DE69306970T2

DE69306970T2 - Zf - signalkombinator zur minimisierung der bitfehlerrate in einem digitalen raum-oder winkel-diversity-funkempfanger

Info

Publication number: DE69306970T2
Application number: DE69306970T
Authority: DE
Inventors: Antonio Bernasconi; Lago Antonella Dal; Maria Sirtori
Original assignee: Italtel SpA
Current assignee: Italtel SpA
Priority date: 1992-10-14
Filing date: 1993-10-08
Publication date: 1997-06-12
Anticipated expiration: 2013-10-09
Also published as: ITMI922347A0; ZA937508B; DE69306970D1; DK0664939T3; ITMI922347A1; NO309630B1; CN1087765A; NO951279D0; AU5176293A; ATE146920T1; GR3022861T3; AU677242B2; WO1994009573A1; BR9307233A; EP0664939A1; NO951279L; FI951797A; IT1255862B; US5668839A; FI951797A0

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf den Betrieb von Funkempfängern in digitalen Richtfunkeinrichtungen mit Diversity-Ersatzschaltungsverfahren, genauer gesagt auf einen ZF-Signalkombinator für Raum- oder Winkel-Diversity- Funkempfänger hoher Kapazität.
Wie bekannt, kann sich in einer Richtfunkverbindung der übertragene Strahl in mehrere Strahlen aufteilen, die die Empfangsantennen aus Gründen der Ausbreitung über verschiedene Wege erreichen. Dies kann einen Schwund des Empfangssignals verursachen, was auf destruktive Interferenzen zwischen den verschiedenen Strahlen an der Empfangsantenne zurückzuführen ist. Die Schwunderscheinungen sind ein häufiger Grund für Unterbrechungen der Richtfunkverbindung. Es ist außerdem bekannt, daß der Schwund entweder flach oder dispersiv sein kann. Im ersten Fall sind alle Frequenzen im Spektrum des Frequenzbandes gleichermaßen gedämpft. Im zweiten Fall tritt die Dämpfung vorwiegend nur in gewissen Zonen des Spektrums auf, was eine Verzerrung des Amplituden/Frequenzverhaltens zur Folge hat. In der Praxis kännen die beiden Dämpfungstypen gleichzeitig auftreten.
Es ist zu bemerken, daß dispersiver Schwund durch Schwundmessungen im Frequenzband des Empfangssignals beurteilt wird, wobei die Dispersion als das Verhältnis zwischen maximaler und minimaler Amplitude des Frequenzspektrums im genannten Frequenzband definiert ist. Die Frequenz, bei der die höchste Dämpfung auftritt, wird Notchfrequenz (fnotch) genannt.
Wenn eine einzelner Empfänger von flachem oder dispersivem Schwund befallen wird, kann die am Ausgang des Demodulators gemessene Bitfehlerrate eine gegebene Schwelle überschreiten, sodaß der Empfänger zeitweilig außer Betrieb gesetzt wird. Zur Vermeidung dieser schwerwiegenden Unzulänglichkeit sind Diversity-Empfangstechniken seit langem bekannt. Im Falle von Raum- oder Winkel- Diversity, die genauer genommen den Typ von Diversity betrifft, auf den sich der ZF- Signalkombinator der vorliegenden Erfindung bezieht, ist die Empfangseinrichtung mit zwei oder mehreren Empfängern ausgerüstet, die jeweils mit der zugehörigen Antenne oder einem eigenen Srahler der genannten Antenne verbunden sind. Die Ausgangssignale der Empfänger erreichen den Eingang eines ZF-Signalkombinators, der sie auf geeignete Weise so zusammensetzt, daß ein einzelnes Empfangssignal entsteht, das dann dem Demodulator zugeht.
Mit dem Diversity-Kriterium hat sich die Leistung der Empfangseinrichtungen stark verbessert, da das auf diese Weise erstellte kombinierte Signal eine viel geringere Ausfallwahrscheinlichkeit hat als ein einzelnes Empfangssignal.
Für die Erstellung der am besten geeignete Kombinationsstrategie ist es wichtig, theoretisch und/oder experimentell die Übertragungsfunktion des schwundbehafteten Übertragungskanals zu kennen. Zu diesem Zweck sind verschiedenen mathematische Modelle vorgeschlagen worden, unter denen das von den Beil Laboratories vorgeschlagene Dreistrahmodell (Three beam model) gut bekannt ist. Einer der drei Strahlen ist der Hauptstrahl, der die Empfangsantenne direkt erreicht, während die anderen beiden als Echos des Hauptstrahls betrachtet werden, d.h. Strahlen, die die Empfangsantenne über mehrere Wege unterschiedlicher Länge erreichen. Die für den Übertragungskanal vorgeschlagene Übertragungsfunktion enthält Parameter, deren Wert von den Schwundstatistiken des betrachteten Funkabschnitts abgeleitet werden können. Wenn man den Modulationstyp des übertragenen Signais, die Schwundstatistiken und die Übertragungsfunktion des gesamten Übertragungssystems kennt, können davon brauchbare Informationen für die Signalkenndaten am Ausgang des Demodulators abgeleitet werden, z.B. Leistung, Amplitudendispersion, Störabstand (S/N), Bitfehlerrate (BER), usw.
Wenn diese Daten einmal festehen, beeinflußt der Signalkombinator verschiedene Parameter des Diversity-Empfängers, um die vorgewählten Kenndaten des kombinierten Signals zu optimieren.
In Abhängigkeit von den optimierten Kenndaten können die ZF-Signalkombinatoren ganz allgemein in entsprechende Betriebskategorien eingeteilt werden.
Eine erste Kategorie umfaßt Signalkombinatoren, die den flachen Schwund dadurch ausgleichen, daß zunächst das an den beiden Antennen anliegende Signal phasengleich gemacht und anschließend die Signaspannungen summiert werden, sodaß man ein endgültiges Signal erhält. Diese Strategie entspricht einer Summierung der Maxima der resultierenden Amplitude. Man muß sich klar machen, daß unter Phase die mittlere Phase des empfangenen Signals zu verstehen ist, die wegen der Symmetrie der Modulation und der wegen der Zufälligkeit des modulierenden Signals gleichen Wahrscheinlichkeit aller Zustände mit der Phase einer unmodulierten im Mittenband übertragenen Spektralkomponente zusammenfällt. Signalkombinatoren dieser Kategorie werden hauptsächlich in Richtfunkverbindungen niedriger Kapazität benutzt, wo wegen der geringen Bandbreite der Einfluß des Signalpegels vorwiegt. Es ist natürlich, daß in Richtfunkverbindungen hoher Kapazität, deren Leistung mehr durch die Verzerrung des Amplitudenlfrequenzverhaltens bestimmt wird, Signalkombinatoren einer zweiten Kategorie mit der charakteristischen Tendenz zum Ausgleich dispersiven Schwunds nützlicher erscheinen.
Diese Signalkombinatoren berichtigen sowohl den Pegel als auch die Phase des empfangenen Signals, sodaß man für die Echos an den beiden Antennen gleiche Amplitude und entgegengesetzte Phase erhält. Danach werden die beiden Signale addiert und es entsteht ein resultierendes Signal, dessen Echos ausgelöscht sind. Die Echounterdrückung führt zu einem flachen Amplituden/Frequenzverhalten, das typisch mit einem Spectrum Analyzer kontrolliert werden kann. Unter bestimmten Ausbreitungsbedingungen, z.B. wenn auf beiden Antennen das Verhältnis zwischen Hauptsignalpegel und Echopegel ähnliche Werte aufweist, sind Signalkombinatoren der zweiten Kategorie nicht sehr wirkungsvoll. Tasächlich löschen diese bei dem Versuch, das Echo zu löschen, auch einen großen Teil des Hauptsignals, wodurch sich der Störabstand des kombinierten Signals verschlechtert und möglicherweise die Ausfallzeiten der Geräte erhöht werden.
Um die Beschränkungen des oben genannten Signalkombinators zu überwinden, wurden Signalkombinatoren einer dritten und vierten Kategorie mit dem Ziel entwickelt, die allgemeine Systemleistung zu erhöhen und gleichzeitig sowohl flachen als auch dispersiven Schwund zuzulassen.
Signalkombinatoren der dritten Kategorie sind dadurch gekennzeichnet, daß sie in Abhängigkeit von den Schwundcharakteristik des empfangenen Signals von einer Betriebsart zum Ausgleich von flachem Schwund auf eine andere Betriebsart zum Ausgleich von dispersivem Schwund umschalten. Dieses Vorgehen hat jedoch einen übertrieben schnellen Übergang zwischen den beiden Betriebsarten zur Folge, wodurch Schwingungen entstehen, die vom Demodulator nicht toleriert werden können, wie bereits ausreichend bewiesen wurde.
Signalkombinatoren der vierten Kategorie&sub1; die eine gemischte Kombinationsstrategie verwenden, machen den Versuch, diesen Nachteil durch gleichzeitige Kompensation von flachem und dispersivem Schwund auszugleichen.
Ein Beispiel für ein Diversity-Empfangssystem mit gemischter Kombinationsstrategie ist in dem italienischen Patentantrag Nr. 22531A/88 für Telettra, Erfinder Rocco Nobili, Francesco Ras und Dario Sormani, vom 7. November 1988 beschrieben.
Der genannte Antrag erhebt Anspruch auf ein System für die Kombination von mindestens zwei Signalen mit Hilfe von mindestens zwei Diversity-Empfängern, einem Signalkombinator für die von den Empfängern kommenden Signale, sowie einem Demodulator, dadurch gekennzeichnet, daß stromauf vom Demodulator ein Signalkombinator angeordnet ist, der die Leistung und Dispersion des kombinierten, für den Demodulator bestimmten Signals mißt. Außerdem wird die Bitfehlerrate des ZF-Signals berechnet. Auf dieser Basis werden die beiden empfangenen Signale in Abhängigkeit vom Minimumwert der Bitfehlerrate adaptiv und dynamisch beeinflußt.
Das System ist ebenfalls dadurch gekennzeichnet, daß die Bitfehlerrate (BER) mit der folgenden, auf experimentelle Ergebnisse gestützten Funktion berechnet wird:
BER = 10αP+β + 10γD + δ
wobei P und D die gemessenen Werte von Leistung und Dispersion des kombinierten Signals und die Parameter α, β, γ, δ die Kennwerte des verwendeten Modulationssystems darstellen.
Der im Telettra-System verwendete Signalkombinator ist jedoch nicht ohne Nachteile und im besonderen scheint er die durch Erzeugung von Schwingungen des kombinierten Signals entstehenden Mängel nicht definitiv abzustellen. Der Grund dafür könnte in einer zu starken Steigung der zur Darstellung der beiden Beiträge zur Bitfehlerrate verwendeten Exponentialfunktionen liegen, zusammen mit der Tatsache, daß der Ausdruck "gemischt", d.h. die gleichzeitige Abhängigkeit von Leistung und Dispersion, vernachlässigt wurde. Wie weiter unten besser erklärt wird, hat die angegebene Funktion tatsächlich die Tendenz, den Signalkombinator auch bei Vorhandensein eines beträchtlichen Dispersionsbeitrages im Kombinationszustand für maximale Leistung zu halten, um dann plötzlich in den Kombinationszustand für geringe Dispersion überzugehen, wenn die Dispersion zu hoch wird. Das gilt natürlich auch für das umgekehrte Verhalten. In der Praxis ist es so, als ob der genannte Signalkombinator von einer Betriebsart auf die andere übergehen würde, wie dies auch für Signalkombinatoren der dritten Kategorie der Fall ist.
Man kann deshalb annehmen, daß die gemischte Kombinationsstrategie in dem Telettra-Kombinator nicht wirkungsvoll verwirklicht wurde und daß die größten Unterbrechungen unglücklicherweise gerade in der Zwischenzone von Leitungs- und Dispersionswerten auftreten, wo die genannte Strategie die größten Vorteile bringen sollte.
Ein zweiter möglicher Nachteil ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß in der Gegenwart von auf Grund von besonderen Ausbreitungsbedingungen plötzlich veränderlichen Notch-Frequenzen das System Schwierigkeiten haben könnte, eine Annäherung an die minimale Bitfehlerrate BER durchzuführen, oder überhaupt keine Annäherung durchzuführen. Tatsächlich zeigt die Funktion BER(P, D) keine weitere Abhängigkeit von den Notch-Frequenzwerten, auf die sich die Dispersionswerte D auf der Abszisse des Diagramms in Bild 5 des oben genannten Patents beziehen. Die Natur der genannten Abhängigkeit wird weiter unten besser erklärt. Die Behauptungen bezüglich des zweiten Nachteils werden durch die Tatsache gestützt, daß nichts über den Algorithmustyp gesagt wird, während in dem Antrag von Telettra ausdrücklich gesagt wird, daß der zur Minmierung der Bitfehlerrate BER benutzte Algorithmus die oben genannte Funktion BER(P, D) minimiert. Es bestehen daher keine Elemente zur Bestätigung, daß der genannte Algorithmus tatsächlich auch eine Funktion minimieren kann, die die Bitfehlerrate auf etwas realistischere Weise, d.h. einschließlich der Abhängigkeit von der Notchfrequenz fNotch darstellt.
Der Zweck der vorliegende Ergindung ist es deshalb, diese Nachteile zu überwinden und einen Signalkombinator mit gemischer Strategie für Empfänger in Richtfunkverbindungen hoher Kapazität mit Raum- oder Winkeldiversity anzugeben.
Zur Erreichung dieses Zwecks stellt sich die vorliegende Erfindung die Aufgabe, einen Signalkombinator für Empfänger in Richtfunkverbindungen hoher Kapazität mit Raumoder Winkeldiversity-Ersatzschaltung anzugeben. Der betrachtete Signalkombinator wird stromab von den ZF-Stufen des Funkempfängers und stromauf vom Demodulator eingesetzt. Er enthält ein System, das die Amplitudendispersion im Frequenzspektrum des kombinierten Signals berechnet und einen Schaltkreis, der die Leistung im Spektrum des genannten Signals mißt. Gestützt auf diese Information und eine geeignete Berechnungsstrategie mit der Tendenz, die Bitfehlerrate BER am Ausgang des Demodulators zu minimieren, wertet ein Mikroprozessor die Phasenverschiebungswerte für einen Phasenschieber aus, der die Phasen der von den Empfängern zur Umsetzung der entsprechenden HF-Signale benutzten Lokaloszillatorssignale untereinander verschiebt und die Verstärkung der HF-Stufe des Empfängers steuert. Die Berechnungsstrategie besteht in der Minimierung einer geeigneten konkreten Funktion vom Polynomtyp, in der die unabhängigen Veränderlichen die am Ausgang des Signalkombinators gemessenen Werte in dB für Leistung und Amplitudendispersion des Signais am Ausgang des Signallkombinators sind. Die für die Dispersion charakteristische Abhängigkeit der Bitfehlerrate BER von der Notchfrequenz fnotch, wird fast vollständig durch eine Normalisierung der in die konkrete Funktion eingehenden Dispersionswerte eliminiert, wie im ersten Anspruch besser erklärt wird.
Der betrachtete Signalkombinator hat den großen Vorteil, die Empfangseinrichtung in der er verwendet wird, gegen die durch Mehrfachausbreitung des Sendesignais verursachten Schwunderscheinungen des Empfangssignals bemerkenswert unempfindlich zu machen. Die Wirksamkeit des Signalkombinators macht sich besonders dann bemerkbar, wenn die beiden Schwundtypen gleichzeitig auftreten und die Dispersion durch Notchfrequenzen charakterisiert ist, die sich innerhalb des Spektrums sehr schnell verändern.
Andere Zwecke und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden weiter unten in der ins einzelne gehenden Beschreibungen einer praktischen Ausführung, sowie den Zeichnungen im Anhang erklärt, die jedoch nur als nicht begrenzendes Beispiel angegeben werden. Dabei zeigt:
BILD 1 ein Blockschaltbild der Empfangseinrichtung mit Raum-Diversity, in welchem der Block COMB den Signalkombinator darstellt, der den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildet,
BILD 2 Kurven der Bitfehlerrate BER der Empfangseinrichtung in Übereinstimmung mit dem gegenwärtigen Stand der Technik sowie die BER Kurve der Empfangseinrichtung von BILD 1,
BILD 3 Kurven der Bitfehlerrate BER, ähnlich denen von BILD 2,
BILD 4 bis 7 das Flußdiagramm eines Programms, daß den Betrieb des Signalkombinators COMB von BILD 1 steuert.
In BILD 1 bezeichnen APR und ADIV zwei Empfangsantennen der Raum-Diversity Empfangseinrichtung, einschließlich der beiden mit den entsprechenden Antennen APR und ADIV verbundenen Empfänger RICPR und RICDIV, sowie einen Oszilator OSLOC, einen Signalkombinator COMB und einen Demodulator DEM.
Bei dem auf die beiden Empfangsantennen auftreffenden Signal handelt es sich um ein Mikrowellensignal mit einem durch ein 155 Mbit/s Signal modulierten Träger, in Übereinstimmung mit dem Modulationsformat 128 TCM. Der Signalkombinator COMB arbeitet jedoch ebenso gut mit anderen QAM Modulationsformaten.
Die Antenne APR empfängt das Signal RF1, das dann den HF-Verstärker RFAMP1 mit veränderlicher Verstärkung erreicht, der die Eingangsstufe des Empfängers RICPR darstellt. Auf analoge Weise empfängt die Antenne ADIV das Signal RF2, das dann einen zweiten HF-Verstärker RFAMP2 mit veränderlicher Verstärkung erreicht, der die Eingangsstufe des Empfängers RICDIV darstellt. Die Ausgänge der Verstärker RFAMP1 und RFAMP2 sind mit den ersten Eingängen der beiden Mischer MIX1 und MIX 2 verbunden, an derem zweiten Eingang jeweils das von OSCLOCK erzeugte Lokaloszollatorsignal OL1 und das durch geeignete Phasenverschiebeng von OL1 abgeleitete Signal OL2 ansteht. An den Ausgängen der Mischer MIX1 und MIX2 erscheinen jeweils die entsprechenden Signale IF1 und IF2, die den in das Zwischenfrequenzsignal 70 MHz umgesetzten Signalen RF1 und RF2 entsprechen.
Die Zwischenfrequenzsignale IF1 und IF2 erreichen getrennte Summeneingänge des Summierers SOM, an dessen Ausgang das Summensignal IF' erscheint, das mit dem Eingang des Zwischenfrequenzverstärkers mit automatischer Verstärkungsregelung IF/AGC verbunden wird. An einem ersten Ausgang von IF/AGC steht das verstärkte Zwischenfrequenzsignal IF an, das an den Demodulator DEM weitergeht, an dessen Ausgang das demodulierte Signal SD erscheint.
In jeden der beiden Signalwege, die die Ausgänge der Mischer MIX1 und MIX2 mit dem Summierer SOM verbinden, ist eine in BILD 1 nicht gezeigte Verzögerungsleitung eingeschaltet, die aus einem Stück Koaxialkabel geeigneter Länge besteht, das die zwischen den Zwischenfrequenzsignalen IF1 und IF2 wegen der unterschiedlichen Weglänge zum Eingang des Summierers SOM bestehende absolute Verzöaerung ausgleicht.
Der Summierer SOM und der Verstärker IF/AGC sind Teil des Blocks COMB, der den Signalkombinator bildet, Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Der Signalkombinator COMB enthält außerdem den Prozessor ELAB, das Dispersionsmeßsystem MISDISP, den Phasenschieber SF für die Signale des Lokaloszillators OL1, die Schnittstelle ISF zum genannten Phasenschieber SF, vier Analog/Digital-Wandler AD1, AD2, AD3 und AD4, zwei Digital/Analog-Wandler DA1 und DA2, sowie zwei Erfassungsschaltkreise RIV1 und RIV2. An einem zweiten Ausgang des Verstärkers IF/AGC erscheint das Signal VR, das die entsprechend verstärkte Spannung zur Steuerung der Verstärkung von IF/AGC darstellt. Die erwähnte Spannung ist der Leistung des Signals IF' etwa umgekehrt proportional und ist deswegen ein Meßwert für die Leistung des genannten Signals.
Das System MISDISP mißt die Amplitudendispersion im Spektrum des ZF-Signals IF und ist außerdem eine Anzeige für die Position der Frequenz, bei der die Amplitudendämpfung von IF ein Maximum erreicht (fNotch). Die genannten Meßwerte stehen getrennt an den beiden Ausgängen des Systems MISDIP zur Verfügung. Genauer gesagt, am ersten Ausgang erscheint das Analogsignal VD, das den Dispersionswert darstellt, und am zweiten Ausgang das Signal Fn, das den Wert fnotch darstellt.
Die am Ausgang von IF/AGC und MISDISP anstehenden Signale VR und VD ereichen die Analog/Digital-Wandler AD1 und AD2, deren Ausgangsdigitalsignale eine erste und zweite Eingangsschnittstelle des Prozessors ELAB erreichen. Das Signal Fn erreicht direkt eine dritte Eingangsschnittstelle des Prozessors ELAB.
Die Zwischenfrequenzsignale IF1 und IF2 erreichen den Eingang der Erfassungsschaltkreise RIV1 und RIV2, deren Ausgänge mit den Analog/Digital- Wandlern AD3 und AD4 verbunden sind. Die Digitalsignale von AD3 und AD4 erreichen jeweils die vierte und fünfte Eingangsschnittstelle von ELAB.
Der Prozessor ELAB erzeugt an der ersten und zweiten Ausgangsschnittstelle die beiden Signale RG1, RG2, die die Verstärkung der Eingangsstufen RFAMP1 und RFAMP2 der Empfänger RICPR und RICDTV steuern. Zu diesem Zweck gehen die Signale RG1 und RG2 den Digitallanalog-Umsetzern DA1 und DA2 zu, deren Ausgänge mit den Eingängen der entsprechenden Verstärkungssteuerung der HF- Verstärker RFAMP1 und RFAMP2 verbunden werden. Diese steuern ihre Verstärkung auf bekannte Weise.
An einem ersten Eingang des Phasenschiebers SF erscheint das Lokaloszillatorsignal OL1, das von SF phasenverschoben wird und am Ausgang als das Signal OL2 erscheint. Die Richtung der Phasenverschiebung des Signals OL1 wird von dem von der dritten Ausgangsschnittstelle des Prozessors ELAB kommenden Digitasignal PRES gesteuert, das einen ersten Eingang der Schnittstelle ISF erreicht. Die Größe der Phasenverschiebung von OL1 wird durch den Takt Tp bestimmt, der ebenfalls von ELAB erzeugt wird und einem zweiten Eingang von ISF zugeht. Die Schnittstelle ISF hat zwei Ausgänge, von denen die beiden sinusförmigen Quadratursignale gleicher Frequenz Vx und Vy ausgehen, die jeweils eine zweite und dritte Schnittstelle des Phasenschiebers SF erreichen.
Die Schnittstelle ISF enthält den Adressengenerator für Elen EPROM, in dem die Abtastwerte der sinusförmigen Signale Vx und Vy gespeichert sind, zwei Register (Haltespeicher), in denen die in den EPROM eingelesenen Daten gespeichert sind, zwei mit den Ausgängen der genannten Register verbundene Digital/Analog-Wandler, zwei mit den Ausgängen der Digital/Anal-Wandler verbundene Filter- und Verstärkerschaltkreise und ein Schaltkreis, der die Lesevorgänge des EPROM und die Analog-Wandlung synchronisiert.
Damit ist der Betrieb des in die Diversity-Empfangseinrichtung integrierten Signalkombinators COMB beschrieben. Wie bekannt werden im praktischen Betrieb die beiden Empfangsantennen APR und ADIV in einer solchen Entfernung montiert, daß die Schwunderscheinungen der entsprechenden empfangenen Strahlen nur eine geringe Korrelation aufweisen. Die Empfangssignale RF1 und RF2, deren Charakteristiken weiter oben beschrieben wurden, werden an die Eingangsstufen RFAMP1 und RFAMP2 der entsprechenden Empfänger RICPR und RICDIV weitergeleitet, wobei RICPR das Hauptsignal und RICDIV das Diversity-Signal darstellt. Die Empfänger RICPR und RICDIV sind stromab von den entsprechenden Antennen angebracht und mit den Strahlern über einen Hohlleiter und geeignete Kanalweichen verbunden. Wegen ihrer besonderen Montageposition werden RICPR und RICDIV auch "RF Kopf" (Front end) genannt, in Übereinstimmung mit einer zur Zeit üblichen Terminologie.
Das von RFAMP1 kommende HF Signal wird im Mischer MIX1 mit Hilfe des Lokalosziltorsignals OL1 in das 70 MHz Zwischenfrequenzsignal IF1 umgesetzt. Auf ähnliche Weise wird das von RFAMP2 kommende HF-Signal im Mischer MIX2 mit Hilfe des Lokaloszillatorsignals OL2 in das 70 MHz Zwischenfrequenzsignal IF2 umgesetzt. Der Phasenschieber SF verschiebt die Phase des Signals OL2 auf geeignete Weise gegenüber OL1 und dieser Vorgang wird in eine relative Phasenverschiebung zwischen den beiden Zwischenfrequenzen IF1 und IF2 umgesetzt.
Die HF Verstärker RFAMP1 und RFAMP2 mit regelbarer Verstärkung sind wie der Lokaloszillator OSLOC und die Mischer MIX1 und MIX2 von bereits bekanntem Typ. Der Phasenschieber SF ist ebenfalls ein bekannter Typ und wird von einem Mixer mit Spiegelfrequenzunterdrückung zur Verfügung gestellt.
Die Signale IF1 und IF2 werden summiert. Dadurch erhält man das kombinierte Signal IF', dessen Leistungspegel durch den Zwischenfrequenzverstärker IF/AGC (ebenfalls von bekanntem Typ) verstärkt und stabilisiert wird. Das von IF/AGC kommende ZF Signal wird in dem Demodulator DEM demoduliert, sodaß man ein anfängliches Digitalsignal erhält. Unter diesen Umständen ist zu beachten, daß das Kombinationsverfahren nicht lediglich in der Summierung von IF1 und IF2 besteht, sondern daß die Strategie für die Pegelsteuerung der Signale IF1 und IF2 eine wichtige Rolle spielt. Die Anpassungsschritte müssen so gewählt werden, daß sie jeden bliebigen Typ von Schwund im kombinierten ZF Signal beseitigen oder minimieren. Für den betrachteten Signalkombinator besteht die Steuerungsstrategie hauptsächlich in der Erfassung der Signale VP1, VP2, VP, VD und Fn durch den Prozessor ELAB und geeignete Auswertung, sodaß am Ausgang die Steuersignale RG1, RG2, TP und PRES erzeugt werden.
Die oben genannte Steuerungsstrategie bezieht sich auf eine gemischte Kombinationsphilosophie, die im wesentlichen in der Minimierung einer geeigneten objektiven Funktion der unabhängigen Veränderlichen VP, VD und Fn besteht, wie es für Bild 2 und 3 beschrieben wurde. Der Verlauf der objektiven Funktion nähert sich einer Familie von Kurven mit konstanten Werten der Bifehlerrate BER bei veränderlichen Werten von VP, VD und Fn, gemessen am Ausgang des Demodulators DEM. Damit der Block ELAB seine Aufgabe besser erfüllen kann, wurde in dem Beispiel auf nicht begrenzende Weise der INTEL Prozessor 80C31 verwendet.
Die dem Prosessor ELAB zugehenden Signale VP1, VP2, VP, VD und Fn sind das Ergebnis von Messungen der Zwischenfrequenzsignale IF1, IF2, IF' und IF. Genauer gesagt, die Signale VP1 und VP2 zeigen die Leistung der individuellen Signale IF1 und IF2 an und damit, unter Vernachlässigung der von RFAMP1 und RFAMP2 eingeführten bekannten Verstärkung oder Dämpfung, die Leistung der Empfangssignale RF1 und RF2. Die genannten Leistungen erhält man durch Erfassung und Filterung von IF1 und IF2 in den entsprechenden Blöcken RIV1 und RIV2, welche Erfassungsschaltkreise bekannten Typs enthalten. Das Signal VP stellt die Leistung des kombinierten Signals IF' dar, gemessen unmittelbar am Ausgang des Summierers SOM. Die Messung von VP wird auf bekannte Art und Weise von der in den Verstärker IF/AGC integrierten automatischen Verstärkungsregelung (AGC) durchgeführt. In der Praxis wird die AGC-Spannung verwendet. Es ist zu bemerken, daß die Spannung VP wegen der gemischten Kombinationsstrategie des Signalkombinators COMB möglicherweise nicht die Summe der Signalleistungen von IF1 und IF2 darstellt. Tatsächlich wird das Summensignal IF' von der von dem Phasenschieber SF eingeführten Phasenverschiebung zwischen IF1 und IF2 beeinflußt.
Die vom Meßsystem MISDISP kommenden Signale VD und Fn stellen die Amplitudendispersion im Spektrum des ZF Signals dar, sowie die Notch-Frequenz, die die genannte Dispersion representiert. Der Prozessor ELAB erfasst die relative Position von fnotch im ZF Spektrum und berechnet das Verhältnis Fn' = Fn/fsymbol da fsymbo mit den bekannten Werten der Bandbreite B des ZF Signals übereinstimmt. Einige digitale Werte tragen mehr zur Erklärung bei. Wenn z.B. fnotch in die Mitte des Bandes B fällt, ist Fn' = 0. Wenn fnotch aber am Bandende auftritt, dann gilt Fn' = 0,5, da die Bandenden durch den Wert ± fsymbol/2 charakterisiert sind.
Der Schaltkreis des Systems MISDISP ist unter Experten bereits bekannt und eine Beschreibung wird deshalb nicht für nötig gehalten. Es ist jedoch zweckdienlich, auf einen neuartigen Schaltkreis dieses Systems hinzuweisen, der kürzlich in den Labors des Antragstellers verwirklicht wurde. In diesem Schaltkreis vom 12. Oktober 1992, der unter dem Namen Siemens Telecomunicazioni mit dem Titel 'Device for calculating the amplitude dispersion of the spectrum of a modulated signal' registriert wurde, mit der Unterschrift der gleichen Erfinder des den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildenden Signalkombinators, und dessen Aktennummer zum Datum der Registrierung des vorliegenden Antrags noch nicht bekannt war.
Was die von dem Prozessor ELAB erzeugten Steuersignale RG1, RG2, Tp und PRES anbetrifft, so ist zunächst zu bemerken, daß die Kennwerte der Signale Tp und PRES davon abhängen, wie der Phasenschieber SF die Phasenverschiebung des Signals OL1 vornimmt, während bezüglich der Digitalsignale RG1 und RG2 nichts zu den bereits gemachten Bemerkungen hinzuzufügen ist.
Ein Phasenschieber, der einen Mischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung benutzt, muß notwendigerweise einen Eingang für das Signal des Lokaloszillators OL1 besitzen, dessen Phase verschoben werden soll, sowie zwei Eingänge für zwei inusförmige Signale gleicher Frequenz, deren Phasen wie die Signale Vx und Vy gegenseitig um 90º verschoben sind. Wenn nun f&sub1; die Frequenz von OL1, fm die Frequenz von Vx und Vy und f2 die Frequenz des Ausgangssignals darstellt, ist die Frequenz von OL2 f&sub2; = f&sub1; ± fm, wobei das Vorzeichen + oder - von der Tatsache abhängt, daß die Phasen von Vx und Vy gegenseitig um 90º verschoben sind. Die Differenz fm zwischen den Frequenzen f&sub1; und f&sub2; hat einen Absolutwert der Phasenverschiebung zwischen Eingang und Ausgang der Phasenschiebers zur Folge, der mit der Zeit konstant zunimmt. Tatsächlich ist der Ausdruck der Phasenverschiebung 2πfmt . Falls f&sub2; > f&sub1; ist, läuft das Signal OL2 dem Signal OL1 natürlich vor und umgekehrt. Der Vorgang der Phasenverschiebung geht weiter bis der vom Prozessor festgelegte Wert zur Schwundkompensation erreicht ist. Danach wird die Phasenverschiebung unterbrochen und die Verschiebung bleibt bei dem erreichten Wert stehen. Zur Unterbrechung der Phasenverschiebung wird lediglich die Erzeugung der Signale Vx und Vy unterbrochen.
Den obigen Betrachtungen zufolge braucht die Schnittstelle ISF die beiden sinusförmigen Signale Vx und Vy nur während bestimmter Zeitintervalle zu erzeugen und muß außerdem in der Lage sein, zur Richtungsumkehrung der Phasenverschiebung die Signale Vx und Vy der beiden Ausgänge auszutauschen. Für den ersten Zweck wird das Signal Tp und für den zweiten das Signal PRES verwendet. Wenn das Signal Tp einen hohen Pegel hat, ist die Erzeugung von Vx und Vy eingeschaltet, wenn dieses Signal dagegen einen niedrigen Pegel hat, ist an den Ausgängen von Vx und Vy ein konstanter Wert vorhanden, der den entsprechenden Werten beim Abschalten entspricht. Das Signal PRES ist ein von ELAB in ein spezielles Computer-Register eingeschriebenes Bit.
Der zur Schnittstelle ISF gehörende Adressengenerator besteht aus einem Zweiwegezähler, der von einem von dem internen Taktschaltkreis kommenden Oszillatorsignal synchronisiert wird. Bei jeder Zunahme des Zählers wird ein erstes Auslesen des EPROM durchgeführt und das zuerst gelesene Wort wird in einem ersten Haltregister gespeichert. Unmittelbar danach, aber noch vor dem Weiterschalten des Zählers, wird der logische Wert des letzten Adressen-Bits des EPREOM negiert, sodaß in einer anderen Speicherzone ein zweites Auslesen eines zweiten Wortes stattfindet, das dann in einem zweiten Halteregister gespeichert wird. Die Bitfolge des zweiten ausgelesenen Wortes stellt eine zeitweilige Folge von Abtastwerten der sinusförmigen Welle Vx dar, während die Bitfolge des zweiten Wortes die zeitweilige Folge von Abtastwerten der sinusförmigen Welle Vy darstellt.
Das Signal Tp erreicht den Eingang zur Einschaltung des genannten Zweiwegezählers und schaltet den Lesevorgang des EPROM und damit die Erzeugung von Vx und Vy ein oder aus. Das Signal PRES erreicht denjenigen Eingangsstift des Zählers, der die Zährichtung bestimmt (vorwärts oder rückwärts). Es kann leicht gezeigt werden, daß durch Umkehrung der Leserichtung des EPROM die sinusförmigen Signale Vx und Vy am Ausgang ausgetauscht werden und die Richtung des Phasenschiebers ebenfalls umgekehrt wird.
Der Phasenschieber SF unseres Beispiels ist in der Lage, eine Phasendrehung des Signals OL1 um 6000 Grad pro Sekunde durchzuführen, was durch eine Frequenz fm der sinusförmigen Signale Vx und Vy von etwa 16,6 Hz erreicht wird. Der Signalkombinator COMB ist in der Lage, flachen Schwundereignissen mit Dämpfungsgeschwindigkeiten zu folgen, die 1000 dB/s erreichen können, sowie dispersivem Schwundereignissen mit Notchfrequenzen, die sich durch das ZF-Band mit Geschwindigkeiten bis zu 300 MHz/s bewegen können. Die einzige Begrenzung der Signalkombinatorgeschwindigkeit ist durch die Zeitkonstante der in den Verstärker IF/AGC integrierten automatischen Verstärkungsregelung AGC gegeben.
In BILD 2 findet man ein Diagramm, auf dessen Abszisse die Werte FF für flachen Schwund und auf dessen Ordinate die Werte DA für dispersiven Schwund aufgetragen sind. Die Werte von FF und DA sind in dB ausgedrückt und werden vom ELAB mit Hilfe der Ausdrücke DA = 20logVD und FF= 20 log (VPmax/VP) berechnet, wobei VPmax der Maximalwert ist, den die Spannung Vp in einem entprechenden Beobachtungsintervall bei Nennwerten der Ausbreitung annehmen kann.
Das Diagramm zeigt die Kurvenfamilie FAM1, sowie zwei mit S und T bezeichnete Kurven, die nicht zu FAM1 gehören. Die Kurvenfamilie FAM1 stellt die Funktion log BER(FF, DA) = Konstante dar. Die Bitfehlerrate BER ist am Demodulatorausgang eines typischen Digitalempfängers meßbar, nicht notwendigerweise ein Diversity- Empfänger, wo ein QAM-moduliertes Signal ankommt, das von einem von flachem und dispersivem Schwund befallenen Funkabschnitt übertragen wird. Für jede Kurve der Familie ist der Wert einer Konstanten, d.h. des Parameter log BER angegeben, für den die Kurve aufgetragen wurde. Die Kurvenfamilie FAM1 kann auch als eine Gruppe von Pegelkurven auf einer durch die Funktion log BER(FF, DA) im dreidimensionalen Cartesischen Raum dargestellten Oberfäche interpretiert werden. In diesem Fall ist die Entfernung zwischen den Pegelkurven ein Maß für Steuheit der Funktion.
Die beiden Linien FF = FF&sub1; und DA = DA&sub1; der Funktion teilen die Cartesische Fläche der Veränderlichen FF und DA in vier Quadranten, die für die weiter unten beschriebenen Zwecke jeweils mit I, II, III und IV bezeichnet sind.
Die Kurvenfamilie FAM1 gibt einen sehr verständlichen und gleichzeitig genauen Hinweis darüber, wie ein typischer Empfänger von den in einem Funkabschnitt unausweichlich auftretenden Schwunderscheinungen beeinflußt werden kann. Die genannte Kurvenfamilie ist eine Computer-Simulation, kann aber durch geeignete mathematische Auswertung von bekannten Kurven abgeleitet oder durch direkte Experimentierung erstellt werden.
Die mit S bezeichneten Kurven im genannten Diagramm stellen die am Ausgang des Demodulators der Empfangseinrichtung von Bild 1 bewertete Funktion log BER(FF, DA) = Konstante dar. Die Kurve S wurde mittels Computer-Simulation eines Diversity- Systems erstellt, das den vollständigen Schaltkreis von Bild 1 enthält. In der Simulation werden die Signale nach der weiter unten angegebenen polynomen Formel kombiniert. Für die Berechnung wurden die Werte log BER = - 4 und f notch/fsymbol = 0 verwendet.
Die mit T bezeichnete Kurve stellt die am Ausgang des Demodulators bewertete Funktion logBER(FF, DA) = Konstante der in dem oben genannten Telettra Patentantrag beschriebenen Empfangseinrichtung dar. Die Kurve T wurde mittels Computer-Simulation eines Diversity-Systems mit dem vollständigen von Telettra vorgeschlagenen Schaltkreis erstellt, dessen Signalkombinator nach der entsprechenden exponentiellen Formel arbeitet. Für einen korrekten Vergleich mit der Kurve S wurde der gleiche Wert logBER = - 4 verwendet.
Das Diagramm von Bild 2 ist jedoch nicht vollständig. Tatsächlich beziehen sich die für die Berechnung der Kurvenwerte für die Familie FAM1 verwendeten und auf der Ordinate angegebenen Werte für dispersives Fading DA auf Notch-Frequenzen, die in die Bandmitte (Fn' = fnotch/fsymbol = 0 ) fallen. Diese Werte kann man jedoch auch bei Notchfrequenzen erhalten, die in unterschiedliche Positionen innerhalb des Bandes fallen, wodurch die Bitfehlerrate BER unterschiedlich beeinflußt wird. Für genauere Informationen muß deshalb der Ausdruck Fn' in die Berechnung einbezogen werden, der als als zweiter Parameter für die relative Position der Notch- Frequenz bei der Simulation der Dispersion benutzt wird. Computersimulationen, in denen diese zusätzliche Abhängigkeit gebührend in Betracht gezogen wird, führen auf neue Kurvenfamilien, eine Familie für jeden neuen Wert von Fn', die aber zur Vereinfachung nicht in zusätzlichen Diagrammen gezeigt werden. Die neuen Kurvenfamilien sind ihrer Form nach der Kurve FAM1 ähnlich, sind aber mit steigendem Wert von Fn' allmählich nach oben verschoben. Die maximale Verschiebung ist im Mittel etwa 3 dB und erscheint bei Fn' = 0,5, d.h. wenn die Notch- Frequenz in das Bandende fällt. Außerdem liegen, wiederum bei steigenden Werten des zweiten Parameters Fn', die einzelnen Kurven innerhalb einer Familie weiter auseinander. Dieses Verhalten erklärt sich aus der Tatsache, daß das System wenigen empfindlich für dispersiven Schwund ist, wenn sich die Notch-Frequenz zu den Bandenden bewegt.
Aus der Gesamtheit der obigen Erwägungen kann man deshalb schließen, daß die Bitfehlerrate BER eines Empfängers, an dem ein schwundbehaftetes Signal anliegt, durch eine Familie von Kurven für jeden Wert der Notch-Frequenz fnotch gut dargestellt wird.
Die Nützlichkeit dieser Darstellung wird weiter unten besser verständlich, d.h. einmal, wenn das Problem behandelt wird, wie die mathematische Funktion für die Beschreibung einer besseren Strategie für die gemischte Kombination aufzustellen ist, und außerdem jedesmal, wenn man 'visuell' darstellen will, wie der Signalkombinator COMB die Minimierung der Bitfehlerrate am Ausgang des Demodulators DEM bewirkt.
In Bild 3 findet man drei mit A, B und C bezeichnete Kurven auf der Cartesichen Ebene der Veränderlichen FF, DA. Die Kurve A entspricht der durch die Werte logBER = - 4 und Fn' = 0 gekennzeichneten Kurvenfamilie FAM1 in Bild 2. Die Kurve C entspricht einer in Bild 2 nicht gezeigten Kurve mit dem gleichen Wert für log BER der Kurve A, die aber zu der durch Fn' = 0,5 gekennzeichneten Familie gehört. Zwischen den Kurven A und C befinden sich unendlich viele Kurven, die den gleichmäßig von 0 bis 0,5 veränderlichen Werten von Fn' entsprechen. Der mit Zac bezeichnete Bereich zwischen den Kurven A und B zeigt die Abhängigkeit der Kurvenfamilie von dem Parameter Fn'. Die mit B bezeichnete Kurve stellt die neue Position der Kurve C nach geeigneter Normalisierung der Werte für die Veränderliche DA dar, mit dem Zweck, die Abhängigkeit der Kurve C von dem Parameter Fn' zu vermindern. Der mit Zab bezeichnete Bereich zwischen den Kurven A und B zeigt die verbleibende Abhängigkeit der Kurve A von dem Parameter Fn' nach der Normalisierung. Wie man in dem Bild sehen kann, erfüllt die Normalisierung der Veränderlichen DA sehr gut ihren Zweck und der Bereich Zab ist tatsächlich wesentlich kleiner als der Bereich Zac. Wenn man mit DA* den normalisierten Wert von DA bezeichnet, lautet die Formel fü die genannte Normalisierung:
(1) DA* = (k DA²) + (DA h)
mit den experimentellen Werten k = 0,0518 Fn'/2 und h = 0,043 Fn'/2, die von der Modulationsart abhängen.
Die Anwendung der Formel (1) führt die möglichen Kurvenfamilien auf eine einzige, durch die Funktion log BER (FF, DA*) = Konstante gekennzeichnete Kurvenfamilie zurück.
Für die nun folgenden Bemerkungen, die die Definition der objektiven Funktion vorbereiten, ist die Heranziehung von Bild 2 und 3 nützlich. Bei Untersuchung der Kurvenfamilie FAM1 stellt man fest, daß die individuellen Kurven bei Veränderung des Parameters logBER progressiv und nahtlos ineinander übergehen. Das gleiche gilt für die Abhängigkeit der gesamten Kurvenfamilie von dem Parameter Fn'. Dieses Verhalten wird durch die Tatsache erklärt, daß die Funktion logBER (FF, DA) in den Bereichen praktischer Bedeutung kontinuierlich und monoton anwächst, wenn die Werte für die Veränderlichen FF, DA und die Werte des Parameters Fn' anwachsen. Außerdem zeigt die Kurvenfamilie FAM1 eine sehr ähnliche Tendenz zwischen den verschiedenen Kurven, was durch Untersuchung der Kurven in den individuellen Bereichen I, II, III und IV besser beurteilt werden kann.
Bereich I ist durch geringe Werte FF für flachen Schwund und hohe Werte DA für dispersiven Schwund gekennzeichnet und in diesem Bereich liegen die Kurven fast parallel zur Abszisse. Die Bitfehlerrate BER hängt deshalb hauptsächlich vom dispersiven Schwund ab.
Bereich II ist durch Zwischenwerte der Veränderlichen FF und DA gekennzeichnet und in diesem Bereich wird die Bitfehlerrate BER sehr stark von beiden Schwundtypen beeinflußt.
Bereich III ist durch geringe Werte DA für dispersiven Schwund und hohe Werte FF für flachen Schwund gekennzeichnet und in diesem Bereich haben die Kurven einen gegenüber der Ordinate einen etwas schrägen Verlauf, aber die Bitfehlerrate hängt hauptsächlich von dem flachen Schwund FF ab.
Bereich IV ist sowohl durch geringe Werte FF für flachen Schwund als auch durch geringe Werte DA für dispersiven Schwund gekennzeichnet und in diesem Bereich bleibt die Bitfehlerrate BER fast konstant und nahe dem Minimalwert.
Mit den obigen Bermerkungen ist die Bedeutung der Ausdrücke FF&sub1; und DA&sub1; erklärt. Im einzelnen entspricht der erste Ausdruck dem oben genannten Wert von FF oberhalb dessen flacher Schwund bei der Berechnung berücksichtigt werden muß. Der letztere Ausdruck entspricht einem Wert von DA, oberhalb dessen dispersiver Schwund berücksichtigt werden muß.
Die obigen Ausführungen betreffen die Bereiche I, II, III und IV und die Ausdrücke FF1 und DA1 gelten natürlich auch für die normalisierte Kurvenfamilie log BER (FF&sub1; DA*) = Konst., die zwar in den Bildern nicht gezeigt ist, deren Kurve aber ähnlich der Kurvenfamilie FAM1 verläuft. Für die oben genannte Kurvenfamilie gilt ebenfalls der Hinweis auf Bild 2.
Mit dem Ziel, eine optimale gemischte Strategie zu verwenden, wurde der Weg beschritten, eine objektive Funktion vom polynomen Typ mit den Veränderlichen FF und DA* zu wählen, die in der Lage sein sollte, sich der durchschnittlichen Tendenz des Kurvenverlauf der Kurvenfamilie FAM1 so gut wie möglich anzunähern. Diese Wahl bedeutet einen unmittelbaren Vorteil, da das Polynom einfach ist und leicht berechnet werden kann. Ein zweiter Vorteil ist, daß die Minimierung der Bitfehlerrate wegen der speziellen für das Polynom vorgewählten Tendenz schneller und wirkungsvoller abläuft. Tatsächlich beschreibt die genannte Tendenz sehr gut die Reaktion des Empfängers auf objektive physische Gegebenheiten, d.h. Gegebenheiten, in denen Schwunderscheinungen nicht gleichmäßig verlaufen, oder in denen nur flacher oder nur dispersiver Schwund auftritt. Nach diesen Feststellungen berechnet der Prozessor ELAB die objektive Funktion wie folgt:
(2) OB(FF, DA*) = OB1(FF) + OB2(DA*), wobei:
(3) OB1(FF) = (FF - a)² für FF > FF&sub1; und DA* > DA&sub1;,
(4) OB1(FF) = (FF + b) für DA* ≤ DA&sub1;*
(5) OB1(DA*) = c(DA* - d)² für DA* > DA&sub1;*
(6) OB2(DA*) = mDA* + q für DA* ≤ DA&sub1;* und FF ≥ FF&sub1;
In den Gleichungen 3 und 4 stellt FF1 den in Bild 2 gezeigten Ausdruck dar. In den Gleichungen 5 und 6 hat der Ausdruck DA&sub1;* einen Wert, der dem Ausdruck DA&sub1; im genannten Bild ungefähr gleich ist.
Die Funktionen (2) bis (6) dienen als nicht begrenzendes Beispiel für eine mögliche objektive Funktion in polynomer Form. Eine noch genauere Annäherung an die Kurvenfamilie FAM1 würde tatsächlich die Zufügung zusätzlicher Ausdrücke höheren Grades verlangen. Je nach dem Modulationstyp werden die Werte der Koeffizienten a bis d, m und q so berechnet, daß sich die bestmögliche Annäherung an die die Kurve 5 in Bild 2 ergibt.
Die objektive Funktion 2 erzeugt in Anhängigkeit von den Variablen FF und DA* eine Familie von objektiven Kurven in geeigneten Abständen, die in ihrer Form der einzelnen Kurve S in Bild 2 ähnlich sind.
Die Familie objektiver Kurven ist nicht von dem Parameter Fn' abhängig, da das Polynom unter Benutzung der normalisierten veränderlichen Dispersion DA* berechnet wurde. Folglich führt das Verfahren zur Minimierung der objektiven Funktion dank der Ähnlichkeit von FAM1 mit der Kurvenfamilie objektiver Funktionen auch mit der gleichen Geschwindigkeit zur Minimierung der Funktion log BER (FF, DA*) und damit auch zur Minimierung der Bitfehlerrate am Ausgang des Demodulators DEM.
Bild 2 ist eine visuelle Hilfe zum Verständnis von Verfahren zur Minimierung der Bitfehlerrate BER, die in der Suche nach dem kürzesten Weg zur Vereinigung der beiden Kurven bestehen, ausgehend von einem beliebigen Punkt auf einer typischen Kurves zur Erreichung einer unmittelbar darunter liegenden Kurve. Bei genauer Untersuchung des Minimierungsverfahrens im Bereich II , wo die Veränderlichen, die die beiden Schwundtypen darstellen, jeweils Zwischenwerte annehmen, stellt man fest, daß während der Suche nach dem Minimum beide Schwundtypen angemessen berücksichtigt werden.
Aus diesem Grund ist diese Zone, obwohl sie für die bekannten Signalkombinatoren kritisch ist, völlig unkritisch für den Signalkombinator COMB, der immer in Übereinstimmung mit einer wirkungsvollen gemischten Kombinationsstrategie arbeitet.
Das gleiche kann man von dem Telettra Signalkombinator nicht behaupten, der sich auf eine Kurvenfamilie ähnlich der Kurve T stützt, die im Bereich II eine scharfe Änderung der Steigung zeigt.
Wenn natürlich das Minimum der Bitfehlerrate BER in den Bereich II fällt, entspricht das nicht einem Zustand maximaler Leistung oder minimaler Dispersion. Es entspricht vielmehr einer optimierten Kombination beider Zustände.
Die Bilder 4 und 7 zeigen das Flußdiagramm eines Programms des Mikroprozessors INTEL 80C31, der den Prozessorblock ELAB bildet. Das Programm steuert den Signalkombinator COMB und die Empfangseinrichtung von Bild 1 von der der Signalkombinator ein Teil ist. Die Programmstruktur reflektiert nicht die Struktur von jenen Programmen, die bekannte Algorithmen für die Suche nach dem Minimum einer Funktion verwenden. Sie ist dagegen mehr gegliedert und harmonisiert für eine Strategie der Suche nach einem Minimum durch Versuche und Kombination geeigneter Ausdrücke, deren Werte sich auf nicht voraussehbare Weise ändern. Die genannte Strategie besteht hauptsächlich in der Einführung geeigneter Störungen in einige physische Parameter der Empfänger und der Bewertung der Auswirkungen auf die Werte der objektiven Funktion und auf den individuell gemessenen flachen und dispersiven Schwund, sowie in der angepaßten Modifizierung der Zahl und/oder Intensität der genannten Störungen, bis ein optimaler Zustand für flache oder dispersive Dämpfung gefunden wird, bei dem die objektive Funktion sich nicht weiter verringert.
Die obigen Bemerkungen werden durch die Beschreibung der Flußdiagramme wie folgt weiter geklärt:
. in Schritt 1 und 2 verschiedeneVorgänge für die Initialisierung des RAM Speichers und einiger interner Register des später auch 'Einheit' genannten Mikroprozessors durchgeführt, bezüglich der Frequenz fsymbol, der die vier Quadranten begrenzenden Konstanten FF&sub1; und DA&sub1;, der Koeffizienten k und h, der Ausdrücke für die Normalisierung und schließlich der Koeffizienten a bis d, m und q der objektiven Funktion.
In Schritt 3 sucht die Einheit den Maximalwert VPmax des Signals VP, den sie dann zur Berechnung der Veränderlichen FF benutzt.
. In Schritt 4 liest die Einheit die Eingangsdaten aus, d.h. die numerischen Werte, die den Eingangssignalen VP1, VP2, VP, VD und Fn entsprechen.
. In Schritt 5 wird ein Test für VP und VD durchgeführt. Falls die abgelesenen Werte konstant bleiben, geht das Programm auf einen Punkt (A) zurück, der der Leistung des vorhergehenden Schrittes 4 entspricht, falls die Werte nicht konstant bleiben, geht das Programm zu Schritt 6 weiter, wo es die Werte der Veränderlichen FF, DA, Fn', DA* und dann die Werte der objektiven Funktion OB (FF, DA*) berechnet.
In Schritt 7 erzeugt die Einheit geeignete Werte für die Ausgangssignale Tp, PRES, RG1 und RG2. Die Signale Tp und PRES steuern eine voreingestellte Phasenverschiebung des Signals OL1. Die Signale RG1 und RG2 aktivieren die Verstärkungsregelung der Eingangsverstärker (F-END) RFAMP1 und RFAMP2. Die genannte Regelung erfolgt aus zwei Gründen: ersten um zu vermeiden, daß die Eingangsverstärker in das Sättigungsgebiet getrieben werden, falls der empfangene Signalpegel zu hoch ist, und zweitens, um die bestgeeignete gemischte Kombinationsstrategie während der Minimierung der objektiven Funktion zu aktivieren. Wenn die Dispersion VD sehr gering ist, werden die Signale RG1 und RG2 so gewählt, daß eine Sättigung von RFAMP1 und RFAMP2 vermieden wird. Wenn dagegen eine hohe Dispersion VD erkannt wird, wird nur die Verstärkung desjenigen Verstärkers angehoben, der das am meisten gedämpfte Signal erhält. Das erlaubt eine bessere Echounterdrückung lediglich durch Regelung der Schritte von OL1. Das Programm führt dann die Schritte 8 und 9 durch, die den Schritten 4 und 6 ähneln. Die Schritte 7, 8 und 9 werden im Programm mehrmals wiederholt, da es sich hier um Versuche der Einheit handelt, die Bitfehlerrate des Gerätes zu minimieren.
. Schritt 10 ist ein Test für die Konstanz eines objektiven Funktionswertes. Falls dieser konstant geblieben ist, wird in Schritt 11 ein Testwert für die Dispersion VD berechnet, um festzustellen, ob diese im gleichen Zeitraum angestiegen ist. Falls VD nicht angestiegen ist, wird in Schritt 12 der VD-Test wiederholt um festzustellen, ob VD konstant geblieben oder angestiegen ist. Falls VD konstant geblieben ist, wird in Schritt 13 ein Test der VP-Leistung für das kombinierte Signal durchgeführt, um festzustellen, ob die Leistung VP vermindert ist. Falls VP nicht vermindert ist, läuft eine bei Punkt C beginnende Sequenz ab, die die drei Schritte 16,17 und 18 enthält, genau wie die drei Schritte 7, 8 und 9. Falls die VD- Tests der Schritte 11 und 12 zeigen, daß die Dispersion VP vermindert ist, geht das Programm von Schritt 12 direkt auf Punkt (C) über und überspringt Schritt 13.
. Gehen wir zu Schritt 10 zurück. Falls die objektive Funktion nicht konstant geblieben ist, wird in Schritt 14 ein weiterer Test des genannten Funktionswertes durchgeführt. Falls dieser vermindert ist, geht das Programm auf Punkt (C) zurück. Falls die objektive Funktion angestiegen ist, wird Schritt 15 durchgeführt, in welchem die Einheit einen Befehl erzeugt, der den Phasenschiebers SF veranlasst, das Vorzeichen der Phasenverschiebung des Signals OL1 umzukehren, wonach das Programm bei Punkt (C) weiterläuft. Das Programm führt Schritt 15 auch in den Fällen durch, in denen bei Schritt 11 die Dispersion VD zugenommen hatte und in Schritt 13 die Dispersion VP konstant oder vermindert war.
. Nach Abschluß der Phasen 16,17 und 18 führt das Programm in Schritt 19 einen Test des objektiven Funktionswertes durch, um festzustellen, ob dieser vermindert ist. Wenn dies der Fall ist, geht das Programm auf Punkt (C) zurück. Wenn dies nicht der Fall ist, geht das Programm weiter zu Schritt 20, wo der Test des objektiven Funktionswertes wiederholt wird, um festzustellen, ob dieser konstant geblieben oder vermindert ist.
. Falls die Tests der Schritte 19 und 20 zeigen, daß die objektive Funktion angestiegen ist, geht das Programm auf Punkt (E) zurück, von wo es dann weiterläuftt. Falls die Funktion konstant geblieben ist, wird in Schritt 21 ein Test der Dispersion VD durchgeführt. Falls VD angestiegen ist, wird in Schritt 22 ein Test der VP-Leistung durchgeführt, wobei gefragt wird, ob VP größer als eine obere Schwelle ist, sodaß der flache Schwund FF kleiner ist als der Wert FF&sub1;. in der Praxis lautet die Frage, ob der Signalkombinator in Quadrant I oder IV von Bild 2 arbeitet. Wenn dies der Fall ist, geht das Programm zu Punkt (E) weiter und führt von dort aus die Schritte 23 und 24 durch, die gleich den Schritten 15 und 7 sind. wonach ein Sprung auf Punkt (A) im Anfangsteil des Programms stattfindet. Falls VP in Schritt 22 kleiner oder gleich der oben genannten Schwelle ist, so bedeutet das, daß der Signalkombinator im Quadranten II oder III von Bild 2 arbeitet und deswegen findet ein Sprung auf Punkt (F) statt, welcher der Durchführung des Tests für die Dispersion VD in Schritt 25 vorausgeht.
. Falls der Test in Schritt 21 gezeigt hat, daß die Dispersion VD nicht zugenommen hatte, geht das Programm direkt auf Schritt 25 über und überspringt die Schritte 22, 23 und 24. In Schritt 25 wird gefragt, ob VD kleiner als ein Wert ist, bei dem DA den Wert DA&sub1; unterschreitet. In der Praxis lautet die Frage, ob der Signalkombinator in Quadrant III oder IV von Bild 2 arbeitet. Falls dies nicht der Fall ist, so bedeutet das, daß der Signalkombinator in Quadrant I oder II von Bild 2 arbeitet und in diesem Fall wird in Schritt 26 ein Test der Leistung von VP durchgeführt, um festzustellen, ob der Signalkombinator in Quadrant I oder in Quadrant II von Bild 2 arbeitet. Falls er in Quadrant I arbeitet, springt das Programm auf Punkt (G), von wo es dann weiterläuft. Falls der Signalkombinator aber in Quadrant II arbeitet, führt das Programm eine Sequenz mit den drei Schritten 27, 28 und 29 durch, die genau gleich 7, 8 und 9 sind und deren Anfang durch den Punkt (H) bezeichnet ist. Falls der Test von Schritt 25 zeigt, daß der Signalkombinator in Quadrant III oder IV von Bild 2 arbeitete, führt das Programm direkt die Sequenz mit den Schritten 27, 28 und 29 durch und überspringt Schritt 26.
. Am Ende von Schritt 29 geht das Programm auf Schritt 30 über, wo ein Test des objektiven Funktionswertes durchgeführt wird. Falls der Funktionswert vermindert ist, findet ein Sprung nach Punkt (C) statt und falls nicht, wird in der nächsten Phase 31 ein weiterer Test durchgeführt, um festzustellen, ob der Funktionswert angestiegen oder konstant geblieben ist. Im ersteren Fall findet ein Sprung nach Punkt (E) statt, während im zweiten Fall das Programm im Schritt 32 einen VP- Test durchführt, genau wie in Schritt 26.
. Falls der Test von Schritt 32 zeigt, daß der Signalkombinator in Quadrant I oder IV von Bild 2 arbeitet, führt das Programm den Schritt 33 durch, wo ein VD-Test genau wie in Schritt 25 durchgeführt wird. Falls der zusätzliche Test von Schritt 33 zeigt, daß der Signalkombinator in Quadrant I von Bild 2 arbeitet, findet ein Sprung auf Punkt (E) statt, falls nicht, bedeutet dies, daß der Signalkombinator in Quadrant IV von Bild 2 arbeitet und in diesem Fall führt das Programm den Schritt 34 durch. Falls der Test von Schritt 32 zeigt, daß der Signalkombinator in Quadrant II oder III von Bild 2 arbeitete, geht das Programm direkt auf den Schritt 34 über und überspringt Schritt 33.
. In Schritt 34 wird ein Test des Leistungswertes von VP durchgeführt. Falls dieser Wert sich vermindert hat, findet ein Sprung auf Punkt (E) statt, falls nicht, findet ein Sprung auf Punkt (H) statt.
. Falls die beiden in Schritt 25 und 26 durchgeführten Tests gezeigt haben, daß der Signalkombinator in Quadrant I von Bild 2 arbeitete, geht Schritt 26 auf Punkt (G) zurück, wo das Programm eine Sequenz mit den Schritten 35, 36 und 37 durchführt, die genau gleich 7, 8 und 9 sind, und geht auf Schritt 38 über.
. Schritt 38 ist ein Test des objektiven Funktionswertes und falls dieser sich vermindert hat, findet ein Sprung auf Punkt (C) am Programmanfang statt, im anderen Fall geht das Programm auf Schritt 39 über, wo ein weiterer Test durchgeführt wird um festzustellen, ob die objektive Funktion konstant geblieben oder gleichzeitig angewachsen ist. Im ersten Fall ist ein Sprung auf Punkt (E) vorgesehen, aber sonst geht das Programm auf Schritt 40 über, wo ein Test der Leistung von VP durchgeführt wird, wie in den Schritten 26 und 32.
. Falls der Test von Schritt 40 zeigt, daß der Signalkombinator nun in Quadrant II oder III von Bild 2 arbeitet, wird in Schritt 41 ein weiterer Test der Leistung von VP durchgeführt um festzustellen, ob sich diese vermindert hat. Fall Schritt 40 zeigt, daß der Signalkombinator in Quadrant I oder IV von Bild 2 arbeitet, geht das Programm direkt von Schritt 40 auf Schritt 42 über und überspringt Schritt 41 Falls Schritt 41 aber durchgeführt wird und es sich zeigt, daß VP vermindert ist, findet ein Sprung auf Punkt (H) statt, andernfalls wird Schritt 42 auch in diesem Fall durchgeführt.
. Schritt 42 ist ein Test der Dispersion VP, um festzustellen, ob diese sich vermindert hat. Falls dies der Fall ist. findet ein Sprung auf Punkt (E) statt. Falls nicht, geht das Programm auf Schritt 43 über, wo ein weiterer Test der Dispersion VD durchgeführt wird, um festzustellen, ob diese konstant geblieben oder vermindert ist. Im ersten Fall findet ein Sprung auf Punkt (F) und im zweiten Fall ein Sprung auf Punkt (G) statt.
Die ins einzelne gehende Beschreibung des Flußdiagramms dieses Programms, zusammen mit der in den Handbüchern für Programmierung und Betrieb des genannten oder eines gleichwertigen Mikroprozessors verfügbaren Information sollten einen Experten auf diesem Gebiet, besonders einen Spezialisten in der Verwendung von Mikroprozessoren, in den Stand setzen, das praktische Schaltbild eines Signalkombinators anzugeben, der den Gegenstand der vorliegenden Erfindung bildet.

Claims

1. Signalkombinator für Funkempfänger in digitalen Funkverbindungen mit Raumoder Winkel-Diversity, stromab von zwei Funkempfängern (RICPR, RICDIV) und stromauf von einem Demodulator (DEM), einschließlich: eines Addierers (SOM), der die von den Funkempfängern kommenden Zwischenfrequenzsignale (IF1, IF2) summiert, wodurch ein kombiniertes Signal (IF') entsteht, das wegen der Ausbreitungsbedingungen eine restliche Leistungsdämpfung und eine restliche Amplituden-Dispersion aufweist; eines Netzwerks (MISDISP), das die restliche Ampliduten-Dispersion (DA) und die jeweilige Position (Fn') der Notch-Frequenz mißt, die so definiert ist, daß die restliche Amplitudendämpfung im Spektrum des kombinierten Signals maximal ist; eines Schaltkreises (IF/AGC), der die genannte restliche Leistungsdämpfung (FF) mißt; eines digitalen Signalprozessors (ELAB), der die Ergebnisse der genannten Messungen empfängt und Steuersignale zur Einstellung von Amplitude und gegenseitiger Phasenverschiebung der genannten Zwischenfrequenzsignale (IF1, IF2) erzeugt, wobei der Prozessor zur Minimierung der Bitfehlerrate BER am Ausgng des genannten Demodulators (DEM) die Steuersignale auf anpassungsfähige Weise stört, dadurch gekennzeichnet, daß die Minimierung der genannten Bitfehlerrate durch die Minimierung der polynomen Funktion einer normalisierten restlichen Amplituden-Dispersion (DA*) und der genannten restlichen Leistungsdämpfung (FF) erfolgt; wobei das Polynom einer parametrischen logarithmischen Darstellung der genannten Bitfehlerrate BER angenähert wird, die eine Funktion der gleichen unabhängigen Veränderlichen wie das Polynom ist, in welcher konstante Werte der Bitfehlerrate ebensovielen Parameterwerten entsprechen und wobei die Normalisierung der genannten restlichen Amplitudendispersion (DA) im Hinblick auf die genannte relative Position (Fn') der Notch-Frequenz durchgeführt wird und die genannte Normalisierung eine weitere Abhängigkeit der genannten Bitfehlerrate BER von der genannten relativen Position (Fn') der Notch-Frequenz drastisch herabsetzt.

2. Signalkombinator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Polynom den folgenden Ausdruck annimmt:

OB(FF, DA*) = OB1(FF) + OBV2(DA*), (2)

wobei: OB1(FF) = (FF - a)² für FF > FF&sub1; und DA* > DA&sub1;, (3)

OB1(FF) = (FF + b) für DA* ≤ DA&sub1;* (4)

OB2(DA*) = c(DA - d)² für DA* > DA&sub1;* (5)

OB2(DA) = mDA* + q für DA* ≤ DA&sub1;* und FF ≥ FF&sub1; (6)

mit den folgenden Bedeutungen: FF ist die restliche Leistungdämpfung des kombinierten Signals, DA* die genannte normalisierte Amplitudendisperion, FF&sub1; ein Grenzwert von FF, unterhalb dessen die genannte Bitfehlerrate BER am Ausgang des Demodulators vorwiegend von DA* abhängt, DA&sub1;* ist ein Grenzwert von DA*, unterhalb dessen die genannte Bitfehlerrate BER am Ausgang des Demodulators vorwiegend von FF abhängt a bis d, m und q sind Koeffizienten, die so gewählt sind, daß das genannte Polynom OB (FF, DA*) sich der logarithmischen parametrischen Darstellung der genannten Bitfehlerrate BER optimal annähert.

3. Signalkombinator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte normalisierte Amplitudendispersion (DA*) den folgenden Ausdruck annimmt:

DA* = (N1 FN'/ 2 DA²) + (N2 FN'/2 DA) (1)

Dabei sind: DA und DA* die genannten, jeweils gemessenen und normalisierten Amplitudendispersionen, FN' die genannte relative Position (Fn') der Notch-Frequenz und N1 und N2 experimentell ermittelte Werte.

4. Signalkombinator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Signalkombinator (COMB) außerdem Einrichtungen (RIV1, RIV2) enthält, die die genannten Zwischenfrequenzsignale (IF1, IF2) messen und diese an weiteren Eingängen des genannten Mikroprozessors (ELAB) zur adaptiven Berechnung zusätzlicher Steuersignale (RG1, RG2) zur Verfügung stellen, die jeweils die Verstärkung der entsprechenden, die Eingangsstufe der genannten Funkempfänger (RICPR, RICDIV) darstellenden HF Verstärker (RFAMP1, RFAMP2) steuern, sowie dadurch, daß die genannten zusätzlichen Steuersignale (RG1, RG2) so gewählt werden, daß sie bei hoher restlicher Amplitudendispersion (DA) ein Anwachsen der Verstärkung desjenigen HF-Verstärkers auslösen, der das stärker gedämpfte Signal empfängt, wodurch die genannte Minimierung des genannten Polynoms erleichtert wird.

5. Signalkombinator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der genannte Signalkombinator (COMB) außerdem Einrichtungen (ISF, SF) zur gegenseitigen Phasenverschiebung zweier Lokaloszillatorsignale (OL1, OL2) für die Mischstufen (MIX1, MIX2) der genannten Funkempfänger (RICPR, RICDIV) enthält, die die genannten Zwischenfrequenzsignale erzeugen.