DE69214678T2

DE69214678T2 - Automatisches Abstimmgerät für einen Bandpassfilter

Info

Publication number: DE69214678T2
Application number: DE69214678T
Authority: DE
Inventors: Youhei Ishikawa; Hiroyuki Kubo; Hidekazu Wada; Sadao Yamashita
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1991-01-18
Filing date: 1992-01-17
Publication date: 1997-06-05
Anticipated expiration: 2012-01-18
Also published as: CA2059580A1; FI105958B; CA2059580C; US5235294A; DE69214678D1; EP0495514A2; EP0495514A3; EP0495514B1; FI920207A; FI920207A0; DK0495514T3

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine automatisch abgestimmte Vorrichtung für ein Bandpaßfilter, die angepaßt ist, um die Mittenfrequenz eines Bandpaßfilters automatisch auf eine gegebene Frequenz einzustellen.
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm eines Bandpaßfilters des automatischen Abstimmtyps gemäß einem ersten bekannten Ausführungsbeispiel, das in der japanischen offengelegten Patentanmeldung Tokaihei Nr. 1-105601 vorgeschlagen ist.
Gemäß Fig. 15 weist das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps gemäß dem ersten bekannten Ausführungsbeispiel einen Isolator 101 auf, der angepaßt ist, um in eine Richtung Hochfrequenzsignale, die eingegeben werden sollen, zu übertragen, und ist mit folgenden Merkmalen versehen: einem Reflexionswellen-Koppelanschluß 111, einem Resonator 102, der als ein Bandpaßfilter zum Bandpaßfiltern von Hochfreguenzsignalen, die durch den Isolator 101 übertragen werden, wirksam ist, einem Treibermechanismus 103 zum Ändern der Resonanzfrequenz des Resonators 102 durch die Bewegung eines Resonanzfrequenz-Einstellelements (nicht gezeigt) in dem oben beschriebenen Resonator 102, einer Steuerschaltung 104 zum Erfassen der Hochfrequenzsignale, die von dem Reflexionswellen-Koppelanschluß 111 des Isolators 101 ausgegeben werden, mittels einer Diode D1, um den Treibermechanismus 103 gemäß den erfaßten Signalen zu steuern.
Bei dem Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps wird der Pegel der Hochfrequenzsignale (die hierin nachfolgend als Reflexionssignale bezeichnet werden) der Reflexionsleistung, die durch die oben beschriebene Diode D1 erfaßt wird, bei der Resonanzfrequenz des oben beschriebenen Resonators minimal, wenn ein Hochfrequenzsignal in das Bandpaßfilter übertragen wurde. Durch die Verwendung des minimalen Pegels, der dadurch bewirkt wird, steuert die oben beschriebene Steuerschaltung 104 den Treibermechanismus 103 derart, daß der Pegel der oben beschriebenen Reflexionssignale gemäß den oben beschriebenen Reflexionssignalen minimal werden kann. Die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters, die näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz des Resonators 102 ist, wird auf die Frequenz des Hochfrequenzsignals, das durch den Isolator 101 gelangt, abgestimmt.
Die oben beschriebene Abstimmoperation wird durch die Verwendung der Tatsache, daß der Pegel des Reflexionssignals bei der Resonanzfrequenz des Resonators 102 in dem Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps gemäß dem ersten bekannten Ausführungsbeispiel minimal wird, bewirkt. Daher existiert ein Problem dahingehend, daß die oben beschriebene Abstimmoperation nicht korrekt bewirkt werden kann, wenn Signale, die von einem anderen Kanal stören, in das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps eingegeben werden, oder wenn Störwellensignale, die den Hochfrequenzsignalen, die durch den oben beschriebenen Isolator 101 gelangen, näher kommen, in das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps eingegeben werden, wenn beispielsweise das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps von Fig. 15 für einen Sendermultiplexer verwendet wird.
Das oben beschriebene Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps ist mit einem Resonator 102 versehen. Ein parallel verbundenes Mehrpol-Bandpaßfilter (das hierin nachfolgend als ein zweites bekanntes Ausführungsbeispiel bezeichnet wird) ist in der japanischen offengelegten Patentanmeldung Tokaihei Nr. 3-72701 offenbart. Bei dem parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter ist eine Mehrzahl von Resonatoren, die bezüglich zueinander unterschiedlich sind und die benachbarte Resonanzfrequenzen aufweisen, elektrisch parallel zwischen dem Eingabeanschluß des Signals und dem Ausgabeanschluß desselben verschaltet.
Wenn die Nittenfrequenz und die Bandbreite des parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters gemäß dem zweiten bekannten Ausführungsbeispiel eingestellt sind, ist der Netzwerkanalysator mit dem Eingangs-, Ausgangs-Anschluß des parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters verbunden. Nachdem Wobbelsignale, die frequenzmäßig das Signaldurchlaßband des Bandpaßfilters durchwobbeln, in den Eingangsanschluß eingegeben wurden, wird die Mittenfrequenz des einzelnen Bandpaßfilters eingestellt, während das Spektrum der Signale des Ausgangsanschlusses überwacht wird. Die Mittenfrequenz und die Bandbreite des parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters können nicht automatisch eingestellt werden, wobei das Problem besteht, daß die Einstellung manuell bewirkt werden muß.
Die US-A-4,726,071 bezieht sich auf einen Mikroprozessor-gesteuerten, selbst abstimmenden Resonanzhohlraum, bei dem ein externer Motor mit einem Abstimmstab gekoppelt ist, der sich in einen Resonanzhohlraum einer Senderkombiniervorrichtung erstreckt. Ein Mikroprozessor-Abstimmsteuersystem erzeugt Motorsteuersignale, die bewirken, daß der Motor den Abstimmstab dreht, wobei die Resonanzfrequenz des Hohlraums geändert wird, um die reflektierte Leistung von dem Hohlraum zu minimieren. Die einfallende und die reflektierte Leistung werden durch Dioden in dem Senderkabelverbinder des Hohlraums erfaßt. Das Stehwellenverhältnis wird berechnet und mit einem Schwellenwert verglichen, um zu bestimmen, wenn der Hohlraum neu abgestimmt werden muß. Der Mikroprozessor bewirkt das Lesen von digitalen Zahlen, die die einfallende und die reflektierte Leistung darstellen, und führt einen "Bestleistungs"-Versuch durch, um die Resonanzfrequenz des Hohlraums unter Verwendung des Motors, um den Abstimmstab zu drehen, auf die Senderfrequenz abzustimmen.
Die JP-A-2029112 bezieht sich auf eine Kanalauswahlvorrichtung, die verwendet ist, um einen gewünschten Kanal durch das Feststellen einer Luftkernspule und das getrennte Steuern der angelegten Spannung einer Diode mit variabler Kapazität eines Bandpaßfilters jeder Stufe für jede Stufe automatisch einzustellen. Während die Spule der Bandpaßfilter jeder Stufe fest ist, wird die Einsatzspannung der Diode mit variabler Kapazität abhängig von jeder Stufe durch eine CPU gesteuert. Daher wird eine automatische Einstellung der Abstimmvorrichtung erreicht, wobei es nicht notwendig ist, ein Paar von Dioden mit variabler Kapazität zu verwenden, um die Nachführung zu verbessern.

Zusammenfassung der Erfindung

Folglich besteht eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine automatische Abstimmvorrichtung für ein Bandpaßfilter zu schaffen, die in der Lage ist, die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters mit einer besseren Genauigkeit als bei dem bekannten Ausführungsbeispiel auf einen gewünschten Sollwert einzustellen.
Eine zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps zu schaffen, das in der Lage ist, die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters mit einer besseren Genauigkeit als bei dem bekannten Ausführungsbeispiel auf einen gegebenen Sollwert einzustellen.
Eine dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Sendermultiplexer oder eine Antennenkombiniervorrichtung, die eine Mehrzahl von HF-Sendern mit einer einzelnen Antenne koppelt, der mit einer Mehrzahl von Bandpaßfiltern des automatischen Abstimmtyps versehen ist, die in der Lage sind, die oben beschriebene Abstimmoperation richtig zu bewirken, wenn ein Signal, das von einem anderen Kanal stört, in das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps eingegeben wurde, wenn das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps beispielsweise für den Sendermultiplexer verwendet wurde.
Eine vierte Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine automatische Abstimmvorrichtung für ein parallel verbundenes Mehrpol-Bandpaßfilter, das in der Lage ist, die Mittenfrequenz und die Bandbreite des parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters auf die jeweiligen gewünschten Sollwerte automatisch einzustellen, zu schaffen.
Eine fünfte Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein automatisch abgestimmtes, parallel verbundenes Mehrpol-Bandpaßfilter zu schaffen, das in der Lage ist, die Mittenfrequenz und die Bandbreite des parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters mit einer besseren Genauigkeit als bei dem bekannten Ausführungsbeispiel auf die jeweils gewünschten Sollwerte automatisch einzustellen.
Eine sechste Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen Sendermultiplexer zu schaffen, der mit einer Mehrzahl von automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfiltern versehen ist, der in der Lage ist, die oben beschriebene Abstimmoperation richtig zu bewirken, selbst wenn ein Signal, das von einem anderen Kanal stört, in das Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps eingegeben wurde, wenn das automatisch abgestimmte, parallel verbundene Mehrpol-Bandpaßfilter beispielsweise für den Sendermultiplexer verwendet wurde.
Die obigen Aufgaben werden durch die Erfindung, wie sie durch den unabhängigen Anspruch definiert ist, wobei vorteilhafte Ausführungsbeispiele der Erfindung durch die beigefügten abhängigen Ansprüche charakterisiert sind.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Diese und weitere Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung, die in Verbindung mit dem bevorzugten Ausführungsbeispiel derselben bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen durchgeführt wird, offensichtlich. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Bandpaßfilters des automatischen Abstimmtyps gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm, das eine aquivalente Schaltung eines Bandpaßfilters, das aus einem dielektrischen Resonator von Fig. 1 aufgebaut ist, zeigt;
Fig. 3 eine Schnittansicht eines Bandpaßfilters von Fig. 2;
Fig. 4 einen Graph, der die Beziehung zwischen der Position eines dielektrischen Abstimmelements und einer Mittenfrequenz des Bandpaßfilters von Fig. 3 zeigt;
Fig. 5 einen Graph, der die Frequenzcharakteristika hinsichtlich des Einfügungsverlustes des Bandpaßfilters von Fig. 3 zeigt;
Fig. 6 ein Flußdiagramm, das eine Hauptroutine des Steuerablaufs der Steuerschaltung des Bandpaßfilters des automatischen Abstimmtyps von Fig. 1 zeigt;
Fig. 7 ein Flußdiagramm, das eine Unterroutine der Feinabstimmverarbeitung von Fig. 6 zeigt;
Fig. 8 ein Flußdiagramm, das einen ersten Abschnitt einer Unterroutine bei einem modifizierten Ausführungsbeispiel der Feinabstimmverarbeitung von Fig. 6 zeigt;
Fig. 9 ein Flußdiagramm, das einen zweiten Abschnitt einer Unterroutine bei einem modifizierten Ausführungsbeispiel der Feinabstimmverarbeitung von Fig. 6 zeigt;
Fig. 10 ein Flußdiagramm eines dritten Abschnitts einer Unterroutine bei dem modifizierten Ausführungsbeispiel der Feinabstimmverarbeitung von Fig. 6;
Fig. 11 ein Flußdiagramm, das einen vierten Abschnitt einer Unterroutine bei dem modifizierten Ausführungsbeispiel der Feinabstimmverarbeitung von Fig. 6 zeigt;
Fig. 12 ein Blockdiagramm eines automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters bei einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 13 ein Blockdiagramm eines Sendermultiplexers, der mit drei automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfiltern gemäß Fig. 12 versehen ist;
Fig. 14 ein Flußdiagramm, das eine Hauptroutine eines Steuerablaufs der Steuerschaltung des automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters von Fig. 12 zeigt; und
Fig. 15 ein Blockdiagramm eines Bandpaßfilters des automatischen Abstimmtyps gemäß dem bekannten Ausführungsbeispiel.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Bevor die Beschreibung der vorliegenden Erfindung fortgesetzt wird, sei bemerkt, daß gleiche Teile in allen beiliegenden Zeichnungen mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.

(Erstes Ausführungsbeispiel)

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines Bandpaßfilters 2d des automatischen Abstimmtyps gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Das Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel weist ein Bandpaßfilter 30 auf, das einen dielektrischen Resonator 31 aufweist, wobei die Referenzsignale der Einstellfrequenz fd gemäß den Daten der Mittenfrequenz (die hierin nachfolgend als Sollfrequenz bezeichnet wird) fd, die für das Bandpaßfilter 30 eingestellt werden soll, in dem eingebauten Signalgenerator 71 erzeugt werden, wobei die Daten durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben werden, und wobei die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 durch die Verwendung des Referenzsignals abgestimmt werden kann, um grob der oben beschriebenen Mittenfrequenz fd zu entsprechen.
Bei der Abstimmoperation des Bandpaßfilters 30 bei dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps durchläuft das Referenzsignal, das durch den oben beschriebenen Signalgenerator 71 erzeugt wird, das Bandpaßfilter 30. Das Signal wird nach dem Durchlaufen des oben beschriebenen Bandpaßfilters 30 durch eine Frquenzumwandlungsschaltung, die aus einem Mischer 60 und einem Tiefpaßfilter 61 besteht, durch das nur die Gleichsignalkomponente der Mischerausgabe übertragen wird, in eine Gleichsignalkomponente umgewandelt, wobei das Referenzsignal, das durch den oben beschriebenen Signalgenerator 71 erzeugt wird, als ein Lokaloszillatorsignal verwendet wird, das in dem Mischer mit dem Ausgangssignal von dem Bandpaßfilter gemischt wird. Der Schrittmotor 33 zum Ändern der variablen Kapazität VC des dielektrischen Resonators in dem Bandpaßfilter wird derart angetrieben, daß der Pegel des Signals der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente übereinstimmend mit der umgewandelten Gleichsignalkomponente im wesentlichen Null wird, nämlich daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 grob der Frequenz des oben beschriebenen Referenzsignals entspricht.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, wird beispielsweise ein Übertragungssignal einer Frequenz f1 eines UHF-Bands von einem Sender 1 ausgegeben und besitzt einen konstanten vorbestimmten Pegel. Das Übertragungssignal wird durch ein Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, das als ein Übertragungsbandpaßfilter verwendet werden soll, um die oben beschriebenen Übertragungssignale von einer Antenne 4 abzustrahlen, zu der Antenne 4 ausgegeben. Bei dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps wird das Signal, das von dem Sender 1 ausgegeben werden soll, durch einen Isolator 10 in den Eingangsanschluß 20a eines Richtkopplers 20 eingegeben. Der Richtkoppler 20 ist mit einer Übertragungsleitung und einer Koppelleitung versehen, so daß das Übertragungssignal, das elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt wird, und das Referenzsignal, das in einen Eingangsanschluß 20r der Koppelleitung eingegeben wird, kombiniert werden. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 20 ausgegeben werden soll, wird in den Eingangsanschluß T1 des Bandpaßfilters 30 eingegeben. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß T2 ausgegeben werden soll, wird nach dem Durchlaufen des Bandpaßfilters 30 durch den Eingangsanschluß 21a und den Ausgangsanschluß 21b der Übertragungsleitung eines Richtkopplers 21 zu der Antenne 4 ausgegeben. Der Richtkoppler 21 weist eine Übertragungsleitung und eine Koppelleitung auf, derart, daß ein Teil der Leistung der Übertragungssignal-Übertragung, die elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt wird, verzweigt und herausgezogen wird. Die Koppelleitung zum Erfassen des Übertragungssignals weist einen Ausgangsanschluß 21p auf. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 21p der Koppelleitung ausgegeben wird, wird in den Hauptsignal-Eingangsanschluß des Mixers 60 als ein Hauptsignal eingegeben.
Das Bandpaßfilter 30 weist eine dielektrischen Resonator 31 auf und besitzt eine variable Mittenfrequenz fc. Der dielektrische Resonator 31 in dem Bandpaßfilter 30 ist, wie in einer äquivalenten Schaltung von Fig. 2 gezeigt ist, aus zwei Induktivitäten L11, L12, einer variablen Kapazität VC und einem Verlustwiderstand Ro, die parallel verbunden sind, gebildet. Die Induktivität L11 ist elektromagnetisch mit einer Ausgangsseiten-Spule L1 des Bandpaßfilters 30 mittels einer Induktionskopplung +M gekoppelt. Die Induktivität L12 ist elektromagnetisch mit einer Ausgangsseiten-Spule L2 des Bandpaßfilters 30 mittels einer Induktionskopplung +M gekoppelt. Ein Ende der Eingangsseiten-Spule L1 ist mit dem Eingangsanschluß T1 verbunden. Der andere Anschluß ist mit einer Erdleitung verbunden. Ein Ende der Ausgangsseiten-Spule L2 ist mit dem Ausgangsanschluß T2 verbunden, das andere Ende derselben ist mit der Erdleitung verbunden. Ferner wird die elektrostatische Kapazität der Kapazität VC durch einen Schrittmotor 33 verändert, der durch eine Motortreiberschaltung 32 durch eine Steuerschaltung 50, wie nachfolgend detailliert beschrieben wird, gesteuert werden soll.
Fig. 3 zeigt eine Schnittansicht des Bandpaßfilters 30, das einen dielektrischen Resonator 31 aufweist. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, ist ein zylinderförmiger dielektrischer Resonator 211 auf einem Trägerblock plaziert, der den gleichen linearen Ausdehnungskoeffizienten wie der des dielektrischen Resonators 211 in dem mittleren Abschnitt in dem zylinderförmigen Abschirmungsgehäuse 210 aufweist. Der dielektrische Resonator 211 ist ein keramischer dielektrischer Resonator, gemischt mit ZrSn, wobei beispielsweise Ti02 als ein Grundbestandteil vorgesehen ist. Der dielektrische Resonator 31 bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist eine Resonanzfrequenz fo von näherungsweise 886,4 MHz bei einem TEo1δ- Mode als einem dominanten Mode auf. Ein zylinderförmiges dielektrisches Abstimmelement 212 ist vorgesehen, das auf einer Welle 215 in dem Zylinder des dielektrischen Resonators 211 vorgesehen ist. Die Welle 215 wird durch einen Schrittmotor 33 in -Richtung wie durch den Pfeil A1 angezeigt ist, und in +Richtung, wie durch den Pfeil A2 der entgegengesetzten Richtung angezeigt ist, bewegt. Das oben beschriebene dielektrische Abstimmelement 212 wird in dem Gefälle des elektrischen Feldes des dielektrischen Resonators 211 bewegt, derart, daß die Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators 211 fein eingestellt wird.
Fig. 4 zeigt einen Graph, der die Beziehung zwischen der Position des dielektrischen Abstimmelements 212 des Bandpaßfilters 30 von Fig. 3 und der Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30, die näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 ist, darstellt. Das Bezugszeichen g zeigt einen Abstand von der oberen Fläche des dielektrischen Abstimmelements 212 zu der Innenseite der oberen Fläche des Abschirmungsgehäuses 210. Wie deutlich aus Fig. 4 zu sehen ist, wird das dielektrische Abstimmelement 212 von der oberen Fläche des Abschirmungsgehäuses 210 getrennt, d.h., das Intervall g wird erhöht, so daß sich die Resonanzfrequenz des oben beschriebenen dielektrischen Resonators 31 in einer näherungsweise umgekehrt proportionalen Beziehung zu dem Abstand g ändert.
Gemäß Fig. 3 weist das oben beschriebene Abschirmungsgehäuse 210 eine Silberelektrode auf, die für eine elektromagnetische Abschirmwirkung auf die äußeren Oberflächen des zylinderförmigen Gehäuses, das aus einer Keramik hergestellt ist, die den gleichen linearen Ausdehnungskoeffizienten wie der dielektrische Resonator 211 aufweist, gebacken ist. Beispielsweise sind die Eingangsseiten-Spule L1 und die Ausgangsseiten-Spule L2 jeweils vorgesehen, um das magnetische Feld des dielektrischen Resonators 211, wie in Fig. 3 gezeigt ist, jeweils an zwei voneinander beabstandeten Positionen um die Mitte des Zylinders auf der unteren Fläche des Abschirmungsgehäuses 210 und unmittelbar unter dem zylindrischen äußeren Seitenkanten-Endabschnitt des oben beschriebenen dielektrischen Resonators 211 zu koppeln.
Fig. 5 ist ein Graph, der die Frequenzcharakteristika des Einfügungsverlustes des Bandpaßfilters 30 zeigt, wenn das Signal in den Eingangsanschluß T1 des Bandpaßfilters 30 eingegeben wurde, in einem Fall, in dem der Ausgangsanschluß T2 des Bandpaßfilters 30 von Fig. 3 durch einen Abschlußwiderstand mit einer gegebenen Impedanz abgeschlossen wurde. Hierbei ist die unbelastete Güte (Qo) des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 20.000, während die belastete Güte (QL) 1.800 ist. Wie aus Fig. 5 offensichtlich ist, wird der Einfügungsverlust des Bandpaßfilters 30 bei der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators 31 minimal.
Im allgemeinen wird bei dem Bandpaßfilter 30, das eine belastete Güte (QL) aufweist und aus einem Resonator besteht, die Übertragungsphase QR des Bandpaßfilters 30 bei der Frequenz fn, die um die Frequenz Δf von der Resonanzfrequenz fo verschoben ist und benachbart zu der Resonanzfrequenz fo ist, durch die folgende Gleichung 1 ausgedrückt, wobei die Bedingung Δf « fo gilt.
Der Unterschied zwischen dem Einfügungsverlust ILo [dB] des Bandpaßfilters 30 bei der Resonanzfrequenz fo und dem Einfügungsverlust IL1 [db] des Bandpaßfilters bei einer Frequenz fn wird durch die folgende Gleichung 2 ausgedrückt.
Daher wird die folgende Gleichung 3 aus der Gleichung 1 und der Gleichung 2 erhalten.
IL&sub1; - UL&sub0; = 10 log(1 + tan²ΘR) ... (3)
Die Resonanzfrequenz fo von der Gleichung 1 wird durch die folgende Gleichung 4 ausgedrückt.
Hierbei wird die dimensionsiose Konstante F1 durch die folgende Gleichung 5 ausgedrückt.
F&sub1; = tan²ΘR/QL ... (5)
Die Schaltung des Signalverarbeitungssystems und des Steuersystems in dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps wird bezugnehmend auf Fig. 1 beschrieben.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, erzeugt ein Signalgenerator 71, der eine PLL-Schaltung aufweist und die Frequenz des Referenzsignals, das erzeugt werden soll, ändern kann, das Referenzsignal der oben beschriebenen Einstellfrequenz fs, um dasselbe zu dem Eingangsanschluß 25a des Richtkopplers 25 auszugeben, wie durch die Daten der Einstellfrequenz fs, die durch die Schnittstellenschaltung 54 von der CPU 51 der Steuerschaltung 50 eingegeben wird, definiert ist. Der Richtkoppler 25 weist eine Übertragungsleitung, um Übertragungsreferenzsignale von dem Signalgenerator 71 durch einen Verstärker 72 in den Eingangsanschluß 25a einzugeben, und eine Koppelleitung auf, um die Referenzsignale zu erfassen, so daß ein Teil der Leistung der Übertragungsreferenzsignale, die elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt werden, verzweigt und herausgezogen werden kann, um das oben beschriebene Referenzsignal zu erfassen, wobei die Koppelleitung zum Erfassen der Referenzsignale mit einem Ausgangsanschluß 25p versehen ist. Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 25b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 25 ausgegeben wird, wird durch den Eingangsanschluß 20r der Koppelleitung des Richtkopplers 20 und den Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung in den Eingangsanschluß T1 des Bandpaßfilters 30a eingegeben. Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 25p der Koppelleitung des Richtkopplers 25 ausgegeben werden soll, wird als ein erstes Lokaloszillatorsignal in den Lokaloszillator-Signaleingangsanschluß des Mischers 60 eingegeben.
Ein Mischer, der aus einem Multiplizierer besteht, mischt Signale, die in den Hauptsignal-Eingangsanschluß eingegeben werden, mit Signalen, die in den Lokaloszillator-Signaleingangsanschluß eingegeben werden, um dieselben zu multiplizieren, und gibt die gemischten Signale zu dem Tiefpaßfilter (LPF) 61 aus. Wenn die Ausgaben der Übertragungssignale von dem Sender 1 angehalten wurden, enthalten die gemischten Signale, die von dem Mischer 60 ausgegeben und gemischt werden, die Frequenzkomponenten fs + fs und fs - fs (Gleichsignalkomponente). Das Tiefpaßfilter 61 überträgt nur die Gleichsignalkomponenten von den eingegebenen gemischten Signalen. Danach werden die Signale der Gleichsignalkomponenten durch einen Verstärker 62 zu der Analog/Digital-Wandlerschaltung 63 (die nachfolgend hierin als A/D-Wandlerschaltung bezeichnet wird) ausgegeben. Danach wandelt die A/D- Wandlerschaltung 63 das analoge Signal der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente in das digitale Signal Vd um und gibt dasselbe durch eine Schnittstellenschaltung 57 in der Steuerschaltung 50 zu einer CPU 51 aus.
Eine Spannung Vo der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61 ausgegeben wird, wird durch die folgende Gleichung 6 ausgedrückt, wobei die Spannung eines Hauptsignals, das von dem Richtkoppler 21 in den Mischer 60 eingegeben wird, Vm ist, eine Spannung des Lokaloszillatorsignals, das von dem Richtkoppler 25 in den Mischer 60 eingegeben wird, VL ist, und eine Phasendifferenz jedes Signals, das in den Mischer 60 eingegeben wird, ΔΘ ist.
Vo = a&sub6;&sub0;VMVL sinΔΘ ... (6)
Hierbei ist a60 eine Gerätekonstante, die von einem Multiplikationskoeffizienten des Mischers 60 und von dem Gleichsignal-Einfügungsverlust des Tiefpaßfilters 61 abhängt.
Eine Übertragungsleitung für eine Hauptsignalverwendung zu dem Hauptsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60, die durch den Richtkoppler 25 und den Ausgangsanschluß 25b der Übertragungsleitung, wobei der Eingangsanschluß 25a des Richtkopplers 25 ein Referenzpunkt ist, den Eingangsanschluß 20r der Koppelleitung des Richtkopplers 20 und den Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung, das Bandpaßfilter 30 und den Eingangsanschluß 21a des Richtkopplers 21 und den Ausgangsanschluß 21p der Koppelleitung führt, bildet eine erste Übertragungsleitung. Die Übertragungsleitung für eine Lokaloszillatorsignalverwendung zu dem Lokaloszillator-Signaleingangsanschluß des Mischers 60a durch die Koppelleitung des Richtkopplers 25 und den Ausgangsanschluß 25p von dem oben beschriebenen Referenzpunkt bildet eine zweite Übertragungsleitung. Die Übertragungsphase Θ1a (mit Ausnahme der Übertragungsphase ΘR des Bandpaßfilters 30) der oben beschriebenen ersten Übertragangsleitung und die Übertragungsphase Θ2a in der zweiten Übertragungsleitung bei einer Frequenz fa in der Nähe der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31, erwünschterweise innerhalb des Bandpaßfilters 30, werden im voraus gemessen.
Wenn die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30 auf eine bestimmte Sollfrequenz fss eingestellt ist, ist die Übertragungsphase der oben beschriebenen ersten Übertragungsleitung mit Ausnahme der Übertragungsphase ΘR des Bandpaßfilters 30 zu Θ1 gemacht, während die Übertragungsphase der oben beschriebenen zweiten Übertragungsleitung bei der Sollfrequenz fss zu e2 gemacht ist, wobei die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60A eingegeben werden soll, durch die folgende Gleichung 7 ausgedrückt ist.
Bei der Sollfrequenz fss, die eingestellt ist, um die Resonanzfrequenz fo des dieiektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30 zu sein, ist bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Verzögerungsschaltung (nicht gezeigt) vorher in die oben beschriebene erste oder zweite Übertragungsleitung eingefügt, so daß die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60 eingegeben wird, 2nπ + π/2 [rad] (wobei n eine ganze Zahl ist) wird, wünschenswerterweise π/2 [rad].
Es sei angenommen, daß der Signalpegel des Referenzsignals, das in den Eingangsanschluß 25a des Richtkopplers 25 eingegeben wird, bei einer bestimmten Frequenz fss Sr [dBm] ist, und daß der Signalpegel SM [dBm] des Hauptsignals, das jeweils in den Mixer eingegeben wird, und der Signalpegel SL [dBm] des Lokaloszillatorsignals jeweils gleich den folgenden Gleichungen 8 und 9 werden. Bei der Gleichung 8 und der Gleichung 9 ist der Verlust jeder Übertragungsleitung zum Verbinden jedes Elements vernachlässigt.
SM = Sr - L&sub2;&sub5;t - L&sub2;&sub0;r - IL&sub1; - L&sub2;&sub1;p = a&sub6;&sub0;&sub1; logVM ...(8)
SL = Sr - L&sub2;&sub5;p = a&sub6;&sub0;&sub2; logVL ...(9)
Hierbei ist L25t der Einfügungsverlust [dB] des Richtkopplers 25, der im voraus zu messen ist. L20r ist ein Übertragungsverlust [dB] des Richtkopplers 20, der im voraus zu messen ist, L21p ist ein Verzweigungsverlust [dB] des Richtkopplers 21, der im voraus zu messen ist, L25p ist der Verzweigungsverlust [dB] des Richtkopplers 25, der im voraus zu messen ist. a601 und a602 sind jeweils Konstanten, die im voraus zu bestimmen sind.
Wie aus den Gleichungen 8 und 9 offensichtlich ist, wird der Signalpegel SM des Hauptsignals abhängig von dem Einfügungsverlust IL1 des Bandpaßfilters 30 bei der Sollfrequenz fss hinsichtlich des Signalpegels Sr des Referenzsignals bestimmt, während der Signalpegel SL des Lokaloszillatorsignals im voraus hinsichtlich des Signalpegels Sr des Referenzsignals bestimmt wird.
Wie aus Gleichung 6, Gleichung 8 und Gleichung 9 offensichtlich ist, wird die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61 ausgegeben wird, abhängig von dem Einfügungsverlust IL1 des Bandpaßfilters 30 bei der Sollfrequenz fss und der Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60 eingegeben wird, bestimmt. Wie durch die nächste Gleichung 10 gezeigt ist, wird die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente nämlich durch den Einfügungsverlust IL1 des Bandpaßfilters 30 bei der Sollfrequenz fss bestimmt und ist eine Funktion der Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60 eingegeben wird.
Vo = f(IL&sub1;, ΔΘ) ... (10)
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Übertragungssignal, das von dem Sender 1 ausgegeben wird, nicht in das Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps eingegeben. Das Referenzsignal beispielsweise der Sollfrequenz fss wird in dem Signalgenerator 71 erzeugt, wobei der Eingangsanschluß des Isolators 10 mit dem Abschlußwiderstand mit der gegebenen Impedanz abgeschlossen ist. Zu dieser Zeit wird die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61 ausgegeben wird, gemessen, wobei die gemessene Spannung Vo in die Gleichung 10 eingesetzt wird. Danach werden die ternären simultanen Gleichungen der oben beschriebenen Gleichung 3, der Gleichung 7 und der Gleichung 10 gelöst. Folglich werden die Übertragungsphase ΘR, der Einfügungsverlust IL1, die Phasendifferenz ΔΘ des Bandpaßfilters bei der Sollfrequenz fss, die eingestellt ist, um die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30 zu sein, berechnet. Danach wird die berechnete Übertragungsphase ΘR in die Gleichung 5 eingesetzt, um eine Konstante Fi zu berechnen, wobei die berechnete Konstante F1 ferner in die Gleichung 4 eingesetzt wird, um die Resonanzfrequenz fo zu berechnen. Der Bewegungsabstand im für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 wird durch die Verwendung der nächsten Gleichung 11 gemäß der berechneten Resonanzfrequenz fo und der Sollfrequenz fss berechnet.
1m = k (fo - fss) ... (11)
Hierbei ist k eine Konstante, die aus dem Graphen der oben beschriebenen Figur 4 bestimmt werden soll. Das Pulstreibersignal der Pulsanzahl, die dem berechneten Bewegungsabstand im entspricht, wird in den Schrittmotor 33 eingegeben, um das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 zu bewegen. Das Abstimmverfahren des Bandpaßfilters 30 kann derart bewirkt werden, daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 grob der oben beschriebenen Sollfrequenz fss entspricht.
Wie in Fig. 1 gezeigt ist, ist die Steuerschaltung 50 in dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps mit einer CPU51 versehen, um das oben beschriebene Abstimmverfahren des Bandpaßfilters 30 zu bewirken, um den dielektrischen Resonator 31 in dem Bandpaßfilter 30 zu steuern, einem ROM52 zum Aufnehmen der Daten im voraus (beispielsweise der belasteten Güte (QL) oder dergleichen des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30) zum Durchführen des Steuerprogramms sowohl des oben beschriebenen Abstimmverfahrens als auch des Steuerprogramms, und einem RAM53, der als der Arbeitsbereich der CPU51 zum Aufnehmen der Daten, die durch jede der Schnittstellenschaltungen 57, 80 eingegeben werden sollen, verwendet wird. Die Steuerschaltung 50 weist ferner eine Schnittstellenschaltung 54, die mit dem Signalgenerator 71 verbunden ist, eine Schnittstellenschaltung 56, die mit dem Schrittmotor 33 verbunden ist, jeweils durch die Motortreiberschaltung 32, eine Schnittstellenschaltung 57, die mit der A/D-Wandlerschaltung 63 verbunden ist, und eine Schnittstellenschaltung 80, die mit einer Tastatur 81 verbunden ist, auf. Die CPU51, der ROM52, der RAM53, die jeweiligen Schnittsteilenschaltungen 54, 56, 57, 80 sind mit einem Bus 58 in der Steuerschaltung 50 verbunden.
Wenn die CPU51 das Abstimmverfahren des Bandpaßfilters 30 bewirkt, werden die Daten der Sollfrequenz fd durch die Verwendung der Tastatur 81 durch einen Bediener in das Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps eingegeben, wie später detailliert beschrieben wird. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Verfahren zum Eingeben der Daten der Sollfrequenz fd in das Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps von der Tastatur 81 durch die Schnittstelienschaltung 80 in den RAM53 durch die CPU51 bewirkt.
Die CPU51 erzeugt die Referenzsignale der Frequenz fs gleich der Sollfrequenz fd in dem Signalgenerator 71, woraufhin das Abstimmverfahren bewirkt wird, um die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 grob einzustellen, um der Frequenz fs des oben beschriebenen Referenzsignals zu entsprechen. Bei dem Abstimmprozeß wird nämlich das Motortreibersignal zum Treiben des Schrittmotors 33 durch die Schnittstellenschaltung 56 und die Motortreiberschaltung 32 zu dem Schrittmotor 33 ausgegeben, um die Treiberoperation zu bewirken, derart, daß der Pegel des Signals der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 durch die Schnittstellenschaltung 57 in die CPU51 eingegeben wird, näherungsweise Null werden kann, Wenn ein Motortreiber-Pulssignal einer Polarität + in den Schrittmotor 33 eingegeben wird, wird das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 in die Richtung des Pfeils A2, wie in Fig. 3 gezeigt ist, bewegt. Wenn ein Motortreiber-Pulssignal der Polarität - in den Schrittmotor 33 eingegeben wird, wird das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 in die Richtung eines Pfeils A1 bewegt. Die elektrostatische Kapazität der variablen Kapazität VC in der äquivalenten Schaltung von Fig. 2 ändert sich, um die Resonanzfrequenz fo der dielektrischen Resonanz 31 zu ändern, derart, daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30, die grob gleich der Resonanzfrequenz fo ist, geändert werden kann, Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel treibt die Steuerschaltung 50 den Schrittmotor 33 derart, daß der Pegel der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61 ausgegeben wird, Null werden kann, um die Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 zu ändern. Die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30, die grob gleich der Resonanzfrequenz fo ist, kann grob der Frequenz fs des Referenzsignals, das durch den Signalgenerator 71 erzeugt wird, entsprechen. Das Abstimmverfahren wird durchgeführt, derart, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 2d des automatischen Abstimmtyps automatisch auf die oben beschriebene Sollfrequenz, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben wird, eingestellt werden kann.
Fig. 6 ist ein Flußdiagramm, das die Hauptroutine des Abstimmverfahrens der Steuerschaltung 50 des Bandpaßfilters 2d des automatischen Abstimmtyps von Fig. 1 zeigt. Die Hauptroutine verarbeitet das oben beschriebene Abstimmverfahren und ist ein Prozeßbetrieb zum automatischen Einstellen der Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 auf die Sollfrequenz fd, die durch Verwendung der Tastatur 81 eingegeben wird. In dem anfänglichen Zustand vor dem Start der Hauptroutine, ist das dielektrische Abstimmelement 212 des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 in dem optionalen Abstand g positioniert. Bei der Hauptroutine ist der Prozeß des Schritts S103 und des Schritts S104 ein Grobabstimm-Prozeßbetrieb für das jeweilige Ändern der Mittenfrequenz fc des eingebauten Bandpaßfilters 30 auf die Frequenz in der Nähe der Sollfrequenz fd. Der Prozeßbetrieb der Schritte S105 bis S107 ist eine Feinabstimm-Verarbeitung, die die Mittenfrequenz fc des eingebauten Bandpaßfilters 30 von der Frequenz in der Nähe der oben beschriebenen Frequenz fd nach dem oben beschriebenen Grobabstimm-Verarbeitungsbetrieb ändert, um grob der oben beschriebenen Sollfrequenz fd zu entsprechen.
Wenn der Leistungsschalter (nicht gezeigt) der Steuerschaltung 50 eingeschaltet wird, wird die Hauptroutine des Abstimmprozesses von Fig. 6 begonnen. Im Schritt S101 wird das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 durch den Antrieb des Schrittmotors 33 in eine Position von g = 4 [mm] (die hierin nachfolgend als eine Ruheposition bezeichnet wird) bewegt. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist ein Anschlag (nicht gezeigt) für die Verwendung für das dielektrische Abstimmelement in jedem Bandpaßfilter 30 vorgesehen, derart, daß das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 aus der oben beschriebenen Ruheposition nicht in die Richtung des Pfeils A1 bewegt werden kann. In dem Schritt S101 wird, wenn ein Motortreibersignal der Polarität - durchgehend in den Schrittmotor 33 eingegeben wird, und wenn jedes dielektrische Abstimmelement 212 durch den oben beschriebenen Anschlag an der Ruheposition angehalten ist, ein Mikroschalter (nicht gezeigt), der an der Ruheposition vorgesehen ist, eingeschaltet, wobei zu dieser Zeit der Treiberbetrieb jedes Schrittmotors 33 angehalten wird. Jede Resonanzfrequenz fo jedes dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 an der Ruheposition ist 897 [MHz], wie in Fig. 4 gezeigt ist, was im voraus gemessen wird, wobei die Daten in dem RAM53 aufgenommen sind.
In dem Schritt S102 wird beurteilt, ob die Daten der Sollfrequenz fd in das Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben wurden oder nicht. Wenn die Daten nicht eingegeben wurden (NEIN im Schritt S102), wird die Schleifenverarbeitung des Schritts S102 in einem Wartezustand wiederholt. Wenn die Daten eingegeben wurden (JA im Schritt S102), springt die Routine zu einem Schritt S103. Im Schritt S103 wird, während der Grobabstimmprozeß bewirkt wird, der Bewegungsabstand im, um das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 zu bewegen, durch die Verwendung der Gleichung 11 entsprechend den Daten der Resonanzfrequenz fo, die in dem RAM53 aufgenommen sind, und der Daten der Sollfrequenz fd (= fss), die eingestellt werden soll, berechnet. In dem Schritt S104 werden die Pulstreibersignale der Pulsanzahl, die dem berechneten Bewegungsabstand im entspricht, jeweils in den Schrittmotor 33 eingegeben, um das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30 zu bewegen. Wenn der Bewegungsabstand im positiv ist, werden Pulstreibersignale der Polarität + jeweils in den Schrittmotor 33 eingegeben. Das dielektrische Abstimmelement 212 wird um den Bewegungsabstand im in die Richtung des Pfeils A2 bewegt. Wenn der Bewegungsabstand im negativ ist, wird jeweils ein Pulstreibersignal der Polarität - in den Schrittmotor 33 eingegeben. Das dielektrische Abstimmelement 212 wird um den Bewegungsabstand im in die Richtung des Pfeils A1 bewegt. Die Grobeinstellung ist abgeschlossen.
Um den Feineinstellungsprozeß zu bewirken, werden die Daten der Sollfrequenz fd in dem Schritt S105 als die Sollfrequenz fs zu dem Signalgenerator 71 ausgegeben, um das Referenzsignal der Sollfrequenz fs zu erzeugen. Danach werden in dem Schritt S106 die Daten der Sollfrequenz fd als die Sollfrequenz fss in den RAM53 aufgenommen. In dem Schritt 107 wird die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30, das realisiert werden soll, von der Frequenz in der Nähe der oben beschriebenen Frequenz fd nach dem oben beschriebenen Grobabstimm- Prozeßbetrieb geändert, um den Feinabstimmprozeßbetrieb auszuführen (siehe Fig. 7 und Fig. 8 bis 11), um die Mittenfrequenz abzustimmen, um grob der oben beschriebenen Sollfrequenz fd zu entsprechen, woraufhin die Routine zum Schritt S102 zurückspringt. Nachfolgend werden der oben beschriebene Grobabstimmprozeß und der oben beschriebene Feinabstimmprozeß durch die Verwendung der Tastatur 81 jedesmal wiederholt, wenn die Sollfrequenz des Bandpaßfilters 2d des automatischen Abstimmtyps neu eingegeben wird.
In Fig. 7 ist das Flußdiagramm der Unterroutine des Feinabstimmprozesses (Schritt S107), die Schritte S10, S14, die später beschrieben werden sollen, von Fig. 6 gezeigt.
Wie in Fig. 7 gezeigt ist, werden in einem Schritt S121 die Ausgangsspannungsdaten Vd, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 in die Steuerschaltung 50 eingegeben werden, hergeleitet, der Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 zugewiesen und in dem RAM53 gespeichert. Danach wird in einem Schritt S122 die Resonanzfrequenz fo durch die Verwendung der Gleichung 3, der Gleichung 7, der Gleichung 10, der Gleichung 4 und der Gleichung 5, die hierin oben beschrieben sind, entsprechend der oben beschriebenen umgewandelten Ausgangsspannung Vo hergeleitet.
Der Bewegungsabstand im für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 durch die Verwendung der Gleichung 11 wurde gemäß der oben beschriebenen, berechneten Resonanzfrequenz fo und mit der Sollfrequenz fss, die in dem vorherigen Schritt in dem Schritt 123 eingerichtet wird, berechnet. Danach wird in einem Schritt S124 das Pulstreibersignal der Pulsanzahl, die dem oben beschriebenen, berechneten Bewegungsabstand im entspricht, in den Schrittmotor 33 eingegeben, um das dielektrische Abstimmelement 212 zu bewegen. In einem Schritt S125 werden die Ausgangsspannungsdaten Vd, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 eingegeben werden, hergeleitet, der Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 zugewiesen und als die Daten Vd in dem RAM53 gespeichert. Danach wird in einem Schritt S126 beurteilt, ob ein Absolutwert Vd kleiner ist als eine Schwellenwertspannung Vth oder nicht, welche eine positive Zahl in beträchtlicher Nähe von Null ist, für eine Beurteilung, ob näherungsweise abgestimmt wurde. Wenn der Absolutwert Vd der Ausgangsspannungsdaten kleiner als die Schwellenwertspannung Vth ist (JA in dem Schritt S126), wird der Feinabstimmprozeß als abgeschlossen betrachtet und derselbe springt zu der ursprünglichen Hauptroutine zurück. Wenn der Absolutwert der Ausgangsspannungsdaten größer ist (NEIN im Schritt 126), wird der Feinabstimm-Prozeßbetrieb fortgesetzt. In einem Schritt S127 wird die Resonanzfrequenz fo gemäß dem oben beschriebenen Schritt 6122 entsprechend den Ausgangsspannungsdaten Vo, die in dem vorherigen Schritt S125 gemessen und umgewandelt wurden, berechnet. Danach springt die Routine zu dem Schritt S123 zurück. Während der Absolutwert Vd der Ausgangsspannungdaten kleiner wird als die Schwellenwertspannung Vth, nämlich bis die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 näherungsweise der Sollfrequenz fd entspricht, wird der Prozeßbetrieb der Schleife ausgeführt.
Bei dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps, das gemäß Fig. 1 aufgebaut ist, sind die Richtkoppler 21, 25 vorgesehen, selbst wenn ein Störwellensignal in der Nähe der Frequenz f1 von einem anderen Funksystem usw. durch die Antenne 4 eingegeben wird, derart, daß die Frequenzkomponente, die von dem anderen Störkanal stört, nicht in die Mischer 60a, 60b eingegeben wird, da die Richtkoppler 21, 25 vorgesehen sind. Daher kann der oben beschriebene Abstimmverarbeitungsbetrieb ohne Einflüsse des Störwellensignals auf die Frequenzkomponente wie bei dem bekannten Ausführungsbeispiel bewirkt werden.
Selbst wenn ein Teiler oder dergleichen statt der Richtkoppler 21, 25 vorgesehen ist, zu dem Reflexionssignale ausgegeben werden, wird, wenn die Frequenz des oben beschriebenen Störwellensignals bezüglich der Frequenz f1 des Übertragungssignals, das von dem Sender 1 ausgegeben werden soll, ausreichend verschoben ist, das oben beschriebene Störwellensignal in den Lokaloszillator-Signaleingangsanschluß des Mischers 60 eingegeben, nachdem das Störwellensignal das Bandpaßfilter 30, das einen bezüglich der Frequenzkomponente ausreichend großen Dämpfungsbetrag aufweist, durchlaufen hat. Der Pegel der Gleichkomponente der Frequenzkomponente des oben beschriebenen Störwellensignals, der an dem Ausgang des Tiefpaßfilters 61 erscheint, ist beträchtlich klein, weshalb derselbe den oben beschriebenen Abstimmprozeß kaum beeinflußt. Der oben beschriebene Abstimmprozeß kann ohne Einflüsse des Störwellensignals auf die Frequenzkomponente wie bei dem bekannten Ausführungsbeispiel bewirkt werden.
Ein Flußdiagramm eines modifizierten Ausführungsbeispiels einer Unterroutine des Feinabstimmprozesses (Schritt S107, Schritte S10, S14, die nachfolgend beschrieben werden sollen) der Fig. 6 ist in den Fig. 8 bis 11 gezeigt.
Wie in Fig. 8 gezeigt ist, wird in einem Schritt S131 die Sollfrequenz fss als eine anfängliche Sollfrequenz fp in dem RAM53 gespeichert, woraufhin in einem Schritt S132 die Ausgangsspannungsdaten Vd, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 eingegeben werden, der Ausgangsspannung VO des Tiefpaßfilters 61 in einem Schritt S133 zugewiesen und in dem RAM53 gespeichert werden. In einem Schritt S134 wird der anfängliche Wert Δfpo des Frequenzänderungsbetrags, der in dem vorbestimmten ROM52 gespeichert ist, als der Frequenzänderungsbetrag Δfp in dem RAM53 gespeichert. Danach werden in einem Schritt S135 die Daten der Frequenz fs zu dem Signalgenerator 71 ausgegeben, wobei die Frequenz (fp + Δfpo) als die Frequenz fs geliefert wird, um das Referenzsignal der Frequenz fs zu erzeugen. In dem Schritt S136 werden die Ausgangsspannungsdaten Vd, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 eingegeben werden, hergeleitet, in dem Schritt S137 der Ausgangsspannung V1 des Tiefpaßfilters 61 zugewiesen und in dem RAM53 gespeichert. Danach wird in einem Schritt S138 der Absolutwert V1 der Ausgangsspannung V1 von dem Absolutwert V0 der Ausgangsspannung V0 subtrahiert, wobei beurteilt wird, ob die Differenz der subtrahierten Ergebnisse einen größeren Wert als 0 hat oder nicht. Wenn V0 - V1 > 0 (JA im Schritt S138), wird eine Frequenzänderungs-Flag FF, die die Änderungsrichtung der Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 zeigt, gesetzt, woraufhin die Routine zu dem Schritt S141 von Fig. 9 springt. Wenn V0 - V1 ≤ 0 (NEIN im Schritt S138), wird die Frequenzänderungs-Flag FF in einem Schritt S140 rückgesetzt, woraufhin die Routine zu einem Schritt S141 von Fig. 9 springt.
Wie in Fig. 9 gezeigt ist, wird in dem Schritt S141 der Verarbeitungsparameter J auf 0 rückgesetzt, woraufhin in einem Schritt S142 beurteilt wird, ob die Frequenzänderungs-Flag FF 1 ist oder nicht. Wenn die Frequenzänderungs-Flag FF 1 ist (JA im Schritt S142), wird in einem Schritt S143 die Frequenz (fs + Δfp) als eine Frequenz fs eingestellt, um die Daten der Frequenz fs zu dem Signalgenerator 71 auszugeben. Nachdem das Referenzsignal der Frequenz fs erzeugt wurde, springt die Routine zu einem Schritt S145. Wenn die Frequenzänderungs-Flag FF 0 ist (NEIN in dem Schritt S142), wird in einem Schritt S144 die Frequenz (fs - Δfp) auf eine Frequenz fs eingestellt, um die Daten der Frequenz fs zu dem Signalgenerator 71 auszugeben. Nachdem das Referenzsignal der Frequenz fs erzeugt wurde, springt die Routine zu einem Schritt S145. In dem Schritt S145 werden die Ausgangsspannungsdaten Vd, die von der A/D-Wandlerschaltung 63 eingegeben werden, hergeleitet. In einem Schritt S146 werden dieselben in die Ausgangsspannung V2 des Tiefpaßfilters 51 umgewandelt und in dem RAM53 gespeichert. In einem Schritt S147 wird beurteilt, ob der Wert des Produkts von V2 V1 < 0 ist oder nicht. Wenn V2 V1 ≥ 0 (NEIN im Schritt S147), wird die Frequenz des Referenzsignals des Signalgenerators 71 wiederum in die gleiche Frequenzänderungsrichtung geändert. In einem Schritt S148 wird die Ausgangsspannung V2, die in dem RAM53 gespeichert ist, als die Ausgangsspannung V1 in dem RAM53 gespeichert, woraufhin die Routine zu dem Schritt S142 zurückspringt, um die Verarbeitung des Schritts S152 und die demselben nachfolgenden Schritte fortzusetzen. Wenn V2 V1 < 0 (JA im Schritt S147), wird in einem Schritt S149 beurteilt, ob der Verarbeitungsparameter J 2 oder größer ist oder nicht.
Wenn der Verarbeitungsparameter J 2 oder kleiner ist (NEIN im Schritt S149), wird beurteilt, daß der Prozeß von dem oben beschriebenen Schritt S142 zu dem Schritt S146 nicht in die zwei Frequenzänderungsrichtungen (die hierin nachfolgend als zwei Frequenzänderungsrichtungen bezeichnet werden) zum Erhöhen und Senken der Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 bewirkt wird, und daß die Routine zu einem Schritt S151 von Fig. 10 springt. Wenn der Verarbeitungsparameter J 2 oder größer ist, wird beurteilt, daß die Verarbeitung von den oben beschriebenen Schritten S142 bis S146 in die oben beschriebenen zwei Frequenzänderungsrichtungen verarbeitet wurde, wobei die Routine zu einem Schritt S150 springt. Im Schritt S150 wird beurteilt, ob der Absolutwert fs - fss der Differenz zwischen der Frequenz fs des Referenzsignals im wesentlichen der Resonanzfrequenz fo entspricht und die Sollfrequenz fss kleiner ist als ein Schwellenwert 6 des vorbestimmten Frequenzfehlers. Wenn fs - fss < &epsi; (JA im Schritt S150), wird angenommen, daß die Feinabstimmverarbeitung mit der gewünschten Genauigkeit innerhalb des gegebenen Fehlerbereichs abgeschlossen wurde, und die Routine springt zu der ursprünglichen Hauptroutine. Wenn fs - fss ≥ &epsi; (NEIN im Schritt S150) liegt die Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 nicht innerhalb des gegebenen Fehlerbereichs, wobei die Routine zu dem Schritt S161 von Fig. 11 springt.
In dem Schritt S151 von Fig. 10, der sich von dem Schritt S149 verzweigt, wird beurteilt, ob die Frequenzänderungs- Flag FF 1 ist oder nicht. Wenn die Frequenzänderungs-Flag 1 ist (JA in dem Schritt S151), wird die Frequenzänderungs- Flag FF in dem Schritt S152 auf 0 rückgesetzt, woraufhin die Routine zu einem Schritt S154 springt. Wenn die Frequenzänderungs-Flag 0 ist (NEIN im Schritt S151) wird die Frequenzänderungs-Flag FF in dem Schritt S153 auf 1 gesetzt. Daraufhin springt die Routine zu dem Schritt S154. In dem Schritten S151 bis S153 wird die Änderungsrichtung der Frequenz geändert. Danach wird in dem Schritt S154 der Frequenzänderungsbetrag Δfp durch 2 geteilt und als der Frequenzänderungsbetrag Δfp in dem RAM53 gespeichert, um den Frequenzänderungsbetrag Δfp zu reduzieren. Danach wird in einem Schritt S151 1 zu dem Verarbeitungsparameter J addiert. Der Wert nach der Addition wird als der Verarbeitungsparameter J in dem RAM53 gespeichert. Die Routine springt zu dem Schritt S142 von Fig. 9, um die Verarbeitung des Schritts S142 und der demselben nachfolgenden Schritte zu wiederholen.
Die Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 wird bei dem Prozeß so weit wie der Schritt S150 geändert, so daß die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30 durch die Änderung der Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 erhalten werden kann. Die Frequenz fs des Referenzsignals vor der Verarbeitung des Schritts S161 von Fig. 11, der sich von dem Schritt S150 verzweigt, ist näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30. In dem Schritt S161 wurde der Bewegungsabstand im für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 durch die Verwendung einer Berechnungsformel ähnlich der oben beschriebenen Gleichung 11 berechnet, nämlich einer Berechnungsformel von 1m = k (fs - fss) gemäß der Differenz (fs - fss) zwischen der Frequenz fs und der Sollfrequenz fss des Referenzsignals, das durch den Signalgenerator 71 erzeugt wird. Danach wird in dem Schritt S162 das Pulstreibersignal der Pulsanzahl, die dem berechneten Bewegungsabstand 1m entspricht, in den Schrittmotor 33 eingegeben, um das dielektrische Abstimmelement 212 zu bewegen. In den Schritten S163 bis S165 wird ein Prozeß zum Ändern der Änderungsrichtung der Frequenz fs des Referenzsignals ausgeführt. In dem Schritt S163 wird beurteilt, ob die Frequenzänderungs-Flag FF 1 ist oder nicht. Wenn die Frequenzänderungs-Flag 1 ist (JA in dem Schritt S163), wird in einem Schritt S164 die Frequenzänderungs-Flag FF auf 0 rückgesetzt. Danach springt die Routine zu einem Schritt S166. Wenn die Frequenzänderungs-Flag 0 ist (NEIN in dem Schritt S163), wird die Frequenzänderungs-Flag FF in dem Schritt S165 auf 1 gesetzt, woraufhin die Routine zu dem Schritt S166 springt. In dem Schritt S166 wird der Frequenzänderungsbetrag Δfp durch 2 geteilt und als der Frequenzänderungsbetrag Δfp in dem RAM53 gespeichert, um den Frequenzänderungsbetrag zu reduzieren. Daraufhin springt die Routine zu dem Schritt S141 von Fig. 9.
Bei dem modifizierten Ausführungsbeispiel des Feinabstimmprozesses, der in den Fig. 8 bis 11 gezeigt ist, wird die Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 derart geändert, daß die oben beschriebene Frequenz fs durch die Verwendung der Charakteristika, daß der Einfügungsverlust des Bandpaßfilters 30, das in Fig. 5 gezeigt ist, bei der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 minimal werden kann, abgestimmt werden kann, um sich der Resonanzfrequenz fo zu nähern. Die Resonanzfrequenz fo wird dadurch erhalten, daß die angenäherte Frequenz fs näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo ist. Danach wird gemäß der erhaltenen Resonanzfrequenz fo und der Sollfrequenz fss der Bewegungsabstand im für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 berechnet. Nur durch die Änderung des Bewegungsabstands im wird der Feinabstimmprozeß bewirkt, so daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 automatisch auf die Sollfrequenz fss eingestellt wird. Bei dem Feinabstimmprozeß, der in der oben beschriebenen Fig. 7 dargestellt ist, wird der Feinabstimmprozeß nur durch die Treiberoperation des Schrittmotors 33 bewirkt. Bei dem Feinabstimmprozeß, der in den Fig. 8 bis 11 dargestellt ist, wird die Frequenz fs des Referenzsignals des Signalgenerators 71 geändert, um die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 zu erhalten und um gleichzeitig den Schrittmotor 33 zu treiben. Im allgemeinen ist die Verarbeitungsgeschwindigkeit des Bewegens des dielektrischen Abstimmelements 212 durch die Treiberoperation des Schrittmotors 33 langsamer als die Verarbeitungsgeschwindigkeit für das Einstellen der Frequenz des Referenzsignals, das beispielsweise durch den Signalgenerator 71 einschließlich der PLL-Schaltung erzeugt wird, auf die gegebene Frequenz, so daß der Feinabstimmprozeß des modifizierten Ausführungsbeispiels derselben die Verarbeitung mit einer höheren Geschwindigkeit ausführen kann. In den Schritten S155, S166 ist 2 als ein Teiler zum Reduzieren der Änderungsbetrags Δfp der Frequenz verwendet.
Der Anfangswert Δfpo des vorbestimmten Frequenzänderungsbetrags, der in dem oben beschriebenen Schritt S134 verwendet werden soll, beträgt vorteilhaft etwa 30 kHz. Der Schwellenwert E des Frequenzfehlers, der in dem oben beschriebenen Schritt S150 verwendet werden soll, beträgt vorteilhaft 5 kHz bis 10 kHz. Gemäß der Simulation der Anmelderin beträgt die Frequenzverzögerung zwischen der Sollfrequenz fss und der Mittenfrequenz fc des tatsächlichen Bandpaßfilters 30 näherungsweise 50 kHz bis 100 kHz beim Abschluß der Grobabstimmverarbeitung in Fig. 6. Durch den Feinabstimmprozeß, der in Fig. 7 oder den Fig. 8 bis 11 gezeigt ist, wird die oben beschriebene Frequenzverzögerung näherungsweise 5 kHz oder 10 kHz oder geringer. Der Einstellprozeß der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30 kann exakter als bei dem bekannten Ausführungsbeispiel bewirkt werden.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel werden die Daten der Mittenfrequenz fd, die eingestellt werden soll, durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben. Ohne eine Beschränkung auf dasselbe kann die vorliegende Erfindung mit einer Empfangsschaltung für das Empfangen der Daten der Mittenfrequenz fd von einem externen Gerät, beispielsweise einer weiteren Steuerschaltung oder dergleichen oder einer Schnittstellenschaltung einer Steuerschaltung 50 versehen sein. Die Steuerschaltung 50 bewirkt den oben beschriebenen Abstimmprozeß gemäß den Daten der empfangenen Mittenfrequenz fd.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist das Bandpaßfilter 30 mit der Verwendung des dielektrischen Resonators 31 kombiniert. Ohne Beschränkung kann die vorliegende Erfindung weitere verschiedene Bandpaßfilter, die in der Lage sind, die Mittenfrequenz zu ändern, verwendet werden.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Resonanzfrequenz fo jedes dielektrischen Resonators 31 des Bandpaßfilters 30 gemäß der Ausgangsspannung Vd der A/D- Wandlerschaltung 63 berechnet. Der Bewegungsabstand 1m für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 wird gemäß der berechneten Resonanzfrequenz fo berechnet. Das dielektrische Abstimmelement 212 wird jeweils um den berechneten Bewegungsabstand im bewegt, um den oben beschriebenen Abstimmprozeß zu bewirken. Ohne eine Beschränkung bewegt die vorliegende Erfindung jedes dielektrische Abstimmelement 212 um den Abstimmprozeßbetrieb zu bewirken, derart, daß die Ausgangsspannung Vd gemäß der Ausgangsspannung Vd der A/D- Wandlerschaltung 63 ohne die Berechnung der oben beschriebenen Resonanzfrequenz fo 0 werden kann.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist bei der Einstellung der Frequenz fss, die durch die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30 eingestellt werden soll, eine Verzögerungsschaltung eingeführt, die im voraus eingestellt wird, derart, daß die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mixer 60 eingegeben wird, 2nπ + π/2 [rad] wird (wobei n eine ganze Zahl ist), vorzugsweise π/2 [rad]. Die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 wird geändert, derart, daß die Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 0 wird, um den oben beschriebenen Abstimmprozeßbetrieb zu bewirken. Bei dem Einstellen der Frequenz fss, die durch die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30 eingestellt werden soll, ist ohne eine Beschränkung die Verzögerungsschaltung eingefügt, die im voraus eingestellt wird, so daß die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mixer eingegeben wird, 2nπ [rad] wird, vorzugsweise 0 [rad]. Die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 wird geändert, derart, daß die Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 maximal wird. Der Abstimmprozeßbetrieb kann bewirkt werden. Bei dem Einstellen der Frequenz fss, die durch die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30 eingestellt werden soll, ist die Verzögerungsschaltung eingefügt und im voraus eingestellt, derart, daß die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60 eingegeben wird, 2nπ + π [rad] wird, vorzugsweise π oder -π (rad]. Die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30 wird geändert, so daß die Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 minimal wird. Der oben beschriebene Abstimmprozeßbetrieb kann bewirkt werden.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der Abstimmprozeßbetrieb digital unter Verwendung des Schrittmotors 33 bewirkt. Ohne eine Beschränkung können die Steuer-, Abstimm-Prozeßoperationen derart bewirkt werden, daß die Ausgangsspannung Vo des Tiefpaßfilters 61 durch die Verwendung des Treibermotors mit analogen Signalen 0 wird.

(Zweites Ausführungsbeispiel)

Fig. 13 ist ein Blockdiagramm eines Sendermultiplexers 2, der mit zwei automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfiltern 2a, 2b, 2c versehen ist, gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a von Fig. 13. In den Fig. 12 und 13 sind Bauteile, die gleich denen in Fig. 1 sind, mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Jedes der automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a, 2b, 2c gemäß der vorliegenden Erfindung ist durch die Verwendung einer Kombiniervorrichtung 12 und eines Teilers 11 elektrisch parallel verschaltet und verglichen mit dem Bandpaßfilter 2d des automatischen Abstimmtyps gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, das in Fig. 1 gezeigt ist, mit zwei Bandpaßfiltern 30a, 30b, die einen dielektrischen Resonator aufweisen, versehen. Jedes der automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a, 2b, 2c berechnet die Mittenfrequenzen f1c, f2c, die in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b eingestellt werden sollen, gemäß den Daten der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF jedes automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a, 2b, 2c. Das Signal der oben beschriebenen Mittenfrequenz f1c wird in dem Signalgenerator 71 erzeugt, um gemäß der oben beschriebenen, berechneten Mittenfrequenz f1c realisiert zu werden. Durch die Verwendung des Signals als das Referenzsignal wird die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30a abgestimmt, um näherungsweise der oben beschriebenen Mittenfrequenz f1c zu entsprechen. Danach wird das Signal der oben beschriebenen Mittenfrequenz f2c in dem Signalgenerator 71 erzeugt, um gemäß der oben beschriebenen, berechneten Mittenfrequenz f2c realisiert zu werden.
Durch die Verwendung des Signals als das Referenzsignal, wird die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30b abgestimmt, um grob der oben beschriebenen Mittenfrequenz f2c zu entsprechen. Die Mittenfrequenz und die Bandbreite jedes automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen- Bandpaßfilters 2a, 2b, 2c wird automatisch auf den oben beschriebenen, eingegebenen Datenwert eingestellt.
Wie in Fig. 13 gezeigt ist, wird jedes Übertragungssignal von wechselseitig unterschiedlichen Frequenzen f1, f2, f3 (f1 < f2 < f3), beispielsweise im UHF-Band, das jeweils von jedem Sender 1a, 1b, 1c ausgegeben wird und einen vorbestimmten konstanten Pegel aufweist, nach dem Durchlaufen der automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen- Bandpaßfilter 2a, 2b, 2c gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gebildet. Hierbei ist jeder Ausgangsanschluß jedes automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen- Bandpaßfilters 2a, 2b, 2c in gleicher Weise elektrisch miteinander verbunden. Jedes der oben beschriebenen Übertragungssignale, die durch das Bandpaßfilter 3 zu der Antenne 4 ausgegeben werden, das durch das Frequenzband, das die oben beschriebenen Frequenzen f1, f2, f3 einschließt, übertragen wird, und die durch Frequenzmultiplex kombiniert wurden, wird von der Antenne 4 abgestrahlt. Die automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a, 2b, 2c weisen einen ähnlichen Aufbau auf. Eine Beschreibung wird hierin nachfolgend detailliert bezugnehmend auf Fig. 12 hinsichtlich des automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a durchgeführt.
Wie in Fig. 12 gezeigt ist, wird das Signal, das von dem Sender 1a ausgegeben wird, durch den Isolator 10 in den Eingangsanschluß des Teilers 11 eingegeben. Der Teiler 11 teilt das eingegebene Übertragungssignal in zwei Signale, um die Ausgabe zu dem Eingangsanschluß 20a des Richtkopplers 20 und zu dem Eingangsanschluß 22a des Richtkopplers 22 zu leiten.
Die Richtkoppler 20, 21, 25 sind gleichartig denjenigen bei dem ersten Ausführungsbeispiel. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 20 ausgegeben wird, wird in den Eingangsanschluß T1a des Bandpaßfilters 30a eingegeben. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß T2a nach dem Durchlaufen des Bandpaßfilters 30a ausgegeben wird, wird durch den Eingangsanschluß 21a und den Ausgangsanschluß 21b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 21 in den ersten Eingangsanschluß der Kombiniervorrichtung 12 eingegeben. Ferner wird das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 21p der Koppelleitung des Richtkopplers 21 ausgegeben wird, mit dem Hauptsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60a als das erste Hauptsignal gekoppelt.
Der Richtkoppler 22 ist mit einer Übertragungsleitung zum Übertragen des oben beschriebenen, geteilten Übertragungssignals und einer Koppelleitung versehen, derart, daß die Übertragungssignalübertragung, die elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt wird, und das Referenzsignal, das in den Eingangsanschluß 22r der Koppelleitung eingegeben wird, kombiniert werden&sub9; Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 22b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 22 ausgegeben wird, wird in den Eingangsanschluß T1b des Bandpaßfilters 30b eingegeben. Das Signal, das nach dem Durchlaufen des Bandpaßfilters 30b von dem Ausgangsanschluß T2b ausgegeben wird, wird durch den Eingangsanschluß 23a und den Ausgangsanschluß 23b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 23 in den zweiten Eingangsanschluß der Kombiniervorrichtung 12 eingegeben. Der Richtkoppler 23 ist mit einer Übertragungsleitung zum Übertragen des Signals nach dem Durchlaufen des Bandpaßfilters 30b und einer Koppelleitung zum Erfassen des Übertragungssignals versehen, derart, daß ein Teil der Leistung der Übertragungssignalübertragung, die elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt wird, verzweigt und herausgezogen werden kann. Die Koppelleitung zur Übertragungssignalerfassungsverwendung ist mit einem Ausgangsanschluß 23p versehen. Das Signal, das von dem Ausgangsanschluß 23p der Koppelleitung ausgegeben werden soll, wird als das zweite Hauptsignal zu dem Hauptsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60b gekoppelt.
Die Kombiniervorrichtung 12 kombiniert die Signale, die in den ersten und den zweiten Eingangsanschluß eingegeben werden. Das kombinierte Signal wird zu dem Bandpaßfilter 3 ausgegeben. Jedes Bandpaßfilter 30a, 30b ist als das Bandpaßfilter 30 bei dem ersten Ausführungsbeispiel kombiniert.
Das Signalverarbeitungssystem und die Steuersystemschaltung in dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a wird hierin nachfolgend bezugnehmend auf Fig. 12 beschrieben.
Wie bei Fig. 12 ist der Signalgenerator 71 gleichartig dem des ersten Ausführungsbeispiels. Gemäß den Daten der Sollfrequenz fs, die durch die Schnittstellenschaltung 54 von der CPU51 der Steuerschaltung 50a eingegeben werden, wird das Referenzsignal der oben beschriebenen Sollfrequenz fs erzeugt, um das Referenzsignal durch den Verstärker 72 zu dem gemeinsamen Anschluß des Schalters SW3 auszugeben. Das Referenzsignal, das von dem einen Anschluß des Schalters SW3 ausgegeben wird, wird durch die b-Seite des Schalters SW1 in den Eingangsanschluß 25a des Richtkopplers 25 eingegeben. Das Referenzsignal, das von dem b-Anschluß des Schalters SW3 eingegeben wird, wird durch die b-Seite des Schalters SW2 in den Eingangsanschluß 26a des Richtkopplers 26 eingegeben. Die a-Seite des Schalters SW1 ist durch einen Abschlußwiderstand RL1 mit einer gegebenen Impedanz mit einer Erdleitung verbunden, die a-Seite des Schalters SW2 ist durch den Abschlußwiderstand RL2 mit einer gegebenen Impedanz mit einer Erdleitung verbunden. Hierbei wird jeder Schalter SW1, SW2, SW3 jeweils selektiv durch die CPU51 in der Steuerschaltung 50a durch die Schnittstellenschaltung 55 auf die a-Seite oder die b-Seite geschaltet.
Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 25b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 25 ausgegeben wird, wird durch den Ausgangsanschluß 20r der Koppelleitung des Richtkopplers 20 und den Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung in den Eingangsanschluß T1a des Bandpaßfilters 30a eingegeben. Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 25p der Koppelleitung des Richtkopplers 25 ausgegeben wird, wird als ein erstes Lokaloszillatorsignal in den Lokaloszillatorsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60a eingegeben.
Der Mischer 60a, der aus einem Multiplizierer besteht, mischt die Signale, die in den Hauptsignal-Eingangsanschluß eingegeben werden, mit den Signalen, die in den Lokaloszillatorsignal-Eingangsanschluß eingegeben werden, multipliziert dieselben und gibt das gemischte Signal zu dem Tiefpaßfilter (LPF) 61a aus. Das Signal, das von dem Mischer 60a ausgegeben wird, weist nach dem Mischen desselben die Frequenzkomponente von fs + fs und fs - fs (Gleichsignalkomponente) auf. Das Tiefpaßfilter 61a überträgt nur die Gleichsignalkomponente des gemischten eingegebenen Signals und gibt danach das Signal der Gleichsignalkomponente durch den Verstärker 62a zu der A/D-Wandlerschaltung 63a aus. Die A/D-Wandlerschaltung 63a wandelt das analoge Signal der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente in das digitale Signal Vd um, um dasselbe durch die Schnittstellenschaltung 57 in der Steuerschaltung 50a zu der CPU51 auszugeben.
Eine Übertragungsleitung für eine Hauptsignalverwendung zu dem Hauptsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60 durchläuft den Richtkoppler 25 und den Ausgangsanschluß 25b der Übertragungsleitung mit dem Eingangsanschluß 25a des Richtkopplers 25 als einem Referenzpunkt, den Eingangsanschluß 20r der Koppelleitung des Richtkopplers 20 und den Ausgangsanschluß 20b der Übertragungsleitung, das Bandpaßfilter 30a und den Eingangsanschluß 21a des Richtkopplers 21 und den Ausgangsanschluß 21p der Koppelleitung. Die Übertragungsleitung für eine Lokaloszillatorsignalverwendung zu dem Lokaloszillatorsignal-Eingangsanschluß des Mischers 60a durch die Koppelleitung des Richtkopplers 25 und den Ausgangsanschluß 25p von dem oben beschriebenen Referenzpunkt bildet eine zweite Übertragungsleitung. Die Übertragungsphase Θ1a (mit Ausnahme der Übertragungsphase ΘR des Bandpaßfilters 30a) der oben beschriebenen ersten Übertragungsleitung und die Übertragungsphase Θ2a der oben beschriebenen zweiten Übertragungsleitung bei einer optionalen Frequenz fa in der Nähe der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31, wünschenswerterweise innerhalb des Bandpaßfilters 30a, werden im voraus gemessen.
Wenn die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 innerhalb des oben beschriebenen Bandpaßfilters 30a auf eine bestimmte Sollfrequenz fss eingestellt ist, ist die Übertragungsphase der oben beschriebenen ersten Übertragungsleitung mit Ausnahme der Übertragungsphase-ΘR des Bandpaßfilters 30a zu ei gemacht, während die Übertragungsphase der oben beschriebenen zweiten Übertragungsleitung bei der Sollfrequenz fss zu e2 gemacht ist, wobei die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60a eingegeben wird, wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel durch die Gleichung 7 ausgedrückt ist.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist bei der Sollfrequenz fss, die aus der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30a eingestellt werden soll, eine Verzögerungsschaltung (nicht gezeigt) im voraus in die oben beschriebene erste oder zweite Übertragungsleitung eingefügt, so daß die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60a eingegeben wird, 2nπ + π/2 [rad] wird (wobei n eine ganze Zahl ist), wünschenswerterweise π/2 [rad].
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Übertragungssignal, das von dem Sender 1a ausgegeben wird, nicht in das automatisch abgestimmte, parallel verbundene Zweistufen-Bandpaßfilter 2a eingegeben. Das Referenzsignal beispielsweise der Sollfrequenz fs wird in dem Signalgenerator 71 erzeugt, wobei der Eingangsanschluß des Isolators 10 mit dem Abschlußwiderstand mit der gegebenen Impedanz abgeschlossen ist, wobei der Schalter SW3 auf die a-Seite geschaltet ist, und wobei der Schalter SW1 auf die b-Seite geschaltet ist. Zu dieser Zeit wird die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61a ausgegeben wird, gemessen, und die gemessene Spannung Vo wird in die Gleichung 10 eingesetzt. Danach werden die ternären simultanen Gleichungen, die oben beschriebene Gleichung 3, die Gleichung 7 und die Gleichung 10, gelöst. Folglich werden die Übertragungsphase ΘR, der Einfügungsverlust IL1 und die Phasendifferenz ΔΘ des Bandpaßfilters 30a bei der Sollfrequenz fss, die durch die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30 eingestellt werden soll, berechnet. Danach wird die berechnete Übertragungsphase ΘR in Gleichung 5 eingesetzt, um eine Konstante F1 zu berechnen, wobei ferner die berechnete Konstante F1 in Gleichung 4 eingesetzt wird, um die Resonanzfrequenz fo zu berechnen. Der Bewegungsabstand im für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelements 212 wird durch die Verwendung der Gleichung 11 gemäß der berechneten Resonanzfrequenz fo und der Sollfrequenz fss berechnet.
Der Richtkoppler 26 ist mit einer Übertragungsleitung zum Übertragen eines Referenzsignals, das durch der Verstärker 72 und die Schalter SW3, SW2 von dem Signalgenerator 71 in den Eingangsanschluß 26a eingegeben wird, und einer Koppelleitung zum Erfassen des oben beschriebenen Referenzsignals versehen, so daß ein Teil des Stroms der Referenzsignalübertragung, die elektromagnetisch zu der Übertragungsleitung gekoppelt wird, verzweigt und herausgezogen wird, wobei die Koppelleitung für die Referenzsignal-Erfassungsverwendung mit einem Ausgangsanschluß 26p versehen ist. Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 26b der Übertragungsleitung des Richtkopplers 26 ausgegeben wird, wird durch den Eingangsanschluß 22r der Koppelleitung des Richtkopplers 22 und den Ausgangsanschluß 22b der Übertragungsleitung in den Eingangsanschluß T1b des Bandpaßfilters 30a eingegeben. Das Referenzsignal, das von dem Ausgangsanschluß 26p der Koppelleitung des Richtkopplers 26 ausgegeben wird, wird als ein zweites Lokaloszillatorsignal in den Lokaloszillatorsignal Eingangsanschluß des Mischers 60b eingegeben.
Der Mischer 60b, der aus einem Multiplizierer besteht, mischt die Signale, die in den Hauptsignal-Eingangsanschluß eingegeben werden, mit den Signalen, die in den Lokaloszillatorsignal-Eingangsanschluß eingegeben werden, multipliziert dieselben und gibt das gemischte Signal zu dem Tiefpaßfilter (LPF) 61b aus. Das Signal, das von dem Mischer 60b ausgegeben wird, weist nach dem Mischen desselben die Frequenzkomponenten fs + fs und fs - fs (Gleichsignalkomponente) auf. Das Tiefpaßfilter 61b überträgt nur die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente des gemischten eingegebenen Signals und gibt daraufhin das Signal der Gleichsignalkomponente durch den Verstärker 62b zu der A/D-Wandlerschaltung 63b aus. Die A/D-Wandlerschaltung 63b wandelt das analoge Signal der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente in das digitale Signal Vd um, um dasselbe durch die Schnittstellenschaltung 57 in der Steuerschaltung 50a zu der CPU51 auszugeben.
Bei einem Verarbeitungsschaltungssystem für das Referenzsignal zum Erzeugen der Spannung Vo der Gleichsignalkomponente durch die Verwendung des zweiten Hauptsignals und des zweiten Lokaloszillatorsignals wird jede Gleichung von Gleichung 6 bis Gleichung 11 wie bei dem Verarbeitungsschaltungssystem für das Referenzsignal zum Erzeugen der Spannung Vo der Gleichsignalkomponente durch die Verwendung des oben beschriebenen ersten Hauptsignals und des ersten Lokaloszillatorsignals festgelegt, so daß die Abstimmoperation des Bandpaßfilters 30b wie nachfolgend hierin beschrieben wird, bewirkt werden kann. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel kann bei einer Sollfrequenz fss, die durch die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem oben beschriebenen Bandpaßfilter 30b eingestellt werden soll, die Phasendifferenz ΔΘ jedes Signals, das in den Mischer 60b eingegeben wird, 2nπ + π/2 [rad] werden (n ist eine ganze Zahl) und kann wünschenswerterweise π/2 (rad) werden. Die Verzögerungsschaltung (nicht gezeigt) ist im voraus eingefügt, wie bei dem Verarbeitungsschaltungssystem für das Referenzsignal zum Erzeugen der Spannung Vo der Gleichsignalkomponente durch die Verwendung des oben beschriebenen ersten Hauptsignals und des ersten Lokaloszillatorsignals.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das Übertragungssignal, das von dem Sender la ausgegeben wird, nicht in das automatisch abgestimmte, parallel verbundene Zweistufen-Bandpaßfilter 2a eingegeben. Das Referenzsignal beispielsweise der Sollfrequenz fss wird in dem Signalgenerator 71 erzeugt, wobei der Eingangsanschluß des Isolators 10 mit dem Abschlußwiderstand mit der gegebenen Impedanz abgeschlossen ist, wobei der Schalter SW3 auf die b-Seite geschaltet ist, und wobei der Schalter SW2 auf die b-Seite geschaltet ist. Zu dieser Zeit wird die Spannung Vo der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61b ausgegeben wird, gemessen, und die gemessene Spannung Vo wird in die Gleichung 10 eingesetzt. Danach wird die ternäre simultane Gleichung der oben beschriebenen Gleichung 3, die Gleichung 7 und die Gleichung 10 gelöst. Folglich werden die Übertragungsphase ΘR, der Einfügungsverlust IL1 und die Phasendifferenz ΔΘ des Bandpaßfilters 30 bei der Sollfrequenz fss, die aus der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30 eingestellt werden soll, berechnet. Danach wird die berechnete Übertragungsphase ΘR in Gleichung 5 eingesetzt, um eine Konstante F1 zu berechnen, wobei die berechnete Konstante F1 ferner in die Gleichung 4 eingesetzt wird, um die Resonanzfrequenz fo zu berechnen. Der Bewegungsabstand für die Bewegung des dielektrischen Abstimmelernents 212 wird durch die Verwendung der Gleichung 11 gemäß der berechneten Resonanzfrequenz fo und der Sollfrequenz fss berechnet. Das Pulstreibersignal der Pulsanzahl, die dem oben beschriebenen, berechneten Bewegungsabstand im entspricht, wird in den Schrittrnotor 33b eingegeben, um das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30b zu bewegen. Der Abstimmprozeß für das Bandpaßfilter 30b kann derart bewirkt werden, daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30b grob der oben beschriebenen Sollfrequenz fss entspricht.
Wie in Fig. 12 zu sehen ist, ist die Steuerschaltung 50a in dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a mit einer Schnittstellenschaltung 55 versehen, die verglichen mit der Steuerschaltung 50 bei dem ersten Ausführungsbeispiel mit Schaltern SW1, SW2, SW3 zu verbinden ist. Die CPU51 führt jeden der oben beschriebenen Abstimmprozesse von jedem der Bandpaßfilter 30a, 30b durch und steuert den dielektrischen Resonator 31 in den Bandpaßfiltern 30a, 30b. Ferner sind die Motortreiberschaltungen 32a, 32b mit der Schnittstellenschaltung 56 verbunden, und die A/D-Wandlerschaltungen 63a, 63b sind mit der Schnittstellenschaltung 57 verbunden.
Wenn jeder Abstimmprozeß von jeder Abstimmverarbeitung jedes Bandpaßfilters 30a, 30b ausgeführt wird, berechnet die CPU51 die Mittenfrequenzen f1c, f2c, die jeweils in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b durch die Verwendung der folgenden Gleichung 12 eingestellt werden sollen, die Gleichung 13 gemäß der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF, die in dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a eingestellt werden soll, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben wird, wie später detailliert beschrieben wird. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Prozeß des Speicherns der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF, die in dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a durch die Schnittstellenschaltung 80 von der Tastatur 81 eingestellt werden soll, durch die Unterbrechungsverarbeitung der CPU51 bewirkt.
f1c = fd - 2a&sub2;ΔF ... (12)
f2c = fd + 2a&sub2;ΔF ... (13)
Hierbei ist a&sub2;, das erwünschterweise innerhalb des Bereichs von 0,8 < a2 < 2,0 liegt, eine Konstante, die abhängig von der belasteten Güte (QL) des dielektrischen Resonators 31 in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b vorbestimmt und vorher in dem ROM52 gespeichert werden soll.
Die CPU51 bewirkt den Abstimmprozeß (der hierin nachfolgend als erster Abstimmprozeß bezeichnet wird) für das Bandpaßfilter 30a, um zu bewirken, daß die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30a grob der Frequenz f1c des oben beschriebenen Referenzsignals nach dem Erzeugen des Referenzsignals aus der Frequenz f1c in dem Signalgenerator 71 entspricht. Danach den Abstimmprozeß (der hierin nachfolgend als zweiter Abstimmprozeß bezeichnet wird) für das Bandpaßfilter 30b zum Abstimmen der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30b, um grob der Frequenz f2c des oben beschriebenen Referenzsignals nach dem Erzeugen des Referenzsignals der Frequenz f2c in dem Signalgenerator 71 zu entsprechen.
Bei dem ersten Abstimmprozeß wird das Motortreibersignal zum Treiben des Schrittmotors 33a ausgegeben und als der Pegel des Signals der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente, die durch die Schnittstellenschaltung 57 von der A/D-Wandlerschaltung 63a in die CPU51 eingegeben wird, durch die Schnittstellenschaltung 56 und die Motortreiberschaltung 32a zu dem Schrittmotor 33a geleitet, um das dielektrische Abstimmelement 212 in dem Bandpaßfilter 30a zu bewegen. Zu dieser Zeit ändert sich die elektrostatische Kapazität der variablen Kapazität VC in der äquivalenten Schaltung von Fig. 2, um die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 31 zu ändern, so daß die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30a näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo geändert werden kann. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel treibt die Steuerschaltung 50a den Schrittmotor 33a, derart, daß der Pegel der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61a ausgegeben wird, Null wird, um die Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30a zu ändern. Daher kann die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 3, die näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo ist, näherungsweise abgestimmt werden, um der Frequenz des Referenzsignals zu entsprechen, das durch den Signalgenerator 71 erzeugt werden soll.
Bei einem zweiten Abstimmprozeß wird wie bei dem ersten Abstimmprozeß das Motortreibersignal zum Treiben des Schrittmotors 33b durch die Schnittstellenschaltung 56 und die Motortreiberschaltung 32b zu dem Schrittmotor 33b ausgegeben, um gemäß dem Pegel des Signals der oben beschriebenen Gleichsignalkomponente, die durch die Schnittstellenschaltung 57 von der A/D-Wandlerschaltung 63b in die CPU51 eingegeben wird, die Treiberoperation zu bewirken. Hierbei treibt die Steuerschaltung 50a den Schrittmotor 33b derart, daß der Pegel der Gleichsignalkomponente, die von dem Tiefpaßfilter 61 ausgegeben wird, Null werden kann, um die Änderung der Resonanzfrequenz des dielektrischen Resonators 31 in dem Bandpaßfilter 30b zu ändern. Daher kann die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30b, die näherungsweise gleich der Resonanzfrequenz fo ist, abgestimmt werden, um näherungsweise der Frequenz f2c des Referenzsignals zu entsprechen, das durch den Signalgenerator 7i erzeugt werden soll.
Durch die Ausführung des oben beschriebenen ersten und zweiten Abstimmprozesses können die Mittenfrequenz und die Bandbreite des automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a jeweils automatisch auf jeden Datenwert fd, ΔF, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben werden, eingestellt werden.
Fig. 14 ist ein Flußdiagramm, das die Hauptroutine des Abstimmprozesses der Steuerschaltung 50 des automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a von Fig. 12 zeigt. Die Hauptroutine führt den oben beschriebenen ersten und zweiten Abstimmprozeß aus, und ist eine Prozeßoperation zum automatischen Einstellen der Mittenfrequenz und der Bandbreite des Bandpaßfilters 2a durch jeden Datenwert fd, ΔF, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben werden. In dem anfänglichen Zustand vor dem Start der Hauptroutine ist das dielektrische Abstimmelement 212 des dielektrischen Resonators 31 in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b in dem optionalen Abstand g positioniert. Bei der Hauptroutine ist die Verarbeitung des Schritts S5 und des Schritts S6 ein grober Abstimmprozeßbetrieb zum jeweiligen Ändern der Mittenfrequenz fc jedes eingebauten Bandpaßfilters 30a, 30b auf die Frequenz in der Nähe der Sollfrequenz f1c, f2c, die eingestellt werden soll. Der Verarbeitungsbetrieb von dem Schritt S7 bis zu dem Schritt S10 ist ein erster Feinabstimm-Prozeßbetrieb, der die Mittenfrequenz fc des eingebauten Bandpaßfilters 30a von der Frequenz in der Nähe der oben beschriebenen Frequenz f1c nach dem oben beschriebenen groben Abstimmprozeßbetrieb ändert&sub1; um grob der oben beschriebenen Frequenz f1c zu entsprechen. Die Verarbeitung von dem Schritt Sil bis zu dem Schritt S14 ist ein zweiter Feinabstimm-Prozeßbetrieb, der die Mittenfrequenz fc des eingebauten Bandpaßfilters 30b von der Frequenz nahe der oben beschriebenen Frequenz f2c nach dem oben beschriebenen groben Abstimmverarbeitungsbetrieb ändert, um dieselbe abzustimmen, um näherungsweise der oben beschriebenen Frequenz f2c zu entsprechen.
Wenn der Leistungsschalter (nicht gezeigt) der Steuerschaltung 50a eingeschaltet wird, wird die Hauptroutine des Abstimmprozesses von Fig. 14 begonnen. In dem Schritt S1 werden die jeweiligen dielektrischen Abstimmelemente 212 in den jeweiligen Bandpaßfiltern 30a, 30b in eine Ruheposition bewegt, jeweils durch das Treiben der Schrittmotoren 33a, 33b. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist ein Anschlag (nicht gezeigt) für das dielektrische Abstimmelement in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b vorgesehen, so daß das dielektrische Abstimmelement 212 in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b aus der oben beschriebenen Ruheposition nicht in die Richtung des Pfeils A1 bewegt werden kann. Wenn ein Motortreibersignal der Polarität - kontinuierlich in die Schrittmotoren 33a, 33b eingegeben wird und jedes dielektrische Abstimmelement 212 durch den oben beschriebenen Anschlag an der Ruheposition angehalten ist, wird im Schritt S1 ein Mikroschalter (nicht gezeigt), der an der Ruheposition vorgesehen ist, eingeschaltet, wodurch die Treiberoperation jedes Schrittmotors 33a, 33b beendet wird.
In dem Schritt S2 werden 897 [MHz] als die Daten der Resonanzfrequenz fol des dielektrischen Resonators 31 in dem vorliegenden Bandpaßfilter 30a eingestellt und in dem RAM53 gespeichert. 897 [MHz) werden als die Daten der Resonanzfrequenz fo2 des dielektrischen Resonators 31 in dem vorliegenden Bandpaßfilter 30b eingestellt und in dem RAM53 gespeichert. In dem Schritt S3 wird beurteilt, ob die Daten der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF, die in dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a eingestellt werden sollen, durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben wurden oder nicht. Wenn die Daten nicht eingegeben wurden (NEIN in dem Schritt S3), wird die Schleifenverarbeitung des Schritts S3 in einen Wartezustand wiederholt. Wenn die Daten eingegeben wurden (JA im Schritt 63), springt die Routine zu dem Schritt S4. In dem Schritt S4 werden gemäß den Daten der eingegebenen Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF die Mittenfrequenzen (die hierin nachfolgend als die Sollfrequenzen bezeichnet werden) f1c, f2c, die in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b eingestellt werden sollen, durch die Verwendung der oben beschriebenen Gleichung 12 und der Gleichung 13 berechnet, woraufhin diese Daten in dem RAM53 gespeichert werden.
Um die Grobabstimmverarbeitung zu bewirken, werden in dem Schritt S5 die Bewegungsabstände lma, 1mb, um das dielektrische Abstimmelement 212 in jedem Bandpaßfilter 30a, 30b zu bewegen, durch die Verwendung der folgenden Gleichung 14 und der Gleichung 15, die ähnlich der Berechnungsformel der Gleichung 11 sind entsprechend den Daten der Resonanzfrequenzen fo1, fo2, die in dem RAM53 gespeichert sind, und den Daten der Sollfrequenzen f1c, f2c sind, berechnet.
1ma = k (fo - f1c) ... (14)
1mb = k (fo - f2c) ... (15)
Im Schritt S6 werden die Pulstreibersignale der Pulsanzahl, die den berechneten Bewegungsabständen 1ma, 1mb entspricht, jeweils in die Schrittmotoren 33a, 33b eingegeben, um die dielektrischen Abstimmelemente 212 in den Bandpaßfiltern 30a, 30b zu bewegen. Wenn die Bewegungsabstände 1ma, 1mb positiv sind, werden Pulstreibersignale der Polarität + in die Schrittmotoren 33a, 33b eingegeben. Die dielektrischen Abstimmelemente 212 werden um die Bewegungsabstände 1ma, 1mb in die Richtung eines Pfeils A2 bewegt. Wenn die Bewegungsabstände 1ma, 1mb negativ sind, werden Pulstreibersignale der Polarität - in die Schrittmotoren 33a, 33b eingegeben. Die dielektrischen Abstimmelemente 212 werden um die Bewegungsabstände 1ma, 1mb in die Richtung des Pfeils A1 bewegt. Der Grobabstimmprozeßbetrieb ist abgeschlossen.
Um den ersten Feinabstimmprozeß zu bewirken, werden die Daten der Sollfrequenz f1c in dem Schritt S7 als die Sollfrequenz fs zu dem Signalgenerator 71 ausgegeben, um das Referenzsignal der Sollfrequenz f1c in dem Signalgenerator 71 zu erzeugen. Nachfolgend wird in dem Schritt S8 der Schalter SW1 auf die b-Seite geschaltet, der Schalter SW2 wird auf die a-Seite geschaltet und der Schalter SW3 wird auf die a- Seite geschaltet. In dem Schritt S9 wird die Sollfrequenz f1c als die Sollfrequenz fss in dem RAM53 gespeichert. Danach wird in dem Schritt S10 die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30a, das realisiert werden soll, von der Frequenz in der Nähe der oben beschriebenen Sollfrequenz f1c nach der oben beschriebenen Grobabstimmverarbeitung geändert, und der Feinabstimmprozeßbetrieb (siehe Fig. 7 oder Fig. 8 bis Fig. 11) zum Abstimmen der Mittenfrequenz, um näherungsweise der oben beschriebenen Sollfrequenz f1c zu entsprechen, wird bewirkt. Danach springt die Routine zu dem Schritt S11.
Um den zweiten Feinabstimmprozeß zu bewirken, werden die Daten der Sollfrequenz f2c in dem Schritt S11 als die Sollfrequenz f2c zu dem dem Signalgenerator 71 ausgegeben, um das Referenzsignal der Sollfrequenz f2c in dem Signalgenerator 71 zu erzeugen. Danach wird in dem Schritt S12 der Schalter SW1 auf die a-Seite geschaltet, der Schalter SW2 wird auf die b-Seite geschaltet, und der Schalter SW3 wird auf die b-Seite geschaltet. In dem Schritt S13 wird die Sollfrequenz f2c als die Sollfrequenz fss in dem RAM53 aufgenommen. Danach wird in dem Schritt S14 die Mittenfrequenz fc des Bandpaßfilters 30b, das realisiert werden soll, von der Frequenz nahe der oben beschriebenen Sollfrequenz f2c nach dem oben beschriebenen Grobabstimmprozeßbetrieb geändert, um den Feinabstimmprozeßbetrieb zum Abstimmen der Mittenfrequenz, um grob der oben beschriebenen Sollfrequenz f2c zu entsprechen, auszuführen (siehe Fig. 7 und Fig. 8 bis 11), woraufhin im Schritt S15 der Schalter SW1 auf die a-Seite geschaltet wird, der Schalter SW2 auf die a-Seite geschaltet wird, und die Routine zum Schritt S3 zurückspringt. Nachfolgend werden der oben beschriebene Grobabstimmprozeß, der oben beschriebene erste und der zweite Feinabstimmprozeß jedesmal wiederholt, wenn durch die Verwendung der Tastatur 81 die Mittenfrequenz und die Bandbreite des parallelen Zweistufen-Bandpaßfilters 2a des automatischen Abstimmtyps neu eingegeben werden.
Bei dem automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2a, das gemäß Fig. 12 aufgebaut ist, sind die Richtkoppler 21, 23, 25, 26 vorgesehen, selbst wenn beispielsweise die Komponenten der Übertragungssignale der Frequenzen f2, f3 überlagern, die durch die automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2b, 2c von den Sendern 1b, 1c des anderen Kanals eingegeben werden, so daß die Frequenzkomponente, die von dem anderen Kanal stört, nicht in die Mischer 60a, 60b eingegeben wird. Folglich kann die oben beschriebene Abstimmverarbeitung ohne Einflüsse auf die Frequenzkomponente durch Störungen von dem anderen Kanal wie bei dem bekannten Ausführungsbeispiel bewirkt werden.
Selbst wenn ein Teiler oder dergleichen statt der Richtkoppler 21, 23, 25, 26 vorgesehen ist, zu dem die Reflexionssignale ausgegeben werden, werden, wenn die Frequenzen f2, f3 des anderen Kanals ausreichend bezüglich der Frequenz f1 des Übertragungssignals, das von dem Sender 1a ausgegeben werden soll, verschoben sind, die oben beschriebenen Storsignale des anderen Kanals in die Lokaloszillatorsignal-Eingangsanschlüsse der Mischer 60a, 60b eingegeben, nachdem die Störsignale des anderen Kanals durch die Bandpaßfilter 30a, 30b, die einen Dämpfungsbetrag aufweisen, der bezüglich der Frequenzen f2, f3 ausreichend groß ist, übertragen wurden. Der Pegel der Gleichkomponente um die Frequenzen f2, f3 des oben beschriebenen anderen Kanals, der in der Ausgabe der Tiefpaßfilter 61a, 61b erscheint, ist beträchtlich klein, weshalb derselbe den oben beschriebenen Abstimmprozeß kaum beeinflußt. Daher kann der oben beschriebene Abstimmprozeßbetrieb ohne Empfangen der Einflüsse der Frequenzkomponente, die von dem anderen Kanal stört, wie bei dem bekannten Ausführungsbeispiel bewirkt werden.
Die automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfilter 2b und 2c weisen einen ähnlichen Aufbau wie das oben beschriebene automatisch abgestimmte, parallel verbundene Zweistufen-Bandpaßfilter 2a auf. Bei den jeweiligen parallelen Zweistufen-Bandpaßfiltern 2b, 2c des automatischen Abstimmtyps wird der oben beschriebene Abstimmprozeßbetrieb derart bewirkt, daß die Mittenfrequenzen der eingebauten Bandpaßfilter 30a, 30b grob den jeweiligen Sollfrequenzen f1c, f2c, die gemäß den Mittenfrequenzen und den Bandbreiten der Bandpaßfilter 2b, 2c, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben werden, berechnet werden, entsprechen.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel werden die Daten der Mittenfrequenz fd und die Bandbreite ΔF, die eingestellt werden sollen, durch die Verwendung der Tastatur 81 eingegeben. Ohne eine Beschränkung sind bei der vorliegenden Erfindung eine Empfangsschaltung zum Empfangen der Daten sowohl der Mittenfrequenz fd als auch der Bandbreite ΔF von einem externen Gerät, beispielsweise einer weiteren Steuerschaltung oder dergleichen oder einer Schnittstellenschaltung der Steuerschaltung 50a vorgesehen. Die Steuerschaltung 50a kann die Sollfrequenzen f1c, f2c entsprechend den empfangenen Daten sowohl der Mittenfrequenz fd als auch der Bandbreite ΔF berechnen.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel sind ein erstes Schaltungssystem eines Mischers 60a, der zum Bewirken des ersten Abstimmprozesses notwendig ist, ein Tiefpaßfilter 61a, ein Verstärker 62a, eine A/D-Wandlerschaltung 63a, eine Motortreiberschaltung 32a, ein Schrittmotor 33a usw., und ein zweites Schaltungssystem eines Mischers 60b, der zum Bewirken des zweiten Abstimmprozesses notwendig ist, ein Tiefpaßfilter 61b, ein Verstärker 62b, eine A/D-Wandlerschaltung 63b, eine Motortreiberschaltung 32b, ein Schrittmotor 33b usw. separat vorgesehen. Ein Schaltungssystem und ein Umschalter können ohne eine getrennte Bereitstellung derselben ohne Beschränkung auf eine diese Anordnung vorgesehen sein. Die vorliegende Erfindung kann derart aufgebaut sein, daß die selektive Verwendung hinsichtlich des ersten und des zweiten Abstimmprozesses bewirkt werden kann.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel ist ein Sendermultiplexer 2, der in Fig. 13 gezeigt ist, mit drei automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Zweistufen-Bandpaßfiltern 2a, 2b, 2c versehen, wobei zwei Bandpaßfilter 30a, 30b parallel verbunden sind. Die vorliegende Erfindung kann angepaßt sein, um mittels der jeweiligen Ausgangsanschlüsse mit einer Mehrzahl von Bandpaßfiltern 2d des automatischen Abstimmtyps gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, das in Fig. 1 gezeigt ist, verbunden zu sein, ohne eine Beschränkung auf diese Anordnung.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel wurden automatisch abgestimmte, parallel verbundene Zweistufen-Bandpaßfilter 2a, 2b, 2c, die parallel mit zwei Bandpaßfiltern 30a, 30b verbunden sind, beschrieben. Die vorliegende Erfindung kann auf das automatisch abgestimmte, parallel verbundene Mehrpol-Bandpaßfilter mit einer Mehrzahl von Bandpaßfiltern 30, die parallel verbunden sind, ohne eine Beschränkung auf diese Anordnung angewendet werden.
In einem Fall, in dem ein automatisch abgestimmtes, parallel verbundenes Dreipol-Bandpaßfilter mit vier Bandpaßfiltern 30 versehen ist, können die Mittenfrequenzen f1c, f2c, f3c, die eingestellt werden sollen, jeweils in jedem Bandpaßfilter 30 unter Verwendung der folgenden Gleichung 16, der Gleichung 17 und der Gleichung 18 gemäß der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF, die durch die Verwendung der Tastatur 81 eingestellt werden sollen, berechnet werden.
f1c = fd - 2a&sub3;ΔF ... (16)
f2c = fd + 2b&sub3;ΔF ... (17)
f3c = fd + 2c&sub3;ΔF ... (18)
Hierbei liegt jede positive Konstante a3, b3, c3 wünschenswerterweise innerhalb des Bereichs von 0,8 < a3 = c3 < 2,0, und von b3 « a3, wobei dieselben vorbestimmte Konstanten sind, die von der belasteten Güte (QL) des dielektrischen Resonators 31 in jedem Bandpaßfilter abhängen.
In einem Fall, in dem ein automatisch abgestimmtes, parallel verbundenes Vierpol-Bandpaßfilter mit vier Bandpaßfiltern 30 versehen ist, können die Mittenfrequenzen f1c, f2c, f3c, f4c, die eingestellt werden sollen, jeweils in jedem Bandpaßfilter 30 unter Verwendung der folgenden Gleichungen 19 bis 22 entsprechend der Mittenfrequenz fd und der Bandbreite ΔF, die eingestellt werden sollen, die durch Verwendung der Tastatur 81 eingegeben werden, berechnet werden.
f1c = fd - 2a&sub4;ΔF ... (19)
f2c = fd - 2b&sub4;ΔF ... (20)
f3c = fd + 2c&sub4;ΔF ... (21)
f4c = fd + 2d&sub4;ΔF ... (22)
Hierbei liegt jede positive Konstante a4, b4, c4, d4 wünschenswerterweise innerhalb des Bereichs von 0,2 < b4 = c4 < a4 = d4 < 2,0, und ist abhängig von der belasteten Güte (QL) des dielektrischen Resonators in jedem Bandpaßfilter vorbestimmt.
In gleicher Weise können, selbst wenn das automatisch abgestimmte, parallel verbundene Mehrpol-Bandpaßfilter mit fünf Bandpaßfiltern 30 oder mehr versehen ist, die jeweiligen Mittenfrequenzen, die in den jeweiligen Bandpaßfiltern 30 eingestellt werden sollen, berechnet werden.
Bei dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel sind die Bandpaßfilter 30a, 30b durch den Teiler 11 und die Kombiniervorrichtung 12 parallel verbunden. Wenn die Einstelloperation des Einstellprozesses der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30a oder 30b den Einfluß der Last, die mit dem Bandpaßfilter, das verarbeitet werden soll, verbunden ist, empfängt, ist ein Umschalter zum Abschneiden der Last während des Einstellprozesses der oben beschriebenen Mittenfrequenz vorgesehen. Ein Umschalter zum Abschneiden des Bandpaßfilters 30a von der Last kann beispielsweise zwischen dem Teiler 11 und dem Eingangsanschluß 20a des Richtkopplers 20 und zwischen dem Ausgangsanschluß 21b des Richtkopplers 21 und der Kombiniervorrichtung 12 für den Einstellprozeß der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30a vorgesehen sein. Ein Umschalter zum Abschneiden des Bandpaßfilters 30b von der Last kann beispielsweise zwischen dem Teiler 11 und dem Eingangsanschluß 22a des Richtkopplers 22 und zwischen dem Ausgangsanschluß 23b des Richtkopplers 23 und der Kombiniervorrichtung 12 für den Einstellprozeß der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters 30b vorgesehen sein.
Wie aus der vorhergehenden Beschreibung offensichtlich ist, werden bei einer automatischen Abstimmvorrichtung für ein Bandpaßfilter gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, wie hierin beschrieben ist, die Referenzsignale, die die gegebene Frequenz, die eingestellt werden soll, aufweisen, erzeugt, die oben beschriebenen, erzeugten Referenzsignale werden mit Signalen gemischt, die von dem oben beschriebenen Bandpaßfilter ausgegeben werden, wenn die oben beschriebenen Referenzsignale in die oben beschriebenen Bandpaßfilter eingegeben wurden, um dieselben zur Ausgabe der Signale der multiplizierten Ergebnisse zu multiplizieren. Die Signale der Gleichsignalkomponente von den Signalen der multiplizierten ausgegebenen Ergebnisse werden gefiltert. Das oben beschriebene Bandpaßfilter wird derart gesteuert, daß die Mittenfrequenzen des oben beschriebenen Bandpaßfilters gemäß dem Signal der ausgegebenen Gleichsignalkomponente den Frequenzen des oben beschriebenen Referenzsignals entsprechen können. Selbst wenn Störwellensignale, die Frequenzkomponenten aufweisen, die bezüglich der Frequenz des oben beschriebenen Referenzsignals ausreichend verschoben sind, in den Ausgangsanschluß des oben beschriebenen Bandpaßfilters eingegeben werden, ist der Pegel der Gleichsignalkomponente der Frequenzkomponente des oben beschriebenen Störwellensignals, der an dem Ausgang der oben beschriebenen Tiefpaß-Filtereinrichtung erscheint, beträchtlich gering, weshalb derselbe die oben beschriebene automatische Abstimmoperation kaum beeinflußt. Daher kann die Mittenfrequenz des oben beschriebenen Bandpaßfilters mit einem einfachen Schaltungsaufbau und einer Genauigkeit, die besser ist als bei dem bekannten Ausführungsbeispiel, automatisch auf den gewünschten Sollwert eingestellt werden.
Ein Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel weist ein Bandpaßfilter, das in der Lage ist, die Mittenfrequenz zu ändern, und eine automatische Abstimmvorrichtung, die durch die obigen Ausführungsbeispiele beschrieben ist, auf, um ein Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps zu bilden.
Ein Sendermultiplexer, der durch das obige Ausführungsbeispiel beschrieben ist, weist eine Mehrzahl von Bandpaßfiltern des automatischen Abstimmtyps, die oben beschrieben sind, und eine elektrische Verbindung mit den Ausgangsanschlüssen der beschriebenen Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps auf, die jedes Signal ausgibt, das von jedem Bandpaßfilter in jedem der oben beschriebenen Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps ausgegeben wird. Die oben beschriebene automatische Abstimmoperation kann ohne die Einflüsse von Signalen, die von einem anderen Kanal stören, die dem oben beschriebenen jeweiligen Bandpaßfilter des automatischen Typs zugeführt werden, bewirkt werden.
Bei einer automatischen Abstimmvorrichtung für das parallel verbundene Mehrpol-Bandpaßfilter gemäß der vorliegenden Erfindung wird jede Mittenfrequenz, die in jedem der oben beschriebenen Bandpaßfilter eingestellt werden soll, gemäß der Mittenfrequenz und der Bandbreite, die in einem parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter eingestellt werden soll, berechnet, wenn eine Mehrzahl von Bandpaßfiltern parallel verbunden wurden, jedes Referenzsignal, das jeweils eine berechnete Mittenfrequenz aufweist, wird erzeugt, die jeweiligen Referenzsignale, die erzeugt werden sollen, werden miteinander gemischt und mit den jeweiligen Signalen, die von den jeweiligen Bandpaßfiltern ausgegeben werden, wenn jedes der Referenzsignale jeweils in jedes der Bandpaßfilter eingegeben wurde, multipliziert, jedes Signal der Gleichsignalkomponente von jedem Signal der multiplizierten Ergebnisse wird gefiltert, die jeweiligen Bandpaßfilter werden gemäß jedem Signal der gefilterten Gleichsignalkomponente derart gesteuert, daß die Mittenfrequenzen jedes der Bandpaßfilter den Frequenzen jedes der Referenzsignale entsprechen können.
Selbst wenn Störwellensignale, deren Frequenzkomponente bezüglich der Frequenz des oben beschriebenen Referenzsignals ausreichend verschoben ist, in den Ausgangsanschluß des oben beschriebenen Bandpaßfilters eingegeben werden, ist der Pegel der Gleichsignalkomponente um die Frequenzkomponente des oben beschriebenen Störwellensignals, der an dem Ausgang der oben beschriebenen Tiefpaßfiltereinrichtung erscheint, beträchtlich gering, weshalb dasselbe die oben beschriebene automatische Abstimmoperation kaum beeinflußt. Daher können die Mittenfrequenz und die Bandbreite des oben beschriebenen, parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilters mit einem einfachen Schaltungsaufbau und einer Genauigkeit, die besser als die bei dem bekannten Ausführungsbeispiel ist, automatisch auf den gewünschten Sollwert eingestellt werden.
Ein automatisch abgestimmtes, parallel verbundenes Mehrpol- Bandpaßfilter gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ist mit einem parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter, bei dem eine Mehrzahl von Bandpaßfiltern, die in der Lage sind, die Mittenfrequenz zu ändern, elektrisch parallel verbunden sind, sowie einer automatischen Abstimmvorrichtung, die oben beschrieben ist, versehen, um ein automatisch abgestimmtes, parallel verbundenes Mehrpol-Bandpaßfilter zu bilden.
Ein Sendermultiplexer gemäß noch einem weiteren Ausführungsbeispiel ist mit einer Mehrzahl von automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Bandpaßfiltern, die oben beschrieben sind, versehen, wobei jeder Ausgangsanschluß jedes der oben beschriebenen automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter zum Ausgeben eines jeweiligen Signals, das von einem jeweiligen Bandpaßfilter in einem jeweiligen der oben beschriebenen, automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Bandpaßfilter ausgegeben werden soll, elektrisch verbunden ist, wobei die oben beschriebene automatische Abstimmoperation ohne Einflüsse eines Störsignals von einem anderen Kanal, das einem jeweiligen der automatisch abgestimmten, parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter zugeführt wird, bewirkt werden kann.
Obwohl die vorliegende Erfindung anhand von Beispielen bezugnehmend auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben wurde, sei hier bemerkt, daß verschiedene Änderungen und Modifikationen für Fachleute offensichtlich sind, ohne von der Erfindung, wie sie in den beiliegenden Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.

Claims

1. Eine automatisch abgestimmte Vorrichtung für ein Bandpaßfilter (30), die angepaßt ist, um die Mittenfrequenz (fc) des Bandpaßfilters (30) automatisch auf eine gegebene Frequenz (fd) einzustellen, mit

einer Steuereinrichtung (50), um das Bandpaßfilter (30) zu steuern, derart, daß die Mittenfrequenz (fc) des Bandpaßfilters (30) der gegebenen Frequenz (fd) entspricht;

gekennzeichnet durch

eine Signalerzeugungseinrichtung (71) zum Erzeugen eines Referenzsignals, das die gegebene Frequenz (fd) aufweist;

eine Mischeinrichtung (60) zum Mischen des Referenzsignals, das durch die Signalerzeugungseinrichtung (71) erzeugt wird, mit einem Signal, das von dem Bandpaßfilter (30) ausgegeben wird, wenn das Referenzsignal dem Bandpaßfilter (30) zugeführt wird, um ein Mischerausgangssignal zu erzeugen, das dem Signal entspricht, das von dem Bandpaßfilter (30) ausgegeben wird, multipliziert mit dem Referenzsignal;

eine Tiefpaßfiltereinrichtung (61) zum Filtern eines Signals einer Gleichsignalkomponente aus dem Mischerausgangssignal;

wobei die Steuereinrichtung (50) das Bandpaßfilter (30) derart steuert, daß die Mittenfrequenz (fc) des Bandpaßfilters (30) der Frequenz (fd) des Referenzsignals entspricht, derart, daß der Pegel des Signals der Gleichsignalkomponente, die von der Tiefpaßfiltereinrichtung (61) ausgegeben wird, im wesentlichen Null wird.

2. Die automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß Anspruch 1, die ferner folgende Merkmale aufweist:

eine erste Koppeleinrichtung (25), die zwischen der Signalerzeugungseinrichtung (71) und dem Eingangsanschluß (T1) des Bandpaßfilters (30) und zwischen der Signalerzeugungseinrichtung (71) und der Mischeinrichtung (60) vorgesehen ist, das Referenzsignal, das durch die Signalerzeugungseinrichtung (71) erzeugt wird, zu dem Eingangsanschluß des Bandpaßfilters (30) ausgibt, und einen Teil des Referenzsignals herauszieht, um dasselbe zu der Mischeinrichtung (60) auszugeben, und

eine zweite Koppeleinrichtung (21), die zwischen dem Ausgangsanschluß (T2) des Bandpaßfilters (30) und dem Ausgangsanschluß der automatisch abgestimmten Vorrichtung und zwischen dem Ausgangsanschluß (T2) des Bandpaßfilters (30) und der Mischeinrichtung (60) vorgesehen ist, das Signal, das von dem Ausgangsanschluß (T2) des Bandpaßfilters (30) ausgegeben wird, zu dein Ausgangsanschluß der automatisch abgestimmten Vorrichtung ausgibt, und einen Teil des Signals, das von dem Ausgangsanschluß (T2) des Bandpaßfilters (30) ausgegeben wird, herauszieht, um dasselbe zu der Mischeinrichtung (60) auszugeben.

3. Die automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, die ferner eine Eingabeeinrichtung (81) zum Eingeben der Mittenfrequenz, die in dem Bandpaßfilter (30) eingestellt werden soll, aufweist.

4. Die automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, die ferner eine Empfangseinrichtung zum Empfangen von Informationen, die die Mittenfrequenz, die in dem Bandpaßfilter (30) eingestellt werden soll, betreffen, aufweist.

5. Die automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß einem beliebigen der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4, bei der

das Bandpaßfilter (30) mit einem Resonator (31) versehen ist,

die Steuereinrichtung (50) angepaßt ist, um die Resonanzfrequenz des Resonators (31) durch das Steuern des Pegels des Signals der Gleichsignalkomponente, die von der Tiefpaßfiltereinrichtung (61) ausgegeben wird, um im wesentlichen Null zu werden, zu berechnen, um das Bandpaßfilter (30) derart zu steuern, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters (30) der Frequenz des Referenzsignals entspricht.

6. Die automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß einem beliebigen der Ansprüche 1, 2, 3 oder 4, bei der

das Bandpaßfilter (30) mit einem Resonator (31) versehen ist,

die Steuereinrichtung (50) die Signalerzeugungseinrichtung (71) derart steuert, daß die Frequenz des Referenzsignals der Mittenfrequenz des Bandpaßfilters (30) entspricht, derart, daß der Pegel des Signals der Gleichsignalkomponente, die von der Tiefpaßfiltereinrichtung (61) ausgegeben wird, im wesentlichen Null wird, um die Frequenz des Referenzsignals zu ändern,

die Steuereinrichtung (50) das Bandpaßfilter (30) gemäß der Frequenz des geänderten Referenzsignals derart steuert, daß die Mittenfrequenz des Bandpaßfilters (30) der Frequenz des Referenzsignals entspricht.

7. Ein Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps, das in der Lage ist, die Mittenfrequenz zu ändern, welches die automatisch abgestimmte Vorrichtung, die in einem beliebigen der Ansprüche 1, 2, 3, 4, 5 oder 6 beschrieben ist, aufweist.

8. Ein Sendermultiplexer, der eine Mehrzahl der Bandpaßfilter des automatischen Abstimmtyps gemäß Anspruch 7 aufweist, wobei die Ausgangsanschlüsse der Bandpaßfilter (30) des automatischen Abstimmtyps elektrisch miteinander verbunden sind.

9. Eine automatisch abgestimmte Vorrichtung gemäß einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 8 für ein parallel verbundenes Mehrpol-Bandpaßfilter mit folgenden Merkmalen:

einer Berechnungseinrichtung zum Berechnen jeder Mittenfrequenz, die in jedem der Bandpaßfilter eingestellt werden soll, gemäß der Mittenfrequenz und der Bandbreite, die in einem parallel verbundenen Mehrpol-Bandpaßfilter eingestellt werden sollen, wobei eine Mehrzahl der Bandpaßfilter, die in der Lage sind, die Mittenfrequenzen zu ändern, elektrisch parallel verbunden wurden,

wobei die Signalerzeugungseinrichtung Referenzsignale erzeugt, die die Mittenfrequenz aufweisen, die durch die Berechnungseinrichtung berechnet wird,

wobei die Mischeinrichtung die jeweiligen Referenzsignale, die durch die Signalerzeugungseinrichtung erzeugt werden, mit den Referenzsignalen mischt, die von den jeweiligen Bandpaßfiltern ausgegeben werden, wenn jedes der Referenzsignale den Bandpaßfiltern zugeführt wird,

wobei die Tiefpaßfiltereinrichtung jedes Signal der Gleichsignalkomponente aus jedem Mischerausgangssignal filtert.