierzu wird durch Schalten der Signalleitung 40 auf die positive Bezugsspannung eref+ am Anschluß 52, während die Signalleitung 42 mit der negativen Bezugsspannung eref- am Anschluß 54 geschaltet ist, der negative Teststrom it- erzeugt, der im Vergleich zu it+ 16 in entgegengesetzte Richtung durch den Widerstand 18 fließt. Der Wert des negativen Teststrom it- wird durch die folgende Gleichung dargestellt:
Es versteht sich, daß es auch andere Möglichkeiten für die Erzeugung der Testströme it+ und it- gibt. Beispielsweise könnte die Signalleitung 40 mit Masse verbunden sein, und eine symmetrische Schwingungsspannung oberhalb und unterhalb der Masse könnte an die Signalleitung 42 angelegt sein. Alternativ könnte die Signalleitung 42 mit Masse verbunden sein, und die symmetrische Schwingungsspannung könnte an die Signalleitung 40 angelegt werden.
Die Spannung an den Anschlüssen 20A und 20B, wenn der Teststrom it+ 16 angelegt wird, ergibt sich aus der folgenden Gleichung:
en = es + it+Rs GLEICHUNG (4)
Auf die gleiche Weise ergibt sich die Spannung an den Anschlüssen 20A und 20B, wenn it- 17 an den Sensor 10 angelegt wird, durch die folgende Gleichung:
en = es + it-Rs GLEICHUNG (5)
Der Synchronisierungs-Logikschaltkreis 56 steuert zudem einen Abtast- und Halteschaltkreis, welcher die Schalter 48 und 50 sowie die Kondensatoren 60 und 62 aufweist. Die Signalleitun gen 49 und 51 verbinden den Synchronisierungs-Logikschaltkreis 56 mit den Schaltern 48 bzw. 50. Die Kondensatoren 60 und 62 werden für die Speicherung der am Anschluß 26 erzeugten Ausgangsspannungen verwendet, wenn der positive Teststrom it+ und der negative Teststrom it- erzeugt werden.
Das Zeitdiagramm von Fig. 3 zeigt den Betrieb des Schaltkreises von Fig. 1. Ein Taktsignal 61 entspricht dem an der Signalleitung 45 erzeugten Signal, während ein Taktsignal 63, welches im Vergleich zum Taktsignal 61 entgegengesetzte Phase aufweist, dem an der Signalleitung 47 erzeugten Signal entspricht. Wie es oben beschrieben worden ist, werden die Signalleitungen 45 und 47 dazu verwendet, den Betrieb der Schalter 44A, 44B, 46A und 46B zu steuern, damit der positive Teststrom it+ und der negative Teststrom it- erzeugt werden. Beispielsweise ist während einer Zeitdauer von T&sub1; bis T&sub2; das an der Signalleitung 45 angelegte Signal 61 niedrig, während das an der Signalleitung 47 angelegte Signal 63 hoch ist, wodurch abwechselnd die Schalter 44B und 46A geschlossen und die Schalter 44A und 46B offen sind. Wie oben festgestellt worden ist, wird somit bewirkt, daß ein positiver Teststrom it+ durch den Widerstand 18 fließt und dabei eine erhöhte Ausgangsspannung eo am Anschluß 26 erzeugt, wie es mit Hilfe einer Signalleitung 65 dargestellt ist. Die in der Signalleitung 65 dargestellte Anstiegszeit wird durch die distributive Streukapazität und den Innenwiderstand R5 12 des Sensors 10 verursacht, ebenso der nicht ideale Betrieb der Verstärker. Wenn die Ausgangsspannung eo durch Erreichen ihres Spitzenwertes im wesentlichen stabil ist, wird der Schalter 48 über die Signalleitung 49 betätigt, wie es durch ein in Fig. 3 dargestelltes Taktsignal 69 gezeigt ist. Die entsprechende positive Spitzen- Ausgangspannung eo+ wird somit auf dem Kondensator 60 gespeichert.
Ein ähnlicher Betrieb erfolgt bei einer negativen Spitzen-Ausgangsspannung eo-, wenn der negative Teststrom it- erzeugt wird. Mit Bezug auf die Zeitdauer von T&sub1; bis T&sub3; ist das an der Signalleitung 45 angelegte Signal 61 hoch, während das an der Signalleitung 47 angelegte Signal 63 niedrig ist, wodurch abwechselnd die Schalter 44B und 46A offen und die Schalter 44A und 46B geschlossen sind. Wie oben festgestellt worden ist, wird somit bewirkt, daß ein negativer Teststrom it- durch den Widerstand 18 fließt und dabei eine sinkende Ausgangsspannung eo am Anschluß 26 erzeugt, wie es mit Hilfe der Signalleitung 65 dargestellt ist. Wenn die Ausgangsspannung eo durch Erreichen ihres Minimalwertes im wesentlichen stabil ist, wird der Schalter 50 über die Signalleitung 51 betätigt, wie es durch ein in Fig. 3 dargestelltes Taktsignal 71 dargestellt ist. Die entsprechende negative Spitzen-Ausgangspannung eo- wird somit auf dem Kondensator 62 gespeichert. Vorzugsweise setzt sich die oben beschriebene Reihenfolge kontinuierlich während des Sensorbetriebs fort, wie es in Fig. 3 beschrieben worden ist.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 1 empfangen die Verstärker 64 und 66 die Werte, die auf den Kondensatoren 60 bzw. 62 gehalten werden. Die Verstärker 64 und 66 sind als Spannungsfolger verbunden. Der Verstärker 64 liefert ein Spannungssignal auf der Signalleitung 73, welches der positiven Spitzen-Ausgangsspannung eo+ entspricht, während der Verstärker 66 ein Spannungssignal auf der Signalleitung 75 liefert, das der negativen Spitzenspannung eo- entspricht.
Fig. 2 zeigt einen einfachen Schaltkreis, der mit der Schaltkreis von Fig. 1 verbunden ist, wobei der einfache Schaltkreis zur Berechnung der Quellenspannung es und des Quellenwiderstands Rs fähig ist. Die Quellenspannung es wird unter Verwendung der Widerstände 68 und 70 sowie eines Verstärkers 74 berechnet. Wie es dargestellt ist, ist der Widerstand 68 mit der Signalleitung 73 verbunden, während der Widerstand 70 mit der Signalleitung 75 verbunden ist. Die Widerstände 68 und 70 sind identisch zueinander und am Knotenpunkt 72 zusammengeschlossen, wobei der Knotenpunkt wiederum mit einem positi ven Eingang des Verstärkers 74 verbunden ist. Die Widerstände bilden einen Durchschnittswert der an den Signalleitungen 73 und 75 anliegenden Spannungen, wobei die Spannung am Knotenpunkt 72 identisch mit (eo+ + eo-)/2 ist. Der Verstärker 74, welcher als ein Spannungsfolger angeschlossen ist, empfängt den am Knotenpunkt 72 gelieferten Wert und stellt diesen Wert auf einer Signalleitung 79 für die Anzeige oder für spätere Berechnungen zur Verfügung.
Ein Differentialverstärker-Schaltkreis 81, der ebenfalls mit den Signalleitungen 73 und 75 verbunden ist, wird für die Berechnung des Eingangswiderstands Rs des Sensors 10 verwendet. Der Differentialverstärker-Schaltkreis 81 weist die Widerstände 76, 78, 80 und 82 sowie den Verstärker 84 auf. Die Widerstände 76, 78, 80 und 82 sind alle identisch zueinander, wodurch wiederum bewirkt wird, daß der Differentialverstärker 84 eine einheitliche Spannungsverstärkung aufweist. Da die Ausgabe eines Differentialverstärker-Schaltkreises gleich der Differenz zwischen den eingehenden Signalen multipliziert mit dem Verstärkungsfaktor des Verstärkers ist, und da der Verstärkungsfaktor des Verstärkerschaltkreises 81 Eins ist, ist ein Ausgangsanschluß 86 des Verstärkers 84 gleich der Differenz der Spannungen auf den Signalleitungen 73 und 75, oder die Größe (eo+ - eo-). Bei identischem Wert der Spannung am Anschluß 86 und der Größe (eo+ - eo-) kann der Quellenwiderstand Rs des Sensors 10 durch Teilen durch den zweifachen Wert des positiven Teststroms it+ oder des negativen Teststroms it- berechnet werden.
Ein schematisches Blockdiagramm einer alternativen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in den Fig. 4A und 4B dargestellt. In den Fig. 4A und 4B sind gleiche Bauelemente aus den Fig. 1 und 2 entsprechend numeriert. Die Fig. 4A und 4B zeigen ein Zweikanal-Erfassungssystem 99, welches einen Teststrominjektion- und Spannungserfassungs- Schaltkreis 101 sowie einen Ausgangsschaltkreis 103 aufweist.
Das Zweikanalsystem 99 erfaßt den Quellenwiderstand und die Quellenspannung einer jeden Elektrode eines Ionensensorsystems, welches eine Glas-pH-Elektrode 10 und eine Bezugselektrode 100 aufweist. Es versteht sich, daß die Bezugselektrode eine ionenselektive Elektrode aufweisen kann, wie es in dem erteilten US-Patent 3,862,985 - King et al - beschrieben worden ist. Wie es in Fig. 4A dargestellt ist, weist diese Elektrode einen mit einer pH-Pufferlösung 100B gefüllten Behälter 100A auf, welcher einen porösen Übergang 100C in Kontakt mit der zu testenden Testlösung aufweist.
Mit Bezug auf die Verbindung des Schaltkreises 101 mit der pH- Elektrode 10 werden Testströme von gleicher Größe und entgegengesetzter Polung in die pH-Elektrode 10 auf die oben beschriebene Art und Weise injiziert, wobei der Differentialverstärker-Schaltkreis mit dem Verstärker 28 verbunden ist. Die Bezugsspannungen auf den Signalleitungen 40 und 42 werden von einem Oszillator- und Demodulator-Schaltkreis, welcher im allgemeinen mit dem Bezugszeichen 106 bezeichnet ist und nachfolgend ausführlich beschrieben wird, erzeugt. Ebenso wie in dem in Fig. 1 dargestellten Schaltkreis und wie es oben beschrieben worden ist, entspricht die am Anschluß 26 des Verstärkers 24 erzeugte Spannung der Signalleitung 65 in Fig. 3. Diese Ausgangsspannung wird zurück an den Schaltkreis 106 geleitet.
Ein in den Fig. 4A und 4B dargestellter Bezugsabschnitt des Schaltkreises ist im allgemeinen mit dem Bezugszeichen 104 bezeichnet und gestrichelt dargestellt. Der Bezugsabschnitt 104 ist mit der Bezugselektrode 100 verbunden und im wesentlichen identisch mit dem Teststrominjektions- und Spannungserfassungs-Schaltkreis der pH-Elektrode 10. Zur Identifizierung gleicher Bauelemente wurde die numerische Bezeichnung bei Schaltkreisbauelementen des Bezugsabschnitts 104 beibehalten und zusätzlich mit einem "R" gekennzeichnet. Es versteht sich, daß aufgrund der Tatsache, daß der Widerstand der Bezugselektrode 100 erheblich geringer als der Widerstand der pH-Elek trode 10 ist, der Wert des Widerstands 18R geringer als der Wert des Widerstands 18 ist, damit die Injektion größerer Testströme möglich ist.
Der Synchronisierungs-Logikschaltkreis 56 und die Schalter 44A, 44B, 46A und 46B von Fig. 1 wurden durch den Oszillator- und Demodulator-Schaltkreis 106 ersetzt. Wie oben festgestellt worden ist, liefert der Schaltkreis 106 Testströme, die in die pH-Elektrode 10 und die Bezugselektrode 100 injiziert werden sollen, während er entsprechende, an den Anschlüssen 26 und 26R erzeugte Spannungen empfängt. Die Spannungen von den Anschlüssen 26 und 26R werden dazu verwendet, Signale an den Ausgangsanschlüssen 106A, 106B, 106C und 106D zu liefern, welche der Quellenspannung der pH-Elektrode, dem Quellenwiderstand der pH-Elektrode, der Quellenspannung der Bezugselektrode bzw. dem Quellenwiderstand der Bezugselektrode entsprechen. Jedes der zuvor genannten Signale wird an geeignete Spannungsfolger 108 und 108R geleitet, welche wiederum Eingangssignale an den Ausgangsschaltkreis 103 auf den Signalleitungen 105A, 105B 105C und 105D liefern.
Der Ausgangsschaltkreis 103 umfaßt einen Multiplexer 110, einen Analog-Digital-Wandler 112 ("A/D") und eine Zentraleinheit ("CPU") 114, wie z. B. einen Mikroprozessor. Der Multiplexer 110 empfängt Befehlssignale von der Zentraleinheit 114 zur selektiven Übertragung der Signale von den Eingangsanschlüssen 105A bis 105D an den Analog-Digital-Umwandler 112. Die digitalisierten Daten vom Analog-Digital-Umwandler 112 werden zurück an die Zentraleinheit 114 auf der Übertragungsleitung 107 zurückgeleitet. Unter Verwendung der digitalisierten Daten liefert die Zentraleinheit 114 geeignete visuelle Hinweise über die erfaßten Quellenspannungs- und Quellenwiderstands-Parameter der pH-Elektrode 10 und der Bezugselektrode 100 mit Hilfe einer Anzeige 116. Ein herkömmlicher Ausgangsschaltkreis 115 von 4 bis 20 mA kann eingebaut werden, um ein Stromsignal proportional zu jeder gemessenen Größe zu liefern.
Das Zusammenwirken mit dem System 99 wird durch eine geeignete Schnittstelle, wie z. B. einer Tastatur 118, geschaffen.
Darüberhinaus weist das System 99 einen geeigneten Meßfühler 120 für die Erfassung der Temperatur der überwachten Lösung auf, da der spezifische elektrische Widerstand der pH-Elektrode 10 mit der Temperatur entsprechend gut bekannter Grundsätze variiert. Dargestellt als eine Dreileiter-Widerstands- Temperaturvorrichtung weist der Meßfühler 120 herkömmliche "Quellen-", "Rück-" und "Erfassungs-" Signalleitungen auf, welche im allgemeinen mit dem Bezugszeichen 117 versehen sind, wobei diese Leitungen zusammen ein Signal liefern, das proportional zur Temperatur der Lösung ist. Durch den Analog- Digital-Wandler 112 und den Multiplexer 110 empfängt die Zentraleinheit 114 digitalisierte Daten entsprechend der Temperatur der Lösung und paßt die erfaßten Größen entsprechend gut bekannten Faktoren an.
Darüberhinaus ist in Fig. 4A ein Lösungs-Massen-Meßfühler 11 dargestellt. Der Lösungs-Massen-Meßfühler 11 ermöglicht es dem Benutzer, sowohl die pH-Elektrode, als auch die Bezugselektrode 100 unabhängig voneinander auf Ablagerungen oder Risse zu überwachen, im Gegensatz zur Überwachung lediglich des Gesamtsystems, falls ein Lösungs-Massen-Meßfühler nicht eingesetzt wurde.
Die Fig. 5A und 5B zeigen ein ausführlicheres Schaubild des Teststrominjektions- und Spannungserfassungs-Schaltkreises 101 der Fig. 4A und 4B. Die Fig. 5A und 5B sind zu Darstellungszwecken über die Anschlußverbindungen 119, 11BR, 121, 121R, 123, 123R, 125 und 125R angeschlossen. Ebenso wie in dem in den Fig. 4A und 4B dargestellten Diagramm, sind die gleichen numerischen Bezeichnungen in dem ph-Elektroden-Überwachungsschaltkreisabschnitt und dem Bezugselektroden-Schaltkreisabschnitt zur Identifizierung gleicher Bauelements oder Schaltkreisabschnitte verwendet. Obwohl die Funktionen über wiegend mit Bezug auf den ph-Elektroden-Überwachungsschaltkreisabschnitt beschrieben worden sind, versteht es sich, daß ähnliche Funktionen auch vom Bezugselektroden-Überwachungsschaltkreisabschnitt ausgeführt werden.
Mit Bezug auf Fig. 5B ist der Oszillator- und Demodulatorschaltkreis 106 von Fig. 4B in separate Bauteile zerlegt und mit Hilfe gestrichelter Linien zusammengebaut dargestellt. Ein analoger Multiplexer/Demultiplexer 130, ein Zähler 134 und ein NICHT-UND-Gatter 136A sind für die Ausführung der Demodulationsaufgaben vorgesehen. Ein Spannungsvergleicher 132, welcher mit den Widerständen 133, 135, 137, 139 und dem Kondensator 140 angeordnet ist, schafft einen Kipposzillator, der dem Oszillator 58 von Fig. 1 entspricht.
Der Binärzähler 134 empfängt das Ausgangssignal des Vergleichers 132 und fungiert als der Synchronisierungs-Logikabschnitt 56 von Fig. 1. Selektierte Ausgangssignale des Binärzählers 134 werden mit dem NICHT-UND-Gatter 136A und dem NICHT-UND-Gatter 136B verbunden. Der Ausgangs des NICHT-UND- Gatters 136B (welcher an den in Fig. 5A dargestellten Schaltkreisabschnitt über die Anschlußverbindungen 121 und 121R geleitet worden ist) liefert in Kombination mit dem vom Binärzähler 134 empfangenen Eingangssignal (welches an den in Fig. 5A dargestellten Schaltkreisabschnitt über die Anschlußverbindungen 123 und 123R geleitet worden ist) Bezugsspannungen auf den Signalleitungen 40, 42, 40R und 42R zur Erzeugung der positiven und negativen Testströme, wie es oben beschrieben worden ist. Ebenso wie in der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform werden Spannungssignale an den Ausgangsanschlüssen 26 und 26R erhalten und sind eine Funktion der injizierten Testströme.
In der in den Fig. 5A und 5B dargestellten Ausführungsform existiert im Vergleich zu Fig. 2 nicht länger ein Summierschaltkreis oder ein Differenzschaltkreis für die Berechnung der Quellenspannung bzw. des Quellenwiderstands. Zur Berechnung der Quellenspannung, beispielsweise der Quellenspannung der ph-Elektrode, wird das am Ausgangsanschluß 26 vorliegende Spannungssignal durch Anlegen des Signals an einen Zweipol- Filter 140, welcher die Wechselstromkomponente ausfiltert und im wesentlichen ein Gleichstromsignal an der Anschlußverbindung 119 proportional zum Wert der Quellenspannung liefert. Der Zweipol-Filter 140 umfaßt einen Verstärker 144, die Widerstände 146, 148 und 149, sowie die Kondensatoren 150 und 152.
Die Differenz zwischen der Spitze-Spitze-Spannung am Anschluß 26, welche direkt proportional zum Quellenwiderstand der Elektrode ist, wird durch selektives Anlegen des Signals am Anschluß 26 an einen Kondensator 174 und die Reihenverbindung des Kondensators 174 und des Kondensators 162 bestimmt. Im Betrieb werden die Spitze-Spitze-Spannungspegel, ebenso wie in der Ausführungsform von Fig. 2, wie es in Fig. 3 dargestellt ist, selektiv abgetastet, wenn die Spannungspegel im wesentlichen stabil sind. In der Ausführungsform der Fig. 5A und 5B werden die Steuersignale für das Abtasten vom Ausgang des NICHT-UND-Gatters 136A geliefert. Mit Bezug auf Fig. 3 ist das Steuersignal von dem NICHT-UND-Gatter 136A die additive Kombination der Signale 69 und 71.
Ebenfalls mit Bezug auf Fig. 3, wird das Signal, das die Differenz zwischen den Spannungen eo+ und eo- darstellt und von einem Ausgangsanschluß 131 des Multiplexers/Demultiplexers 130 geliefert wird, an einem Zweipol-Filter 154 angelegt. Insbesondere wird die Spannung eo- während einer Zeitperiode T&sub2; bis T&sub3; vom Kondensator 174 gespeichert, wenn die Spannung eo- im wesentlichen stabil ist und der Steuerimpuls (welcher dem Signal 71 entspricht) von dem NICHT-UND-Gatter 136A empfangen wird. Während der Zeitperiode T&sub3; bis T&sub4; wird der positive Teststrom auf die oben beschriebene Art und Weise in die Elektrode injiziert, um die Spannung am Anschluß 26 auf den Pegel von eo+ zu erhöhen. Sobald die Spannung im wesentlichen stabil ist und der Steuerimpuls (welcher dem Signal 69 entspricht) empfangen wird, schaltet der Multiplexer/Demultiplexer 130 den Kondensator 174 mit dem Kondensator 162 in Reihe, wodurch die Spannungsdifferenz an den Zweipol-Filter 154 und über den Kondensator 162 übertragen wird. Wie es dargestellt ist, umfaßt der Filter 154 einen Verstärker 156, die Widerstände 158, 160 und 161 sowie die Kondensatoren 164 und 166.
Die Filterkondensatoren 170, 172 und 174 sind in den Fig. 5A und 5B ersichtlich. Diese Kondensatoren sind Standard-Kondensatoren und in der Technik gut bekannt. Darüberhinaus werden für gewöhnlich Begrenzungswiderstände 176 und 177 eingesetzt.
Wie es oben in Fig. 4A beschrieben und dargestellt worden ist, ist das Koaxialkabel in Bootstrap-Verbindung verbunden, um die wirksame Eingangskapazität zu reduzieren und die Schnelligkeit des Überwachungssystems zu verbessern. Ferner sollte berücksichtigt werden, daß Signal-Abschirmer, welche für die Abschirmung der Signalleitungen, die die Koaxialkabel 22 und 22R mit dem Verstärker 24 verbinden, verwendet werden, ebenfalls in Bootstrap-Verbindung verbunden sein oder mit der Ausgangsspannung der Anschlüsse 26 bzw. 26R betrieben werden sollten, wenn sie auf einer herkömmlichen Schaltkreisplatte realisiert sind, Die Abschirmungskanäle sind in Fig. 5A schematisch durch die gestrichelten Linien 190 und 190R dargestellt.
Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden ist, werden Fachleute in Technik erkennen, daß Änderungen hinsichtlich Form und Detail vorgenommen werden können, ohne vom Gebiet der Erfindung abzuweichen.

Claims

1. Verfahren für das Erfassen eines Widerstands eines Sensors, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

- die Injektion eines ersten Teststroms (16) und eines zweiten Teststroms (17) in den Sensor (10), wobei der zweite Teststrom (17) im Vergleich zum ersten Teststrom (16) im wesentlichen gleich stark, jedoch gegensätzlich gepolt ist, und das Verfahren durch folgendes gekennzeichnet ist:

die Erfassung eines im wesentlichen stabilen ersten Spannungspegels am Sensor (10), wobei die Spannung einen Spitzenwert erreicht hat, wenn der erste Teststrom (16) anliegt;

die Erfassung eines im wesentlichen stabilen zweiten Spannungspegels am Sensor (10), wobei die Spannung einen Spitzenwert erreicht hat, wenn der zweite Teststrom (17) anliegt; und

die Berechnung des Widerstands des Sensors (10) als eine Funktion des erfaßten ersten Spitzenspannungspegels und des erfaßten zweiten Spitzenspannungspegels.

2. Vorrichtung für die Erfassung eines Widerstands eines Sensors (10), wobei die Vorrichtung folgendes aufweist:

- eine Injektionsvorrichtung (28, 30, 32, 34, 36) für das Injizieren eines ersten Teststroms (16) und eines zweiten Teststroms (17) in den Sensor (10), wobei der zweite Teststrom (17) im Vergleich zum ersten Teststrom (16) im wesentlichen gleich stark, jedoch gegensätzlich gepolt ist, und die Vorrichtung durch folgendes gekennzeichnet ist:

- eine Erfassungsvorrichtung (60, 62; 106) für das Erfassen eines im wesentlichen stabilen ersten Spannungspegels bzw. eines zweiten Spannungspegels am Sensor (10), wobei die Spannungen jeweils ihren Spitzenwert erreicht haben, sobald der entsprechende erste bzw. zweite Teststrom anliegt; und

- eine Berechnungsvorrichtung (81; 106) für das Berechnen des Widerstands des Sensors (10) als eine Funktion des erfaßten ersten Spitzenspannungspegel und des erfaßten zweiten Spitzenspannungspegels.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung weiter eine Berechnungsvorrichtung (68, 70, 74; 140) für das Berechnen einer Quellenspannung am Sensor (10) als eine Funktion des erfaßten ersten Spitzenspannungspegels und des erfaßten zweiten Spitzenspannungspegels aufweist, wobei die Spannung bei Nichtinjektion der Testströme die Nennspannung des Sensors ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsvorrichtung (68, 70, 74) für das Berechnen der Quellenspannung einen Durchschnittsermittlungsschaltkreis (68, 70, 74) für die Ermittlung des Durchschnitts des erfaßten ersten Spitzenspannungspegels und des zweiten Spitzenspannungspegels aufweist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsvorrichtung (140) für das Berechnen der Spannung einen Filterschaltkreis (140) aufweist, welcher die Spannung vom erfaßten ersten Spitzenspannungspegel und vom erfaßten zweiten Spitzenspannungspegel herausfiltert.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Injektionsvorrichtung (28, 30, 32, 34, 36) für das Injizieren des ersten Teststroms bzw. des zweiten Teststroms eine Erzeugungsvorrichtung für die Erzeugung des ersten bzw. zweiten Teststroms (16, 17) mit Hilfe eines Unterscheidungsschaltkreises (28, 30, 32, 34, 36) aufweist, wobei der Unterscheidungsschaltkreis einen ersten Eingang (52) und einen zweiten Eingang (54) für den Empfang der selektierten Bezugssteuersignale aufweist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Oszillationsvorrichtung (58) für die Lieferung der selektierten Bezugssteuersignale vorgesehen ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Berechnungsvorrichtung (81; 106) für die Berechnung des Widerstands des Sensors eine Unterscheidungsvorrichtung für den Erhalt des Unterschieds zwischen dem ersten erfaßten Spitzenspannungspegel und dem zweiten erfaßten Spitzenspannungspegel aufweist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterscheidungsvorrichtung (81) einen Unterscheidungsschaltkreis (81) aufweist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterscheidungsvorrichtung (106) einen Demodulationsschaltkreis (106) aufweist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 2, ferner so angeordnet, daß ein Widerstand eines zweiten Sensors (100) erfaßt wird, dadurch gekennzeichnet, daß

- die Injektionsvorrichtung (28R, 30R, 32R, 34R, 36R) angepaßt ist, um einen dritten Teststrom und einen vierten Teststrom in den zweiten Sensor (100) zu injizieren, wobei der vierte Teststrom im Vergleich zum dritten Teststrom im wesentlichen gleich stark, jedoch gegensätzlich gepolt ist;

- die Erfassungsvorrichtung (106) so angepaßt ist, daß sie einen im wesentlichen stabilen ersten und zweiten Spannungspegel am zweiten Sensor (100) erfaßt, wobei die die dritte und vierte Spannung jeweils ihren Spitzenwert erreicht haben, sobald der entsprechende dritte bzw. vierte Teststrom anliegt; und

- die Berechnungsvorrichtung (106) so angepaßt ist, daß sie den Widerstands des zweiten Sensors (100) als eine Funktion des erfaßten dritten Spitzenspannungspegel und des erfaßten vierten Spitzenspannungspegels berechnet.

12. Vorrichtung nach Anspruch 2, ferner dadurch gekennzeichnet, daß der erstgenannte Sensor (10) eine selektive Ionenelektrode und der zweite Sensor (100) eine Bezugselektrode aufweist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Bezugselektrode (100) eine zweite selektive Ionenelektrode aufweist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12, welche weiter einen Erdmeßfühler (11) umfaßt, der einen gemeinsamen Erdweg für die selektive Ionenelektrode und die Bezugselektrode bildet.

15. Vorrichtung nach Anspruch 2, welche ferner ein abgeschirmtes Kabel aufweist, das die Erfassungsvorrichtung mit dem Sensor verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsvorrichtung eine Treibervorrichtung (24, 24R) für den Antrieb des abgeschirmten Kabels mit einer Ausgangsspannung des Sensors aufweist.