DE69225268T2

DE69225268T2 - Endgerät für Vollduplexdatenübertragung mit Echokompensator

Info

Publication number: DE69225268T2
Application number: DE69225268T
Authority: DE
Inventors: Masaru Hitachi Koyasudai Apato B40 Hachioji-Shi Kokubo; Motohiro Totsuka-Ku Yokohama-Shi Kokumai
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1991-06-19
Filing date: 1992-06-19
Publication date: 1999-01-07
Anticipated expiration: 2012-06-20
Also published as: JPH04369932A; DE69225268D1; EP0519498A3; EP0519498A2; US5311503A; EP0519498B1; KR960000458B1; KR930001630A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung betrifft generell ein Endgerät zur Verwendung bei einem digitalen Teilnehmerleitungs-Übertragungssystem, welches auf einer Vollduplex-Übertragung beruht, und genauer einen adaptiven Echokompensator in einem derartigen Endgerät. Die vorliegende Erfindung betrifft insbesondere ein Endgerät, welches einen adaptiven Echokompensator umfaßt, der aus einem Filter mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls (FIR-Filter) und einem Filter mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls (IIR-Filter) aufgebaut ist.
Bei einem digitalen Teilnehmeranschluß-Übertragungssystem für Vollduplex-Übertragung digitaler Daten zwischen Endgeräten über Zweidraht-Übertragungsleitungen umfaßt jedes Endgerät eine Sendeleitung, eine Empfangsleitung und eine Hybridschaltung zum Verbinden der Sende- und der Empfangsleitung mit einer externen Vollduplex-Übertragungsleitung. Wird ein zu übertragendes Übertragungssignal an die Hybridschaltung innerhalb des lokalen Endgeräts angelegt, so bewirkt dies eine Impedanzfehlanpassung der Hybridschaltung, wodurch ein Echo erzeugt wird, welches ungewollt auf die Empfangsleitung übergeht. Um dies zu vermeiden, wurde eine Technik vorgeschlagen, die darin besteht, daß eine Echonachbildung auf der Grundlage des Übertragungssignals des lokalen Endgeräts erzeugt wird, um das auf der Empfangsleitung erscheinende Echo, wie in dem (am 26. Dezember 1978 erteilten) U. S. -Patent 4,131,767 offenbart, zu löschen. Bei dieser Technik des Standes der Technik umfaßt ein Echokompensator ein Filter mit begrenztem Ansprechen auf einen Impuls (FIR-Filter), und Abgriffskoeffizienten einer Vielzahl von Abgriffen des Filters werden auf der Grundlage eines Fehlersignals zur Konvergenz gebracht, welches auf der Grundlage eines Empfangssignals, das von einem entfernt aufgestellten Teilnehmer- Endgerät empfangen wurde, erzeugt wird.
Ferner ist in dem (am 19. September 1989 erteilten) U. S. -Patent 4,868,874 eine Anordnung offenbart, welche eine Kombination aus einem Filter des FIR-Typs zum Unterdrücken ei3ner Echoimpulsantwort einer kurzen Zeitkonstanten und aus einem Filter des IIR-Typs zum Unterdrücken einer Echoimpulsantwort einer langen Zeitkonstanten, das heißt eines Echoschwanzes, umfaßt. Eine weitere Anordnung ist in einem Artikel in IEEE Globe'Com '88, 25.2, Seiten 778-782, mit dem Titel "Design Techniques And Performance of An LSI-Bases 2BIQ Transceiver" (1988) beschrieben. Gemäß diesem Stand der Technik, welcher die Merkmale des ersten Teils von Anspruch 1 aufweist, umfaßt der Filter des FIR- Typs eine Vielzahl von Stufen von Verzögerungsschaltungen, die in Kaskade geschaltet sind, und ein von der letzten Stufe der Verzögerungsschaltung erhaltenes Abgriff-Ausgangssignal wird als Eingangssignal für einen Filter des IIR-Typs verwendet.
Bei einem Vollduplex-Übertragungssystem digitaler Daten erfolgt eine Einstellung lokaler Parameter eines lokalen Endgeräts einschließlich der Abtastphase eines Empfangssignals gemäß der Übertragungsleitungsverzögerung eines Sendesignals von einem entfernt aufgestellten Endgerät. Da das entfernt aufgestellte Endgerät, mit welchem zu kommunizieren ist, nicht festgelegt sondern selektiv ist, müssen die lokalen Parameter jedesmal dann, wenn eine Serie einer Datenkommunikation mit dem entfernt aufgestellten Endgerät beginnt, automatisch eingestellt werden. Die Filter des FIR- und IIR-Typs, aus welchen ein Echokompensator aufgebaut ist, sind ebenfalls mit einer Einrichtung zum automatischen Konvergieren dieser Filter ausgestattet. Dies bedeutet, daß adaptive Filter als diese Filter verwendet werden.
Daher sind die Konvergenzeigenschaften des Filters des IIR-Typs wichtig. Da das Filter des IIR-Typs eine lange Zeitkonstanten-Impulsantwort aufweist, wenn die Filterparameter ungeeignet eingestellt sind, benötigt es viel Zeit, um die richtige Konvergenz zu erreichen. Während des Prozesses zum Beginnen mit der Datenkommunikation mit dem entfernt aufgestellten Endgerät läßt sich das IIR Filter durch Störungen, wie einen Beginn des Empfangs eines von dem entfernt aufgestellten Endgerät gesendeten Signals oder der Erzeugung eines Unterscheidungsfehlers während der Einstellung der Abtastphase eines von dem entfernt aufgestellten Endgerät empfangenen Empfangssignals, leicht stören. Da der Unterscheidungsfehler des Empfangssignals selbst dann erzeugt wird, wenn der Echokompensator nicht konvergiert ist und daher seine Echokompensation ungenügend ist, wird eine derartige Störungserzeugung in einem Zirkelschluß hervorgerufen, was zur endgültigen Unmöglichkeit des Erreichens einer Konvergenz des Filters des IIR-Typs führt.
Bei dem im U. S. -Patent 4,868,874 offenbarten Echokompensator führt das Filter des FIR-Typs seine Konvergenzoperation immer aus, während das Filter des IIR-Typs seine Konvergenzoperation lediglich dann ausführt, wenn ein bestimmtes Muster in vom lokalen Engerät zu übertragenden Übertragungszeichen erfaßt wird. Bei dieser Anordnung sind jedoch sowohl die eine Störung verhindernde Wirkung als auch die Wirkung zum schnellen Konvergieren des Echokompensators ungenügend. Ferner ist diese Anordnung dahingehend unzulänglich, daß sie lediglich auf ein Datenübertragungssystem anwendbar ist, welches mit eine Regelmäßigkeit aufweisenden Codes, zum Beispiel auf der Grundlage einer Kodierung mit abwechselnder Markierungsumkehrung (AMI-Kodierung), arbeitet. Die AMI-Kodierung, welche eine Regelmäßigkeit in der Code-Erzeugung aufweist, weist Redundanz auf, und ihr Code-Frequenzspektrum reicht in ein Hochfrequenzband hinein. Aus diesem Grund verringert sich die Datenrate, wenn AMI-Codes über eine Übertragungsleitung mit geringer Übertragungskapazität, wie über einen Fernsprech-Teilnehmeranschluß, übertragen werden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Vollduplex-Datenübertragungs- Endgerät zu schaffen, welches in geeigneter Weise eine Störungsmischung bei Beginn einer Datenübertragung verhindern und einen Echokompensator schnell zur Konvergenz bringen kann.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Vollduplex-Datenübertragungs-Endgerät zu schaffen, welches in geeigneter Weise einen Echokompensator selbst dann zur Konvergenz bringen kann, wenn eine Kodierung verwendet wird, die ein schmales Frequenzspektrum und keine Redundanz aufweist.
Diese Aufgaben sind durch ein Vollduplex-Datenübertragungs-Endgerät gemäß Anspruch 1 gelöst. Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen offenbart. Erfindungsgemäß ist ein Datenübertragungs-Endgerät geschaffen, welches einen Echokompensator mit einem Filter des FIR-Typs, einem Filter des IliR-Tys und einer Filterkonvergenz-Steuervorrichtung umfaßt, und bei welchem die Filterkonvergenz-Steuervorrichtung ihre Konvergenzoperation beider Filter in einer ersten Zeitspanne einer Datenkommunikations-Startfolge eines lokalen Endgeräts vom Start der Übertragung von dem lokalen Endgerät zu einem entfernt aufgestellten Endgerät bis zur Erfassung einer Konvergenz zu einem bestimmten Grad ausführt, die Konvergenzoperation des Filters des IIR-Typs in einer zweiten Zeitspanne der Folge von der Erfassung der Konvergenz bis zur Erfassung der Synchronisation mit dem entfernt aufgestellten Endgerät anhält und erneut die Konvergenzoperation der beiden Filter in einer dritten Zeitspanne der Folge nach der Erfassung der Synchronisation ausführt. Genauer konvergieren das HR-Filter und das IIR-Filter in Übereinstimmung mit einem ersten Fehlersignal, welches eine Differenz zwischen einem Echo auf einer Empfangsleitung und einer durch den Echokompensator in der ersten Zeitspanne erzeugten Echonachbildung anzeigt; die Konvergenz zumindest des IIR-Filters wird in der zweiten Zeitspanne angehalten; und die Konvergenz des FIR-Filters und des IIR-Filters konvergiert in Übereinstimmung mit einem zweiten Fehlersignal entsprechend dem ersten Fehlersignal, welches unter Verwendung eines Schätzwerts eines von einem Unterscheidungswert des Empfangssignals in der dritten Zeitspanne nach der Synchronisationserfassung erhaltenen Fernende-Signals einer Korrektur unterzogen wird.
Die vorliegende Erfindung umfaßt ferner eine Signalempfangs-Erfassungseinrichtung zum Erfassen der Ankunft eines Sendesignals vom entfernt angeordneten Endgeräts zum lokalen Endgerät in der zweiten Zeitspanne zum Konvergieren des FIR-Filters gemäß dem ersten Fehlersignal in der zweiten Zeitspanne und vor der Erfassung der Signalankunft bzw. gemäß dem zweiten Fehlersignal in der zweiten Zeitspanne und nach der Erfassung der Signalankunft.
Bei einer derartigen Anordnung kann verhindert werden, daß sich die Parameter des IIR-Filters durch eine Störung, welche durch eine Statusänderung ausgehend von einem Status, bei welchem lediglich ein Echo des Sendsignals des lokalen Endgeräts auf der Sendeleitung vorhanden ist, hin zu einem Status, bei welchem ein Sendesignal des entfernt angeordneten Endgeräts dort ankommt, hervorgerufen wird, oder durch eine Störung, welche durch einen Unterscheidungsfehler der Empfangsdaten bis zur Einstellung der Synchronisation hervorgerufen wird, zu ihren Optimalwerten hin verschieben. Ferner kann der Echokompensator aufgrund der Tatsache, daß sowohl das Filter des FIR-Typs als auch das Filter des IIR-Typs in der Anfangsphase der Datenkommunikations-Startsequenz bis zu einem bestimmten Grad konvergieren, in kurzer Zeit in geeigneter Weise konvergieren.
Das Filter des FIR Typs, welches eine Vielzahl von in Kaskade geschalteten Verzögerungsschaltungen umfaßt, ist derart angeordnet, daß es Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen mit jeweiligen Abgriffskoeffizienten multipliziert, um eine Vielzahl von Abgriffs-Ausgangssignalen zu erhalten und die verschiedenen Abgriffs-Ausgangssignale zu addieren. Das Filter des IIR Typs umfaßt ein rekursives Filter, welches eines der mehreren Abgriffs-Ausgangssignale empfängt. Dementsprechend erfolgt die Konvergenz des Filters des FIR-Typs durch die sukzessive Korrektur der Abgriffskoeffizienten eines der mehreren Abgriffsausgänge, welche nicht mit dem IIR-Filter verbunden sind, während die Konvergenz des Filters des IIR-Typs durch die sukzessive Korrektur der Abgriffskoeffizienten eines der mehreren Abgriffsausgänge erfolgt, welche mit dem IIR Filter verbunden sind.
Weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der nachfolgenden Erläuterung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen deutlich hervor.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild einer Anordnung eines Echokompensators in Übereinstimmung mit einem Übertragungssystem eines Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
Fig. 2 ist ein Blockschaltbild des Übertragungssystems des Ausführungsbeispiels.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Struktur einer Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung bei dem Ausführungsbeispiel.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild einer Struktur einer Steuervorrichtung bei dem Ausführungsbeispiel.
Fig. 5 ist ein Impulsdiagramm zum Erläutern des Statussteuersequenz des Ausführungsbeispiels.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 5 erläutert.
In Fig. 2 ist eine Anordnung eines Teilnehmeranschluß-Datenübertragungssystems in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dargestellt. Bei der Zeichnung wählt ein lokales Endgerät 37 eines von entfernt angeordneten Endgeräten, in der Zeichnung zum Beispiel 36, aus, welche an einen Teilnehmer-Telefonanschluß 22 angeschlossen sind. So wird eine Vollduplex-Übertragung zwischen zwei Endgeräten ausgeführt. Die beiden Endgeräte sind im wesentlichen gleich, so daß lediglich das lokale Endgerät 37 erläutert wird.
Ein Hybrid 21-2, welcher 2-Draht/4-Draht-Wandler im engeren Sinne genannt wird, verbindet Sende- und Empfangsleitungen 50-2 und 51-2 des lokalen Endgeräts mit dem Teilnehmer-Telefonanschluß 22. Ein Kodierer 16-2 wandelt am lokalen Endgerät 37 empfangene Binärdaten in ein kodiertes Signal (zum Beispiel auf der Grundlage einer 2BIQ- oder 4B3T-Kodierung) um, welches auf der Telefonleitung zu übertragen ist. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird mit der durch das American National Standard Institute (ANSI) bestimmten 2B1Q-Kodierung gearbeitet. Das kodierte Signal wird über den 2- Draht/4-Draht-Wandler 21-2 an die Telefonleitung und ferner direkt an einen Echokompensator 15-2 gesendet. Der Echokompensator 15-2 unterdrückt einen Teil des (vom lokalen Endgerät zum entfernt angeordneten Engerät zu übertragenden) kodierten Signals, welches aufgrund der Impedanzfehlanpassung des 2-Draht/4-Draht-Wandlers 21-2 auf die Empfangsseite des lokalen Endgeräts umgeleitet wird. Ein Abtaster 52-2 tastet ein Signal auf der Empfangsleitung 51-2 zu einem durch eine Phasenregelkreis-Schaltung 53-2 phasengesteuerten Abtastzeitpunkt ab. Eine Ausgleichseinrichtung 18-2 unterdrückt die Interferenz zwischen Codes bei dem vom entfernt angeordneten Endgerät 36 empfangenen kodierten Signal, um ein unterscheidbares Signal zu erzeugen. Eine Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 unterscheidet das durch die Ausgleichseinrichtung 18-2 ausgeglichene unterscheidbare Signal und wandelt es in die ursprünglichen Binärdaten um. Die Netzecho-Löschfehler- Schätzvorrichtung 20-2 extrahiert den Teil des Signals, welchen die Ausgleichseinrichtung 18-2 bzw. der Echokompensator 15-2 nicht unterdrückt hat, und erzeugt ein Fehlersignal zur Verwendung einer internen Koeffizientenkorrektur des Echokompensators 15-2 bzw. der Ausgleichseinrichtung 18-2. Eine Steuervorrichtung 17-2 steuert eine Datenkommunikation-Startsequenz. Bei einer derartigen Anordnung ermöglicht ein Echo bei Sendedaten das Verhindern einer Erzeugung eines Fehlers bei der Unterscheidung des Empfangssignals.
Andererseits führt auch die entfernt angeordnete Endeinrichtung 36 im wesentlichen die gleiche Verarbeitungsoperation aus. Ein am entfernt angeordneten Endgerät empfangenes Signal wird als digitales Signal wiedergegeben.
In Fig. 1 ist eine Struktur des Echokompensators 15-2 in Fig. 2 dargestellt. Der Echokompensator 15-2 umfaßt einen ersten Echonachbildungs-Generator 1 zum Erzeugen einer Echonachbildung zum Löschen von Echokomponenten einer endlichen Zeit entsprechend der Anzahl von Verzögerungsschaltungen, einen zweiten Echonachbildungs-Generator 2 zum Erzeugen einer Echonachbildung zum Löschen von Echokomponenten in Folge auf die endliche Zeit und einen Addierer 7-4 zum Addieren der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Echonachbildungs-Generators 1 und 2.
Der erste Echonachbildungs-Generator 1 besteht aus einem adaptiven digitalen Filter des FIR-Typs. Dementsprechend kann der Echonachbildungs-Generator 1 als Echokompensator des FR-Typs bezeichnet werden. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel umfaßt der Echonachbildungs-Generator 1 drei Verzögerungsschaltungen 3-1, 3-2 und 3-3, welche in Kaskade geschaltet sind und derart arbeiten, daß sie das vom Kodierer 16-2 in Fig. 1 empfangene kodierte Signal 44-2 sequentiell verzögern. Eine Verzögerung von jeder der Verzögerungsschaltungen entspricht einer Datenperiode der Datenübertragung. Bei einem Teilnehmeranschluß-Datenübertragungssystem beispielsweise beträgt eine Datenperiode 12,5 Mikrosekunden. Ein Ausgangssignal der Verzögerung 3-1 wird zu einem Multiplizierer 6-1 geleitet, um mit einem von einem Abgriffskoeffizienten-Generator 9-1 empfangenen Koeffizienten multipliziert zu werden. In ähnlicher Weise wird ein Ausgangssignal der Verzögerung 3-2 an einem Multiplizierer 6-2 mit einem Ausgangssignal eines Abgriffskoeffizienten-Generators 9-2 multipliziert, und ein Ausgangssignal der Verzögerung 3-3 wird an einem Multiplizierer 6-3 mit einem Ausgangssignal eines Abgriffskoeftizienten-Generators 9- 3 multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer werden an einem Addierer 8 addiert, dessen Ausgangssignal anschließend als Eingangssignal der ersten Einrichtung 1 verwendet wird.
Die Abgriffskoeffizienten-Generatoren 9-1, 9-2 und 9-3 berechnen ihre Koeffizienten durch ihre geeigneten Verfahren in Übereinstimmung mit ihren Datenübertragungsstufen, das heißt, der Stufe des Beginns einer Übertragung von Daten von dem lokalen Endgerät, der Stufe des Empfangens eines Sendesignals von dem entfernt angeordneten Endgerät, welches seine Übertragung in Reaktion auf einen Empfang der Daten vom lokalen Endgerät startet, und der Stufe des Erfassens eines Synchronisationsmusters vom entfernt angeordneten Endgerät zum Bestimmen der Phase des Empfangssignals. Folgich konvergieren die jeweiligen Abgriffskoeffizienten, welche mit den Ausgangssignalen der Vielzahl von Filterverbindungen zu multiplizieren sind, in geeigneter Weise, so daß das Ausgangssignal des Addierers 8 die Komponenten finiter Zeit eines am 2-Draht/4-Draht-Wandler 21-2 erzeugten Echos löschen kann. Die Konvergenzoperation der Abgriffskoeffizienten sowie die Strukturen der Abgriffskoeffizienten-Generatoren dafür und die daran befestigten Schaltungen werden im folgenden genau beschrieben.
Der zweite Echonachbildungs-Generator 2 besteht aus einem rekursiven Primärfilter, welcher eines der Abgriffs-Ausgangssignale des ersten Echonachbildungs-Generators 1 empfängt. Daher kann der Echonachbildungs-Generator 2 als Echokompensator des IIR- Typs bezeichnet werden. Der Echonachbildungs-Generator 2 weist einen mit dem Ausgang des Multiplizierers 6-3 verbundenen Addierer 7-5, eine Verzögerungsschaltung 3-7 zum Anwenden einer Verzögerung entsprechend einer Datenperiode auf ein Ausgangssignal des Addierers und eine Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-4 zum Liefern einer vorbestimmten Verstärkung eines Ausgangssignals der Verzögerung 3-7 auf. Ein Ausgang der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-4 ist auf den Addierer 7-5 als sein anderer Eingang rückgekoppelt, so daß die Verzögerungsschaltung 3-7 eine Echonachbildung ausgibt. Vorzugsweise ist der zweite Echonachbildungs-Generator 2, wie im dargestellten Ausführungsbeispiel, derart angeordnet, daß er die Echonachbildung unter Verwendung des von der letzten der mehreren Stufen von Filterverbindungen beim ersten Echonachbildungs-Generator 1 empfangenen Abgriffsausgangssignals erzeugt. Jedoch kann bei einer derartigen Anordnung, bei welcher ein anderes Abgriffs-Ausgangssignal des Echonachbildungs-Generators 1 verwendet wird, insbesondere das von einer der Filterverbindungen in der Nähe der letzten Stufe empfangene Abgriffs-Ausgangssignal verwendet werden, falls dies erforderlich ist. Die Filterparameter des Echonachbildungs-Generators 2 bezüglich des Sendesignals hängen von der Verstärkung der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-4 und von dem Abgriffskoeffizenten des verwendeten Abgriffs-Ausgangssignals ab (welches beim vorliegenden Ausführungsbeispiel dem Ausgangssignal des Multiplizierers 6-3 entspricht). Ersteres ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel feststehend, so daß eine Filter-Zeitkonstante etwa der Zeitkonstanten des Umwandlers und der Abschlußimpedanz des 2-Draht/4-Draht-Wandlers 21-2 entspricht. Letzteres wird in geeigneter Weise gemäß dem Abgriffskoeffizienten-Generator 9-3 bestimmt.
Nachfolgend werden die Strukturen und Wirkungsweisen der Abgriffskoeffizienten- Generatoren und daran befestigten Schaltungen erläutert. Der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-1 umfaßt einen Multiplizierer 6-4 zum Multiplizieren des Ausgangssignals der Verzögerungsschaltung 3-1 mit einem an einer Auswahlvorrichtung 5-1 ausgewählten Signal, eine Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-1 zum Liefern einer vorbestimmten Verstärkung eines Ausgangssignals des Multiplizierers 6-4, einen Addierer 7-1 und eine in Schleifenform geschaltete Verzögerungschaltung 3-4 zum Ausführen einer Integrieroperation über ein Aus gangssignal der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-1. Die Verstärkung der Verstärkungs- Steuervorrichtung ist, obwohl sie nicht spezifisch bestimmt ist, vorzugsweise auf 1/4000 festgelegt, so daß das Ausgangssignal des Abgriffskoeffizienten-Generators 9-1 ausreichend klein bezüglich einer Änderung gemacht werden kann, und eine für die Konvergenz erforderliche Zeit kann gewährleistet werden. In ähnlicher Weise umfaßt der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-2 einen Multiplizierer 6-5, eine Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-2, einen Addierer 7-2 und eine Verzögerungsschaltung 3-5, und der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-3 umfaßt einen Multiplizierer 6-6, eine Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-3, einen Addierer 7-3 und eine Verzögerungsschaltung 3-6. Unter diesen Abgriffskoeffizienten-Generatoren definieren der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-1 zum Liefern eines Abgriffskoeffizienten an das Abgriffs-Ausgangssignal der ersten Stufe und der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-2 zum Liefern eines Abgriffskoeffizienten an das Abgriffs-Ausgangssignal der zweiten Stufe lediglich die Filterparameter des Echokompensators 1 des FIR-Typs. Währenddessen definiert der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-3 zum Liefern eines Abgriffskoeffizienten an das Abgriffs-Ausgangssignal der letzten Stufe die Filterparameter des Echokompensators 2 des IIR-Typs. Daher wird eine Auswahlvorrichtung 5-3 zum Auswählen eines der Eingangssignale, welche dem Multiplizierer 6-6 zuzuführen sind, in einem Betriebsmodus betrieben, der sich von den Auswahlvorrichtungen 5-1 und S-2 zur Auswahl eines ihrer Eingangssignale, welche jeweils an die Multiplizierer 6-4 und 6-5 anzulegen sind, unterscheidet. Genauer sind die Auswahlvorrichtungen an ihrem Eingang A mit einem Signal 10 mit Nullpegel, an ihrem Eingang B mit einem vom Addierer 7-8 empfangenen Signal 11 (siehe Fig. 2) und an ihrem Eingang C mit einem von der Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung 20- 2 empfangenen Signal 12 (siehe Fig. 2) verbunden. Die Auswahlvorrichtungen 5-1 und 5-2 wählen ihre Eingangssignale auf der Grundlage eines von der Steuervorrichtung 17-2 (siehe Fig. 2) empfangenen Steuersignals 13 aus, während die Auswahlvorrichtung 5-3 ihre Eingangssignale auf der Grundlage eines anderen von der Schaltung 17-2 (siehe Fig. 2) empfangenen Steuersignals 14 auswählt.
Fig. 3 stellt eine genaue Struktur der Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung 20-2 dar. Das durch das Ausgangssignal der Ausgleichseinrichtung 18-2 ausgeglichene Ausgangssignal 11 eines Addierers 7-8 entspricht einer Differenz zwischen dem Empfangssignal und dem Echonachbildungs-Ausgangssignal des Echokompensators 15-2, die im weiteren als Echo-Löschfehlersignal bezeichnet wird. Die Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung 20-2 empfängt das Ausgangssignal der Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 und das Echo- Löschfehlersignal 11 und gibt das auf der Grundlage eines Schätzwerts des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals korrigierte Fehlersignal 12 und ferner einen Fernende-Signalpegel 26 aus. Die Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung 20-2 um faßt eine Fernende-Signalpegel-Schätzvorrichtung 38, einen Multiplizierer 6-7 und einen Addierer 7-10 zum Korregieren des Echo-Löschfehlersignals 11. Die Fernende-Signalpegel- Schätzvorrichtung 38 ist aus einem Multiplizierer 6-8 zum Durchführen einer Multiplizieroperation eines Ausgangssignals 41 der Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 und des auf der Grundlage des Schätzwerts des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals korrigierten Fehlersignals 12, einer Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-S zum Liefern einer vorbestimmten Verstärkung eines Ausgangssignals des Multiplizierers 6-8 sowie aus einem Addierer 7-11 und einer Verzögerungsschaltung 3-8 zum Durchführen einer Integrieroperation über ein Ausgangssignal der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-S aufgebaut.
Anschließend wird die Wirkungsweise der Netzecho-Löschfehler-Schätzvorrichtung 20-2 erläutert. Zuerst berechnet der Multiplizierer 6-7 ein Produkt aus dem Ausgangssignal 41 der Doppelbegrenzer-Einrichtung und dem Fernende-Signalpegel 26. Ein Ausgangssignal des Multiplizierers 6-7 entspricht dem Schätzwert des vom entfernt angeordneten Endgerät an dem anschließenden Abtastpunkt empfangenen Sendesignals. Der Addierer 7-10 subtrahiert den Schätzwert vom Echo-Löschfehlersignal 11. Das Ausgangssignal 12 des Addierers 7-10 entspricht dem einer Korrektur der Komponenten des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals unterzogenen Fehlersignal, das heißt, dem Fehlsignal, welches eine Differenz zwischen einer Echonachbildung, welche der Echokompensator in einem Vollduplex-Datenübertragungsmodus zu erzeugen hat, und einer tatsächlich erzeugten Echonachbildung anzeigt. Der Multiplizierer 6-8 berechnet ein Produkt aus dem Ausgangssignal 41 der Doppelbegrenzer-Einrichtung und dem der Komponentenkorrektur des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals unterzogenen Fehlersignal 12. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 6-8 wird an die Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-5 angelegt. Der Verstärkungswert der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-5 ist bei dem dargestellten Beispiel, obwohl nicht spezifisch definiert, auf 1/2048 festgelegt, wobei die Konvergenz der Fernende-Singalpegel-Schätzvorrichtung 38 berücksichtigt wird. Der Addierer 7-11 addiert die Ausgangssignale der Verstärkungs-Steuervorrichtung 4-5 und das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 3-8. Das Ausgangssignal des Addierers 7-11 wird an die Verzögerungsschaltung 3-8 angelegt. Eine derartige Reihe von Operationen wie oben erwähnt wird wiederholt, um den Fernende-Signalpegel 26 als Ausgangssignal der Fernende-Signalpegel-Schätzvorrichtung 38 zu liefern.
Nachfolgend werden die Wirkungsweise der Schaltungen von Fig. 1 und Fig. 2 in verschiedenen Phasen bzw. Stufen der Datenkommunikations-Startsequenz und insbesondere die Wirkungsweisen der Auswahlvorrichtungen 5-1, S-2 und 5-3 unter Bezugnahme auf Fig. 5 erläutert.
Die erste Phase der Datenkommunikations-Startsequenz ist durch einen Zeitschlitz 71 in Fig. 5 dargestellt. Die erste Phase entspricht einer Zeitspanne von der Ausgabe eines Übertragungsstart-Befehls vom lokalen Endgerät bis zur Konvergenz des Echokompensators 15-2 zu einem bestimmten Grad. In dieser Zeitspanne bestimmen die Steuersignale 13 und 14 zusammen die Auswahl des Eingangs B. So wählen die Auswahlvorrichtungen 5-1, 5-2 und S-3 alle das Echo-Löschfehlersignal 11 aus. Dies führt dazu, daß die Abgriffskoeffizienten-Generatoren 9-1, 9-2 und 9-3 nacheinander ihre Abgriffskoeffizienten aktualisieren, welche mit jeweiligen Filterverbindungssignalen derart zu multiplizieren sind, daß der Absolutwert des Echo-Löschfehlersignals 11 klein wird. In dieser Zeitspanne ist lediglich das vom lokalen Endgerät zu sendende Sendesignal vorhanden, und das vom entfernt angeordneten Endgerät empfangene Empfangssignal ist nicht vorhanden.
Wird anschließend ein später zu erläuterndes Konvergenzerfassungssignal 46 ausgegeben, so bewirkt dies eine Verschiebung der Datenübertragungs-Startsequenz in die zweite Phase (Zeitschlitz 72). Die zweite Phase ist eine Zeitspanne zum Warten auf den Empfang eines Signals vom entfernt angeordneten Endgerät, während der das Steuersignal 13 die kontinuierliche Auswahl des Eingangs B bestimmt, während das Steuersignal 14 die Auswahl des Eingangs A bestimmt. Da der Abgriffskoeffizienten-Generator 9-3 zum Bestimmen der Filterparameter des Echokompensators 2 des 11k-Typs das Signal 10 von null empfängt, wird der Integrationseingang null, so daß das Ausgangssignal des Abgriffskoeffizienten-Generators 9-3 gehalten wird. Die Filterparameter des Echokompensators 2 des IIR-Typs werden durch eine Störung stark beeinflußt, so daß, wenn einmal die Parameter von ihrem optimalen Punkt verschoben sind, viel Zeit benötigt wird, um den optimalen Zustand wiederherzustellen. In der zweiten Phase wird nicht jedes Signal vom entfernt angeordneten Endgerät erfaßt, jedoch kann ein bereits empfangenes Signal vorhanden sein, welches in das Echokompensator-Fehlersignal 11 als Störung hineingemischt ist. Um ein derartiges Problem zu vermeiden, wird das Ausgangssignal des Abgriffskoeffizienten-Generators 9-3, wie oben erwähnt, gehalten. Währenddessen werden die Ausgangssignale der Abgriffskoeffizienten-Generatoren 9-1 und 9-2 zum Bestimmen lediglich der Filterparameter des Echokompensators 1 des FIR-Typs nacheinander korrigiert, so daß der Absolutwert des Echokompensators 11 des FIR-Typs noch klein wird. Aus diesem Grund lassen sich die Filterparameter des Echokompensators 1 des FIR-Typs selbst dann in kurzer Zeit zu einem Optimalwert konvergieren, wenn infolge einer Störung eine fehlerhafte Einstellung ausgeführt wird.
Anschließend gelangt die Übertragungs-Startsequenz, wenn ein später zu erläuterndes Empfangserfassungssignal 47 ausgegeben wird, in die dritte Phase (Zeitschlitz 73). In der dritten Phase startet die Phasenregelkreis-Schaltung 53-2, welche bis jetzt ihre Phasenmitnahmeoperation bis zur zweiten Phase angehalten hat, die Phasenmitnahmeoperation in Reaktion auf das von der Steuervorrichtung 17-2 empfangene Steuersignal 54. Das Steuersignal 13 von der Steuervorrichtung 17-2 bestimmt die Auswahl des Eingangs C. Dies führt dazu, daß die Abgriffskoeffizienten-Generatoren 9-1 und 9-2 das Ausgangssignal 12 von der oben erwähnten Netz-Echolöschfehler-Schätzvorrichtung, das heißt, das auf der Grundlage des Schätzwerts des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals korngierte Fehlersignal, empfangen und nacheinander ihre Abgriffskoeffzienten aktualisieren, so daß der Absolutwert des Fehlersignals klein wird. Währenddessen bestimmt das Steuersignal 14 noch die Auswahl des Eingangs A, so daß der Abgriffskoeffizienten- Generator 9-3 noch sein Ausgangssignal erzeugt. Der Grund, weswegen die Filterparameter des Echokompensators 2 des IIR-Typs auf diese Weise im Zeitschlitz 73 gehalten werden, ist folgender: Die dritte Phase ist eine Übergangszeitspanne, während der die Phasenregelkreis-Schaltung 53-2 zu ihrer optimalen Phase konvergiert und sich die Phase des Abtastzeitpunkts des Abtasters 52-2 ändert. Daher ist die Wahrscheinlichkeit hoch, daß die Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 einen Unterscheidungsfehler erzeugt. Die Erzeugung eines derartigen Unterscheidungsfehlers bewirkt, daß der Schätzwert des Sendesignals vom entfernt angeordneten Endgerät, erzeugt auf der Grundlage des Unterscheidungssignals, ebenfalls fehlerhaft ist, so daß sich der Fehler in das Fehlersignal 12 als Störung mischt. Um Schwankungen der Filterparameter des Echokompensators 2 des IIR-Typs, verursacht durch die Störung, zu verhindern, wird das Ausgangssignal des Abgriffskoeffizienten-Generators 9-3 noch gehalten. Bei dieser Schaltung ist es nicht erforderlich, die Filterparameter vollständig zu halten, um das Einmischen der Störung in den Echokompensator 2 des IIR- Typs zu verhindern. Der Echokompensator 2 kann zum Beispiel langsam zur Konvergenz genlangen, indem die Verstärkung des Echokompensator-Fehlersignals 11 klein gemacht und anschließend auf den Abgriffskoeffizienten-Generator 9-3 angewandt wird.
Wird anschließend ein später zu erläuterndes Synchronisationsmuster-Erfassungssignal 45 ausgegeben, so verschiebt sich die Übertragungs-Startsequenz in die fünfte Phase (Zeitschlitz 74). Ein Steuersignal 54 bewirkt eine Verringerung der Schleifenverstärkung der Phasenregelkreis-Schaltung 53-2 auf null bzw. einen kleinen Wert, der deutlich unterhalb des Wertes der dritten Phase liegt. Dies bedeutet, daß in der vierten Phase eine Synchronisation zwischen dem lokalen und dem entfernt angeordneten Endgerät hergestellt wird, so daß im wesentlichen keine Änderung der Abtastphase des Abtasters 52-2 stattfindet. Dementsprechend ist die Möglichkeit des Erzeugens eines Unterscheidungsfehlers bei der Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 verringert. In dieser Phase bestimmen die Steuersignale 13 und 14 beide die Auswahl des Eingangs C. Folglich empfangen die Abgriffskoeffizienten-Generatoren 9-1, 9-2 und 9-3 das Fehlersignal 12, wodurch die Filterparameter des Echokompensators 1 des FIR-Typs und des Echokompensators 2 des IIR-Typs nacheinander aktualisiert werden, so daß der Absolutwert des Fehlersignals 12 klein wird.
Die Hauptmerkmale der in Fig. 5 dargestellten Filterkonvergenzprozedur sind:
(1) Die Konvergenzoperationen sowohl des Echokompensators 1 des FIR-Typs als auch des Echokompensators 2 des IIR-Typs werden in der ersten Phase (Zeitschlitz 71) ausgeführt.
(2) In der Zeitspanne (Zeitschlitze 72 und 73) von der Erfassung der Konvergenz zu einem bestimmten Grad bis zur Herstellung der Synchronisation werden die Parameter des Echokompensators 2 des IIR-Typs gehalten, oder es wird zumindest der Echokompensator 2 des IIR-Typs langsam zur Konvergenz gebracht.
(3) In der Zeitspanne (Zeitschlitz 74) nach der Herstellung der Synchronisation mit dem entfernt angeordneten Endgerät starten sowohl der Echokompensator 1 des FIR-Typs als auch der Echokompensator 2 des IIR-Typs erneut ihre Konvergenzoperation.
Daher ist das Ausführungsbeispiel auf verschiedene Weisen modifizierbar, solange es einer Konvergenzprozedur mit derartigen Merkmalen folgt, so daß sich jede Störung des Echokompensators des IIR-Typs vermeiden und eine geeignete Konvergenz der Echokompensatoren realisieren läßt.
Fig. 4 stellt eine detaillierte Anordnung der Steuervorrichtung 17-2 zum Erzeugen der Steuersignale 13 und 14 gemäß der oben erwähnten dritten und vierten Phase dar. Zuerst wird derjenige Teil der Steuervorrichtung 17-2 erläutert, welcher das Konvergenzerfassungssignal 46 erzeugt. Das vom Addierer 7-8 von Fig. 2 empfangene Echokompensator-Fehlersignal 11 ist mit einer Integrationsschaltung 39 verbunden, welche eine Absolutwert-Schaltung 29 zum Empfangen des Echokompensator-Fehlersignals 11, einen Addierer 7-12 und eine in einer Schleife geschaltete Verzögerungsschaltung 2-14 umfaßt. Ein Ausgangssignal der Absolutwert-Schaltung 29 wird zum Addierer 7-12 gesendet. Ein Übertragungs-Startsignal 55 bewirkt, daß ein Zeitgeber 30 gestartet wird und ein Ausgangssignal für eine vorbestimmte Zeitspanne, zum Beispiel 3 ms, erzeugt. Zu einem Zeitpunkt, von welchem an die Zeitspanne beginnt, wird der Ausgang der Verzögerungsschaltung 3-14 zurückgesetzt, so daß zu einem Zeitpunkt, zu welchem die Zeitspanne endet, das Ausgangssignal der Integrationsschaltung der Integration eines Absolutwerts des Echokompensator-Fehlersignals 11 innerhalb der oben vorbestimmten Zeitspanne entspricht. Ein Vergleicher 31 vergleicht den dann integrierten Wert mit einem Schwellenwert Vt1. Ist der integrierte Wert kleiner als der Schwellenwert, so erzeugt der Vergleicher 31 das Konvergenzerfassungssignal 46. Auf diese Weise wird beurteilt, daß der Echokompensator 15-2 in Konvergenz ist. Das Beurteilungsergebnis wird vom Vergleicher 31 an einen Zuordner 33 gesendet, und die Steuerung verschiebt sich zur zweiten Phase zum Erfassen des Emp fangssignals. Ist der integrierte Wert größer als der Schwellenwert Vt1, so wird vom Zuordner 33 ein Steuersignal 55 an den Zeitgeber 30 ausgegeben, so daß der Zeitgeber 30 erneut gestartet und die obige Entscheidung wiederholt wird, bis das Konvergenzerfassungssignal 46 erzeugt wird.
In der zweiten Phase startet der Zuordner 33 erneut den Zeitgeber 30 in Wiederholung für einen Vergleicher 32, um das Vorhandensein bzw. Richt-Vorhandensein des vom entfernt angeordneten Endgerät empfangenen Sendesignals zu überwachen. Wird das Sendesignal vom entfernt angeordneten Endgerät an das lokale Endgerät gesendet, so wird der Absolutwert des Echo-Löschfehlersignals 11 abrupt erhöht. So vergleicht der Vergleicher 32 den integrierten Wert mit einem Schwellenwert Vt2 in der konstanten Zeitspanne, und wenn der integrierte Wert größer ist als der Schwellenwert, gibt der Vergleicher 32 ein Ausgangssignal als Empfangserfassungssignal 47 aus. Das Empfangserfassungssignal 47 wird ferner an den Zuordner 33 gesendet, um die Sequenz zur dritten Phase zur verschieben.
Die Verschiebung zur dritten Phase bewirkt, daß der Zuordner 33 ein Ausgleichseinrichtungs-Steuersignal 34 an die Ausgleichseinrichtung 18-2 ausgibt, um deren Ausgleichsoperation zu starten. Der Zuordner 33 gibt ferner das Steuersignal 54 an die Phasenregelkreis-Schaltung 53-2 aus, um die zum Ziehen der Abtastphase des Abtasters 52-2 in die optimale Phase davon erforderliche Operation zu starten. Die Doppelbegrenzer-Einrichtung 19-2 unterscheidet das ausgeglichene Signal. Das Ausgangssignal 41 der Doppelbegrenzungs-Einrichtung 19-2 wird als Benutzerdaten verwendet und ferner einer Synchronisations-Erfassungsvorrichtung 48 zugeführt. Die Synchronisations-Erfassungsvorrichtung 48, welche Verzögerungsschaltungen 3-9 bis 3-13, eine Anpassungsvorrichtung 27 und einen Modulo-N-Zähler 28 umfaßt, erfaßt ein in den Empfangsdaten enthaltenes Synchronisationsmuster. Das Synchronisationsmuster ist, obwohl hier nicht spezifisch definiert, zum Beispiel +3, +3, -3, -3, -3, +3, -3, +3, +3, wenn das Muster gemäß den Spezifikationen des American National Standards Institute definiert ist. In diesem Fall stellt +3 bzw. -3 die Normalisierung des Amplitudenwerts eines Codes auf einer Leitung dar. Fig. 4 stellt eine Synchronisations-Erfassungsvorrichtung zum Erfassen eines 4-Zeichen-Synchronisationsmusters zum Zwecke der Erläuterung dar. Das Ausgangssignal 41 der Doppelbegrenzer- Einrichtung 19-2 wird sequentiell an den Verzögerungsschaltungen 3-9 bis 3-12 an ihren Empfangsintervallen verzögert. Die Ausgangssignale der Verzögerungsschaltungen 3-9 bis 3-12 werden der Anpassungsvorrichtung 27 zugeführt. Die Anpassungsvorrichtung 27 verifiziert die Anpassung zwischen dem empfangenen Ausgangssignal der Doppelbegrenzer- Einrichtung 19-2 und einem vorbestimmten Synchronisationsmuster zu durch den Modulo- N-Zähler 28 bestimmten Intervallen. Bei Feststellen der Anpassung zwischen diesen erzeugt die Anpassungsvorrichtung 27 ein Ausgangssignal von "1". Das Ausgangssignal der Anpassungsvorrichtung 27 wird in einem Register gehalten. Die Haltezeit wird durch das Ausgangssignal des Modulo-N-Zählers 28 gesteuert. So erzeugt das Register, wenn das Ausgangssignal der Anpassungsvorrichtung 27 an das Synchronisationsmuster zu Intervallen der Anzeige des Modulo-N-Zählers 28 angepaßt ist, immer ein Ausgangssignal von "1", wodurch angezeigt wird, daß die Synchronisations-Erfassungsvorrichtung die Synchronisation erfaßt. Ist hingegen das Ausgangssignal der Anpassungsvorrichtung 27 nicht an das Synchronisationsmuster zu Intervallen der Anzeige des Modulo-N-Zählers 28 angepaßt, so erzeugt das Register ein Ausgangssignal von "0", wodurch angezeigt wird, daß die Erfassungsvorrichtung die Synchronisation nicht erfaßt. Das Signal 45, welches die Erfassung der Synchronisation anzeigt, wird dem Zuordner 33 zugeführt, um dadurch die Sequenz zur vierten Phase zu verschieben. In diesem Fall bezeichnet N beim Modulo-N-Zähler 28 bei Anwendung des American National Standards Institute 120.
Wie vorhergehend erläutert, werden erfindungsgemäß die jeweiligen Konvergierungsverfahren der Filter des FIR- und des IIR-Typs, welche die Echokompensatoren bilden, in den jeweiligen Phasen der Datenkommunikations-Startsequenz in geeigneter Weise ausgewählt. Da die Verwendung des Filters des IIR-Typs eine Verringerung der Anzahl von Abgriffen beim Filter des FIR-Typs ermöglicht, lassen sich die Schaltungen des Endgeräts geeigneterweise in Form einer integrierten Schaltung herstellen.
Fig. 1
DELAY VERZÖGERUNG
FROM VON
Fig. 2
16-1, 16-2:
KODIERER
17-1, 17-2:
STEUERVORRICHTUNG
15-1, 15-2:
ECHOKOMPENSATOR
21-1, 21-2:
HYBRID
20-1, 20-2:
NETZECHO-LÖSCHFEHLER-SCHÄTZVORRICHTUNG
19-1, 19-2:
DOPPELBEGRENZER-EINRICHTUNG
18-1, 18-2:
AUSGLEICHSEINRICHTUNG
52-1, 52-2:
ABTASTER
Fig. 3
3-8: VERZÖGERUNG
Fig. 4
3-14 VERZÖGERUNG
27: ANPASSUNGSVORRICHTUNG
28: MODULO-N-ZÄHLER
29: ABSOLUTWERT-SCHALTUNG
30: ZEITGEBER
33: ZUORDNER
Fig. 5
TIIVVIE SLOT -> ZEITSCHLITZ
SELECT -> AUSWÄHLEN
13: AUSWAHLVORRICHTUNGS-STEUERSIGNAL
14: AUSWAHLVORRICHTUNGS-STEUERSIGNAL
34: AUSGLEICHSEINRICHTUNGS-STEUERSIGNAL
35. ÜBERTRAGUNGS-STARTSIGNAL
46: KONVERGENZ-ERFASSUNGSSIGNAL
47: DATENEMPFANGS-ERFASSUNGSSIGNAL
45: SYNC-ERFASSUNGSSIGNAL 45

Claims

1. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät (37) mit

einer Hybridschaltung (21-2), die Sende- und Empfangsleitungen (50-2, S 1-2) zu einer 2-Draht-Übertragungsleitung (22) zum Ausführen einer Datenübermittlung mit einem entfernt aufgestellten Endgerät (36) auf einer Vollduplex- Übertragungsbasis verbindet,

einem Echokompensierer (15-2) zum Löschen eines auf der Empfangsleitung (51-2) erzeugten Echos durch ein an die Sendeleitung (50-2) angelegtes, erstes digitales Signal, wobei der Echokompensierer (15-2) ein FIR-Filter (1) zum Empfangen des Signals von der Übertragungsleitung (50-2), um eine Erste-Komponente-Nachbildung des Echos zu erzeugen, ein IIR-Filter (2) zum Empfangen einer Abgriffausgabe des FIR-Filters (1), um eine Zweite-Komponente-Nachbildung des Echos zu erzeugen, und eine Kopplungseinrichtung (7-4, 7-8, 7-9) zum Substrahieren von Ausgaben des FIR- und des 11k-Filters (1, 2) von dem Signal auf der Empfangsleitung (51-2) aufweist, und

einer an den Ausgang der Kopplungseinrichtung (7-4, 7-8, 7-9) angeschlossenen Doppelbegrenzer-Einrichtung zum Diskriminieren eines zweiten digitalen Signals, das von dem entfernt aufgestellten Endgerät (36) übertragen wird und über die Empfangsleitung (51-2) angekommen ist,

gekennzeichnet durch

eine Filter-Konvergierungseinrichtung (9-1, 9-2, 9-3) zum Konvergieren des FIR- bzw. ITR-Filters (1, 2) auf der Grundlage eines ersten Fehlersignals (11), das von dem Ausgang der Kopplungseinrichtung (7-4, 7-8, 7-9) erhalten wird,

eine Datenübermittlungs-Startschritt-Aufnahmeeinrichtung (17-2) zum Überwachen, ob Konvergenz des Echokompensierers (15-2) bis zu einem gewissen Grad erreicht ist, und ob ein Synchronisationsmuster in einem Ausgabesignalzug (41) der Doppelbegrenzereinrichtung (19-2) enthalten ist, und zum Festlegen einer Dauer vom Übertragungsstart des ersten digitalen Signals bis zur Aufnahme des Erreichens der Konvergenz, einer Dauer bis zur Aufnahme des Synchronisationsmusters und einer Dauer nach der Aufnahme des Synchronisationsmusters als erste, zweite bzw. dritte Zeitspanne (71, 72, 73, 74) und

eine Steuereinrichtung (33, 5-1, 5-2, 5-3) zum Erreichen einer Konvergierungsoperation sowohl des FIR- als auch des IIR-Filters (1, 2) durch die Filter-Konvergierungseinrichtung (9-1, 9-2, 9-3) in der ersten und dritten Zeitspanne (71, 74) und zum Anhalten der Konvergierungsoperation wenigstens des IIR-Filters (2) in der zweiten Zeitspanne (72, 73).

2. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß Anspruch 1, mit einem Abtaster (52- 2) zum Abtasten des Signals auf der Empfangsleitung (51-2) und einer Phasenregelkreis schaltung (53-2) zum Steuern einer Abtastphase des Abtasters (52-2), wobei die Steuereinrichtung in der dritten Zeitspanne (74) die Phasenregelkreisschaltung (53-2) anhält oder die Schleifenverstärkung der Phasenregelkreisschaltung (53-2) kleiner macht als wenigstens die zweite Zeitspanne (72, 73).

3. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß Anspruch 1 oder 2, wobei die Filter- Konvergierungseinrichtung (9-1, 9-2, 9-3) eine Vielzahl von Abgriffskoeffizient-Erzeugern zum Berechnen von Abgriffskoefiizienten für eine Vielzahl von Abgriffsausgaben des FIR- Filters gemäß dem ersten Fehlersignal (11) aufweist und die Steuereinrichtung eine der Abgriffsausgaben der Vielzahl von Abgriffskoeffizient-Erzeugern, die mit dem IIR-Filter (2) verbunden sind, in der zweiten Zeitspanne (72, 73) hält.

4. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Datenübermittlungs-Startschritt-Aufnahmeeinrichtung (17-2), wenn ein integrierter Wert, der die Integration eines Absolutwertes des ersten Fehlersignals (11) in bezug auf eine vorbestimmte Zeit anzeigt, kleiner ist als ein erster Schwellenwert (Vt1), entscheidet, daß die Konvergenz des Echokompensierers (15-2) bis zu einem gewissen Grad erreicht ist und das Ende der ersten Zeitspanne (71) aufnimmt.

5. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, weiter aufweisend eine Fehlerkorrektureinrichtung (20-2) zum Erzeugen eines abgeschätzten Wertes (26) eines Fernfeldsignals auf der Grundlage einer Ausgabe (41) der Dopplerbegrenzereinrichtung (19-2) und zum Korrigieren des ersten Fehlersignals (11) auf der Grundlage des abgeschätzten Wertes (26), wobei die Filter-Konvergierungseinrichtung (9-1, 9-2, 9-3) das FIR- und das IIR-Filter (1, 2) gemäß einer Ausgabe (12) der Fehlerkorrektureinrichtung (20-2) konvergiert.

6. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, weiter aufweisend eine Fehlerkorrektureinrichtung (20-2) zum Erzeugen eines abgeschätzen Wertes (26) eines Fernfeldsignals auf der Grundlage einer Ausgabe (41) der Dopplerbegrenzereinrichtung (19-2) und zum Korngieren des an einem Ausgang der Kopplungseinrichtung (7-4, 7-8, 7-9) ausgegebenen ersten Fehlersignals (11), um ein zweites Fehlersignal (12) zu bilden, wobei die Steuereinrichtung (33, 5-1, 5-2, 5-3) ein Konvergieren sowohl des FIR- als auch des IIR-Filters (1, 2) gemäß dem ersten Fehlersignal (11) in der ersten Zeitspanne (71) ermöglicht, die Konvergenz wenigstens des IIR-Filters (2) in der zweiten Zeitspanne (72, 73) anhält und ein Konvergieren sowohl des FIR- als auch des IIR-Filters (1, 2) gemäß dem zweiten Fehlersignal (12) in der dritten Zeitspanne (74) ermöglicht.

7. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß Anspruch 6, wobei die Steuereinrichtung (33, 5-1, 5-2, S-3) eine Vielzahl von Auswahleinrichtungen zum selektiven Verbinden des ersten oder des zweiten Fehlersignals (11, 12) und eines Referenzsignals (40) mit einem zugehörigen der Vielzahl von Abgriffskoefilzient-Erzeugern der Filter-IConvergierungseinrichtung (9-1, 9-2, 9-3) gemäß einer Ausgabe (13, 14) der Datenübermittlungs-Startschritt-Aufnahmeeinrichtung (17-2) enthält.

8. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß Anspruch 6 oder 7, wobei die Datenübermittlungs-Startschritt-Aufnahmeeinrichtung (17-2) einen Signalempfangsaufnehmer (32) zum Aufnehmen, daß das zweite digitale Signal auf der Empfangsleitung (51-2) in der zweiten Zeitspanne (72, 73) ankommt, enthält und die Filter-Konvergierungseinrichtung (9- 1, 9-2, 9-3) das FIR-Filter (1) gemäß dem ersten Fehlersignal (11) in einem Teil (72) der zweiten Zeitspanne (72, 73) vor Erzeugung einer Ausgabe des Signalempfangsaufnehmers (32) oder gemäß einem zweiten Fehlersignal (12) in dem anderen Teil (73) der zweiten Zeitspanne (72, 73) nach der Erzeugung der Ausgabe des Signalempfangsaufnehmers (32) konvergiert.

9. Vollduplex-Datenübertragungsendgerät gemäß Anspruch 8, wobei der Signalempfangsaufnehmer (32), wenn ein integrierter Wert, der die Integration eines Absolutwertes des ersten Fehlersignals (11) in bezug auf eine vorbestimmte Zeit anzeigt, größer ist als ein zweiter Schwellenwert (Va), entscheidet, daß das zweite digitale Signal auf der Empfangsleitung (51-2) ankommt.