DE69216074T2

DE69216074T2 - Störungsverminderung in einem versorgungsnetz

Info

Publication number: DE69216074T2
Application number: DE69216074T
Authority: DE
Inventors: Anders Aberg; Gunnar Asplund; Henrik Breder
Original assignee: Asea Brown Boveri AB
Current assignee: ABB AB
Priority date: 1991-11-04
Filing date: 1992-10-13
Publication date: 1997-07-10
Anticipated expiration: 2012-10-14
Also published as: JPH06503942A; EP0565701A1; SE469360B; CA2097599C; EP0565701B1; WO1993009585A1; US5296764A; CA2097599A1; SE9103229L; ATE146631T1; SE9103229D0; DE69216074D1

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung in einem elektrischen Starkstromnetz, welches ein über einen Steuereingang steuerbares aktives Filter zur Reduzierung von Störungen enthält, die durch eine Störungsquelle verursacht werden, die im Starkstromnetz liegt, und/oder an dieses angeschlossen ist. Das Starkstromnetz kann beispielsweise ein Netz zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom sein, welches über einen statischen Stromrichter an ein Wechselstromnetz angeschlossen ist.

Stand der Technik

Nichtlineare Schaltungselemente führen zu Störungen in Form von Oberwellen in Starkstromnetzen, an die sie angeschlossen sind. So werden beispielsweise durch einen Stromrichter, der an ein Wechselstromnetz angeschlossen ist, Stromoberwellen auf der Wechselstromseite und Spannungsoberwellen auf der Gleichstromseite erzeugt, bedingt durch das Arbeitsprinzip des Stromrichters, zu welchem Arbeitsprinzip die zyklische Durchschaltung verschiedener Teile der Wechselspannung über die im Stromrichter enthaltenen Ventile gehört. Während der Zeitintervalle zwischen den Kommutierungen kann der Stromrichter jedoch als ein lineares Element betrachtet werden, und die Ströme und Spannungen, die in dem Starkstromnetz auftreten, können daher während der oben genannten Zeitintervalle anhand eines linearen Modells bestimmt werden, welches auf der Kenntnis der Phasenlage und der Amplitude der angelegten Spannung sowie auf der Impedanz und dem anfänglichen Zustand des Netzes basiert. Ferner bewirken die zyklischen Schaltungen, daß die auftretenden Ströme und Spannungen Wellenformen annehmen, die während eines stationären Zustandes sich in dem betreffenden Zeitintervall wiederholen. Im Prinzip treten auf der Wechselstromseite nur Oberwellen mit der Ordnungszahl n=kp+/-1 auf und auf der Gleichstromseite nur Oberwellen mit der Ordnungszahl n=kp, wobei p die Pulszahl des Stromrichters ist und k eine positive ganze Zahl.
Um die durch die Oberwellen verursachten Beanspruchungen der zum Starkstromnetz gehörenden Komponenten herabzusetzen und die Anforderungen zu erfüllen, die an die Wirkung der Oberwellen auf das Netz gestellt werden, sind daher im allgemeinen Filter erforderlich, um die Ausbreitung der Störungen in dem Starkstromnetz zu begrenzen. Insbesondere in Anlagen zur Transformation zwischen Wechselstrom und Hochspannungsgleichstrom, in denen auch Forderungen zur Begrenzung von Telekommunikationsstörungen, die von den Leitungen ausgehen, gestellt werden, sind umfangreiche Anlagen zur Filterung der erzeugten Oberwellen erforderlich. Diese Filter sind im allgemeinen aus passiven Komponenten aufgebaut und sind auf die Oberwellen niedriger Ordnungszahl abgestimmt, während die Oberwellen höherer Ordnungszahl durch einen Hochpaßfilter weggefiltert werden. Bei der Berechnung der passiven Filter werden auch Faktoren wie beispielsweise Resonanzen mit den Impedanzen des Netzes, welche Impedanzen von der Netzkonfiguration abhängen, berücksichtigt. Es wird auch die Tatsache berücksichtigt, daß die auf der Wechselstromseite installierten passiven Filter auch als Glieder zur Erzeugung von Blindleistung dienen.
Ein Driften der Netzfrequenz und der Werte der Komponenten bedeutet, daß eine exakte Abstimmung im allgemeinen nicht aufrechterhalten werden kann und auch bei Resonanzfrequenz die Impedanz der Filter nicht immer im Vergleich zu den Netzimpedanzen vernachlässigbar ist. In der Praxis verbleiben daher Oberwellen im Netz, und hinzu kommt die Tatsache, daß während der Kommutierung und bedingt durch Phasenunsymmetrie Oberwellen anderer Ordnungszahlen als die oben genannten ebenfalls normalerweise erzeugt werden.
Die oben genannten Grenzen passiver Filter haben daher zu Vorschlägen geführt, an ihrer Stelle aktive Filter einzusetzen, wobei das Netz über diese Filter mit Strömen und Spannungen versorgt wird, welche den durch die Störquelle verursachten entgegenwirken. Durch Messung des verbleibenden Oberwellengehalts im Starkstromnetz kann den zugeführten Strömen und Spannungen dann im Prinzip eine solche Wellenform verliehen werden, daß sie den Oberwellengehalt im Netz vollständig beseitigen. So wird in der IEEE Publikation 89 WM 123-1 PWRD (IEEE/PES 1989 Wintertreffen, New York 1989); Cheuksum Wong, Ned Mohan, Selwyn E. Wright und Karl N. Mortensen: "Feasibility Study of AC- and DC-Side Active Filters for HVDC Converter Terminals" eine technische und ökonomische Bewertung einer Anordnung vorgestellt, die einen steuerbaren Stromgenerator enthält, der zum Anschluß zwischen Leitung und Erde in einer HGÜ-Station bestimmt ist. Die Bewertung basiert auf Berechnungen und auf Simulationen der an die Gleichspannungsseite angeschlossenen Anordnung. Die Ergebnisse zeigen eine gute technische Wirkung, aber, soweit dies aus dem Bericht erkenntbar ist, wurden die Simulationen nur für stationäre Zustände und unter Berücksichtigung der 12., 24. und 36. Oberwelle durchgeführt. Ferner wurde ein stark vereinfachtes Modell für den Stromrichter verwendet, und die Wirkung der Gleichspannungsleitung wurde vernachlässigt. Unter diesen Bedingungen war es möglich, basierend auf dem Modell, einen Sollwert für den Strom zu berechnen, der über den Stromgenerator dem Netz zugeführt werden sollte, um die betrachteten Oberwellen zu beseitigen, und dieser Sollwert wurde dann während der Simulationen verwendet. Der Bericht gibt ein Verfahren zur Steuerung des Stromgenerators des aktiven Filters durch harmonische Analyse der Gleichspannung am Stromrichter an, wobei durch Rückkopplung über P1-Regler ein Sollwert für den Stromgenerator in der Weise gebildet wird, daß der Oberwellengehalt der oben genannten drei Oberwellen in der Gleichspannung auf Null geregelt wird.
Wie oben erwähnt, hat das angeschlossene Starkstromnetz eine Impedanz mit unterschiedlichen Resonanzfrequenzen, und in der Tat ist angesichts der komplizierten Charakteristiken des Frequenzverhaltens in einem erweiterten Starkstromnetz anzunehmen, daß Regelsysteme, die nur auf einer Rückkopplung basieren, mit schwierigen Bemessungsproblemen zu kämpfen haben.
Im wesentlichen wird das Regellproblem verursacht durch das Nicht-Minimum-Phasenverhalten der Übertragungsfunktionen des elektrischen Starkstromnetzes. Der physikalische Grund für dieses Verhalten sind elektromagnetische Wellen, die längs der Starkstromleitungen wandern, sowie deren Reflektionen an Punkten mit einem Wechsel der Impedanzcharakteristik. Hierdurch kommt es zu mehrfachen Übertragungsverzögerungseffekten (Echos) bei den Regelantworten für das elektrische Starkstromnetz, da die natürliche Dämpfung für Wanderwellen sehr niedrig ist.
Aus Lehrbüchern über Regeltheorien, zum Beispiel Bernard Friedland, "Control System Design", McGraw-Hill International Editions, 1987, ISBN 0-07-100420-3, Seiten 76, 144, 188, Bemerkung 4.7, und Richard C. Dorf, "Modern Control Systems", Addison-Wesley Publishing Company, Fourth Edition, 1986, ISBN 0-201-05326-8, Seite 262-264, ist bestens bekannt, daß Nicht-Minimum-phase Nullen im rechten Teil der komplexen S-Ebene bedeutet, und es ist auch unmöglich, eine stabile Rückkopplungsregelung mit sehr schnellen Antworten für Nicht-Minimum-Phasensysteme zu erreichen.
Die Notwendigkeit, Störungen mit einem bestimmten Frequenzinhalt zu reduzieren, besteht auch bei anderen physikalischen Prozessen, und Verfahren hierfür wurden bei verschiedenen Gelegenheiten veröffentlicht. So beschreibt die PCT- Anmeldung (PCT/GB80/00128 (WO 81/00638) ein Verfahren zur Reduzierung akustischer Störungen oder allgemeiner von Schwingungen in Gasen, Flüssigkeiten oder festen Körpern, bei welchen der periodische Charakter einer Störungsquelle in der Weise verwendet wird, daß ein in einem Speicherglied gespeichertes Signal wiederholt und durch die Störungsquelle synchronisiert einem Lautsprecher zugeführt wird, der an einem Ort aufgestellt ist, an dem die Störung reduziert werden soll. Dem von dem Lautsprecher erzeugten akustischen Druck wird eine solche Amplitude und eine solche Phasenlage gegeben, daß dieser versucht, die ursprüngliche Störung zu berechnet wird, der mit der Störungsquelle synchronisiert ist die akustische Verzögerung des Systems phasenrichtigen Weise hinzugefügt wird, wobei die Größe der Korrektur entweder ein vorbestimmter Wert ist oder im Verhältnis zu der Amplitude des resultierenden akustischen Druckes steht.
Auch die EP-Anmeldung Nr. 88112057.0 (Veröffentlichungs-Nr. 0 301 483) beschreibt einen Regler für einen Leistungs-Stromrichter für Systeme mit ununterbrochener Leistungsspeisung, aktive Filter und so weiter. Der Regler enthält ein Speicherglied, welches ein Signal speichert, welches dem Ausgangssignal des Reglers während einer Periode einer wiederkehrenden Folge entspricht. Das in dem Speicherglied gespeicherte Signal wird korrigiert durch Addition des Regelfehlers zu dem Inhalt des Speichers mit der Zeitverzögerung eines Zyklus.
Die Einführung eines Speichergliedes zur Speicherung von Signalwerten in dem Regler ermöglicht es, eine gute Beseitigung von stationären periodischen Störungen zu erreichen, und zwar auch mit Verstärkung in der Rückkopplungsschleife, welche Verstärkung aus Gründen der Stabilität niedrig ist. Eine niedrige Verstärkung bedeutet jedoch, daß der Inhalt des Speichergliedes bei nicht-stationären Zuständen nur relativ langsam korrigiert wird.
Der Hauptnachteil in diesem Falle besteht darin, daß Verzögerungseffekte und andere Nicht-Minimum-Phaseneffekte sowie auch andere Arten von dynamischen Vorgängen im System nicht berücksichtigt und kompensiert werden. Im allgemeinen führt die Korrektur des Speichers mit der Regelverzögerung von einer Periode dazu, daß der Regler unstabil wird, da es sowohl implizite oder explizite Verzögerungseffekte der Systeme als auch andere dynamische Vorgänge gibt. Die gesamten Verzögerungen summieren sich zu mehr als einer Periode, und daher ist die Dämpfung der Störungen, selbst wenn das Regelsystem stabil ist, mit Mustern, die sich nach einer Periode wieder holen, nicht sehr groß.

Zusammenfassung der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahrens für Starkstromnetze zur Reduzierung von Störungen, wie Oberwellenströmen oder Oberwellenspannungen, die durch eine in dem Starkstromnetz enthaltene oder an dieses angeschlossene Störungsquelle erzeugt werden, zu entwickeln, sowie auch eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens zu entwickeln. Das Starkstromnetz kann beispielsweise ein Netz zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom sein, welches über einen Stromrichter an ein Wechselstromnetz angeschlossen ist. Das Verfahren soll eine vollständige Beseitigung von Oberwellen über ein breites Frequenzspektrum durch ein dynamsiches stabiles aktives Filter sowie eine schnelle Anpassung an nichtstationäre Störungen ermöglichen.
Was die Erfindung charakterisiert, ergibt sich aus den Ansprüchen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Anhand der in den Figuren gezeigten Ausführungsbeispiele soll die Erfindung näher erläutert werden. Es zeigen
Figur 1 schematisch ein Starkstromnetz mit einer Störungsquelle und einem aktiven Filter,
Figur 2A in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines Regel- oder Steuergliedes gemäß der Erfindung für das aktive Filter gemäß Figur 1,
Figur 2B schematisch äquivalente Störungsstrom- und Ströungsspannungsgeneratoren sowei eine äquivalente innere Impedanz für das Netz gemäß Figur 1, gesehen von der zweiten Trennlinie B-B aus,
Figur 2C schematisch äquivalente Störungsstrom- und Ströungsspannungsgeneratoren sowei eine äquivalente innere Impedanz für das Netz gemäß Figur 1, gesehen von der zweiten Trennlinie C-C aus,
Figur 3 in Form einer Einleiterschaltung einen Pol einer HGÜ-Station mit einem aktiven Filter und einem Steuer- oder Regelglied gemäß der Erfindung,
Figur 4 in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines Steuer- oder Regelglieds gemäß der Erfindung in einer HGÜ-Station gemäß Figur 3,
Figur 5 schematisch, wie eine äquivalente Störungsspannung aus Spannungen gebildet wird, die dem Steuer- oder Regelglied gemäß Figur zugeführt werden,
Figur 6 ein Modell zur Berechnung der Stromkommutierungsvorgänge in dem Steuer- oder Regelglied gemäß Figur 4,
Figur 7 ein Modell zur Berechnung des Störungsstromes auf einer Gleichstromleitung in dem Steuer- oder Regelglied gemäß Figur 4,
Figur 8 in Form einer Einleiterschaltung einen Pol einer HGÜ-Station mit einem aktiven Filter und einem Steuer- oder Regelglied gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 9 in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines Steuer- oder Regelgliedes gemäß der Erfindung in einer HGÜ-Station gemäß Figur 8,
Figur 10 in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines Reglers gemäß der Erfindung, der in einem Steuer- oder Regelglied angeordnet ist,
Figur 11A in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines Kompensationsfilters in einem Regler gemäß Figur 10,
Figur 11B in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer Verzögerungs- Kompensationsschaltung in einem Regler gemäß Figur 10,
Figur 11C in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer Dämpfungsschaltung in einem Regler gemäß Figur 10,
Figur 11D in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer Filterschaltung in einem Regler gemäß
Figur 10, und
Figur 12 in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel eines in einem aktiven Filter enthaltenen Spannungsgenerators.

Beschreibung der bevorzugen Ausführungsbeispiele

Figur 1 zeigt ein elektrisches Starkstromnetz 1 mit drei Eingangsleitungen 21, 22, 23 und zwei Ausgangsleitungen 31, 32. Wie schematisch in der Figur gezeigt, enthält das Starkstromnetz eine Vielzahl von zusammengeschalteten Komponenten 5, die in drei zusammengeschalteten Komponentengruppen untergebracht sind, einer ersten 101, einer zweiten 102 und einer dritten Komponentengruppe 103. Die zweite Komponentengruppe 102 enthält Komponenten, die mindestens annähernd linear sind, währen die erste und die dritte Komponentengruppe 101 und 103 nicht lineare Komponenten enthalten können. In dem Starkstromnetz treten Ströme und Spannungen auf, die Komponenten enthalten, die als Störungen betrachtet werden. Die Störungen werden von einer Störungsquelle 6 erzeugt, die sich in dem Starkstromnetz befindet und/oder mit diesem verbunden ist. Das Starkstromnetz enthält ein aktives Filter 4, welches in der zweiten Schaltungselementengruppe 102 angeordnet ist und welches in Abhängigkeit eines Steuersignals C1, das über einen Steuereingang 41 zugeführt wird, mindestens einige Ströme oder Spannungen, die in dem Starkstromnetz auftreten, so zu beeinflussen vermag, daß diejenigen Komponenten der Ströme und/oder Spannungen auf den Ausgangsleitungen 31, 32, die als Störungen betrachtet werden, reduziert oder beseitigt sind. Die Figur zeigt eine Unterteilung des Starkstromnetzes durch eine erste Trennlinie A-A und eine zweite Trennlinie B-B. Die Trennlinie A-A liegt so, daß die Ausgangsleitungen und der Steuereingang auf einer Seite der Trennlinie liegen und die Störungsquelle und die Eingangsleitungen auf der anderen Seite der Trennlinie liegen. Die Trennlinie B-B, welche die Trennlinie A-A nicht schneiden sollte, liegt so, daß sie das Starkstromnetz zwischen dem Steuereingang und den Ausgangsleitungen in der Weise trennt, daß die mindestens annähernd lineare zweite Komponentengruppe 102 zwischen der Trennlinie A-A und der Trennlinie B-B liegt.
Eine oder mehrere Zustandsvariablen, die generell mit Y1i bezeichnet werden und bei denen es sich um Ströme, Spannungen, Impulsfolgen und so weiter im Starkstromnetz handeln kann, werden im Starkstromnetz gemessen (dies ist in Figur 1 nicht dargestellt, erfolgt aber in einer an sich bekannten Weise). In dem Falle, daß im folgenden definiert wird oder definiert werden muß, daß die erste Zustandsvariable Y1i in dem zweiten Abschnitt B-B gemessen wird, so erhält diese Variable laut Definition die Bezeichnung zweite Zustandsvariable Y2i.
Die oben erwähnten gemessenen Werte der Zustandsvariable werden einem Steuerglied 8 zugeführt, dessen Arbeitsweise schematisch in Figur 2A gezeigt ist. Ein Meßglied 7 mißt in der oben beschriebenen Weise eine oder mehrere erste Zustandsvariablen im Starkstromnetz, wobei diese Zustandsvariablen in Figur 2A die allgemeine Bezeichnung Y1i haben. Es ist jedoch zu beachten, daß diese Bezeichnung Y1i sich auf eine oder mehrere Zustandsvariablen beziehen kann. Der gemessene Wert Y1i wird einem ersten Berechnungsglied 81 zugeführt, welches in der Lage ist, auf der Grundlage der gemessenen Zustandsvariablen und eines in dem ersten Berechnungsglied enthaltenen Modells des Starkstromnetzes einen äquivalenten Störungsspannungs- oder Störungsstrom-Generator 62 sowie eine äquivalente innnere Impedanz 61 für die Störungsquelle zu berechnen, gesehen von der ersten Trennlinie A-A aus, in einem zweipoligen Modell, wie dies in Figur 28 dargestellt ist.
Der Störungsspannungs- oder Störungsstromgenerator 62 ist dazu bestimmt, in dem ersten Abschnitt A-A mindestens annähernd die gleichen Störungsströme und/oder Störungsspannungen wie die Störungsquelle zu erzeugen. Alternativ für den Fall, daß die ersten Zustandsvariablen Y1i im ersten Abschnitt A-A gemessen werden, kann das erste Berechnungsglied 81 so beschaffen sein, daß es auf der Grundlage gemessener Werte von mindestens zwei Zustandsvariablen Y1i, beispielsweise Strom und Spannung, im ersten Abschnitt A-A und eines Modells des Starkstromnetzes direkt einen äquivalenten Störungsspannungs- oder Störungsstromgenerator 62 sowie eine äquivalente innere Impedanz 61 für die Störungsquelle berechnet, gesehen vom ersten Abschnitt A-A aus. Auch für den Fall, daß nur ein Strom oder eine Spannung für Messungen im ersten Abschnitt A-A verfügbar ist, kann ein äquivalenter idealer Störungsstrom- oder Störungsspannungsgenerator bestimmt werden, wobei jedoch ein gewisser Rückkoppelungseffekt zwischen der Beeinflussung des Netzes durch das aktive Filter und der Störungsquelle auftritt. In vielen Fällen sind die Impedanzniveaus der im Starkstromnetz vorhandenen Komponentengruppen so beschaffen, daß während der oben genannten Berechnungen nur die erste Komponentengruppe 101 berücksichtig zu werden braucht.
Der äquivalente Störungsspannungs- oder Störungsstromgenerator 62 mit der zugehörigen äquivalenten Impedanz 61, der in dem ersten Berechnungsglied 81 berechnet wurde, wird dann auf ein Modell angewendet, welches ein zweites Berechnungsglied 82 enthält und die zweite und dritte Komponentengruppe 102 und 103 repräsentiert, zur Berechnung der Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2, die im zweiten Abschnitt B-B auftreten und die durch die Störungsquelle erzeugt werden ohne Mitwirkung des aktiven Filters. In diesem Falle kann die möglicherweise nicht lineare dritte Komponentengruppe 103 durch eine gedachte lineare Last oder durch einen offenen Kreis ersetzt werden.
Es ist nicht immer erwünscht, das Steuerglied so anzupassen, daß es über das aktive Filter sämtliche Frequenzkomponenten in den Störungsströmen oder Störungsspannungen, die in dem zweiten Abschnitt B-B auftreten, vermindert oder beseitigt. Der Wert X2' der Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2, der in dem zweiten Abschnitt B-B auftritt und in dieser Weise berechnet wird, wird daher einem dritten Berechnungsglied 83 zugeführt, welches so beschaffen ist, daß es in dem berechneten Wert X2' durch Filterung solche Komponenten X2h reduziert oder beseitigt, die auf den Ausgangsleitungen 31, des Starkstromnetzes nicht reduziert oder beseitigt werden sollen. Die Komponenten X2" der berechneten Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2', die dann verbleiben, werden einem vierten Berechnungsglied 84 zugeführt, welches, basierend auf der invertierten Übertragungsfunktion G1 zwischen dem Steuersignal C1 und den Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2 in den zweiten Abschnitt B-B, imstande ist, ein äquivalentes Signal CE zu bestimmen. Dieses Signal ist so beschaffen, daß bei seiner Aufschaltung auf den Steuereingang 41 mindestens annähernd die gleichen Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2 in dem zweiten Abschnitt B-B erzeugt wie diejenigen, die in dem dritten Berechnungsglied 83 berechnet wurden, und ein Steuersignal C1 erzeugt, welches dem äquivalenten Signal mit umgekehrter Polarität entspricht und dem Steuereingang 41 des Starkstromnetzes zugeführt wird. In dem Falle, daß bei der Berechnung der Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2 die dritte Komponentengruppe 103 durch eine gedachte lineare Last oder durch einen offenen Kreis ersetzt wird, wird auch das äquivalente Signal CE mit Hilfe des entsprechenden Modells der dritten Komponentengruppe berechnet.
Durch das beschriebene Verfahren werden also die Komponenten der Ströme und/oder Spannungen X2, die in dem zweiten Abschnitt B-B auftreten und als Störungen betrachtet werden, durch Zuführung eines Steuersignals zu dem aktiven Filter reduziert oder eliminiert, wobei auch die Störungen, die von der Störungsquelle erzeugt werden und auf den Ausgangsleitungen des Starkstromnetzes auftreten, reduziert oder eliminiert werden.
Es versteht sich, daß die in Figur 1 gezeigten Eingangs- und Ausgangsleitungen und Steuereingänge nur Beispiele sind und im allgemeinen Fall ihre Anzahl von der dargestellten Anzahl abweichen kann. Die in dem zweiten und vierten Berechnungsglied 82, 84 enthaltenen Parameter können als veränderliche Werte vorgesehen werden, die beispielsweise veränderlichen Impedanzwerten für die Schaltungselemente 5 entsprechen, die in den Komponentengruppen enthalten sind. Dies ist in Figur 2A durch eine gestrichelte Linie von dem ersten Berechnungsglied 81 zu dem zweiten und vierten Berechnungsglied dargestellt.
Die in Figur 2 gezeigten zweipoligen Modelle bestehen im allgemeinen Fall, wenn mehr als zwei Zustandsvariable gemessen werden, aus multipolaren Modellen. Für den Fall, daß das Steuerglied so angepaßt ist, daß es über das aktive Filter alle Frequenzkomponenten der Störungsströme und/oder Störungsspannungen, die in dem zweiten Abschnitt B-B auftreten, reduziert oder beseitigt, kann das dritte Berechnungsglied 83 weggelassen werden und die Störungsströme und/oder Störungsspannungen X2, die von dem zweiten Berechnungsglied 83 berechnet wurden und in dem zweiten Abschnitt B-B ohne Mitwirkung des aktiven Filters auftreten und durch die Störungsquelle erzeugt wurden, können dem vierten Berechnungsglied 84 zugeführt werden.
Figur 3 zeigt einen Stromrichter 6 in 12-pulsiger Schaltung in einer Hochspannungs-Gleichstromübertragungsanlage, wobei der Stromrichter in bekannter Weise über einen Transformator 9 an ein dreiphasiges Wechselstromnetz 2 (in der Figur nur angedeutet) angeschlossen ist. Ein harmonisches Filter 53 ist an das Wechselstromnetz angeschlossen, und dieses Filter enthält auch Kondensatorbänke zur Erzeugung von Blindleistung. Der neutrale Anschluß 61 des Wandlers ist an eine Elektrodenleitung 52 angeschlossen und der Polanschluß 62 ist an eine Seite eines Glättungsreaktors 54 angeschlossen, dessen andere Seite an die Polleitung 51 angeschlossen ist. Eine Steuereinheit 10, die in bekannter Weise aufgebaut ist, versorgt den Stromrichter mit Impulsen FC, welche die Zündung der im Stromrichter enthaltenen Ventile steuern, und welche Steuereinheit 10 auch Synchronisierungsimpulse S erzeugt, die in zeitlicher Beziehung zu den Impulsen FC stehen. Die Phasenspannungen des Wechselstromnetzes sind mit Uac1, Uac2, Uac3 bezeichnet, und die Spannung am Stromrichter ist mit Udc bezeichnet. Von dem Polanschluß des Stromrichters fließt der Gleichstrom I1, und in die Polleitung fließt der Polleitungsstrom I2. Ein passives Filter 55 ist mit einem seiner Anschlüsse an die Polleitung 51 in einem ersten Anschlußpunkt 111 angeschlossen, der aus Sicht des Stromrichters hinter dem Glättungsreaktor auf der Polleitung liegt, und mit seinem anderen Anschluß ist das Filter an einen Anschluß eines aktiven Filters angeschlossen, welches einen steuerbaren Spannungsgenerator 42 enthält. Der andere Anschluß des aktiven Filters ist in einem zweiten Anschlußpunkt 112 an die Elektrodenleitung angeschlossen. Durch die Reihenschaltung aus dem passiven und aktiven Filter fließt der Filterstrom I3. Das passive Filter kann abgestimmt sein und/oder als Hochpaßfilter ausgebildet sein. Die Spannungen Uac der drei Phasen des Wechselspannungsnetzes werden in an sich bekannter Weise durch ein Spannungsmeßglied 12 gemessen, welches Spannungstransformatoren und Analog-Digitalwandler enthält, und der Gleichstrom I1 wird durch ein erstes Strommeßglied 13 gemessen. Das anhand von Figur 1 beschriebene Starkstromnetz 1 wird in Figur 3 repräsentiert durch das Wechselstromnetz 2, das harmonische Filter 53, die Transformatoren 9, den Stromrichter 6, den Glättungsreaktor 54, das passive Filter 55, das aktive Filter 4, die Polleitung 51, die Elektrodenleitung 52 und eine (in der Figur nicht gezeigte) Last, die an die Polleitung 51 angeschlossen ist. Die anhand von Figur 1 beschriebenen Trennlinien A-A und B-B liegen in Figur 3 so, daß der erste Abschnitt A-A die Verbindung zwischen den Polanschlüssen des Stromrichters und dem Glättungsreaktor 54 und der Elektrodenleitung 52 zwischen dem Stromrichter und dem zweiten Anschlußpunkt 112 schneidet. Die zweite Trennlinie B-B verläuft so, daß sie die Polleitung 51 und die Elektrodenleitung 52 aus Sicht vom Stromrichter hinter dem passiven Filter 55 und dem aktiven Filter schneidet, aber vor der (nicht dargestellten) Last, die an die Polleitung angeschlossen ist. Die gemessene erste Zustandsvariable Y1i besteht aus den Phasenspannungen Uac1, Uac2, Uac3 des Wechselstromnetzes, dem Gleichstrom I1 des Wandlers und den von dem Steuerqlied 10 erzeugten Synchronisierungsimpulsen.
Das Steuerglied 8, dessen Aufbau anhand von Figur genauer erläutert werden wird, erzeugt in Abhängigkeit der Spannungen Uac1, Uac2, Uac3 des Wechselstromnetzes, des Gleichstromes I1 und der Synchronisierungsimpulse S ein Steuersignal C1, welches dem Spannungsgenerator 42 über den Steuereingang 41 zugeführt wird.
Das erste Meßglied 81 wird mit Einzelmeßwerten der drei Phasenspannungen Uac1, Uac2, Uac3 der Wechselspannung und mit den Synchronisierungsimpulsen S versorgt, die mit den Zündimpulsen an die Thyristoren des Stromrichters synchronisiert sind. Das erste Berechnungsglied ist so beschaffen, daß es in Abhängigkeit der Synchronisierungsimpulse S in einer an sich bekannten Weise aus einer Tabelle die Phasenspannung oder Phasenspannungen der Wechseispannung auszuwählen vermag, die in Abhängigkeit des Kommutierungszustandes des Stromrichters zu der Gleichstromseite des Stromrichters durchgeschaltet ist/sind, und daraus eine erste Modellspannung Uf derart zu bilden vermag, daß diese Spannung während der Kommutierungszeit die Differenz zwischen den Phasenspannungen für die gerade an der Kommutierung beteiligten Phasen abbildet und zwischen den Kommutierunszeiten die Phasenspannung der Phase abbildet, welche auf die Gleichstromseite des Stromrichters durchgeschaltet ist. Ferner vermag das erste Berechnungsglied eine zweite Modellspannung Ue zu bilden, die der Überspannung entspricht, die am Ende der Kommutierungszeit als Folge der Wiedererholungsladung des durch die Kommutierung abgeschalteten Thyristors auftritt. Die zweite Modellspannung Ue hat eine Sägezahnform, und ihre Größe wird bestimmt in Abhängigkeit des Spannungssprungs am Ende der Kommutierung, und sie ist vorzugsweise zwecks Erreichung größter Genauigkeit anhand der installierten Anlage geeichet.
In einem in dem zweiten Berechnungsglied 82 vorhandenen Modell, welches die im Kommutierungskreis enthaltenen Impedanzen repräsentiert, wird ein Kommutierungsstrom Ik berechnet in Abhängigkeit der ersten Modellspannung Uf zur Berechnung der Kommutierungszeit. Als Ausgangswert für den Strom Ik in dem Modell wird ein Wert für den Gleichstrom I1, der von dem ersten Strommeßglied 13 gemessen und dem zweiten Berechnungsglied 82 zugeführt wird, vorgegeben, und wenn der im Modell berechnete Strom Ik auf den Wert Null gefallen ist, ist die Kommutierung beendet. Das zweite Berechnungsglied 82 enthält ferner ein Modell des Stromrichters zur Berechnung des Gleichstromes I1 ohne Mitwirkung des aktiven Filters 4.
Dieses letztgenannte Modell wird sowohl der ersten Modellspannung Uf zugeführt als auch, wenn die Kommutierung gemäß der zuvor beschriebenen Berechnung beendet ist, der zweiten Modellspannung Ue. Der Zeitpunkt der Beendigung der Kommutierung wird in Figure durch ein Signal S10 von dem zweiten zu dem ersten Berechnungsglied kenntlich gemacht.
Wenn nun die an die Polleitung angeschlossene und in der Figur nicht gezeigte Last durch einen offenen Kreis am zweiten Abschnitt B-B ersetzt wird, fließt der den berechneten Wert I1' repräsentierende Strom I1 durch die Reihenschaltung aus dem passiven Filter 55 und dem aktiven Filter 4. Wenn man annimmt, daß die Gesamtimpedanz der Filter ZF ist, tritt eine Spannung US=ZF I1 an dem zweiten Abschnitt B-B auf, und man erkennt, daß in diesem Falle die Spannung US die gleichen Störungsfrequenzen enthält wie der Strom I1. Das Filtern, welches in dem dritten Berechnungsglied 83 stattfindet, kann daher auch an einer berechneten Spannung US'=ZF I1' stattfinden.
Das dritte Berechnungsglied 83 ist imstande, aus dem Wert I1' des in dem zweiten Berechnungsglied berechneten Gleichstromes die Gleichstromkomponente zu eliminieren und, um eine Reduzierung dieser Wellen über das Steuerglied mit einer folgenden hohen Last am aktiven Filter zu verhindern, sowohl die Komponenten I1h der Grundwelle des Wechselstromnetzes als auch der zweiten und dritten Oberwelle des Wechselstromnetzes zu eliminieren. In diesem Falle enthält das dritte Berechnungsglied einen bekannten Wert der gesamten Filterimpedanz ZF, und die oben genannte Filterung wird an einer berechneten Spannung US'=ZF I1' vorgenommen. Von dem dritten Berechnungsglied erhält man somit einen berechneten Wert US", der einem berechneten Strom I1" entspricht, wobei die Gleichstromkomponente und die oben genannten Oberwellen I1h eliminiert oder zumindest reduziert sind. Man erkennt, daß dann, wenn der im aktiven Filter 4 enthaltene steuerbare Spannungsgenerator 42 dazu gebracht wird, eine Filterspannung UF mit umgekehrter Polarität zu der Spannung US" zu erzeugen, die dem berechneten Wert I1" entsprechenden Störungen in dem zweiten Abschnitt B-B, das heißt auf der Polleitung, beseitigt werden.
Das Steuersignal C1 wird dem Spannungsgenerator 42 zugeführt, der so in den Kreis, bestehend aus den zwischen der Polleitung 51 und den Elektrodenleitung 52 in Reihe geschalteten aktiven Filter und passiven Filter 55, eine Filterspannung UF einführt, die entgegengesetzte Polarität zu der Spannung hat, die von denjenigen Komponenten des Gleichstromes I1 in dem genannten Kreis erzeugt werden, welche den in dem berechneten Wert I1" enthaltenen Komponenten entsprechen. Der Spannungsgenerator erzeugt dabei einen Filterstrom I3, der an dem Anschlußpunkt 111 zwischen der Polleitung 51 und der oben genannten Reihenschaltung dem Gleichstrom I1 in solcher Weise zugeführt wird, daß, für die verarbeiteten Störungsfrequenzen, die Summe in diesem Anschlußpunkt Null oder annähernd Null wird. Auf diese Weise werden die oben genannten Störungsfrequenzen im Polleitungsstrom I2 ebenfalls Null oder annähernd Null.
Figure 5 zeigt auf der horizontalen Achse die Zeit t und auf der vertikalen Achse schematisch, wie die erste Modellspannung Uf aus den Phasenspannungen Uac1, Uac2, Uac3 des Wech selspannungsnetzes gebildet wird. Ferner zeigt die vertikale Achse die Änderungen der zweiten Modellspannung Ue in zeitlicher Beziehung zu der ersten Modellspannung Uf. Die horizontale Achse zeigt auch eine Folge von Synchronisierungsimpulsen S, die simultan mit den Zündimpulsen erscheinen, welche die Kommutierungsintervalle einleiten, sowie das Signal S10, welches die Zeitpunkte für die Beendigung der Kommutierung repräsentiert. Der Störungsgehalt der Modellspannungen verläuft im wesentlichen zyklisch mit der Zykluszeit T. Damit die Figur deutlicher ist, sind die Bedingungen für eine sechspulsige Schaltung gezeigt. Die entsprechenden Spannungen für eine zwölfpulsige Schaltung bestehen aus der Summe der Spannungen von zwei sechspulsigen Gruppen.
Figur 6 zeigt das Modell, welches im zweiten Berechnungsglied 82 vorhanden ist zur Berechnung des Kommutierungsstromes Ik während eines Kommutierungsintervalls, das von den Phasenspannungen Uac1 und Uac3 bestimmt wird. Diese werden in dem Modell durch zwei Spannungsgeneratoren 621, 622 dargestellt, deren Summenspannung Uf zu der gezeigten Zeit aus der Differenz zwischen den Phasenspannungen Uac1 und Uac3 besteht, wogegen die Impedanzen im kurzgeschlossenen Kommutierungskreis durch einen Reaktor 14 repräsentiert werden. Die Diode 15 mit dem Kondensator und dem Widerstand 17 repräsentieren die Thyristoren des Stromrichters mit einer Überspannungsschutzschaltung in Form eines RC-Gliedes, während der Reaktor den Glättungsreaktor 54 repräsentiert.
Figur 7 zeigt das ebenfalls im zweiten Berechnungsglied 82 enthaltene Modell zur Berechnung des Stromes I1', der den Gleichstrom I1 repräsentiert. Die erste und zweite Modellspannung Uf beziehungsweise Ue werden durch die Spannungsgeneratoren 623, 624 repräsentiert. Der Reaktor 19 repräsentiert die Induktivität der angeschlossenen Phasen, der Kondensator 20 und der Widerstand 21 repräsentieren die Überspannungsschutzschaltung der Thyristoren in Gestalt eines RC-Gliedes, während der Reaktor 22 den Glättungsreaktor 54 repräsentiert, durch den der Gleichstrom I1 fließt. Der Kondensator 23 und der Widerstand 24 bilden eine Glättungsschaltung, an der ein Maß für die Gleichspannungskomponente der Spannung Udc des Stromrichters gewonnen wird.
Die in den Figuren 6 und 7 gezeigten Modelle können vorteilhafterweise durch einen Mikroprozessor zur Durchführung der genannten Berechnung verwirklicht werden. Im Verlauf der Berechnung werden den Impedanzelementen variierende Werte gegeben entsprechend den herrschenden Konfigurationen und Stromgrößen in den von den Modellen repräsentierten Schaltungen.
Ein Ausführungsbeispiel eines Spannungsgenerators 42 zeigt Figur 12 als Blockschaltbild. Ein Speisetransformator 421, der an ein Dreiphasen-Wechselstromnetz 98 mit verketteten Spannungen von 380 V angeschlossen ist, speist über einen Diodengleichrichter 422 ein Speisefilter 423, das ein Kondensatorelemente enthält, wobei an der Ausgangsseite des Speisefilters eine Gleichspannung UFDC von 300 V verfügbar ist. Eine Anzahl von parallel geschalteten MOSFET-Verstärkern, die in einer an sich bekannten Weise angeordnet sind, enthält einen Leistungsverstärker 424, der in der Lage ist, in Abhängigkeit des Steuersignals C1 durch Pulsbreitenmodulation in an sich bekannter Weise über die Primärwicklung eines einphasigen Kopplungstransformators 425 aus der Gleichspannung UFDC eine Spannung zu erzeugen, die dem Steuersignal C1 entspricht. Über die Sekundärwicklung des Kopplungstransformators 425, welche Sekundärwicklung zwischen dem passiven Filter 55 und der Elektrodenleitung 52 geschaltet ist, erhält man die Filterspannung UF. Die Gleichspannung Udc des Stromrichters hat eine Nennwert von 285 kV, und die Frequenz des Wechselstromnetzes 2 beträgt 50 Hz. Das passive Filter 55 ist auf 600 Hz und 1200 Hz abgestimmt, und der Leistungsverstärker 424 ist so dimensioniert, daß er etwa einen Stromeffektivwert von 275 A (rms) bei etwa 260 V liefert. Mit Hilfe einer internen Stromrückkopplung kann der Leistungsverstärker auch in die Lage versetzt werden, einen Strom I3 zu erzeugen, der dem Steuersignal in der Schaltung entspricht, die von der Reihenschaltung aus aktivem Filter 4 und passivem Filter 55 zwischen der Polleitung 51 und der Elektrodenleitung 52 gebildet wird. Zwei antiparallel geschaltete Thyristoren (in der Zeichnung nicht gezeigt), die parallel zu der Sekundärwicklung des Kopplungstransformators 425 geschaltet sind, ermöglichen es, in Abhängigkeit einer Überspannung und/oder eines Überstromes in dem aktiven Filter, die/der in an sich bekannter Weise gemessen wird/werden, die Sekundärwicklung des Kopplungstransformators 425 zu umgehen.
Figur 8 zeigt eine HGÜ-Anlage ähnlich der in Figur 3 gezeigten, jedoch wird in diesem Falle auf der Polleitung 51 auch der durch die Polleitung 51 fließende Strom mittels eines zweiten Strommeßgliedes 25 gemessen. Das zweite Strommeßglied 25 basiert auf einer Strommessung mit Hilfe einer Rogowski-Spule, so daß ihr Ausgangssignal nur die Wechselstromkomponenten des durch die Polleitung fließenden Stromes enthält. Diese Wechselsstromkomponenten bilden einen Strom, der im folgenden mit 12 bezeichnet wird. Der gemessene Wert des Stromes 12 wird dem Steuer- beziehungsweise Regelglied 8 zugeführt für eine Rückkopplungsregelung des aktiven Filters. Das Steuerglied hat dabei einen Aufbau gemäß Figur 9 und enthält zusätzlich zu den oben beschriebenen Berechnungsgliedern 81, 82, 83 und 8einen Regler 85 periodischer Art, dessen Ausgangssignal C1" in dem vierten Berechnungsglied 84 nach eventuell notwendiger Signalanpassung zu dem Ausgangssignal addiert wird, welches in Abhängigkeit des äquivalenten Signals CE erzeugt wird. Das vierte Berechnungsglied 84 enthält daher konventionelle Signalanpassungsglieder, um die oben genannte Summierung zu bewirken, dessen Ergebnis dem Steuereingang 41 zugeführt wird.
Ein Ausführungsbeispiel eines Reglers 85, der durch einen (in der Figur nicht gezeigten) Computer verwirklicht wird, ist in Figur 10 als Blockschaltbild dargestellt. Das Synchronisierungssignal S wird einem Synchronisierungsglied 88 zugeführt, welches die Zeitdifferenz T zwischen zwei aufeinander folgenden Synchronisierungsimpulsen S zu messen vermag und aus der Folge dieser Zeitdifferenzen T durch Tiefpaßfilterung einen egalisierten Periodenzeitwert T' zu bilden vermag, der der Periode der Wiederholungen der Störungsquelle entspricht, die in diesem Falle der Stromrichter ist. Ferner ist das Synchronisierungsglied imstande, den Periodenzeitwert T' zu teilen, so egalisiert durch eine vorbestimmte Pulszahl N, welche gleich der Anzahl von Einzelmeßwerten während der egalisierten Periode T' ist, mit der der periodische Regler arbeitet, und eine Folge von Steuerimpulsen S' einer Frequenz derart zu erzeugen, daß N Steuerimpulse während der egalisierten Periodendauer T' erzeugt werden. Die Steuerimpulse S' werden einem Steuerglied 89 zugeführt, welches die Frequenz der Berechnungen des oben genannten Computers steuert. Im folgenden wird unterstellt, daß in diesem Ausführungsbeispiel sämtliche Signalverarbeitungen in dem Regler 85 gesampelt (einzelwertmäßig) und durch die Steuerimpulse S' gesteuert erfolgen. Ein Signalwandlerglied 90 empfängt einen Wert des Polleitungsstromes 12 und liefert mit jedem der Steuerimpulse S' einem Sollwertglied 91 einen Einzelwert (gesampelter Wert) 12n der Wechselstromkomponenten des Polleitungsstromes. Das Sollwertglied 91 empfängt auch einen Sollwert IRs für die Wechselstromkomponenten des Polleitungsstromes und bildet eine Regelabweichung DU aus der Ditferenz zwischen dem Sollwert IRs und dem Einzelmeßwert I2n der Wechselstromkomponenten des Polleitungsstromes. Der Sollwert IRs erhält normalerweise den Wert Null. Die Regelabweichung DU wird einem ersten Summierungsglied 92 zugeführt und wird dort mit einem Korrekturwert DUC summiert, der weiter unten beschrieben wird. Das Ausgangssignal DUS des Summierungsgliedes 92 wird einem ersten Filterglied 93 zugeführt, dessen Übertragungsfunktion F1 den inversen Verlauf der Übertragungsfunktion F1' des Signals C1" zu der Regelabweichung DU simuliert, wodurch eine Linearisierung des Rückkopplungssystems erreicht wird, welches den Regler 85 und eine Übertragungsfunktion zwischen dem Ausgangssignal C1" des Reglers und dem Wert 12 der Wechselstromkomponenten des Polleitungsstromes enthält. Unter Linearisierung wird in diesem Zusammenhang verstanden, daß die Amplitude der Übertragungsfunktion für das genannte Rückkopplungssystem in einem Frequenzbereich im wesentlichen konstant ist, in welchem der Regler 85 arbeitet, und daß die Verzögerung der Übertragungsfunktion für das genannte Rückkopplungssystem so beschaffen ist, daß die Regelabweichung DU eine Korrektur für das Ausgangssignal des Reglers erzeugt, die um die egalisierte Periodendauer T' verzögert ist, reduziert um die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Steuerimpulsen S'. Die Reduzierung um die Zeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Steuerimpulse S' ist bedingt durch die Tatsache, daß in diesem Falle angenommen wird, daß das System in einem Einzelwertmodus (sampled mode) arbeitet und die hierdurch verursachte Verzögerung berücksichtigt. Das Ausgangssignal DUS' des ersten Filtergliedes 93 wird einem Proportionalregler 94 und einem Integralregler 95 zugeführt.
Der Proportionalregler enthält ein erstes Einstellglied 941 zur Einstellung der Verstärkung des Reglers, ein erstes Speicherglied 942, welches eine Anzahl von Speicherzellen (in der Figur nicht gezeigt) enthält, deren Inhalt, der als eine gespeicherte erste Folge SC11 von Werten C11n zur Bildung eines Ausgangssignals S13 des ersten Speichergliedes betrachtet werden kann, zyklisch mit einer Frequenz ausgelesen wird, die durch die Steuerimpulse S' bestimmt wird. Der Proportionalregler enthält ein zweites Filterglied 943, dessen Übertragungsfunktion so beschaffen ist, daß sie eine Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschiebung bewirkt, sowie ein drittes Filterglied 944 zur Reduzierung oder Beseitigung bestimmter Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal des Reglers. Alle erwähnten Glieder sind in Kaskade geschaltet in der Reihenfolge, in welcher sie numeriert sind. Mit der Ausnahme, daß das zweite Filterglied 943 in dem gezeigten Ausführungsbeispiel in Kaskade mit dem ersten Speicherglied 942 geschaltet werden muß, ist jedoch die Reihenfolge zwischen den erwähnten Gliedern und Geräten beliebig.
Der Integralregler enthält eine zweites Einstellglied 951 zur Einstellung der Verstärkung des Reglers, ein zweites Speicherglied 952 mit einer Anzahl von (in der Figur nicht gezeigten) Speicherzellen, deren Inhalt, der als eine gespeicherte Folge SC12 von Werten C12n zur Bildung eines Ausgangssignals S16 des zweiten Speichergliedes betrachtet werden kann, zyklisch mit einer Frequenz ausgelesen wird, die durch die Steuerimpulse S' bestimmt wird, ein drittes Filter 953, dessen Übertragungsfunktion imstande ist, eine Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschiebung zu bewirken, ein drittes Einstellglied 954 zur Einstellung des Integrationsgrades des Reglers, ein drittes Speicherglied 955 mit einer Anzahl von (in der Figur nicht gezeigten) Speicherzellen, deren Inhalt, der als eine dritte gespeicherte Folge SC13 von Werten C13n zur Bildung eines Ausgangssignals S19 des dritten Speichergliedes betrachtet werden kann, zyklisch mit einer Frequenz ausgelesen wird, die durch die Steuerimpulse S' bestimmt wird, ein viertes Filterglied 956, dessen Übertragungsfunktion eine Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschieben bewirkt, ein zweites Summierungsglied 957 zur Summierung der Ausgangssignale des dritten und vierten Filtergliedes 953 und 956, sowie ein fünftes Filterglied 958 zur Reduzierung oder Eliminierung bestimmter Frequenzkomponenten in dem Ausgangssignal des Reglers. Das zweite Einstellglied 951, das zweite Speicherglied 952 und das dritte Filterglied 953 und das dritte Einstellglied 954, das dritte Speicherglied 955 beziehungsweise das vierte Filterglied 956, sind kaskadengeschaltet in der Reihenfolge, in welcher sie numeriert sind. In dem gezeigten Ausführungsbeispiel können jedoch das zweite Einstellglied 951 und das dritte Einstellglied 954 alternativ an die Ausgänge des dritten Filtergliedes 953 beziehungsweise vierten Filtergliedes 956 angeschlossen werden.
Sämtliche Speicherglieder 942, 952, 955 sind so beschaffen, daß die in ihnen gespeicherten Folgen SC11, SC12, SC13 und Werte C11n, C12n, C13n mit den ihnen zugeführten Signalen zyklisch aufdatiert werden, mit der Frequenz, die durch die Steuerimpulse S' vorgegeben ist. Wenn das erste Speicherglied 942 q1 Speicherzellen enthält und eine Verstärkung P in dem ersten Einstellglied eingestellt ist, dann gilt für das Ausgangssignal S13(t) des ersten Speichergliedes zur Zeit t, wobei die Zeit t in Anzahl von Steuerimpulsen gerechnet wird, S13(t) = P DUS'(t-q1). In gleicher Weise gilt, wenn das zweite Speicherglied 952 q2 Speicherzellen enthält und eine Verstärkung P1 am zweiten Einstellglied eingestellt ist, für das Ausgangssignal S16(t) des zweiten Speichergliedes zur Zeit t S16(t) = PI DUS'(t-q2), und wenn das dritte Speicherglied 955 q3 Speicherzellen enthält und eine Verstärkung D im dritten Einstellglied eingestellt ist, gilt für das Ausgangsignal S19(t) des dritten Speichergliedes zur Zeit t S19(t) = D S22(t-q3), wobei S22 das dem dritten Speicherglied zugeführte Eingangssignal ist. Die Ausgangssignale CP beziehungsweise CI des zweiten Filtergliedes 943 und des fünften Eiltergliedes 958 bilden die Ausgangssignale des Proportionalreglers beziehungsweise des Integralreglers, welche Ausgangssignale in einem dritten Summierungsglied 96 zu dem Ausgangssignal C1" des Reglers 85 summiert werden, welches aus einer vierten Folge SC14 aus Werten C14n besteht.
Das Ausgangssignal C1" des Reglers 85 wird auch einem Niveausteuerglied 97 zugeführt, welches den oben genannten Korrekturwert DUC bildet, der in dem ersten Summierungsglied 92 zu der Regelabweichung DU addiert wird. In dem Falle, daß das aktive Filter nur wechselstrommäßig an das Starkstromnetz 1 angeschlossen ist, bewirkt ein konstantes Ausgangssignal C1" des Reglers 85 keine entsprechende Änderung des rückgekoppelten tatsächlichen Wertes - in diesem Falle - der Wechselstromkomponenten des Polleitungsstromes 12. Wenn zum Beispiel infolge eines Eichfehlers, die Regelabweichung DU einen konstanten Wert enthält, wird das Ausgangssignal C1" des Reglers infolge seiner Integrationswirkung kontinuierlich größer werden. Um diesem Anwachsen des Ausgangssignals C1" entgegenzuwirken, bildet das Niveausteuerglied 97 während der Periode T' die akkumulierte Summe aus dem Ausgangssignal C1" des Reglers und erzeugt am Ende jeder Periode in Abhängigkeit dieser Summe die Korrekturgröße DUC.
Figur 11A zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer ersten Filteranordnung 93. Die Filteranordnung ist aufgebaut aus einer wählbaren Anzahl von parallelen Zweigen, von denen jeder in Kaskadenschaltung ein Kompensationsfilter 931 und Verzögerungsfilter 9enthält.
Alle Zweige werden mit dem Ausgangssignal DUS von dem ersten Summierungsglied 92 versorgt, und die Ausgangssignale S11 der betreffenden Zweige werden in einem vierten Summierungsglied 933 summiert, dessen Ausgangssignal DUS' dem Proportionalregler 94 und dem Integralregler 95 zugeführt wird.
Die Kompensationsfilter 931 sind in einer an sich bekannten Weise angeordnet, wobei jedes eine Übertragungsfunktion vom Typ S11(t) = ΣAi S11(t-i) + ΣBi DUS(t-i+1) hat, wobei S11(t) und DUS(t) die betreffenden Signalwerte zur Zeit t sind.
Ein Ausführungsbeispiel eines Verzögerungsfilters 932 zeigt Figur 11B. Das Verzögerungsfilter enthält k kaskadengeschaltete Gruppen, wobei k ein beliebige Zahl ist. Jede Gruppe besteht aus einem ersten Koeffizientenglied 9321, welches das zugeführte Signal mit einem eingestellten Koeffizienten multipliziert, aus einem Verzögerungsglied 9322 mit einer Verzögerung, die der Zeit zwischen den Steuerimpulsen S' entspricht, sowie aus einem Summierungsglied 9323. Das Ausgangssignal S11' des Kompensationsfilters 931 wird allen ersten Koeffizientengliedern 9321 zugeführt, während jedem der Summierungsglieder 9323 die Ausgangssignale von den betreffenden ersten Koeffizientengliedern 9321 und den Verzögerungsgliedern 9322 in der Gruppe zugeführt-werden. Das Ausgangssignal des betreffenden Summierungsgliedes wird dem Verzögerungsglied in der unmittelbar folgenden Gruppe der Kaskadenschaltung zugeführt, wobei das letzte Summierungsglied das oben genannte Signal S11 bildet. Außerdem wird das Verzögerungsglied, welches zuerst in der Kaskadenverbindung liegt, mit dem Ausgangssignal S11' des Kompensationsfilters 931 über ein zweites Koeffizientenglied 9324 versorgt. Alle Koeffizientenglieder haben Koeffizientenwerte, die eingestellt werden können, und wenn beispielsweise allen ersten Koeffizientengliedern der Koeffizientenwert Null gegeben wird, während der Koeffizientenwert für das zweite Koeffizientenglied von Null verschieden ist, erhält man eine reine Zeitverzögerung, die k Zeitabständen zwischen Steuerimpulsen S' entspricht. Im allgemeinen Fall zeigt das Starkstromnetz Zeitverzögerungen, die auch frequenzabhängig sein können, und zwar insbesondere, wenn es lange Leitungen enthält, auch Zeitverzögerungen mit Nicht-Minimum-Phasencharakter. Durch geeignete Wahl von Koeffizientenwerten ist es möglich, mit dem gezeigten Ausführungsbeispiel eines Verzögerungsfilters das Filter an die Eigenschaften des Starkstromnetzes anzupassen durch Sicherstellung, daß der Verzögerungseffekt im Starkstromnetz zusammen mit der gesamten Verzögerung des Reglers 85 dem egalisierten Periodenzeitwert T' entspricht, der die Periode der sich periodisch verhaltenden Störquelle repräsentiert. Hier besteht das Prinzip darin, daß die erste Filteranordnung 93 durch Wahl die Anzahl k von kaskadengeschalteten Gruppen, die im Verzögerungsfilter 932 angeordnet sind, imstande ist, eine gesamte Zeitverzögerung zu ermöglichen, die mindestens der im Starkstromnetz erwarteten Verzögerung entspricht, und daß die gesamte Verzögerung des Reglers 85 dem egalisierten Periodenzeitwert T' angepaßt ist, der die Periode der sich periodisch verhaltenden Störquelle repräsentiert.
Zur Einstellung der Koeffizientenwerte in den Verzögerungsfiltern und der Koeffizienten Ai und Bi in den Kompensationsfiltern ist es vorteilhaft, das aktive Filter über den Steuereingang 41 mit einem Störpegelsignal C1NN oder einem harmonischen Signal C1NH zu versorgen, welches ein Spektrum sinusförmiger Signale enthält, und mittels eines Frequenz- Analysators als Funktion der Frequenz die Amplitude und Phasenverschiebung der Übertragungsfunktion F1' von dem Signal C1" zu der Regelabweichung DU zu analysieren. Danach kann mit Hilfe eines Standardfilterelementes ein Filter mit den gleichen Eigenschaften wie die Übertragungsfunktion F1' synthetisiert werden und zu einer Übertragungsfunktion F1 invertiert werden. Die Einstellung der ersten Filteranordnung 93 kann danach durch direkten Vergleich mit der Übertragungsfunktion F1 erfolgen.
Figur 11C zeigt in Form eines Blockschaltbildes ein Ausführungsbeispiel einer zweiten Filteranordnung 943, deren Übertragungsfunktion so beschaffen ist, daß sie eine Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschiebung bewirkt, was im Hinblick auf die Stabilität der Rückkopplungsregelung wesentlich ist. Schematisch dargestellt als eine Anzahl von kaskadengestalteten Verzögerungselementen 9421, 9422, 9423, von denen jedes eine Verzögerung hat, die der Zeit zwischen zwei Steuerimpulsen S' entspricht, zeigt die Figur eine erste Folge SC11 von Werten C11n, die in einem ersten Speicherglied 942 gespeichert sind und die zyklisch ausgelesen werden mit einer Frequenz, die durch die Steuerimpulse S' vorgegeben ist, um ein Ausgangssignal S13 dieses Speichergliedes zu bilden. Die zweite Filteranordnung 943 erfaßt zu der Zeit t sowohl den Wert C11n1 der Folge SC11, der dem Ausgangssignal S13(t) entspricht, und diejenigen Werte C11n2, C11n3 der Folge SC11, die den Ausgangssignalen S13(t-1) beziehungsweise S13(t-2) entsprechen. Die zweite Filteranordnung 943 enthält zwei kaskadengeschaltete Verzögerungselemente 9431, 9432, von denen jedes eine Verzögerung hat, die der Zeit zwischen zwei Steuerimpulsen S' entspricht, wobei das an erster Stelle in der Kaskade liegende Verzögerungsglied mit dem Ausgangssignal S13(t) gespeist wird und an deren Ausgängen die Ausgangssignale S13(t+1) beziehungsweise S13(t+2) gewonnen werden, eine erste Gruppe von einstellbaren Koeffizientengliedern 9432, die mit den Ausgangssignalen S13(t), S13(t-1) beziehungsweise S13(t-2) des ersten Speichergliedes gespeist werden, eine zweite Gruppe von einstellbaren Koeffizientengliedern 9433, die mit den Signalen S13(t+1) beziehungsweise S13(t+2) gespeist werden, die an den Ausgängen der Verzögerungselemente 9431, 9432 gebildet werden, sowie ein Summierungsglied 9434, welches die Ausgangssignale von der ersten und zweiten Gruppe von Koeffizientengliedern summiert und an seinem Ausgang ein Signal S14 bildet. Wenn der Koeffizient für das Signal S13(t) mit B0 bezeichnet wird, die Koeffizienten für die Signale S13(t-1) und S13(t+1) mit B1 bezeichnet werden und die Koeffizienten für die Signale S13(t-2) und S13(t+2) mit B2 bezeichent werden, wird das Signal S14(t) gleich
B0 S13(t) + B1 (S13(t-1) + S13(t+1)) + B2 (S13(t-2) + S13(t+2)). Wenn B1 kleiner als B0 ist und B2 kleiner als B1 ist, erkennt man, daß durch die symmetrische Zusammengewichtung der Werte C11n der Folge SC11 eine Amplitudendämpfung ohne eine Phasenverschiebung des Hochfrequenzgehaltes im Ausgangssignal S13(t) gewonnen wird, indem Werte in diesem Ausgangssignal mit einer gleichen Zeitverzögerung und Zeitvoreilung relativ zur Zeit t zusammengewichtet werden mit den gleichen Koeffizientenwerten, die fortlaufend kleiner werden mit größer werdender zeitlicher Verzögerung beziehungsweise zeitlicher Voreilung. Die zweite Filteranordnung 943 kann generell so beschaffen sein, daß sie zusätzlich verzögerte Werte des Ausgangssignals erfaßt, wobei es auch eine entsprechende Anzahl weiterer Verzögerungselemente und Koeffizientenglieder, zusätzlich zu den in der Figur gezeigten, also 9431, 9432, beziehungsweise 9432, 9433, enthalten kann. Wenn die Anzahl der Verzögerungselemente in der zweiten Filteranordnung mit p bezeichnet wird, kann das Ausgangssignal S14 der Filteranordnung generell beschrieben werden als
S14(t) = B0 S13(t) + Σ(Bp (S13(t-p) + S13(t+p)),
wobei Bp der Koeffizientenwert für die Signale S13(t-p) beziehungsweise S13(t+p) ist. Zur Gewinnung der gewünschten Filterfunktion mit Tiefpaßfilterung mit dem Verstärkungsfaktor 1, dann für die Summe BS = B0 + Bp, wird die Bedingung BS = 1 erfüllt und die Werte der Koeffizienten Bp werden fortlaufend kleiner mit einem zunehmenden Wert der Zahl p.
Die dritte Filteranordnung 953 und die vierte Filteranordnung 956, angeordnet in dem Integralregler 95, verarbeiten die entsprechenden Ausgangssignale S16 und S19 des zweiten und dritten Speichergliedes 952 und 956 in einer Weise, die der entspricht, die für die zweite Filteranordnung 943 beschrieben wurde.
Durch unsymmetrische Anordnung der zweiten Filteranordnung hinsichtlich der gewählten Werte für die Koeffizienten der Koeffizientenglieder und hinsichtlich der Anzahl von erfaßten Werten in dem Signal S13 und der Anzahl von Verzögerungselementen in der zweiten Filteranordnung kann man eine generelle Filterfunktion, zum Beispiel ein Resonanzfilter, erhalten. Durch Wahl der Koeffizientenwerte Bp derart, daß sie nicht fortlaufend kleiner werden mit wachsendem Wert der Zahl p, können Filterfunktionen mit einer Dämpfung bestimmter Frequenzen erstellt werden. Die zweite Filteranordnung kann auch verwendet werden zu einer Verstärkungsanpassung, wenn die Summe BS als eine von 1 verschiedene Zahl gewählt wird.
Da es nicht immer notwendig oder wünschenswert ist, niederfrequente Störungen durch den Regler 85 zu beseitigen, enthält der Regler, wie oben beschrieben, eine dritte Filteranordnung 944, die in dem Proportionalregler angeordnet ist, und eine fünfte Filteranordnung 958, die in dem Integralregler angeordnet ist, wobei diese Filter so beschaffen sind, daß sie in dem Ausgangssignal des Reglers bestimmte Frequenzkomponenten mit einer niedrigen Frequenz reduzieren oder beseitigen. Ein Ausführungsbeispiel einer solchen fünften Filteranordnung 958 ist als Blockschaltbild in Figur 11D gezeigt. Ein Paßfilter 9581, das in einer an sich bekannten Weise angeordnet ist, enthält eine Anzahl parallel geschalteter Zweige, von denen jeder auf eine Frequenz abgestimmt ist, die aus dem Ausgangssignal CI des Integralreglers beseitigt werden soll. Das Ausgangssignal S21 des zweiten Summierungsgliedes 957 wird einem Summierungsglied 9582 zugeführt, dessen Ausgangssignal S22 sowohl dem Paßfilter als auch dem Summierungsglied 9583 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Paßfilters wird dem Summierungsglied 9583 zugeführt und wird über ein viertes Koeffizientenglied 9584 auf einen das Vorzeichen ändernden Eingang des Summierungsgliedes 9582 zurückgeführt. Das Ausgangssignal des Summierungsgliedes 9583 stellt das Ausgangssignal CI des Integralreglers 95 dar. Die Amplitudenverstärkung des Paßfilters ist dem Wert 1 angepaßt, und der Koeffizient des vierten Koeffizientenglieds 9584 einem Wert, der gleich oder etwas kleiner als 1 ist. Um eine Integrierwirkung in dem Integralregler 95 zu erhalten, wird das Ausgangssignal S22 des Summierungsgliedes 9582 auf das dritte Einstellglied 954 zurückgeführt. Die dritte Filteranordnung 944, die zu dem Proportionalregler gehört, ist in der gleichen Weise angeordnet, jedoch in diesem Falle soll das Ausgangssignal S22 nicht zurückgeführt werden.
In dem Falle, daß die fünfte Filteranordnung 958 in dem Integralregler 95 nicht vorhanden ist, wird das Ausgangssignal S21 des zweiten Summierungsgliedes 957 auf das dritte Einstellglied 954 zurückgeführt.
Für den Regler 85 wurde angenommen, daß die Störung periodisch ist mit einem egalisierten periodischen Zeitwert T' entsprechend N Steuerimpulsen S' für die Signalverarbeitung in dem Regler. Das Ausgangssignal des Reglers zu einem bestimmten Zeitpunkt soll daher auf dem Wert der Störung zu einem Zeitpunkt basieren, der N Steuerimpulsen früher liegt. Da außerdem der Regler in dem gezeigten Ausführungsbeispiel im Einzelwertmodus (sampled mode) arbeitet, ist ein Steuerimpuls erforderlich, bevor eine Anderung in der Regelabweichung als Antwort auf eine Änderung im Ausgangssignal des Reglers auftreten kann. Die Verzögerung in dem Regler, welche den N-1 Steuerimpulsen entspricht, die während der egalisierten Zeitperiode T' verbleiben, sind wie folgt verteilt. Der ersten Filteranordnung 93 werden k Verzögerungen gegeben, worauf die Anzahl von Verzögerungen q1 für das erste Speicherglied 942 q1 = N-1-k beträgt und die Anzahl der Verzögerungen q2 für das zweite Speicherglied 952 q2 = N-1-k beträgt, das heißt, q1 = q2. Die Anzahl der Verzögerungen q3 des dritten Speichergliedes 955 beträgt q3 = N-1, wobei ein Steuerimpuls N für die Rückkopplung verwendet wird, um eine Integrierwirkung zu erzielen.
Die Erfindung ist nicht auf die gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern es ist im Rahmen des erfinderischen Konzepts eine Vielzahl von Änderungen möglich. Das aktive Filter kann in Bezug auf die Störung sowohl parallel als auch in Reihe geschaltet werden, aber auch andere Stellen für das aktive Filter in Abhängigkeit von der Konfiguration anderer im Netz enthaltenen Schaltungen sind im Rahmen der Erfindung möglich, indem Übertragungsfunktionen, welche die Charakteristik von Zwischenimpedanzen berücksichtigen, leicht eingeführt werden können in beispielsweise die erste Filteranordnung 93. Die Erfindung ist auf Starkstromnetze generell anwendbar und ist nicht beschränkt auf die Messung der in dem Ausführungsbeispiel gezeigten Zustandsvariablen.
Die Einbindung des aktiven Filters in Reihenschaltung in Bezug auf die Störung, bedeutet, daß das aktive Filter entweder in Reihe mit dem Glättungsreaktor 54 geschaltet ist und so beschaffen ist, daß es in der Verbindung zwischen dem Glättungsreaktor und dem Polanschluß des Stromrichters eine Spannung erzeugt, die dem Störungsgehalt in der Gleichspannung Udc des Stromrichters entgegenwirkt. In dem Falle, daß ein passives Shuntfilter 55 an die Polleitung angeschlossen ist, wird ein reihengeschaltetes aktives Filter vorteilhafterweise mit der Polleitung in Reihe geschaltet, und zwar außerhalb des passiven Shuntfilters, gesehen vom Stromrichter aus.
Das aktive Filter kann an die entsprechende Polleitung und die Elektrodenleitung angeschlossen werden, und zwar entweder über passive Filter, die in diesen Leitungen angeordnet sind, oder über Kopplungsimpedanzen, die für diesen Zweck vorgesehen sind. Das in dem Ausführungsbeispiel gezeigte aktive Filter kann alternativ zwischen dem passiven Filter und Erde der HGÜ-Anlage geschaltet werden.
Die Erfindung ist auch anwendbar zur Steuerung eines aktiven Filters, das in einem harmonischen Filter angeordnet ist, wie in den Figuren 3 und 8 gezeigt. Bei Kenntnis der Kommutierungströme Ik und des Gleichstromes I1, berechnet mittels Modellen der in den Figuren 6 und 7 gezeigten Art, können die Phasenströme auf der Wechselstromseite des Stromrichters leicht rekonstruiert werden, und ein Steuersignal gemäß der Erfindung kann in Abhängigkeit davon zur Steuerung der in dem harmonischen Filter 53 angeordneten aktiven Filter erzeugt werden.
Besonders mit Bezug auf das gezeigte Ausführungsbeispiel kann die Erfindung auch für die Steuerung eines aktiven Filters verwendet werden, das in einem passiven Filter 56 vorhanden ist, das in Figur 8 zwischen der Elektrodenleitung und Erde angeordnet ist, und die Erfindung kann ausgedehnt werden auf die Steuerung aktiver Filter in einer zweipoligen HGÜ-Anlage. Im Falle einer Rückkolpplungsregelung ist es vorteilhaft, in an sich bekannter Weise die Rückführströme in eine Polmoduskomponente und eine Erdmoduskomponente zu überführen, deren Störungsgehalte getrennt eliminiert werden. Dies ist in Figur 9 gezeigt, in welcher ein komponentenumformendes Glied 86 die gemessenen Polleitungsströme I2 und einen Polleitungstrom I22, der im anderen Pol gemessen wird, in eine Erdmoduskomponente IJ und eine Polmoduskomponente IP umzuformen. In diesem Falle stellt die Erdmoduskomponente den tatsächlichen Wert des Reglers 85 dar, während die Polmoduskomponente den tatsächlichen Wert eines Reglers 85' darstellt, der in Figur 9 nur durch gestrichelte Linien angedeutet ist. Dieser Regler 85', dessen Ausgangssignal ein (in der Figur nicht gezeigtes) aktives Filter zu beeinflussen vermag, kann in der gleichen Weise, wie dies oben für den Regler 85 beschrieben wurde, aufgebaut sein, jedoch muß seine Verstärkung normalerweise an die Reflektionsphänomene auf der Leitung angepaßt werden, die im Polmudous akzentuiert sind. Ein äquivalentes Signal CE, welches gemäß der obigen Beschreibung gebildet wird, kann natürlich auch zum Zwecke der Erzeugung eines Steuersignals für das aktive Filter gebildet werden, das von dem Regler 8S' beeinflußt wird.
Eine vorteilhafte Ausführungsform, insbesondere im Falle einer Rückkopplungsregelung, besteht darin, eine Regelabweichung aus einer Kombination mehrerer gemessener Zustandsvariabler zu bilden. Eine Regelabweichung DUY1i, die jeder gemessener ersten Zustandsvariable Y1i zugeordnet ist, wird dann gebildet als Differenz aus einem Sollwert YRi für die betreffende Zustandsvariable und ihrem gemessenen Wert Y1i, worauf die Regelabweichung DU gebildet wird aus einer Kombination DUK = ΣGi DUY1i. Die Koeffizienten Gi bestehen dann generall aus Übertragungsfunktionen. Daher ist es vorteilhaft, in dem ersten Abschnitt A-A oder in dem zweiten Abschnitt B-B sowohl die Spannung des betreffenden Abschnittes als auch den Strom, der durch den Abschnitt fließt, zu messen und eine äquivalente Störungsspannung oder einen äquivalenten Störungsspannungs- oder Störungsstromgenerator 62 zu berechnen sowie eine äquivalente innere Impedanz 61 für die Störungsspannung, gesehen von dem ersten Abschnitt A-A aus, oder einen äquivalenten Störungsspannungs- oder Ströungsstromgenerator 62' sowie eine äquivalente innere Impedanz 61' für die Störungsquelle, gesehen von dem zweiten Abschnitt B-B aus, zu berechnen. Der letztgenannte Fall ist in Figur 2C gezeigt. Figur 10 zeigt das signalwandelnde Glied 90, welches einen Wert des Polleitungsstromes I2 und einen Wert der Spannung UL zwischen der Polleitung und der Elektrodenleitung, gemessen durch ein Spannungsmeßglied 26, empfängt. Dem Referenzglied 91 wird ein Sollwert IRs für den Strom und ein Sollwert URs für die Spannung zugeführt, und das Referenzglied bildet die Regelabweichung DU in der Form DU = (URs-UL) + ZI (IRs-12), wobei ZI der Wert der äquivalenten inneren Impedanz 61' der Störquelle ist. Es hat sich gezeigt, daß dieses Verfahren die Übertragungsfunktion des Regelsignals zu gemessenen Zustandsvariablen unabhängig von den Eigenschaften des Teils des Starkstromnetzes macht, der zwischen dem ersten Abschnitt A-A beziehungsweise dem zweiten Abschnitt B-B und den äußeren Leitungen liegt. Im Rahmen der Erfindung können die Regelabweichungen auch in Übereinstimmung mit anderen Kriterien derart gebildet werden, daß eine gewünschte Zielfunktion für das Starkstromnetz erreicht wird.
Es ist nicht notwendig, daß alle Signalverarbeitungen in dem Regler 85 durch eine gemeinsame Impulsfolge S' gesteuert werden, die von einem Synchronisierungsglied 88 erzeugt wird. So können beispielsweise das Signalwandlerglied 90, das Referenzglied 91, das erste Summierungsglied 92, die erste Filteranordnung 93 und das Niveausteuerglied 97 auch asynchron mit den Synchronisierungsimpulsen S arbeiten. In anderen Fällen, wenn beispielsweise die Störungsquelle aus einem Diodengleichrichter besteht, muß das Synchronisierungssignal S von den Strömen und/oder Spannungen erzeugt werden, die in dem Starkstromnetz gemessen werden. In dem Beispiel mit einem Diodengleichrichter können dann die Diskontinuitäten in den Differentialkoeffizienten der Ausgangsspannung des Diodengleichrichters, die während der Kommutierung des Gleichrichters auftreten, beispielsweise gemessen werden und ein Impulsgenerator kann Impulse liefern, die zeitlich auf diese Diskontinuitäten bezogen sind. Entsprechend können im Rahmen des Erfindungsgedankens zumindest Teile des Steuergliedes durch feste Schaltungen verwirklicht werden.
Das Steuersignal C1 kann gebildet werden als Summe des Steuersignals, welches in Abhängigkeit des äquivalenten Signals erzeugt wird, und eines Steuersignals, welches in Abhängigkeit des Ausgangssignals des Reglers 85 erzeugt wird, aber auch nur in Abhängigkeit des äquivalenten Signals oder nur in Abhängigkeit des Ausgangssignals des Reglers 85. Im letztgenannten Falle ist es natürlich ausreichend, daß das vierte Berechnungsglied 84 die entsprechenden Signalanpassungsglieder zur Anpassung zwischen dem Ausgangssignal C1" des Reglers und dem Steuersignal C1 enthält. Diese Signalanpassungsglieder können auch im Regler angeordnet werden, wobei in diesem Falle das vierte Berechnungsglied vollständig entfällt.
Um eine gute Beseitigung harmonischer Störungen mit einem stabilen aktiven Filter zu erreichen, werden von der vorgeschlagenen Lösung die folgenden Hauptprinzipien angewendet:
- Das periodische Muster harmonischer Störungen wird verwendet bei einer Rückkopplungsregelung als Nicht-Minimum- Phasencharakter der Antwort des Starkstromnetzes schließt stabile und schnell reagierende Lösungen mit Rückkopplungsregelung aus. Der neue vorgeschlagene Kompensationsmechanismus für dynamische Vorgänge im Starkstromnetz ist für eine stabile Steuerung mit guten Dämpfungseigenschaften notwendig.
- Zwei Arten von Filterung sind in der Rückkopplungsregelung enthalten. Die erste Art gestattet Dämpfung der Regelverstärkung bei hohen Frequenzen ohne Änderung von Phasenverschiebungen. Hierdurch ist es leicht, die Stabilität des Reglers zu steuern und die Hochfrequenzgrenze des Reglers einzustellen. Die andere Art besteht im WegdäMpfen der Regelverstärkung für verschiedene Frequenzen oder über bestimmte Frequenzbereiche, ohne die Stabilität zu berühren. Diese Arbeitsweise ist wertvoll, wenn beispielsweise einige harmonische Störfrequenzen mit geringer Wirkung für die Umgebung, aber mit hohen Anforderungen an die Dämpfungsleistung von der Beseitigung durch Rückkopplungsregelung ausgeschlossen werden sollen.
- Zeitliche Synchronisation des Rückkopplungsreglers mit dem Störmuster verbessert die Dämpfungswirkung, wenn sich das periodische Muster zeitlich langsam ändert.
- Mehrere Messungen für die Rückkopplungsregelung werden als Mittel zur Reduzierung des Einflusses des Nicht-Minimum-Phaseverhaltens in Übertragungsfunktion verwendet, aber auch zur Reduzierung des Einflusses von Teilen des Starkstromnetzes mit wechselnden oder komplizierten dynamischen Eigenschaften. Insbesondere ist es wichtig, den Einfluß der dynamischen Vorgänge auf abgehenden Starkstromleitungen auszuschließen, die sowohl Verzögerungswirkungen als auch sich ändernde dynamische Eigenschaften haben.

Claims

1. Verfahren in einem elektrischen Starkstromnetz (1) mit mindestens einer Ausgangsleitung (31, 32) und einem aktiven Filter (4), welches über einen Steuereingang (41) steuerbar ist, zur Reduzierung von Störungen auf der Ausgangsleitung (31, 32), die durch eine Störungsquelle (6), die in dem Starkstromnetz liegt oder an dieses angeschlossen ist, erzeugt werden, zu welchem Verfahren gehören

- die Messung von mindestens einer Zustandsvariablen (Y2i) in dem Starkstromnetz (1) und Übertragung des Meßwertes zu einem Regler (85),

- die Bildung eines Ausgangssignals (C1") des Reglers in Abhängigkeit einer Regelabweichung (DU) der Zustandsvariablen (Y2i) von einem Sollwert (Y2iR) in Form einer Folge (SC14) von Werten (C14n), die mit einer Periode (T') aufeinanderfolgen,

- die Bildung der Werte (C14n) in Abhängigkeit der Regelabweichung (DU), und

- die Erzeugung eines Steuersignals (C1) in Abhängigkeit des Ausgangssignals (C1") und Zuführung dieses Signals zu dem Steuereingang (41) des aktiven Filters,

daß zu der Bildung des Ausgangssignals (C1") des Reglers der Schritt einer Transformation mit einer Übertragungsfunktion (F1) in der Weise gehört, daß, wenn es mit der Übertragungsfunktion (F1') zwischen dem Ausgangssignal (C1") des Reglers und der Regelabweichung (DU) multipliziert wird, das Ergebnis der Multiplikation hinsichtlich der Zeiteigenschaften im wesentlichen eine Zeitverzögerung ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, daß die Bildung des Ausgangssignals (C1") des Reglers den Schritt einer Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschiebung umfaßt.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bestimmte Frequenzkomponenten im Steuersignal (C1) reduziert oder eliminiert werden.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Starkstromnetz (1) eine Gleichstromleitung (51, 52), die an einen Stromrichter (6) angeschlossen ist, zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom enthält und wobei der Stromrichter (6) an ein dreiphasiges Wechselstromnetz (2) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandsvariable (Y2i) aus einem Strom (12) auf der Gleichstromleitung (51, 52) besteht.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Starkstromnetz (1) eine Gleichstromleitung (51, 52), die an einen Stromrichter (6) angeschlossen ist, zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom enthält und wobei der Stromrichter (6) an ein dreiphasiges Wechselstromnetz (2) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandsvariable (Y2i) eine Spannung (UL) ist.

6. Verfahren nach Anspruch oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine von dem Steuersignal (C1) abhängige Filterspannung (UF) mit einer im Verhältnis zu einer Störspannung (US), die am Stromrichter (6) auftritt, entgegengesetzten Polarität in eine Reihenschaltung (4, 55) zwischen der Polleitung (51) der Gleichstromleitung (51, 52) und der Elektrodenleitung (52) eingefügt wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein von dem Steuersignal (C1) abhängiger Strom (I3) zu dem Gleichstrom (I1) des Stromrichters (6) in einem Verbindungspunkt (111) auf der Gleichstromleitung (51, 52) addiert wird.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei eine Trennlinie (B-B) durch das Starkstromnetz (1) derart definiert wird, daß der Steuereingang (41) und das steuerbare aktive Filter (4) beziehungsweise die Ausgangsleitung (31, 32) auf getrennten Seiten der Trennlinie (B-B) liegen und mindestens zwei Zustandsvariable (Y2i) an der Trennlinie (B-B) gemessen werden, dadurch gekennzeichnet, daß für jede der gemessenen Zustandsvariablen (Y2i) ihre Abweichung (DUY2i) von ihrem zugehörigen Sollwert (YRi) gebildet wird, daß die so gebildeten Abweichungen (DUY2i) mit einer bekannten Übertragungsfunktion (Gi), die der betreffenden Zustandsvariable (Y2i) zugeordnet ist, multipliziert wird und daß die Regelabweichung (DU) von einer Summe (DUK) der so gebildeten Produkte (Gi DUY2i) gebildet wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der Zustandsvariablen (Y2i) aus einem Strom (12) besteht und mindestens eine der Zustandsvariablen (Y2i) aus einer Spannung (UL) besteht, daß die dem Strom (I2) zugeordnete Übertragungsfunktion der äquivalenten Impedanz (62') der Störquelle (6) entspricht, gesehen von der Trennlinie (B-B) aus, und daß die der Spannung (UL) zugeordnete Übertragungsfunktion 1 ist.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Bildung des Ausgangssignals (C1") des Reglers die periodische Wiederholung zeitlich auf ein Synchronisationssignal (S) bezogen ist, welches auf die Störquelle bezogen ist.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitdifferenz zwischen den aufeinanderfolgenden Synchronisierungssignalen (S) gemessen wird und daß aus der Folge dieser Zeitdifferenzen ein ausgeglichener Periodenzeitwert (T') gebildet wird und daß eine Folge von Steuersignalen (S') mit einer Frequenz gebildet wird, die durch den Quotienten aus einer vorbestimmten Zahl (N) und dem egalisierten Periodenzeitwert (T') gebildet wird.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zu der Regelabweichung (DU) ein Korrekturwert (DUC) addiert wird, der in Abhängigkeit der akkumulierten Summe der Folge (SC14) von Werten (C14n) während der Periode (T') erzeugt wird.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuereingang (41) vorübergehend mit einem Störpegelsignal (C1NN) oder einem harmonischen Signal (C1NH) beschickt wird zur Identifikation der Übertragungsfunktion (F1') zwischen dem Ausgangssignal (C1") des Reglers und der Regelabweichung (DU).

14. Anordnung in einem elektrischen Starkstromnetz (1) zur Durchführung des Verfahrens gemäß Anspruch 1 mit mindestens einer Ausgangsleitung (31, 32) und einem aktiven Filter (4), welches über einen Steuereingang (41) steuerbar ist, zur Reduzierung von Störungen auf der Ausgangsleitung (31, 32), welche durch eine Störungsquelle (6), die in dem Stark stromnetz liegt oder an dieses angeschlossen ist, erzeugt werden, wobei diese Anordnung enthält

- Glieder zur Messung mindestens einer Zustandsvariable (Y2i) in dem Starkstromnetz (1),

- einen Regler, der imstande ist, in Abhängigkeit der Regelabweichung (DU) der Zustandsvariablen (Y2i) von einem Sollwert (Y2iR) ein Ausgangssignal in Gestalt einer Folge (SC14) von Werten (C14n) zu erzeugen, die mit einer Periode (T') aufeinanderfolgen,

- Bildung der Werte (C14n) in Abhängigkeit der Regelabweichung (DU), und

- Erzeugung eines Steuersignals (C1) in Abhängigkeit des Ausgangssignals (C1") und Zuführung dieses Signals zu dem Steuereingang (41),

dadurch gekennzeichnet,

daß der Regler eine Filteranordnung (93) enthält, die eine solche Übertragungsfunktion Übertragungsfunktion (F1) hat, daß, wenn es mit der Übertragungsfunktion (F1') zwischen dem Ausgangssignal (C1") des Reglers und der Regelabweichung (DU) multipliziert wird, das Ergebnis der Multiplikation hinsichtlich der Zeiteigenschaften im wesentlichen eine Zeitverzögerung ist.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler eine Filteranordnung (943, 953, 956) zur Durchführung einer Tiefpaßfilterung ohne Phasenverschiebung enthält.

16. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler eine Filteranordnung (944, 958) enthält, die imstande ist, bestimmte Frequenzkomponenten im Ausgangssignal (C1") des Reglers zu reduzieren oder zu eliminieren.

17. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Starkstromnetz (1) eine Gleichstromleitung (51, 52) enthält, die an einem Stromrichter (6) zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom angeschlossen ist, und wobei der Stromrichter (6) an ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz (2) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandsvariable (Y2i) aus einem Strom (I2) auf der Gleichstromleitung (51, 52) besteht.

18. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 16, wobei das Starkstromnetz (1) eine Gleichstromleitung (51, 52) enthält, die an einem Stromrichter (6) zur Übertragung von Hochspannungsgleichstrom angeschlossen ist, und wobei der Stromrichter (6) an ein dreiphasiges Wechselspannungsnetz (2) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Zustandsvariable (Y2i) eine Spannung (UL) ist.

19. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, wobei eine Trennlinie (B-B) durch das Starkstromnetz (1) derart definiert wird, daß der Steuereingang (41) und das steuerbare aktive Filter (4) beziehungsweise die Ausgangsleitung (31, 32) auf getrennten Seiten der Trennlinie (B-B) liegen und mindestens zwei Zustandsvariable (Y2i) an der Trennlinie (B- B) gemessen werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler ein Referenzglied (91) enthält, welches imstande ist, für jede der gemessenen Zustandsvariablen (Y2i) deren Abweichung (DUY2i) von ihrem Sollwert (YRi) zu messen, die so gebildeten Abweichungen (DUY2i) mit einer bekannten Übertragungsfunktion (Gi) zu multiplizieren, die der betreffenden Zustandsvariable (Y2i) zugeordnet ist, und die Regelabweichung (DU) aus der Summe (DUK) der so gebildeten Produkte (Gi-DUY2i) zu bilden.

20. Anordnung nach Anspruch 19, wobei mindestens eine der Zustandsvariablen (Y2i) aus einem Strom (12) besteht und mindestens eine der Zustandsvariablen (Y2i) aus einer Spannung (UL) besteht, dadurch gekennzeichnet, daß die dem Strom (I2) zugeordnete Übertragungsfunktion der äquivalenten Impedanz (62') der Störquelle (6) entspricht, gesehen von der Trennlinie (B-B) aus, und daß die der Spannung (UL) zugeordnete Übertragungsfunktion 1 ist.

21. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 20, wobei die periodische Wiederholung des Ausgangssignals (C1") des Reglers hinsichtlich der Zeit auf ein Synchronisierungssignal (S) bezogen ist, welches von der Störquelle abhängt, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler ein Synchronisationsglied (88) enthält, welches imstande ist, die Zeitdifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Synchronisierungssignalen (S) zu messen und aus der Folge dieser Zeitdifferenzen einen egalisierten Periodenzeitwert (T') zu bilden und eine Folge von Steuersignalen (S') mit einer Frequenz zu erzeugen, die durch den Quotienten aus einer vorbestimmten Anzahl (N) und dem egalisierten Periodenzeitwert (T') bestimmt wird.

22. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Regler ein Niveausteuerglied (97) enthält, welches imstande ist, während der Periode (T') die akkumulierte Summe der Ausgangssignale (C1") des Reglers zu bilden und am Ende jeder Periode (T') eine Korrekturgröße (DUC) zu erzeugen, die in Abhängigkeit der genannten Summe gebildet wird, die zu der Regelabweichung (DU) zu addieren ist.

23. Anordnung nach einem der Ansprüche 14 bis 22, wobei die Filteranordnung (93) mindestens ein Kompensationsfilter (931) enthält, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der Kompensationsfilter (931) zu einem Verzögerungsfilter (932) in Kaskade geschaltet ist, welches ein zweites einstellbares Koeffiezentenglied (9324) enthält sowie mindestens eine Gruppe, die ein erstes einstellbares Koeffizientenglied (9321) enthält, ein Verzögerungsglied (9322) und eine Summierungsglied (9323), wobei die Verzögerung des Verzögerungsgliedes (9322) der Zeit zwischen zwei Steuersignalen (S') entspricht, dem ersten Koeffizientenglied (9321) und dem zweiten Koeffizientenglied (9324) das Eingangssignal (S11') des Verzögerungsfilters (932) zugeführt wird, dem Summierungsglied (9323) die Ausgangssignale des ersten Koeffizientengliedes (9321) und des Verzögerungsgliedes (9322) zugeführt werden, und dem Verzögerungsglied (9322), im Falle, daß die genannte Gruppe mit einer anderen im Verzögerungsfilter (932) enthaltenen Gruppe in Kaskade geschaltet ist, das Ausgangssignal von dem Summierungsglied (9323) zugeführt wird und anderenfalls das Ausgangssignal des zweiten Koeffizientengliedes (9394) zugeführt wird.

24. Anordnung nach einem der Ansprüche 15 bis 23, wobei das Signal (S13(t)), welches ohne Phasenverschiebung tiefpaßgefiltert werden soll, ein Ausgangssignal eines Speichergliedes (942) darstellt, welches mindestens ein Verzögerungsglied (9421) enthält, welches am Ausgang des Speichergliedes mit einer Verzögerung angeordnet ist, die der Zeit zwischen zwei Steuersignalen (S') entspricht, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung (943) mindestens ein Verzögerungsglied (9431) enthält mit einer Verzögerung, die der Zeit zwischen zwei Steuersignalen (S') entspricht, mindestens zwei erste einstellbare Koeffizientenglieder (9432), mindestens ein zweites einstellbares Koeffizientenglied (9433) und eine Summierungsglied (9434), wobei einem der ersten Koeffizientengliedern (9432) und dem Verzögerungsglied (9431) das Ausgangssignal (S13(t)) des Speichergliedes (942) zugeführt wird und einem anderen der ersten Koeffizientenglieder(9432) das Ausgangssignal (S13(t)) des Speichergliedes (942), gemessen vor dem zum Speicher (942) gehörenden Verzögerungsglied (9421), und wobei dem zweiten Koeffizientenglied (9433) das Ausgangssignal (S13(t+1)) des in der Filteranordnung (943) enthaltenen Verzögerungsglied (9431) zugeführt wird und dem Summierungsglied (9434), die Ausgangssignale der genannten Koeffizientenglieder zugeführt werden.

25. Anordnung nach einem der Ansprüche bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Filteranordnung (958) ein Durchgangsfilter (9581) enthält, welches für mindestens eine Frequenzkomponente des dem Durchgangsfilter (9581) zugeführten Signals durchlässig ist, ein Summierungsglied (9582), dem das Eingangssignal (S21) der Filteranordnung (958) sowie mindestens ein Teil des Ausgangssignals des Durchgangsfilters (9581) mit umgekehrtem Vorzeichen zugeführt werden, und ein Summierungsglied (9583), dem das Ausgangssignal des Durchgangsfilters (9581) mit umgekehrtem Vorzeichen und das Ausgangssignal des zwei ten Summierungsgliedes zugeführt werden.