DE69116995T2

DE69116995T2 - Leistungsversorgung gesteuert für einen sinusförmigen Laststrom

Info

Publication number: DE69116995T2
Application number: DE69116995T
Authority: DE
Inventors: Makoto Ishii; Yasutsugu Kawaguchi
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1990-11-22
Filing date: 1991-11-06
Publication date: 1996-09-26
Anticipated expiration: 2011-11-07
Also published as: JPH04188206A; DE69116995D1; KR950010130B1; EP0486875A2; KR920010391A; EP0486875A3; EP0486875B1; US5245522A; ES2082907T3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Energiezufuhr, um eine Gleichspannung aus einer sinusförmigen Wechselspannung, wie z.B. einer kommerziellen Wechselspannung zu erzeugen.
Eine Energiezufuhr zum Erzeugen einer Gleichspannung aus einer kommerziellen Wechselspannung ist im allgemeinen so angeordnet, daß sie eine Gleichrichterschaltung zum Gleichrichten der Wechselspannung und einen Kondensator (Glättkondensator) zum Glätten der Spannungsausgabe aus der Gleichrichterschaltung aufweist. Die Spannung, die in dem Glättkondensator aufgeladen ist, ist auf die Ausgangsspannung der Energiezufuhr abgestimmt.
Der Lastwechselstrom der kommerziellen Wechselstromernergiezufuhr fließt jedoch nur, wenn die Wechselspannung die Spannung überschreitet, die in dem Glättkondensator aufgeladen ist, d.h., sie fließt nicht, wenn die Wechselspannung gleich oder niedriger als die aufgeladene Spannung ist. Daher kann die Energiezufuhr, die eine solche Anordnung aufweist, nicht eine sinusförmige Spannung erzeugt, die der Wechselspannung folgt, sondern eine pulsförmige Wellenspannung, die eine Vielzahl von harmonischen Komponenten enthält. Dies ergibt eine bemerkenswerte Erniedrigung des Leistungsfaktors der kommerziellen Wechselstromenergiezufuhr, was dadurch eine ungünstige Wirkung auf die anderen Instrumente hat, die mit der kommerziellen Wechselstromenergiezufuhr verbunden sind.
Um diesen Nachteil zu überwinden, sind konventionnellerweise mehrere Arten von Energiezufuhren zum Verbessern des Leistungsfaktors der kommerziellen Wechselstromenergiezufuhr vorgeschlagen worden, in den der Laststrom so gesteuert wird, daß er ähnlich einer Sinuswelle ist. Einige solche konventionnelle Energieversorgungen werden später beschrieben werden.
Figur 13 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen Vollwellen-Gleichtrichter zeigt, der in JP-B-63-22148 offenbart ist. In Figur 13 ist 1 eine Wechselstromenergiezufuhr, 2 eine Spule, 3 eine Vollwellen-Gleichrichterschaltung, 4 ein Glättkondensator, 5 eine Last, D&sub1; bis D&sub6; Dioden, T ein Transistor und RS1 bis Rd1 sind Widerstände, um den Strom zu erfassen.
Wie gezeigt, wird eine sinusförmige Versorgungswechselspannung Vs, die von der Wechselstromenergiezufuhr (siehe Figur 14A) geliefert wird, zu der Vollwellen-Gleichrichterschaltung 3, die aus Dioden D&sub1; bis D&sub4; zusammengesetzt ist, über die Drossel 2 geliefert. Die Versorgungsspannung Vs wird in der Vollwellen-Gleichtrichterschaltung 3 gleichgerichtet, dann in dem Glättkondensator geglättet und schließlich an die Last 5 angelegt.
Wenn nur die vorangehende Operation ausgeführt wird, dient die Wechselstromenergiezufuhr 1 dazu, einen Lastwechselstrom Is nur dann fließen zu lassen, wenn die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterschaltung 3 höher als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4 aufgeladen ist. Daher weist dieser Lastwechselstrom Is eine pulsartige Wellenform auf, die mit positiven und negativen Spitzen der Versorgungswechselspannung Vs synchronisiert ist, wie in Figur 13(b) gezeigt ist, was in einer Verringerung des Leistungsfaktors der Wechselstromenergiezufuhr 1 resultiert.
Die Anordung, die in Figur 13 gezeigt ist, stellt die Dioden D&sub5; und D&sub4; an den Wechselstromanschlüßen der Vollwellen-Gleichrichterschaltung 3 bereit. Diese Dioden D&sub5; und D&sub6; und die anderen Dioden D&sub3; und D&sub4; bilden eine Vollwellen-Gleichrichterhilfsschaltung und die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterhilfsschaltung ist durch einen Transistor T zerhackt.
Der Transistor T ist in Antwort auf ein Treibersignal Drive (siehe Figur 14(f)) ein- und aus-gesteuert, das aus einem Ein-/Aus-Signal Ch (siehe Figur 14(d)) zusammengesetzt ist, das eine weit höhere Frequenz aufweist, als die Versorgungswechselspannung Vs, und einem Periodensteuersignal VSP (siehe Figur 14(e)), das darstellt, daß der Lastwechselstrom Is im Bereich von -ISN < IS < ISP liegt.
Diese Anordnung resultiert darin, daß dem Lastwechselstrom Is erlaubt wird, basierend auf der Ein-/Aus-Operation des Transistors T auch während der Periode zu fließen, wenn die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterschaltung 3 niedriger als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4 aufgeladen ist. Wie in Figur 14(c) gezeigt, ist daher die Wellenform des Lastwechselstroms Is näher an der Wellenform, die in Figur 14(b) gezeigt ist. Dies resultiert in einer Verbesserung des Leistungsfaktors der Wechselstromenergiezufuhr 1.
Die Widerstände Rs1 und Rd1 dienen zum Erfassen des Stromes, um die Änderung der Last zu erfassen. Abhängig von der erfaßten Ausgabe der Widerstände ist ein Generator (nicht gezeigt) für das Treibersignal Drive (siehe Figur 14(f)) gesteuert, um das Periodensteuersignal VSP (siehe Figur 14(c)) einzustellen, und daher die Referenzenwerte ISP und ISN (siehe 14(c)).
Figur 15 ist ein Schaltungsdiagram, das eine Energiezufuhr zeigt, die eine Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung verwendet, die in JP-B-63-22148 offenbart ist. In Figur 15 sind 4A und 4B Glättkondensatoren, 6 ist eine Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung, D&sub7; bis D&sub1;&sub0; sind Dioden, TA und TB sind Transistoren und Rs2 und Rd2 sind Widerstände zum Erfassen des Stromes. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in Figur 13 gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
In Figur 15 hat die Energiewechselspannung Vs, die von der Wechselstromenergiezufuhr 1 ausgegeben wird, eine Polarität, die durch einen Pfeil angezeigt ist. Der Lastwechselstrorn Is fließt von der Wechselstromenergiezufuhr 1 zu der Drossel 2, der Diode 7, dem Glättkondensator 4A und dem Widerstand Rs2, so daß der Glättkondensator 4A mit der Spannung an der durch den Pfeil angezeigten Polarität aufgeladen ist. Wenn die Wechselstromversorgungsspannung Vs eine dem Pfeil entgegengesetzte Polarisation hat, fließt der Lastwechselstrom Is von der Wechselstromenergiezufuhr 1 zu dem Widerstand Rs2, dem Glättkondensator 4B, der Diode D&sub8;, und der Drossel 2, so daß der Glättkondensator 4B mit der Spannung in der durch den Pfeil angezeigten Polarität aufgeladen wird.
Als Ergebnis wird die Addition der aufgeladenen Spannungen der Glättkondensatoren 4A und 4B an die Last 5 als Gleichstromversorgungsspannung angelegt.
Wie die Energiezufuhr, die in Figur 13 gezeigt ist, darf diese Energiezufuhr den Lastwechselstrom 15 während der Periode nicht fließen lassen, wenn die Versorgungswechselspannung Vs gleich oder niedriger als die Spannung ist, die in den Glättkondensatoren 4A oder 4B aufgeladen ist. Daher hat der Lastwechselstrom 15 eine pulsförmige Wellenform, die in Figur 14 (b) gezeigt ist.
Um diesen Nachteil zu überwinden, stellt diese Energiezufuhr eine Schaltung bereit, die sowohl aus der Diode D&sub9; als auch dem Transistor TA zusammengesetzt ist, die parallel zu sowohl der Diode D&sub7; als auch dem Glättkondensator 4A verbunden sind, und eine andere Schaltung, die aus sowohl der Diode D&sub1;&sub0; als auch dem Transistor TB zusammengesetzt ist, die parallel zu sowohl der Diode D&sub8; als auch dem Glättkondensator 4B verbunden sind. Wenn die Versorgungswechselspannung Vs eine Polarität hat, die durch einen Pfeil angezeigt ist, wie der Transistor T, der in Figur 13 gezeigt ist, wird die Versorgungswechselspannung Vs durch An- und Aus-Treiben des Transistors TA zerhackt. Wenn die Versorgungswechselspannung eine der durch den Pfeil angezeigten Polarität entgegesetzte Polarität hat, wird die Versorgungswechselspannung durch Ein- und Aus-Betreiben des Transistors TB zerhackt.
Die zerhackte Energiespannung ergibt eine Wellenform, die näher an einer Sinuswelle ist, wie in Figur 14(c) gezeigt, wodurch der Leistungsfaktor der Wechselstromenergiezufuhr 1 verbessert wird.
Figur 16 ist ein Schaltungsdiagram, das eine Energiezufuhr zeigt, die eine Gleichrichterschaltung mit einem Spannungsverdoppler verwendet, die in JP-B- 62-45794 offenbart ist. In Figur 16 sind 2A und 2B Drosseln, 7 ist ein Stromsensor, 8 ist ein Komparator mit hinzugefügter Hysterese, 9 ist eine Treiberschaltung und D&sub1;&sub1; bis D&sub1;&sub4; sind Dioden. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in Figur 15 gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
Wenn die Versorgungswechselspannung Vs, die von der Wechselstromenergiezufuhr 1 geliefert wird, eine Polarität hat, die durch den Pfeil angezeigt ist, fließt der Lastwechselstrom 1, von der Wechselstromenergiezufuhr 1 zu den Drosseln 2A, den Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub2;, dem Glättkondensator 4A und der Drossel 2B, so daß der Glättkondensator 4A mit der Spannung aufgeladen wird. Wenn die Versorgungswechselspannung Vs eine der durch den Pfeil angezeigten Polaritäten entgegengesetzte Polarität hat, fließt der Lastwechselstrom Vs von der Wechselstromenergiezufuhr 1 zu der Drossel 2B, dem Glättkondensator 4B, den Dioden D&sub1;&sub4; und D&sub1;&sub3; und der Drossel 2A, so daß der Glättkondensator 4B mit der Spannung aufgeladen wird. Als Ergebnis wird eine Addition der Spannungen, die in den Glättkondensatoren 4A und 4B geladen sind, als eine Versorgungswechselspannung an die Last 5 angelegt.
Ein Transistor TA vom npn-Typ ist parallel zu der Diode D&sub1;&sub2; und dem Glättkondensator 4A bereitgestellt und ein Transistor TB vom pnp-Typ ist parallel zu der Diode D&sub1;&sub4; und dem Glättkondensator 4B bereitgestellt. Der Komparator 8 mit hinzufügter Hysterese dient dazu, den Strom, der durch die Drossel fließt, mit dem Strom zu vergleichen, der durch den Stromsensor 7 erfaßt wird. Basierend auf dem Vergleichsergebnis wird, wie in den Figuren 17(a) und 17(b) gezeigt, die Antriebschaltung 9 auf "L" (niedriger Pegel) festgelegt, wenn die Versorgungswechselspannung Vs an der mit dem Pfeil angezeigten Polarität gleich oder größer als ein vorbestimmter Pegel V&sub1; ist, und wird auf "H" (hoher Pegel) festgelegt, wenn die Versorgungsspannung Vs, die auf der Polarität ist, die der mit einem Pfeil angezeigten Polarität entgegengesetzt ist, gleich oder niedriger als ein vorbestimmter Pegel V&sub2; ist.
Die Treiberschaltung 9 dient dazu, ein Treibersignal, das "H" zu "L" oder umgekehrt, umkehrt, von der anderen Hochfrequenzperiode zu erzeugen. Basierend auf dem Treibersignal sind die Transistoren TA und TB ein- und aus-gesteuert.
Wie aus der obigen Beschreibung verstanden werden wird, wird, wenn die Versorgungswechselspannung Vs die durch den Pfeil angezeigte Polarität hat und gleich oder niedriger als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4A geladen ist, der Transistor TA ein- und aus-gesteuert, um die Versorgungswechselspannung Vs zu zerhacken. Wenn die Versorgungswechselspannung Vs die Polarität hat, die der durch den Pfeil angezeigten Polarität entgegengesetzt ist, und gleich oder höher als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4B geladen ist, wird der Transistor TB ein- und ausgesteuert, um die Versorgungswechselspannung Vs zu zerhacken.
Wie der Stand der Technik, der in Figur 15 gezeigt ist, kann daher dieser Stand der Technik den Lastwechselstrom 1, bereitstellen, der eine Wellenform aufweist, die näher an einer Sinuswelle ist, wie in Figur 17(a) von der sinusförmigen Versorgungswechselspannung Vs gezeigt. Daraus ergibt sich eine Verbesserung des Leistungsfaktors der Wechselstromenergiezufuhr 1.
Der zuvor erwähnte Stand der Technik weist jedoch die folgenden Problemen auf.
(1) Bei dem Stand der Technik, der in Figuren 15 und 16 gezeigt ist, ist in dem Falle, bei dem der Lastwechselstrom Is in dem Bereich von dem Referenzwert Isp bis Isn ist, die Wellenform des Lastwechselstromes Is nicht konstant sinusförmig, da die Wellenform nur von dem Leitungsverhältnis der Transistoren T, TA und TB abhängt.
Beim Stand der Technik, der in Figur 16 gezeigt ist, ändern sich die Referenzwerte, abhängig von der Größe der Last, auf eine vorbestimmte sinusförmige Weise, wie durch eine gebrochene Linie und eine 2-Punkt- Kettenlinie in Figur 17 gezeigt. Daher kann der Lastwechselstrom Is eine relativ exzellente sinusförmige Wellenform haben, was darin resultiert, daß es möglich ist, die harmonische Welle zu reduzieren und den Energiefaktor zu verbessern. Da jedoch die Transistoren TA und TB nur von den oben erwähnten Referenzwerten abhängig ein- und ausgesteuert werden, gibt es eine Periode, wenn das Schalten bei einer hohen Frequenz ausgeführt wird, ohne die zerhackte Frequenz zu definieren. Dies resultiert darin, daß ein unpraktisch großer Schaltverlust verursacht wird.
(2) Bei dem zuvorgenannten Stand der Technik ist, da die Schaltfrequenz für den Transistor T, TA oder TB höher wird, die Wellenform des Lastwechselsstromes 15 mehr sinusförmig gemacht. In diesem Falle jedoch können die Dioden D&sub1; und D&sub2;, die in Figur 13 gezeigt sind, die Dioden D&sub7; und D&sub8;, die in Figur 15 gezeigt sind, oder die Dioden D&sub1;&sub2; und D&sub1;&sub4;, die in Figur 16 gezeigt sind, aufgrund dem in Vorwärts- oder Rückwartsrichtung betriebenen Zustand verzögert sein. Diese Dioden dienen als kapazitive Last, wenn die Transistoren T, TA und TB eingeschaltet sind. Andererseits, wenn die Transistoren T, TA und TB ausgeschaltet sind, dient die Drossel als eine induktive Last, bis die Dioden in den Betriebszustand in Vorwärtsrichtung eintreten, was in einem übermäßigen Stromfluß resultiert, wodurch der Schaltverlust erhöht wird. Als ein Ergebnis ist, obwohl der durchschnittliche Lastwechselstrom gering ist, erforderlich, daß die Transistoren T, TA und TB eine große Kapazitanz haben, da es notwendig ist, den Schaltverlust in Betracht zu ziehen.
(3) Wie aus der obigen Beschreibung ersichtlich wird, wird, um einen sinusförmigen Lastwechselstrom aus dem vorangehenden Stand der Technik zu erhalten, wenn die Ein- und Aus-Schaltfrequenz für den Transistoren T, TA und TB höher wird, die Wellenform des Lastwechsel stromes präsizer sinusförmig Außerdem ist es notwendig, um die Spule und den Kondensator in der Größe zu reduzieren, die Hochfrequenz- Schaltoperation durchzuführen. In dem obengenannten Stand der Technik ist es jedoch notwendig, die Hochfrequenz-Schaltoperation des großen Stromes durchzuführen, der fließt, wenn die Spannung hoch ist, um die Glättkondensatoren zu laden, was in einer Vergrößerung des Schaltverlustes resultiert. Daher haben die konventionellen Schaltungen Schwierigkeiten beim Durchführen der Hochfrequenz-Schaltoperation.
In JP-A-5 914 021 ist eine gleichgerichtete Energieversorgungsschaltung offenbart, die den Eingangsleistungsfaktor verbessert und den Schaltverlust reduziert.
Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Energiezufuhr bereitzustellen, die in der Lage ist, die Wellenform des Lastwechselstromes mit hoher Genauigkeit sinusförmig zu halten und den Verlust zu reduzieren, der an den Schaltelementen zum Zerhacken des Versorgungswechselstromes verursacht ist.
Es ist ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Energiezufuhr bereitzustellen, die in der Lage ist, ein Schaltelement mit einer kleinen Kapazitanz als ein Schaltelement zum Zerhacken zu verwenden.
Es ist noch ein anderes Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Energiezufuhr bereitzustellen, die in der Lage ist, den Verlust des Schaltelementes zum Zerhacken unabhängig von der Größe des Verlustes zu reduzieren.
Beim Ausführen dieser Aufgabe führt die Energiezufuhr gemäß einem Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung die Betriebsschritte aus: Erfassen des Stromes, der durch das Schaltelement zum Zerhacken fließt, oder des gleichgerichteten Lastwechselstromes, Vergleichen der Wellenform des Stromes mit der vorbestimmten Ziel-Wellenform eines Referenzstromes und Steuern des Schaltelementes ein und aus bei einem Leitungsverhältnis, bei dem beide Wellen einander angepaßt sind.
Beim Ausführen der anderen Aufgaben ist die Energiezufuhr gemäß einem anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung so angeordnet, daß sie ein Strom zu einem Glättabschnitt über einen ersten Durchgang, der von dem Ausgang eines Gleichrichterabschnittes geleitet ist, und einen zweiten Durchgang, der über die Drossel des Schaltabschnittes führt, und ein Schaltelement ist darauf beschränkt, nur den Schaltstrom fließen zu lassen, um den unnötigen Schaltverlust zu reduzieren.
Für das Schaltelement zum Zerhacken ist eine Vielzahl von Halbleiterschaltern oder Schaltabschnitten, die parallel zueinander verbunden sind, bereitgestellt. Die Perioden im Ein-Zustand dieser Halbleiterschalter oder Schaltabschnitte sind in Folge zeitverschoben zum Zwecke des Reduzierens des Schaltverlustes durch ein Schaltelement
Wie oben beschrieben, arbeitet die Energiezufuhr gemäß der vorliegenden Erfindung, um den Strom zu erfassen, die Wellenform des erfaßten Stromes mit der vorbestimmten Ziel-Wellenform des Referenzstromes zu vergleichen, und das Schaltelement ein- und aus zu steuern in einer Weise, um beide Wellenform aneinander anzugleichen. Daher kann die Energiezufuhr einen ziemlich genauen sinusförmigen Lastwechselstrom bereitstellen, was in einer starken Verbesserung des Leistungsfaktors der Energiezufuhr resultiert.
Außerdem ist die Energiezufuhr der vorliegenden Erfindung in der Lage, den Strom, der durch das Schaltelement zum Zerhacken fließt, und den Spannungsverlust im Ein-Zustand oder den Schaltverlust im Schaltelement zu reduzieren, was im Reduzieren der Kapazitanz und der Größe des Schaltelements resultiert.
Figur 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Figur 2 ist ein Diagramm, das den Effekt eines Hochpassfilters zeigt, der in dem Ausführungsbeispiel, das in Figur 1 gezeigt ist, eingebaut ist;
Figur 3 ist ein Diagramm, das eine Stromwellenform zum Beschreiben des Prinzips der vorliegenden Erfindung zeigt;
Figuren 4 und 5 sind ein Blockdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Figur 6 ist ein Blockdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Figur 7 ist ein Diagramm, das den Betrieb des Ausführungsbeispieles zeigt, das in Figur 6 gezeigt ist;
Figur 8 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt;
Figur 9 ist ein Diagramm, das eine Stromwellenform jedes der Abschnitte des Ausführungsbeispieles zeigt, das in Figur 8 gezeigt ist;
Figur 10 ist ein Stromwellenform, die den Strom zeigt, der fließt, wenn der Transistor, der in Figur 8 gezeigt ist, ein- und ausgeschaltet wird;
Figuren 11 und 12 sind Schaltungsdiagramme, die jeweils eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigen.
Figur 13 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel einer konventionnellen Energiezufuhr zeigt;
Figur 14 ist ein Diagramm, das eine Spannung, einen Strom und eine Signalwellenform jedes Abschnittes zeigt, der in Figur 13 gezeigt ist;
Figuren 15 und 16 sind Schaltungsdiagramme, die jeweils ein anderes Beispiel einer konventionnellen Energiezufuhr zeigen;
Figur 17 ist ein Diagramm, das den Betrieb der konventionnellen Energiezufuhr zeigt, die in Figur 16 gezeigt ist.
Hierin werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen werden.
Figur 1 ist ein Blockdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. 10 ist ein Gleichrichterabschnitt, 11 ist ein Schaltabschnitt, 12 ist ein Glättabschnitt, 13 ist Inverter, 14 und 15 sind Stromsensoren, 16 ist ein Hochpassfilter, 17 ist ein Phaseninverter, 18 ist ein automatischer Stromregler (ACR), 19 ist eine Zerhack- und Kombinierschaltung, 20 ist eine Dreieckwellen-Generatorschaltung, 21 ist eine Treiberschaltung und 22 ist eine Steuerschaltung. Die Stromwellenform jedes Abschnittes ist auch in Figur 1 gezeigt. Das Zeichen der Spule in dem Glättabschnitt 12 stellt einen Stromsensor vom Wicklungstyp dar und das Zeichen der Erde stellt ein Bezugspotential des Steuersystems dar.
In Figur 1 wird die Versorgungswechselspannung Vs, die von der Wechselstromenergiezufuhr 1 ausgegeben wird, in dem Gleichrichterabschnitt 10 gleich gerichtet und zu dem Schaltabschnitt 11 gesandt. Der Schaltabschnitt ist aus einer Drossel und Schaltelementen (Tr1, Tr2, Tr3) zusammengesetzt. Wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichterabschnittes 10 höher als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator des Glättabschnittes 12 geladen ist, fließt der Strom direkt von dem Gleichrichterabschnitt 10 zu dem Glättabschnitt 12 und wird in dem Glättkondensator geladen. Die Schaltelemente werden durch die Treiberschaltung 21 ein- und ausgeschaltet. Wenn das Schaltelement ein-gesteuert ist, fließt der Teil des Lastwechselstromes Is, der von der Wechselstromenergiezufuhr 1 über den Gleichrichterabschnitt 10 gesandt wird, über die Drossel und das Schaltelement, so daß die Energie in der Drossel gespeichert wird. Wenn das Schaltelement ausgeschaltet ist, sendet die Drossel die gespeicherte Energie als eine Hochspannung aus. Daraus ergibt sich die Fähigkeit, einen Strom von der Drossel über den Glättabschnitt 12, den Gleitrichterabschnitt 10 und die Wechselstromenergiezufuhr 1 fließen zu lassen.
Auch wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichterabschnittes 10 höher als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator geladen ist, wird das Schaltelement ein- und aus- gesteuert. Der Teil der Stromausgabe von dem Gleichrichterabschnitt 10 fließt zu dem Glättkondensator über die Drossel.
Angenommen, daß der Strom, der in den Glättabschnitt über den Stromsensor vom Wicklungstyp fließt, Ic2 ist und daß der Strom, der zu dem Schaltabschnitt 11 zum Zerhacken geliefert wird, Ic1 ist, kann der Laststrom Is durch die unten angegebene Gleichung dargestellt werden:
Is = Ic1 + Ic2 ..... (1)
Der Stromsensor 15 dient dazu, den Strom Ic2 zu erfassen, der zu dem Glättabschnitt 12 geliefert wird. Der Strom Ic2 enthält mehrere Harmonische dritter oder höherer Ordnung. Von dem Strom Ic2 werden nur die harmonischen Komponenten durch den Hochpassfilter 16 extrahiert, der eine höhere Cut-Off-Frequenz hat, als die Frequenz der Versorgungswechselspannung Vs.
Figur 2 zeigt die Wirkung des Hochpassfilters 16. In Figur 2 kennzeichnet " " die Komponente des Eingangstromes Ic2 des Hochpassfilters 16 und jede Markierung "X" kennzeichnet die Komponente des Ausgangstromes des Hochpassfilters 16. Das heißt, der Ausgangstrom des Hochpassfilters 16 ist ein Ergebnis der Dämpfung der Grundkomponente, die die gleiche Frequenz wie die Versorgungswechselspannung von dem Strom Ic2 hat.
In Figur 3 ist I&sub1; die Grundkomponente des Stromes Ic2, I&sub3; ist eine harmonische Komponente dritter oder höherer Ordnung und I&sub4; ist der Ausgangstrom des Hochpassfilters 16. Der Ausgangstrom 14 des Hochpassfilters 16 ist ein Ergebnis der Kombination aller Harmonischen. Die Phase des Ausgangstromes 14 des Hochpassfilters 16 wird durch den Phasenumkehrer 17 um 180º umgekehrt und der sich ergebene Strom I&sub4; wird zu dem automatischen Stromregler als Referenzstrom (-I&sub4;) geliefert.
Auf der anderen Seite dient der Stromsensor 14 dazu, den Strom Ic1 zu erfassen, der in dem Schaltabschnitt 11 zerhackt werden soll, und den erfassten Strom Ic1 zu dem automatischen Stromregler 18 zu liefern. Der automatische Stromregler 18 vergleicht den erfassenen Strom Ic1 mit dem Referenzstrom, der von dem Phasenumkehrer 17 gesandt worden ist, und steuert die Wellenform des Stromes Ic1, so daß sie gleich der Wellenform des Referenzstromes (-I&sub4;) während der Periode ist, wenn der Referenzstrom fließt. Das heißt, der automatische Stromregler 18 und die Zerhack- und Kombinierschaltung 19 definieren solch ein Leitungsverhältnis des Schaltabschnittes, daß die Gleichung:
Ic1 = -I&sub4; ..... (2)
erfüllt ist.
Die Zerhack- und Kombinierschaltung 19 dient dazu, ein Impulssignal zu erzeugen, das von einem Leitungsverhältnis abhängt, das durch ein dreieckiges Wellensignal definiert ist, das von der Generatorschaltung 20 für ein dreieckiges Wellensignal erzeugt wird. Basierend auf dem Impulssignal dient die Treiberschaltung 21 dazu, das Schaltelement, das in dem Schaltabschnitt 11 enthalten ist, ein- und aus- zu steuern.
Dann kann die Gleichung (1) wie folgt interpretiert werden:
Is = Ic1 + Ic2
= Ic1 + {Grundkomponenten von Ic2 + harmonische Komponenten von Ic2}
= Ic1 + I&sub1; + I&sub4;.
Daher ergibt sich aus der Gleichung (2):
Is = I&sub1; = Grundkomponenten von Ic2.
Dies bedeutet, daß der Lastwechselstrom Is eine Sinuswellenform hat.
Gemäß der obigen Anordnung, wenn der Lastwechselstrom Is teilweise niedriger als der Referenzstrom (-I&sub4;) ist, dient der automatische Stromregler 18 dazu, das Leitungsverhältnis der Schaltelemente Tr1, Tr2, Tr3 zu erhöhen und dadurch den Laststrom sinusförmig zu halten.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel dient der Schaltabschnitt 11 zum Löschen der harmonischen Komponenten des Stromes Ic2, so daß der Lastwechselstrom Is konstant sinusförmig gehalten werden kann, unabhängig von dem Typ und der Größe der Last.
Wie es aus der obigen Beschreibung offensichtlich ist, dient die Generatorschaltung 20 für eine dreieckförmige Welle dazu, die maximale Schaltfrequenz des Schaltelementes, das in dem Schaltabschnitt 11 enthalten ist, zu definieren. Anders als im Stand der Technik, darf daher der Teil der Schaltfrequenz nicht anormal höher sein. Dies ergibt eine Reduktion des Schaltverlustes des Schaltelementes.
Nachdem der Glättabschnitt beschrieben worden ist, der als die Last des Schaltabschnittes dient, ist eine ähnliche Steuerung möglich, wenn die spätere Stufe des Stromsensors oder die Ausgabe des Schaltabschnittes, direkt mit einer anderen Last, wie z.B. einer Steuerenergiezufuhr oder einem anderen Motor verbunden ist.
Außerdem hat das vorliegende Ausführungsbeispiel beschrieben, daß der Strom Ic2 durch Wickeln einer zweiten Spule um die Drossel des Glättabschnittes erfaßt wird. Anstelle dessen ermöglicht die Verwendung eines Lechelementsensors, direkt die Wellenform des Stromes zu erfassen.
Figur 4 zeigt eine Energiezufuhr gemäß dem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Dieses Ausführungsbeispiel ist analog zu dem Ausführungsbeispiel, das in Figur 1 gezeigt ist, mit Ausnahme der Bereitstellung einer Mittelungsschaltung 51.
In Figur 1 ist angenommen, daß die Stromsensoren 14 und 15 jeweilige Verstärkungsfaktoren oder -genauigkeiten haben. In diesem Falle tritt ein Fehler bezüglich dem Vergleichsergebnis zwischen dem Strom Ic1 und dem Referenzstrom (-I&sub4;) in dem automatischen Stromregler 18 auf. Das Auftreten des Fehlers ergibt einen umgekehrten Effekt auf den Lastwechselstrom Is.
Z.B. arbeitet, wenn der Stromsensor 14 einen kleineren Verstärkungsfaktor als der Stromsensor 15 hat, der Schaltabschnitt 11, um ein etwas größeres Leitungsverhältnis des Schaltelementes einzustellen, was eine Intensivierung einer harmonischen Schwingung dritten Grades ergibt, wodurch die Wellenform des Lastwechselstromes gestört wird. Umgekehrt, wenn der Stromsensor 14 einen größeren Verstärkungsfaktor als der Stromsensor 15 aufweist, wird das Leitungsverhältnis kleiner eingestellt, was ebenso in einer Störung der Wellenform des Lastwechselstromes resultiert.
Um diesen Nachteil zu überwinden, wird in der Anordnung, die in Figur 4 gezeigt, der Strom Ic2, der durch den Stromsensor 15 erfaßt wird, in der Mittelungsschaltung 51 gemittelt. Das sich ergebende gemittelte Signal wird dazu verwendet, den Verstärkungsfaktor des Stromsensors 14 zu steuern. Konkret können die Verstärkungsfaktoren der Stromsensoren 14 und 15 so gesteuert werden (z.B., daß sie einander gleich sind), daß der Lastwechselstrom Is sinusförmig gemacht wird.
Figur 5 zeigt eine Energieversorgung gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Anstelle des Stromsensors 15, des Hochpassfilters 16 und der Phaseumkehrschaltung 17, die in Figur 1 gezeigt sind, werden die Mittlungsschaltung 23 und die Sinuswellen-Generatorschaltung 24 verwendet und der Stromsensor 14 wird zum Erfassen des Stromes Is verwendet, der von dem Gleichrichterabschnitt 10 ausgegeben wird.
Die Mittelungsschaltung 23 dient dazu, einen Mittelwert des Stromes Is' zu erfassen, der durch den Stromsensor 14 erfaßt worden ist. Die Sinuswellen- Generatorschaltung 24 dient dazu, einen sinuswellenförmigen Strom zu erzeugen, der die gleiche Frequenz wie die Versorgungswechselspannung Vs hat und die Amplitude, die gemäß dem gemittelten Wert definiert ist, und wird als ein Referenzstrom zu dem automatischen Stromregler 18 gesandt. Der automatische Stromregler 18 dient dazu, solch ein Leitungsverhältnis für das Schaltelement zu definieren, um die Wellenform des Stromes Is', die durch den Stromsensor 14 erfaßt worden ist, an die des Referenzstromes anzupassen.
Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist das Leitungsverhältnis als Überwachung der Wellenform des Stromes definiert, wie bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen, die in Figuren 1 und 4 gezeigt sind. Daher hat dieses Ausführungsbeispiel die gleichen Vorteile wie die vorangehenden Ausführungsbeispiele Außerdem kann dieses Ausführungsbeispiel angeordnet sein, um die Stromwellenform mit niedrig kapazitiven Schaltelementen zu steuern, wenn sie eine Vielzahl von Schaltelementen aufweist, die parallel verbunden sind und in Folge ein- und aus-gesteuert werden.
Figur 6 ist ein Schaltdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Figur 6 ist 4 ein Kondensator, 25 ist eine Drossel, D&sub1;&sub5; bis D&sub1;&sub9; sind Dioden, Ta und Tb sind Transistoren. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in Figur 1 gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
In Figur 6 ist der Gleichrichterabschnitt 10 aus den Dioden D&sub1;&sub5; bis D&sub1;&sub8; zusammengesetzt, um die Vollwellen-Gleichrichtung der Versorgungswechselspannung Vs durchzuführen. Der Schaltabschnitt 11 ist aus einer Drossel 25 und zwei Transistoren Ta und Tb zusammengesetzt. Der Glättabschnitt 12 ist aus der Diode D&sub1;&sub9; und dem Glättkondensator 4 zusammengesetzt. Die Drossel 25, die Diode D&sub1;&sub9; und der Glättkondensator 4 sind in Reihe zwischen zwei Ausgangsanschlußklemmen des Gleichrichterabschnitts 10 verbunden. Die Reihenverbindung der Diode D&sub1;&sub9; und des Glättkondensators 4 ist mit den zwei Transistoren Ta und Tb verbunden, die parallel zueinander verbunden sind.
Als nächstes wird der Betrieb dieses Ausführungsbeispieles mit Bezug auf Figur 7 beschrieben werden.
Im Falle, daß die Spannung, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, niedriger als die Ausgangsspannung des Glättabschnittes 10 ist, ist die Diode D&sub1;&sub9; in Vorwärtsrichtung betrieben und die Transistoren Ta und Tb sind ausgeschaltet. Dies ergibt, daß die Ausgangsspannung des Gleichrichterabschnittes durch die Spannung geglättet wird, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, und daß die geglättete Spannung als eine Versorgungsgleichspannung an die Last 5 angelegt wird. Die Spannung, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, hängt von der Größe der Last 5 und den Konstanten der Drossel 25 und des Glättkondensators 4 ab. Im allgemeinen ist jedoch die geladenen Spannung nahe der Versorgungswechselspannung Vs.
Im Falle, daß die Spannung, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, größer als die Spannungsausgabe durch den Gleichrichterabschnitt 10 ist, ist die Diode D&sub1;&sub9; in Sperrrichtung vorgespannt Daher fließt, wenn die Transistoren Ta und Tb nicht operativ sind, kein Lastwechselstrom Is und demgemäß hat der Lastwechselstrom Is eine Wellenform, die mehrere Harmonische dritter Ordnung enthält, was in einer Erniedrigung des Leistungsfaktors der Wechselstromenergiezufuhr 1 resultiert.
Um diesen Nachteil zu überwinden, werden mit der Steuerschaltung 101, die zwei Systeme von Zerhackschaltungen verwendet, die Transistoren Ta und Tb auf eine derartige Weise ein- und aus-gesteuert, daß die Transistoren Ta und Tb abwechselnd abgeschaltet sind. In dem Bereich, bei dem die Spannungsausgabe durch den Gleichrichterabschnitt 10 hoch ist, dient die Steuerschaltung 101 dazu, die Ein-Zustandsperiode des Transistors Ta oder Tb zu reduzieren, um den Schaltverlust zu reduzieren.
Wenn der Transistor Ta oder Tb eingeschaltet ist, fließt der Strom Ia oder Ib von dem Gleichrichterabschnitt 10 zu der Drossel 25 und dem Transistor Ta oder Tb, was im Speichern von Energie in der Drossel 25 resultiert.
Wenn die Transistoren Ta und Tb ausgeschaltet sind, arbeitet die Drossel 25, um die gespeicherte Energie als eine Hochspannung auszugeben. Dies resultiert darin, daß es möglich ist, daß ein Strom von der Drossel 25 zu der Diode D&sub1;&sub9;, dem Glättkondensator 4, der Diode D&sub1;&sub7; oder D&sub1;&sub8;, der Wechselstromenergieversorgung 1 und der Diode D&sub1;&sub5; oder D&sub1;&sub6; fließt.
Diese Operation ermöglicht es, daß der Lastwechselstrom Is fließt, wenn die Ausgangsspannung des Gleichrichterabschnitts 10 niedriger als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist. Die Transistoren Ta und Tb sind ein- und aus-gesteuert, so daß der Lastwechselstrom Is eine sinusförmige Wellenform haben kann.
Wie oben erwähnt, ist dieses Ausführungsbeispiel so angeordnet, um alternativ die beiden Transistoren Ta und Tb ein- und aus-zusteuern. Die Strommenge, die durch jeden der beiden Transistoren Ta und Tb fließt, ist kleiner gemacht als die Strommenge, die durch einen einzelnen Transistor fließt. Es resultiert in einer Reduktion des Spannungsverlustes im Ein-Zustand und des Schaltverlustes der Transistoren Ta und Tb. Dies bedeutet, daß Transistoren mit kleiner Kapazitanz für die Transistoren Ta und Tb verwendet werden können.
Obwohl die Anzahl von Transistoren, die in der Energiezufuhr verwendet werden, zwei ist, können sie als Modulkomponenten mit geringer Kapazitanz oder als Ein-Chip-Komponente in einer Einzelpackung untergebracht sein. Dies ergibt eine Reduktion der gesamten Energiezufuhr in der Größe. Die Energieversorgung gemäß diesem Ausführungsbeispiel kann einfach aus der konventionellen Energiezufuhr im Hinblick auf die Schaltungsanordnung gemacht werden.
Figur 8 ist ein Schaltungsdiagram, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Figur 8 sind 26 und 27 Drosseln und D&sub2;&sub0; ist eine Diode. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in den Figuren 1 und 13 gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel hat eine ähnliche Anordnung zu der konventionellen Energiezufuhr, die in Figur 13 gezeigt ist, mit der Ausnahme, daß der Strom zu dem Glättabschnitt über zwei Strompassagen geliefert wird, d.h. eine Strompassage, die von dem Gleichrichterabschnitt 10 führt und die andere Strompassage, die aus der Drossel 27 und der Diode D&sub2;&sub0; des Schaltabschnittes 11 zusammengesetzt ist. Konkret ist dieses Ausführungsbeispiel so angeordnet, um in einem Gleichrichterabschnitt 10 eine Drossel 26 zwischen einer Ausgangsanschlußklemme des Gleichrichterabschnittes 10 und Kathoden der Diode D&sub1; und D&sub2; und in einem Schaltabschnitt 11 eine andere Drossel 27 zwischen den Kathoden von Dioden D&sub5; und D&sub6; und einem Kollektor des Transistors T bereitzustellen. Der Kollektor des Transistors T ist mit der Ausgangsanschlußklemme des Gleichrichterabschnittes 10 verbunden.
Als nächstes wird der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels beschrieben.
In dem Falle, daß ein absoluter Wert der Wechselstromversorgungsspannung Vs größer als eine Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, ist der Transistor T ausgeschaltet, so daß die Versorgungswechselspannung Vs durch die Vollwellen-Gleichrichterschaltung vollwellen-gleichgerichtet ist, die aus den Dioden D&sub1; und D&sub4; des Gleichrichterabschnittes 10 zusammengesetzt ist, und in dem Glättkondensator 4 geglättet ist. Die geglättete Spannung wird als eine Versorgungsgleichspannung an die Last 5 angelegt. Zu diesem Zeitpunkt fließt der Ladestrom Ic2 von der Diode D&sub1; oder D&sub2; zu dern Glättkondensator 4 über die Drossel 26. Die Drossel 26 dient dazu, Hochfrequenzkomponenten wie z.B. Rauschen von dem Ladestrom Ic2 zu entfernen.
Es ist angenommen, daß der absolute Wert der Versorgungswechselspannung Vs niedrig genug ist, um die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterschaltung, die aus den Dioden D&sub1; bis D&sub4; zusammengesetzt ist, niedriger zu machen als die Spannung, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist Die Dioden D&sub1; bis D&sub4; sind in Sperrrichtung vorgespannt, was eine Reduktion des Stromes Ic2 auf Null ergibt, der durch die Drossel 26 fließt. Der sich ergebende Strom Ic2 hat eine Wellenform, die mehrere Harmonische dritter Ordnung enthält, wie in Figur 9 gezeigt.
Während der Periode, wenn der Glättkondensator nicht geladen ist, wird der Transistor T zum Zerhacken des Stromes Ic1 ein- und aus-gesteuert, der von der Vollwellen-Gleichrichterschaltung ausgegeben wird, die aus den Dioden D&sub3; bis D&sub6; zusammengesetzt ist, die in dem Gleichrichterabschnitt enthalten sind. Während der Ein-Zustandsperiode des Transistors T fließt der Strom Ic1 von der Energieversorgung 1 zu der Diode D&sub5; oder D&sub6;, der Drossel 27, dem Transistor T, der Diode D&sub4; oder D&sub3;. Die Drossel 27 speichert den Strom Ic1 als Energie. Während der Aus-Zustandsperiode des Transistors T gibt die Drossel 27 die gespeicherte Energie als eine Hochspannung aus. Dies ergibt, daß es möglich ist, daß der Strom Ic1 von der Drossel 27 zu der Diode D&sub2;&sub0;, dem Glättkondensator 4, der Diode D&sub4; oder D&sub3;, der Wechselspannungenergieversorgung 1 und der Diode D&sub5; oder D&sub6; fließt.
Figur 9 zeigt die Wellen form des Stromes Ic1, die durch die oben erwähnte Operation geliefert wird. Die Lastwechselstrom Is der Wechselstromenergiezufuhr 1 ist ein kombinierter Strom aus den Strömen Ic1 und Ic2. Die Wellenform des Lastwechselstromes Is ist nahe der einer Sinuswelle, wie in Figur 9 gezeigt.
Zu einem Zeitpunkt A von Figur 9 sei angenommen, daß der Strom It, der fließt, wenn der Transistor T in diesem Ausführungsbeispiel ein- und ausgeschaltet wird, mit dem Strom It' verglichen wird, wenn der Transistor T ein- und ausgeschaltet wird in dem Ausführungsbeispiel, das in Figur 13 gezeigt ist. In dem Fall, daß der Ladestrom zu dem Glättkondensator über eine einzelne Strompassage geliefert wird, wie in dem Ausführungsbeispiel, das in Figur 13 gezeigt ist, ist der Schaltstrom ein addierter Strom aus dem Schaltstrom und dem Ladestrom, wie durch eine gebrochene Linie von Figur 9 gezeigt ist. Daher wird die Schaltoperation für den großen Stom It', wie in Figur 10 gezeigt, durchgeführt.
Die Anordnung einer Zwei-Pfad-Schaltung, wie in Figur 8 gezeigt, macht es jedoch möglich, nur den Strom Ic1 für die Schaltoperation zu nutzen. Es ergibt sich aus dem Substrahieren des geladenen Stromes von dem addierten Strom, der in Figur 9 gezeigt ist, d.h. daß es möglich ist, daß der Strom, der durch It von Figur 10 gezeigt ist, durch den Transistor fließt.
Daher ist das Ausführungsbeispiel, das in Figur 8 gezeigt ist, in der Lage, den Spannungsverlust im Ein-Zustand und den Schaltverlust des Transistors T verglichen mit dem Ausführungsbeispiel, das in Figur 13 gezeigt ist, zu reduzieren, was in einer Reduktion der Kapazitanz und der Größe des Transistors T resultiert.
Figur 11 ist ein Schaltungsdiagram, das eine Energiezufuhr gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Figur 11 sind 25a und 25b Drosseln, D19a und D19b sind Dioden, Ta und Tb sind Transistoren. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in den oben angezeigten Zeichnungen gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
In Figur 11 ist die in dem Glättkondensator geladene Spannung niedriger, als die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterschaltung, die aus den Dioden D&sub1; bis D&sub4; zusammengesetzt ist, wobei das Laden in dem Glättkondensator 4 geschieht.
Wenn die Ausgangsspannung der Vollwellen-Gleichrichterschaltung niedriger als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4 geladen ist, dient die Steuerschaltung 101 dazu, alternativ die Transistoren Ta und Tb ein- und auszu steuern. Die Steuerschaltung 101 enthält zwei Systeme von normalen Zerhackschaltungen. Wenn der Transistor Ta eingeschaltet ist, fließt der Strom von der Vollwellen-Gleichrichterschaltung zu der Drossel 25a und dem Transistor. Der Strom wird als Energie in der Drossel 25a gespeichert. Wenn der Transistor Ta ausgeschaltet ist, sendet die Drossel 25a die gespeicherte Energie als eine Hochspannung aus, was darin resultiert, das es möglich ist, daß ein Strom von der Drossel 25a zu der Diode D19a, dem Glättkondensator 4, der Diode D&sub4; oder D&sub3;, der Wechselstromenergiezufuhr 1 und der Diode D&sub1; oder D&sub2; fließt.
Als nächstes speichert auf ähnliche Weise die Drossel 25b Energie, wenn der Transistor Tb eingeschaltet ist. Wenn der Transistor Tb ausgeschaltet ist, sendet die Drossel 25b die geladene Energie aus, was ermöglicht, daß Strom von der Drossel 25b zu der Diode D19b und den obigen Komponenten fließt.
Durch Wiederholen der obigen Betriebsschritte ist die Wechselstromenergiezufuhr 1 in der Lage, den Lastwechselstrom 1, zu liefern, der eine Wellenform aufweist, die ähnlich einer Sinuswelle ist.
Wie das Ausführungsbeispiel, das in Figur 13 gezeigt ist, kann die Energiezufuhr gemäß der vorliegenden Erfindung (Fig. 11) den Spannungsverlust im Ein-Zustand und den Schaltverlust der Transistoren Ta und Tb verglichen mit einer Energiezufuhr, die einen Einzeltransistor verwendet, verringern. Daraus ergibt sich, daß es möglich ist, die Kapazitanz und die Größe der verwendeten Transistoren Ta und Tb zu reduzieren.
Figur 12 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Energiezufuhr gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt. In Figur 12 sind 28a und 28b Drosseln, D21a, D21b, D22a und D22b sind Dioden und Ta und Tb sind Transistoren. Die Komponenten, die denjenigen entsprechen, die in Figur 16 gezeigt sind, haben die gleichen Bezugszeichen.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel weist die gleiche Anordnung wie die konventionelle Energiezufuhr auf, die die Spannungsverdoppler-Gleichrichterschaltung verwendet, die in Figur 16 gezeigt ist, mit der Ausnahme, daß die Drosseln 28a, 28b, die Dioden D21a, D21b, D22a, D22b und die Transistoren TA und TB anstelle der Dioden D&sub1;&sub2;, D&sub1;&sub4; und der Transistoren TA und TB, die in Figur 16 gezeigt sind, bereitgestellt sind.
Wie gezeigt, sind zwei Serienschaltungen parallel zu der Wechselstromenergiezufuhr 1 bereitgestellt, wobei eine Serienschaltung aus der Drossel 28a, der Diode D22a und dem Transistor Ta vom npn-Typ zusammengesetzt ist, und wobei die andere Serienschaltung aus der Drossel 28b, der Diode D22b und dem Transistor Tb vom pnp-Typ zusammengesetzt ist. Die Diode D21a ist zwischen der Anode der Diode D22a und der Kathode der Diode D&sub1;&sub1; verbunden und die Diode D21b ist zwischen der Kathode der Diode D22b und der Anode der Diode D&sub1;&sub3; verbunden.
Als nächstes wird der Betrieb dieses Ausführungsbeispiels beschrieben werden.
Während der Periode, während der die Versorgungswechselspannung Vs, die eine sinusförmige Wellenform aufweist, relativ groß ist, arbeitet dieses Ausführungsbeispiel auf die gleiche Weise, wie die konventionelle Energiezufuhr, die in Figur 16 gezeigt ist. Der Glättkondensator 4A wird während dieser Periode geladen, während die Versorgungswechselspannung Vs an der positiven Polarität ist, die durch einen Pfeil angezeigt ist. Der Glättkondensator 4B wird während dieser Periode geladen, während die Versorgungswechselspannung Vs auf einer negativen Polarität entgegengesetzt zu der Polarität, die durch den Pfeil angezeigt ist, gehalten wird. Zu diesem Zeitpunkt sind die Transistoren Ta und Tb ausgeschaltet.
Die Transistoren Ta und Tb werden durch die Steuerschaltung 101, die zwei Systeme mit normalen Zerhackerschaltungen aufweist, ein- und aus- gesteuert.
Wenn der Transistor Ta eingeschaltet ist, fließt der Strom über die Drossel 28a, die Diode D22a und den Transistor Ta, was im Speichern von Energie in der Drossel 28a resultiert. Dann dient die Drossel 28a, wenn der Transistor Ta ausgeschaltet ist, dazu, die gespeicherte Energie als eine Hochspannung auszusenden, was darin resultiert, daß es möglich ist, daß ein Strom durch die Drossel 28a, die Diode D21a, den Glättkondensator 4A und die Wechselstromenergiezufuhr 1 fließt. Wenn der Transistor Tb eingeschaltet ist, fließt der Strom über den Transistor Tb, die Diode D22b und die Drossel 28b, was im Speichern von Energie in der Drossel 28b resultiert. Dann, wenn der Transistor Tb ausgeschaltet ist, dient die Drossel 29b dazu, die gespeicherte Energie als eine Hochspannung auszusenden, was darin resultiert, das es möglich ist, daß ein Strom über die Drossel 28b, die Wechselstromenergiezufuhr 1, den Glättkondensator 4b und die Diode D21b fließt.
Während die Transistoren Ta und Tb ein- und aus-gesteuert werden, wenn ein absoluter Wert der Versorgungswechselspannung Vs höher als die Spannung ist, die in dem Glättkondensator 4A oder 4B geladen ist, bringt die Wirkung der Energiespeicherfunktion der Drossel 28a und 28b die Dioden D&sub1;&sub1; und D&sub1;&sub3; in einen Zustand im Vorwärtsbetrieb. Dies ergibt, daß ein Teil des Lastwechselstromes Is über eine von zwei Schleifen fließt, wobei eine Schleife aus der Wechselstromenergiezufuhr 1, der Drossel 2A, der Diode D&sub1;&sub1;, dem Glättkondensator 4A und der Wechselstromenergiezufuhr 1 zusammengesetzt ist oder wobei die andere Schleife aus der Wechselstromenergiezufuhr 1, dem Glättkondensator 4B, der Diode D&sub1;&sub3;, der Drossel 2A und Wechselstromenergiezufuhr 1 zusammengesetzt ist.
Daher ermöglicht es dieses Ausführungsbeispiel, den Lastwechselstrom Is zu erzeugen, der eine Wellenform aufweist, die nahe an der Sinuswelle ist. Wenn die Transistoren Ta und Tb ein- und aus-gesteuert sind, wenn die Versorgungswechselspannung Vs relativ hoch ist, kann ein Teil des Lastwechselstromes über die Transistoren Ta und Tb fließen. Dies bedeutet, daß dieses Ausführungsbeispiel in der Lage ist, den Spannungsverlust im Ein- Zustand und den Zeitverlust der Transistoren Ta und Tb verglichen mit der konventionellen Energiezufuhr, die in Figur 16 gezeigt ist, zu reduzieren, und als Transistoren Ta und Tb kleine Transistoren mit geringer Kapazitanz zu verwenden.

Claims

1. Energiezufuhr, die einen Gleichrichterabschnitt (10) zum Gleichrichten einer sinusförmigen Wechselspannung, einen Schaltabschnitt (11) zum Liefern einer Ausgabespannung des Gleichrichterabschnittes, und einem Glättabschnitt (12) aufweist, der einen Glättkondensator aufweist, wobei der Schaltabschnitt einen Induktor und ein Schaltelement aufweist, wobei der Induktor Energie von der Stromausgabe von dem Gleichrichterabschnitt während einer Periode im Ein-Zustand des Schaltelementes speichert und diese Energie zu dem Glättabschnitt während einer Periode des Aus-Zustandes des Schaltelementes sendet, wobei die Energiezufuhr eine Fähigkeit zum Steuern des Laststromes aufweist, so daß er eine sinusförmige Wellenform hat, und weiter einen ersten Pfad aufweist, um den Strom von dem Gleichrichterabschnitt zu dem Glättabschnitt fließen zu lassen, und einen zweiten Pfad, um den Strom von dem Induktor zu dem Glättabschnitt fließen zu lassen;

gekennzeichnet durch

erste Stromerfassungseinrichtungen (15) zum Erfassen des Stromes (Ic2), der über den ersten Pfad fließt;

Einrichtungen zum Formen der Stromwellenform (16, 17), um eine Referenzstrom-Wellenform durch Extrahieren der harmonischen Komponenten aus dem Ausgabestrom der ersten Stromerfassungseinrichtung und Invertieren einer Phase der extrahierten harmonischen Komponenten zu bilden;

zweite Stromerfassungseinrichtungen (14) zum Erfassen des Stromes, der durch das Schaltelement fließt;

Einrichtungen (18, 19, 20), um solch ein Leitungsverhältnis des Schaltelementes zu bestimmen, daß es eine Wellenform eines Ausgabestromes der zweiten Stromerfassungseinrichtungen an eine Wellenform des Referenzstromes während einer Periode anpaßt, wenn der Referenzstrom fließt; und

Einrichtungen (21) zum EIN- und AUS-Steuern des Schaltelementes basierend auf dem Leitungsverhältnis.

2. Energiezufuhr gemäß Anspruch 1, wobei die Einrichtung zum Bilden einer Stromwellenform einen Hochpaßfilter (16) mit einer höheren Grenzfrequenz als die Frequenz der Wechselspannung aufweist.

3. Energiezufuhr gemäß Anspruch 1, die weiter Einrichtungen (22) zum Einstellen beider Verstärkungsfaktoren der ersten und zweiten Stromerfassungseinrichtungen aufweist, so daß sie eine vorbestimmte Relation haben.

4. Energiezufuhr gemäß Anspruch 2, die weiter Einrichtungen (22) zum Einstellen beider Verstärkungsfaktoren der ersten und zweiten Stromerfassungseinrichtungen aufweist, so daß sie eine vorbestimmte Relation haben.

5. Energiezufuhr gemäß Anspruch 1, wobei der Schaltabschnitt (11) eine Vielzahl von Schaltelementen (Tr&sub1;, Tr&sub2;, Tr&sub3;) aufweist, die parallel miteinander verbunden sind, und wobei die Einrichtungen zum Ein- und Aus-Steuern des Schaltabschnittes Einrichtungen (11) zum sequentiellen Ein- und Ausschalten der Schaltelemente aufweisen.

6. Energiezufuhr gemäß Anspruch 5, wobei die Schaltelemente als ein Chip oder Modul in einer Packung untergebracht sind.