DE69103977T2

DE69103977T2 - Echoauslöscher mit einem adaptiven digitalen Filter und zugeordneter Delta-Sigma-Modulationsschaltung.

Info

Publication number: DE69103977T2
Application number: DE69103977T
Authority: DE
Inventors: Yutaka Takahashi
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1990-06-25
Filing date: 1991-06-20
Publication date: 1995-04-13
Anticipated expiration: 2011-06-21
Also published as: EP0464500A3; JP3158414B2; CA2045250A1; DE69103977D1; CA2045250C; US5222084A; JPH0454718A; EP0464500B1; EP0464500A2

Description

Diese Erfindung betrifft einen Sendeempfänger für ein digitales Zweidraht-Übertragungssystem, insbesondere einen Echoauslöscher, ausgestattet mit einer adaptiven Digitalfiltereinheit.
Ein Echoauslöscher bewirkt die Kompensation des Echos in einem digitalen Eingangssignal nach der Analog-Digitalwandlung, unter Verwendung eines über eine adaptive Digitalfiltereinheit erzeugten Echoreplikationssignals Typische Beispiele von Echoauslöschern werden in "An ANSI Standard ISDN Transceiver Chip Set", ISSCC 1989, Technical Digest, auf den Seiten 256 und 257; in "An ISDN Echo-Canceling Transceiver Chip for 2B1Q Coded U-Interface", ISSCC 1989, Technical Digest, auf den Seiten 258 und 259; beziehungsweise in "2B1Q Transceiver for the ISDN Subscriber Loop", ISSCC 1989, Technical Digest, auf den Seiten 260 und 261 veröffentlicht Weitere Beispiele von Echoauslöschern nach dem Stand der Technik sind in Frequenz, Band 37, Nr. 6, 1983, Till: "Adaptive Sprecherecho-Kompensation in Modems für die Duplex-Datenübertragug im Fernsprechnetz", auf den Seiten 145 - 154 beschrieben.
Fig. 1 zeigt einen Sendeempfänger mit einem Echoauslöscher nach dem Stand der Technik, der in einem Zweidraht-Digitalübertragungssystem eingesetzt ist, wobei der Echoauslöscher die Echokompensation bezweckt. Gemäß Fig. 1 besteht der Sendeempfanger nach dem Stand der Technik im großen und ganzem aus einem Signalübertragungsteil TM und einem Echoauslöscher EC. Im Signalübertragungsteil TM verzögert eine Verzögerungsschaltung 1 das digitale Sendedatensignal TD, und eine Digital-Analogwandlerschaltung 2 wandelt das digitale Sendedatensignal TD in ein Analogdatensignal. Eine Tiefpaßfilterschaltung 3 eliminiert aus dem Analogdatensignal die Hochfrequenzkomponenten, und das Analogdatensignal wird dann in eine Leitungstreiberschaltung 4 eingespeist. Die Leitungstreiberschaltung 4 ist über ein Widerstandselement 5 mit einem Transformator 6 verbunden, und an den Transformator 6 ist ferner eine Zweidraht-Signalleitung L1 und L2 angekoppelt. Die Dateninformation aus dem digitalen Sendedatensignal TD wird also in ein Analogdatensignal umgewandelt, und die Leitungstreiberschaltung 5 sorgt im Zusammenwirken mit dem Transformator 6 dafür, daß die Dateninformation über die Zweidrahtübertragungsleitung L1 und L2 weitergeleitet wird.
Die Leitungstreiberschaltung 4 ist ferner über ein Widerstandselement 7 mit einem Abgleich-Netzwerk 8 gekoppelt, und der Transformator 6 und das Abgleichnetzwerk 8 sind parallel mit zwei Eingangsanschlüssen eines Addierers 9 verbunden. Wenn Gleichung 1 befriedigt wird, ist ein exakter Abgleich erreicht, und der Addierer 9 leitet nur das empf angene Fernsignal an die Tiefpaßfilterschaltung 10 weiter.
R4/Zb = R3/Z1 ..... Gleichung 1
R3 und R4 sind die Widerstandswerte der Widerstandselemente 5 und 7, Zb ist die Impedanz des Abgleichnetzwerkes 8 und Z1 ist die Impedanz der Zweidraht-Signalleitung L1 und L2 und des Transformators 6. Bei dem Sendeempfanger nach dem Stand der Technik sind die Widerstandselemente 5 und 6, das Abgleichnetzwerk 8 und der Addierer 9 als integrierte Hybridschaltung 11 ausgeführt.
Die Zweidraht-Signalleitung L1 und L2 stellt jedoch eine Schaltung mit verteilten Parametern dar, während das Abgleichnetzwerk eine Schaltung mit diskreten Parametern ist.
Deshalb ist ein exakter Abgleich kaum erreichbar, und das Abgleichnetzwerk 8 kann nicht allein auf Basis des Datensignals, das die Dateninformation trägt, das empfangene Signal RD völlig von einem Echosignal befreien. Dies ist der Grund, warum der Echoauslöscher EC in den Sendeempfänger eingebaut wird. Es sei nun angenommen, daß die maximale Dämpfung der Zweidraht-Signalleitung L1 und L2 50 dB beträgt und daß das Abgleichnetzwerk 8 das Echo um 20 dB absenkt, dann muß der Echoauslöscher das Echo um 50 dB absenken, wenn ein Signal/Echo-Verhältnis von 20 dB erreicht werden soll.
Der Echoauslöscher EC, der in einem Sendeempfänger nach dem Stand der Technik eingebaut ist, verhält sich wie folgt. Das Ausgangsssignal des Addierers 9 enthält sowohl das Fernsignal als auch das Echosignal, und Hochfrequenzkomponenten außerhalb des Bandes werden mit Hilfe einer Tiefpaßfilterschaltung 10 aus dem Ausgangssignal des Addierers 9 eliminiert. Das Ausgangssignal der Tiefpaßfilterschaltung 10 wird durch eine Analog-Digitalwandlerschaltung 11 in ein Digitalsignal gewandelt, wobei die Analog-Digitalwandlerschaltung 11 gewöhnlich mit Oversampling arbeitet, weil eine hohe Linearität erforderlich ist. Das so erzeugte Digitalsignal wird einer digitalen Tiefpaßfilterschaltung 12 zugeführt, die das Quantisierungsrauschen aus dem Digitalsignal entfernt. Die digitale Tiefpaßfilterschaltung 12 bewirkt außerdem eine Dezimierung der Oversamplingfrequenz auf eine Baudratenfrequenz, wobei die Baudratenfrequenz der Frequenz des Sendesignals entspricht. Das Ausgangssignal der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 12 wird einem der Eingangsanschlüsse des Addierers 13 zugeführt. Das digitale Sendedatensignal TD liegt an der adaptiven Digitalfilterschaltung 14 an, und von der adaptiven Digitalfilterschaltung 14 wird ein Echoreplikationssignal mit der Baudrate erzeugt. Das Echoreplikationssignal wird dem anderen Eingangsanschluß des Addierers 13 zugeführt, wodurch das Echosignal aus dem Ausgangssignal der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 14 entfernt wird. Mit anderen Worten, das Ausgangssignal des Addierers 13 enthält nur das Fernsignal. Zum Abschluß der Trainingsphase wird ein Schalter 15 vom Ausgang des Addierers 13 zum Ausgang eines Entzerrers 14 geschaltet, wie weiter unten beschrieben werden soll. Der Entzerrer 14 beseitigt die Übertragungsverzerrung des Ausgangssignals oder des Fernsignals und erzeugt das Empfangssignal RD.
Die adaptive Digitalfilterschaltung 14 wird im weiteren unter Bezugnahme auf Fig. 2 ausführlich beschrieben. Die adaptive Digitalfilterschaltung 14 besitzt zwei Eingangsanschlüsse IN1 und IN2 und einen Ausgangsanschluß OUT. Das digitale Sendedatensignal TD wird in den Eingangsanschluß IN1 eingespeist und der andere Eingangsanschluß IN2 wird wahlweise über den Schalter 15 mit dem Ausgang des Addierers 13 oder dem Ausgang des Entzerrers 14 verbunden. Während die adaptive Digitalfilterschaltung die Trainingsphase durchläuft, legt der Schalter 15 das Ausgangssignal des Addierers 13 an den anderen Eingangsanschluß IN2. Wenn jedoch die Trainingsphase beendet ist, speist der Schalter 15 das Fernsignal oder das Empfangssignal RD in den anderen Eingangsanschluß IN2 ein.
Auf den Eingangsanschluß IN1 folgt eine Serienschaltung der Verzögerungseinheiten, die mit "T" bezeichnet sind, wobei jede der Verzögerungseinheiten das digitale Sendedatensignal TD um einen Betrag verzögert, der einer Signalperiode der Baudrate äquivalent ist. In Verbindung mit den Verzögerungseinheiten ist eine Vielzahl von Multiplizierern vorgesehen, die mit "X" bezeichnet sind. Der Multiplizierer ganz links multipliziert das Signal am Eingangsanschluß IN2 mit Alpha, einem Koeffizient zur Steuerung der Trainingsgeschwindigkeit, und die anderen Multiplizierer multiplizieren das digitale Sendedatensignal TD beziehungsweise die sequentiell verzögerten Signale mit dem Produkt des Multiplizierers ganz links. Alpha ist normalerweise wesentlich kleiner als 1, d.h. Alpha « 1. Die von den Multiplizierern erzeugten Produkte werden in eine Vielzahl von Integratoren eingespeist, die mit "I" bezeichnet sind, und eine Vielzahl von Multiplizierern, die ebenfalls mit "X" bezeichnet sind, multiplizieren die Integrale mit dem Sendesignal beziehungsweise den dagegen verzögerten Signalen. Die auf diese Weise durch die zweite Stufe der Multiplizierer erzeugten Produkte werden von einem Addierer, der mit "+" bezeichnet ist, aufsummiert. Jede Serienkombination aus Verzögerungseinheit, erster Multiplikationsstufe, Integrator und zweiter Multiplikationsstufe bildet einen Signalzweig.
Es sei nun angenommen, daß das Signal an dem Eingangsan schluß IN2 kein Fernsignal enthält und dem Eingangsanschluß IN2 das Fehlersignal des Echoauslöschers zugeführt wird. Die Signalzweige berechnen die Korrelation zwischen dem digitalen Sendedatensignal und integrieren sie mit den Integratoren. Im Ergebnis setzen die Integratoren die Kurvenform des mit der Baudrate abgetasteten Echosignals zus ammen, und dem Addierer wird von den Signalzweigen synchron zum digitalen Sendedatensignal die Kurvenform des Echosignals zugeführt. Der Addierer summiert die aus den Signalzweigen eingespeisten Kurvenformen und erzeugt das Echoreplikationssignal. Auch wenn das Signal am Eingangsanschluß IN2 ein Fernsignal enthält, ist das Schaltungsverhalten der adaptiven Digitalfilterschaltung ähnlich wie oben beschrieben, weil zwischen dem digitalen Sendedatensignal und dem Fernsignal keine Korrelation festgestellt wird.
Wie früher gezeigt wurde, ist eine Analog-Digitalwandlerschaltung 11 hoher Präzision eine unverzichtbare Komponente des Echoauslöschers nach dem Stand der Technik, weil die Kennwerte des Echoauslöschers nach dem Stand der Technik von der Linearität der Analog-Digitalwandlerschaltung 11 abhängig sind. Dies führt zu einer aufwendigen Schaltungsanordnung für den Sendeempfänger. Da der Addierer 9 in der Vorstufe zur Analog-Digitalwandlerschaltung 11 angeordnet ist, wird der Analog-Digitalwandlerschaltung 11 hoher Präzision die Summe des Echosignals und des Fernsignals zugeführt, und das Digitalsignal kann aus einer langen Bitkette bestehen. Das bedeutet, daß der Addierer 13 einen großen Dynamikbereich zum Addieren des Echoreplikationssignals und des Ausgangssignals der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 12 benötigt, und daß der Addierer 13 mit dem großen Dynamikbereich den Umfang der Schaltungsanordnung des Sendeempfängers vergrößert.
Wenn das Echoreplikationssignal in ein Analogsignal gewandelt und das analoge Echoreplikationssignal von einer Tiefpaßfilterschaltung geformt wird, läßt sich durch Substraktion des analogen Replikationssignals vor der Analog-Digitalwandlung das Echosignal aus dem analogen Ausgangssignal des Addierers 9 beseitigen. Jedoch erfordert diese Lösung sowohl eine Analog-Digitalwandlerschaltung hoher Präzision mit einer strengen Linearität als auch eine Tiefpaßfilterschaltung hoher Leistungsfähigkeit, und sie ist schwerer realisierbar.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist deshalb eine wichtige Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Echoauslöscher mit einer weniger umfangreichen Schaltungsanordnung als bei dem Echoauslöscher nach dem Stand der Technik bereitzustellen.
Um diese Aufgabe zu erfüllen, wird mit der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, auf das Echoreplikationssignal eine Delta-Sigma-Modulationstechnik anzuwenden.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird ein Echoauslöscher bereitgestellt, der einer Signalübertragungseinheit zum Übertragen eines digitalen Sendessignals zugeordnet ist und der in der Lage ist, aus einem empfangenen Analogsignal, das mindestens ein Echosignal und ein Fernsignal enthält, das Echosignal zu eliminieren, mit a) einer adaptiven Digitalfilterschaltung, der das digitale Sendessignal und ein erstes Digitalsignal ohne das Echosignal zugeführt wird, um eine Korrelation zwischen ihnen festzustellen und ein digitales Echoreplikationssignal zu erzeugen; b) einer Delta-Sigma-Modulationsschaltung, um an dem digitalen Echoreplikationssignal eine Delta-Sigma-Modulation durchzuführen und ein zweites Digitalsignal zu erzeugen, welches das digitale Echoreplikationssignal repräsentiert; c) einer Digital-Analogwandlerschaltung zur Wandlung des zweiten Digitalsignals in ein erstes Analogsignal; d) einem ersten Addierer, dem das analoge Empfangssignal und das erste Analogsignal zugeführt wird, um das Echosignal aus dem analogen Empfangssignal zu eliminieren und ein analoges Empfangssignals ohne das Echosignal zu erzeugen; und e) einer Einrichtung zur Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlung des analogen Empfangssignal ohne das Echosignal, und zur Erzeugung des ersten Digitalsignals.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die Merkmale und Vorteile des Echoauslöschers entsprechend der vorliegenden Erfindung soll durch die folgende Beschreibung, die in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen erfolgt, deutlicher werden, von denen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung eines Sendeempfängers nach dem Stand der Technik zeigt;
Fig. 2 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung einer adaptiven Digitalfilterschaltung zeigt, die in einem Sendeempfänger nach dem Stand der Technik enthalten ist;
Fig. 3 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung eines Sendeempfängers zeigt, der mit einem Echoauslöscher entsprechend der vorliegenden Erfindung ausgerüstet ist;
Fig. 4 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung einer adaptiven Digitalfilterschaltung zeigt, die in dem in Fig. 3 dargestellten Sendeempfänger enthalten ist;
Fig. 5 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung einer Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung zeigt, die in dem in Fig. 3 gezeigten Sendeempfänger enthalten ist;
Fign. 6A und 6B Diagramme darstellen, die jeweils ein Restecho in Abhängigkeit von der Zeit zeigen;
Fig. 7 ein Schaltbild darstellt, das die Anordnung einer Kombinationsschaltung aus Digital-Analogwandler und Addierer zeigt, die in einem anderen Sendeempfänger entsprechend der vorliegenden Erfindung enthalten ist;
Fig. 8 ein Diagramm darstellt, das die Kurvenformen der Taktsignale zeigt, die sich in der Phase unterscheiden und in der in Fig. 7 gezeigten Schaltung verwendet werden;
Fig. 9 ein Schaltbild darstellt, das die Anordnung einer Abgleichschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 10 ein Schaltbild darstellt, das die Anordnung einer anderen Kombinationsschaltung aus Digital-Analogwandler und Addierer zeigt, die in einem weiteren Sendeempfänger entsprechend der vorliegenden Erfindung enthalten ist;
Fig, 11 ein Diagramm darstellt, das die Kurvenformen der Taktsignale zeigt, die sich in der Phase voneinander unterscheiden und in der in Fig. 10 gezeigten Kombinationsschaltung verwendet werden;
Fig. 12 ein Schaltbild darstellt, das die Anordnung einer Abgleichschaltung entsprechend der vorliegenden Erfindung zeigt;
Fig. 13 ein Blockschaltbild darstellt, das die Schaltungsanordnung einer weiteren Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung zeigt, die in einem weiteren Sendeempfänger entsprechend der vorliegenden Erfindung enthalten ist; und
Fig. 14A und 14B Diagramme sind, die jeweils das Restecho in Abhängigkeit von der Zeit zeigen.

Erstes Ausführungsbeispiel

Entsprechend Fig. 3 der Zeichnungen besteht ein Sendeempfänger entsprechend der vorliegenden Erfindung im großen und ganzen aus einem Signalübertragungsteil TM und einem Signalempfangsteil RV. Der Signalübertragungsteil TM gleicht im Schaltungsaufbau dem des Senderempfängers nach dem Stand der Technik und enthält eine Verzögerungsschaltung 31, eine Digital-Analogwandlerschaltung 32, eine Tiefpaßfilterschaltung 33 und eine Leitungstreiberschaltung 34. Ein Transformator wird von dem Signalübertragungsteil TM und dem Signalempfangsteil RV gemeinsam benutzt und ist mit der Zweidrahtsignalleitung L11 und L12 gekoppelt. Das digitale Sendedatensignal TD, das die Dateninformation trägt, wird in die Verzögerungsschaltung 31 eingespeist, und der Signalübertragungsteil TM steuert den Transformator 35 so an, daß ein analoges Datensignal erzeugt wird, welches die Dateninformation trägt. Dann leitet die Zweidrahtdatensignalleitung L1 und L2 das analoge Datensignal wie bei dem Signalübertragungsteil TM des Sendeempfängers nach dem Stand der Technik an das Ziel.
Der Signalempfangsteil RV enthält im wesentlichen eine Abgleichschaltung BL, einen Echoauslöscher EC, eine Tiefpaßfilterschaltung 36, die zwischen der Abgleichschaltung BL und dem Echoauslöscher EC angeschlossen ist, und einen Entzerrer 37, der mit dem Echoauslöscher EC verbunden ist. Die Abgleichschaltung BL enthält ein Abgleichnetzwerk 38, ein Widerstandselement 39, das zwischen der Leitungstreiberschaltung 34 und dem Transformator 35 angeschlossen ist, ein Widerstandselement 40, das zwischen der Leitungstreiberschaltung 34 und dem Abgleichnetzwerk 38 angeschlossen ist, sowie einen Addierer 41. Die Abgleichschaltung BL, die Tiefpaßfilterschaltung 36 und der Entzerrer 37 gleichen denen des Sendeempfängers nach dem Stand der Technik und werden in der weiteren Beschreibung nicht mehr erwähnt.
Der Echoauslöscher EC enthält eine adaptive Digitalfilterschaltung 42, in die das digitale Sendedatensignal TD eingespeist wird, eine Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43, die mit dem Ausgangsanschluß der adaptiven Digitalfilterschaltung 42 verbunden ist, eine Digital-Analogwandlerschaltung 44, die mit der Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 verbunden ist, einen Addierer 45, der mit der Digital-Analogwandlerschaltung 44 und der Tiefpaßfilterschaltung 36 verbunden ist, eine Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46, die mit dem Addierer 45 verbunden ist, eine digitale Tiefpaßfilterschaltung 47, die mit der Delta-Sigma-Analog- Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46 verbunden ist, und einen Schalter 48, mit dem entweder die digitale Tiefpaßfilterschaltung 47 oder der Entzerrer 37 an die adaptive Digitalfilterschaltung 42 gelegt werden kann. Die adaptive Digitalfilterschaltung 41 beziehungsweise die digitale Tiefpaßfilterschaltung 46 entsprechen der adaptiven Digitalfilterschaltung 14 beziehungsweise der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 12 und erfüllen dieselben Aufgaben.
Die adaptive Digitalfilterschaltung 42 erzeugt ein Echoreplikationssignal mit der Baudratenfrequenz, und das Echoreplikationssignal wird in die Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 eingespeist. Das Echoreplikationssignal wird mit einer Oversamplingfrequenz abgetastet, die n mal größer ist als die Baudratenfrequenz, wobei n eine ganze Zahl darstellt, und wird dann in Art einer Delta-Sigma-Modulation zweiter Ordnung moduliert. Die Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 erzeugt ein Einbit-Digitalsignal mit der Oversamplingfrequenz, und die Digital-Analogwandlerschaltung 44 wandelt das Einbit- Digitalsignal in ein Analogsignal um, aus dem sich auf eine der binären Zahlen schließen läßt. Bei diesem Beispiel dienen das Einbit-Digitalsignal und das erste Analogsignal als zweites Digitalsignal beziehungsweise als erstes Analogsignal. Das Einbit-Digitalsignal und demzufolge das daraus gewonnene Analogsignal sind repräsentativ für das Echoreplikationssignal. Andererseits wird das Ausgangssignal der Abgleichschaltung BL vom Addierer 41 in die Tiefpaßfilterschaltung 36 eingespeist, und die Hochfrequenzkomponenten außerhalb des Bandes werden aus dem Ausgangssignal der Abgleichschaltung BL herausgefiltert. Von der Tiefpaßfilterschaltung 36 läuft das Ausgangssignal zum Addierer 45, wobei das Ausgangssignal das Fernsignal und das Echosignal enthält. Der Addierer 45 summiert das Analogsignal, welches das Echorepliaktionssignal repräsentiert, und das Ausgangssignal, welches das Fernsignal und das Echosignal enthält, wodurch das Echosignal aus dem Ausgangssignal beseitigt wird. Das Ausgangssignal, welches das Berechnungsergebnis kennzeichnet, wird vom Addierer 45 an die Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46 weitergereicht, und die Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46 erzeugt ein Einbit-Digitalsignal, welches als drittes Digitalsignal dient. Das Einbit-Digitalsignal wird der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 47 zugeführt, und die digitale Tiefpaßfilterschaltung 47 entfernt daraus das hochfrequente Quantisierungsrauschen und dezimiert gleichzeitig von der Oversamplingfrequenz auch die Baudratenfrequenz. Wenn sich die adaptive Digitalfilterschaltung 42 in der Trainingsphase befindet, liegt das Ausgangssignal der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 47 an der adaptiven Digitalfilterschaltung 42 an. Das Ausgangssignal der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 47 enthält kein Echosignal und dient als erstes Digitalsignal. Das Ausgangssignal der digitalen Tiefpaßfilterschaltung 47 wird ferner dem Entzerrer 37 zugeführt, der die Verzerrung bei der Gewinnung des Empfangssignals RD ausgleicht.
Wenden wir uns Fig. 4 der Zeichnungen zu, nach der die adaptive Digitalfilterschaltung 42 zwei Eingangsanschlüsse IN11 und IN12 sowie einen einzigen Ausgangsanschluß OUT aufweist, der mit der Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 42 gekoppelt ist. Das digitale Sendedatensignal TD wird dem Eingangsanschluß IN11 zugeführt, und der andere Eingangsanschluß IN12 ist mit dem Schalter 48 verbunden. Auf den Eingangsanschluß IN11 folgt eine Reihenkombination 42a aus Verzögerungsschaltungen T, wobei jede der Verzögerungsschaltungen T das digitale Sendedatensignal TD um eine Verzögerungeinheit verzögert. Während sich die adaptive Digitalfilterschaltung 42 in der Trainingsphase befindet, wird ein Ausgangssignal ohne Echosignal auf den Eingangsanschluß IN12 gegeben, und der Multiplizierer 42b multipliziert das Ausgangssignal mit der Konstanten Alpha. Das Produkt wird von dem Multiplizierer 42b parallel in das erste Multiplizierer-Array 42c eingespeist, und die Multiplizierer X des ersten Arrays 42c multiplizieren entsprechend die von der zweiten bis zur letzten Zeitverzögerungeinheit T zugeführten verzögerten Digitalsignale mit dem Produkt des Multiplizierers 42b. Die Produkte der Multiplizierer X des Arrays 42c werden dem Integratoren-Array 42d zugeführt, und die Integrale werden wieder in einem zweiten Multiplizierer-Array 42e multipliziert. Das digitale Sendedatensignal TD und die verzögerten Digitalsignale werden den Multiplizierern X des zweiten Arrays 42e zugeführt und mit den entsprechenden Integralen multipliziert. Die Produkte des zweiten Multiplizierer-Arrays 42e werden an dem Addierer 42f zusammengeführt, und am Ausgangsanschluß des Addierers 42f erscheint das Echoreplikationssignal.
Die adaptive Digitalfilterschaltung 42 ist gegenüber der adaptiven Digitalfilterschaltung 14 des Sendeempfängers nach dem Stand der Technik leicht modifiziert. Die Einheiten von ersten Multiplizierer-Array 42c bis zum zweiten Multiplizierer-Array 42e sind nämlich in der Reihenkombination 42a der Zeitverzögerungsschaltungen T nach rechts in Fig. 4 verschoben, und das digitale Sendedatensignal TD wird dem zweiten Multiplizierer-Array 42e besser zu späteren Zeitpunkten als bei der adaptiven Digitalfilterschaltung nach dem Stand der Technik zugeführt. Das hängt damit zusammen, daß der Addierer 45 in der vorhergehenden Stufe der Delta-Sigma-Wandlerschaltung zweiter Ordnung 46 eingeordnet ist.
Wenden wir uns Fig. 5 zu, nach der die Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 einen ersten Addierer 43a, dem das Echoreplikationssignal sowie ein Rückkopplungssignal von der Zeitverzögerungseinheit 43b zugeführt wird, einen ersten Integrator 43c, der auf den ersten Addierer 43a folgt, einen zweiten Addierer 43c, der mit dem ersten Integrator 43c und der Zeitverzögerungseinheit 43b gekoppelt ist, einen zweiten Integrator 43e, der auf dem zweiten Addierer 43d folgt, sowie einen Quantisierer 43f enthält, der mit dem zweiten Integrator 43e verbunden ist. Am Ausgangsanschluß des Quantisierers 43f erscheint das Einbit-Digitalsignal, welches dem Echoreplikationssignal entspricht, und wird sowohl der Zeitverzögerungseinheit 43b als auch der Digital-Analogwandlerschaltung 44 zugeführt. Die Addierer 43a und 43d, die Integratoren 43c und 43e, der Quantisierer 43f und die Zeitverzögerungseinheit 43b arbeitet auf der Oversamplingfrequenz.
Wenn in den Echoauslöscher nach dem Stand der Technik beziehungsweise dem Echoauslöscher EC Analog-Digitalwandlerschaltungen minderer Linearität eingesetzt werden, verbleiben Restechos auf den Empfangssignalen. Auf den Echoauslöscher EC entsprechend der vorliegenden Erfindung wirkt sich jedoch eine schlechtere Linearität der Analog-Digitalwandlerschaltung 46 weniger aus. Um die Vorteile der vorliegenden Erfindung zu untermauern, wurde eine Simulation durchgeführt, und die Fign. 6A und 6B zeigen die Zeitabhängigkeit der Restechos, simuliert für den Echoauslöscher nach dem Stand der Technik (Fig. 6A) und den Echoauslöscher des ersten Ausführungsbeispiels (Fig. 6B). Bei der Modellierung der Analog-Digitalwandlerschaltungen 11 und 46 wurde angenommen, daß an den Integratoren mit geschalteten Kondensatoren, die in den Analog-Digitalwandlerschaltungen 11 und 46 eingesetzt werden, eine 5%ige Verzerrung anliegt. Beim Vergleich von Fig. 6A mit Fig. 6B sieht man, daß das Restecho beim ersten Ausführungsbeispiel auf weniger als - 70 dB verringert wird; das Restecho des Echoauslöschers nach dem Stand der Technik kann dagegen nur auf rund -60 dB abgesenkt werden. Das bedeutet, daß die Analog-Digitalwandlerschaltung, die in dem ersten Ausführungsbeispiel eingesetzt wird, weniger anfällig gegen schlechte Linearität ist, und daß der verhältnismäßig enge Dynamikbereich die Anforderungen an die Schaltungskomponenten der Analog-Digitalwandlerschaltung vermindert.
Wie aus der vorangehenden Beschreibung verständlich wird, eliminiert der Echoauslöscher entsprechend der vorliegenden Erfindung das Echosignal vor der Analog-Digitalwandlung und aus diesem Grund werden die Digitalschaltungen 46, 47 und 37 durch die unerwünscht schlechte Linearität weniger beeinflußt. Daraus ergibt sich ein engerer Dynamikbereich als bei dem Echoauslöscher nach dem Stand der Technik, und die Schaltungskomponenten werden verringert.

Zweites Ausführungsbeispiel

Wenden wir uns Fig. 7 der Zeichnungen zu, nach der die kombinierte Schaltung eines Digital-Analogwandlers und eines Addierers durch ein Filter mit geschalteten Kapazitäten realisiert wird. Der Digital-Analogwandler und der Addierer entsprechen der Digital-Analogwandlerschaltung 14 beziehungsweise dem Addierer 45. Die anderen Teilschaltungen des zweiten Ausführungsbeispiels gleichen denen des ersten Ausführungsbeispiels und werden aus diesem Grund im Folgenden nicht weiter beschrieben.
Die kombinierte Schaltung enthält eine einzige Operationsverstärkerschaltung 61. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 61 ist geerdet. Der invertiertende Eingangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 61 ist dagegen über entsprechende Schaltelemente 51 und 52 parallel mit den Kondensatoren C1 und C2 verbunden, und die ersten Elektroden der Kondensatoren C1 und C2 können über die Schaltelemente 53 und 54 geerdet werden. Die zweite Elektrode des Kondensators C1 wird über die Schaltelemente 55 und 56 entweder mit dem Eingangsanschluß N21 oder dem Masseanschluß verbunden, und die zweite Elektrode des Kondensators C2 wird über die Schaltelemente S7, S8 und S9 entweder mit einer positiven Bezugsspannungsquelle +Vr, einer negativen Bezugsspannungsquelle -Vr oder dem Masseanschluß gekoppelt. Zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 61 sind parallel die Kondensatoren C3 und C4 angeschlossen, wobei die Schaltelemente S10, S11, S12 und S13 nur zu dem Kondensator C3 gehören. Der Kondensator C4 liegt nämlich direkt zwischen dem invertierenden Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß, während der Kondensator C3 über die Schaltelemente S10 und S11 angeschlossen ist. Der Kondensator C3 kann über die Schaltelemente S12 und S13 geerdet werden.
Die Schaltelemente werden sowohl mit dem ersten und zweiten Taktsignal P1 und P2 als auch mit den Hilfstaktsignalen P1h und P1l des ersten Taktsignales P1 zwischen dem Ein- und Auszustand hin- und hergeschaltet. Die Hilfstaktsignale P1h und P1l werden vom Taktgenerator 62 erzeugt, welcher aus den zwei AND-Gates 62a und 62b und einer Inverterschaltung 62c besteht. Der Eingangsanschluß IN22 führt zu dem AND- Gate 62a und der Inverterschaltung 62c, und die Eingangsanschlüsse IN21 und IN22 sind mit der Tiefpaßfilterschaltung 36 beziehungsweise der Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 gekoppelt.
Die Kurvenformen des ersten und zweiten Taktsignals P1 und P2 sind in Fig. 8 gezeigt, und es ist zu erkennen, daß das zweite Taktsignal P2 auf High-Pegel geht, während das erste Taktsignal P1 auf Low-Pegel liegt. Die Schaltelemente S1 bis S13 werden durch die Taktsignale P1, P2, P1h und P1l angesteuert, und der Kondensator C2, die Schaltelemente S2, S4, S7, S8 und S9 und der Taktgenerator 62 fungieren als Ein-Bit-Digital-Analogwandler. Die so aufgebaute kombinierte Schaltung bewirkt sowohl die Digital-Analogwandlung als auch den Addiervorgang. Da die Digital-Analogwandlung und der Addiervorgang mit nur einer einzigen Operationsverstärkerschaltung 61 realisiert werden, ist die Schaltungsanordnung des zweiten Ausführungsbeispiels einfacher als die des ersten Ausführungsbeispiels.
Bei der besprochenen Schaltung sind Ein-Bit-Digital-Analogwandlerschaltung und Addierer als unsymmetrische Schaltung mit geschalteten Kondensatoren realisiert. Wenn jedoch ein echter Differential-Operationsverstärker verwendet wird, ist es möglich, eine symmetrische Schaltung aufzubauen.
Fig. 9 zeigt ein Beispiel einer symmetrischen Schaltung, bei der die Ein-Bit-Digital-Analog-Wandlerschaltungen und der Addierer als völlig symmetrische Schaltung mit geschalteten Kondensatoren realisiert sind, in Verbindung mit der echten Differential-Operationsverstärkerschaltung 901. P1 und P2 sind Taktsignale, die sich in der Phase unterscheiden, und die Steuersignale P1h und P1l werden aus dem Takt signal P1 und einem Systemtaktsignal CLK erzeugt. Bei diesem Beispiel werden die zwei Ein-Bit-Digital-Analog-Wandlerschaltungen an den Differentialeingängen IN(+) und ein IN(-) gegenläufig gespeist. Die zwei Ein-Bit-Digital-Analog-Wandlerschaltungen verarbeiten die Signale an den Differentialeingängen IN(+) und IN(-) und führen darauf die Addition aus. Die so aufgebaute symmetrische Schaltung ist weniger empfindlich auf Gleichtaktrauschen.

Drittes Ausführungsbeispiel

Fig. 10 zeigt eine weitere kombinierte Schaltung aus Digital-Analog-Wandler und Addierer, die in einem anderen Sendeempfänger, der die vorliegende Erfindung verkörpert, eingesetzt wird. Außer für die Digital-Analogwandlerschaltung 44 und den Addierer 45 werden bei dem dritten Ausführungsbeispiel die Teilschaltungen des ersten Ausführungsbeispiels eingesetzt, und die entsprechenden Schaltungen sind mit denselben Bezugszahlen bezeichnet.
Die kombinierte Schaltung enthält zwei Operations-Verstärkerschaltungen 91 und 92, denen die Kondensatoren C11 bis C17 zugeordnet sind, welche ihrerseits mit den Schaltelementen S21 bis S43 verbunden sind. Die nichtinvertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärkerschaltungen 91 und 92 sind geerdet, und der Ausgangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 92 ist mit einem Komparator 93 verbunden. Die Kondensatoren C14 und C17 liegen direkt zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 91 beziehungsweise sind zwischen dem Ausgangsanschluß und dem invertierenden Eingangsanschluß der Operationsverstärkerschaltung 92 angeschlossen, und die anderen Kondensatoren werden selektiv mit dem Eingangsanschluß IN31, einer positiven Bezugsspannungsquelle +Vr, einer negativen Bezugsspannungsquelle -Vr, den Operationsverstärkerschaltungen 91 und 92 und dem Masseanschluß verbunden.
Die kombinierte Schaltung enthält ferner einen Taktgenerator 94, der die Hilfstaktsignale Pc und Pd erzeugt, und eine Steuereinheit 95, die mit dem Ausgangsanschluß des Komparators 93 verbunden ist und die Taktsignale Pa und Pb erzeugt. Der Taktgenerator 94 enthält zwei AND-Gates 94a und 94b und eine Inverterschaltung 94c, wobei der Eingangsanschluß IN32 mit dem AND-Gate 94a und der Inverterschaltung 94c verbunden ist. Die Eingangsanschlüsse IN31 und IN32 sind mit der Tiefpaßfilterschaltung 36 beziehungsweise der Delta-Sigma-Modulationsschaltung zweiter Ordnung 43 verbunden.
Die Kurvenformen des ersten und des zweiten Taktsignals P11 und P12 werden in Fig. 11 gezeigt, und es ist zu erkennen, daß das zweite Taktsignal P12 auf High-Pegel geht, während das erste Taktsignal auf Low-Pegel liegt. Aus diesem Grund werden die Schaltelemente, wie S21 und S23, abwechselnd ein- uns ausgeschaltet, womit die kombinierte Schaltung die Funktion der Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46 besitzt und darüberhinaus die Aufgaben eines Digital-Analogwandlers und eines Addierers erfüllt.
Die Schaltelemente S30 bis S34 und der Kondensator C13 fungieren als Ein-Bit-Digital-Analogwandler, und der erste Integrator der Delta-Sigma-Analog-Digitalwandlerschaltung zweiter Ordnung 46 erfüllt die Addieraufgabe. Auf diese Weise spart die in Fig. 10 gezeigte kombinierte Schaltung Operationsverstärker aus der Digital-Analogwandlerschaltung 44 und dem Addierer 45 ein, und aus diesem Grund verringert sich die Anzahl der Bauelemente.
Bei der oben beschriebenen Schaltung werden der Ein-Bit-Digital-Analog-Wandlerschaltung, der Addierer und der Delta- Sigma-Modulator zweiter Ordnung durch eine unsymmetrische Schaltung mit geschalteten Kondensatoren realisiert. Es ist jedoch möglich, eine symmetrische Schaltung ähnlich wie beim zweiten Ausführungsbeispiel aufzubauen. Fig. 12 zeigt demgemäß den Schaltungsaufbau der symmetrischen Schaltung, bei der ein Gegentakt-Delta-Sigma-Modulator zweiter Ordnung mit einer Gegentakt-Digital-Analogwandlerschaltung verbunden ist. Diese symmetrische Schaltung ist, wie die der in Fig. 9 gezeigte symmetrische Schaltung, weniger empfindlich gegenüber Gleichtaktrauschen.

Viertes Ausführungsbeispiel

Fig. 13 zeigt die Anordnung einer weiteren Delta-Sigma-Modulatorschaltung zweiter Ordnung 98, die in einem weiteren Sendeempfänger, der die vorliegende Erfindung verkörpert, eingesetzt wird. Da die anderen Teilschaltungen denen des ersten Ausführungsbeispiels gleichen, konzentriert sich die ausführliche Beschreibung nur auf die Delta-Sigma-Modulatorschaltung zweiter Ordnung 98. Die Delta-Sigma-Modulatorschaltung zweiter Ordnung 98 enthält eine digitale Tiefpaßfilterschaltung 98a und eine Delta-Sigma-Modulatorschaltung zweiter Ordnung gleich der des ersten Ausführungsbeispiels. Die digitale Tiefpaßfilterschaltung 98a arbeitet auf der Oversamplingfrequenz und interpoliert das Echoreplikationssignal auf der Baudratenfrequenz, das von der adaptiven digitalen Tiefpaßfilterschaltung 42 zugeführt wird. Durch das digitale Tiefpaßfilter werden die Echokompensationseigenschaften des Echoauslöschers zwischen den Abtastpunkten auf der Baudratenfrequenz verbessert.
Die Fign. 14A und 14B zeigen im Detail die Restechos auf den digitalen Empfangssignalen, beim ersten Ausführungsbeispiel (Fig. 14A) und beim vierten Ausführungsbeispiel (Fig. 14B) nach Abschluß der Trainingsphase. Die digitale Tiefpaßfilterschaltung 98a wird durch ein FIR-Filter mit 96 Abzweigungen realisiert. Die vertikalen Linien in den Fign. 14A und 14B entsprechen den Abtastpunkten auf der Baudratenfrequenz, und es ist erkennbar, daß die Echoauslöscher entsprechend der vorliegenden Erfindung das Restecho in den Abtastpunkten auf nahezu Null reduzieren. Das Restecho zwischen den Abtastpunkten hängt jedoch von den Interpolationseigenschaften ab. Vergleicht man Fig. 14A mit Fig. 14B, so kompensiert das vierte Ausführungsbeispiel das Restecho zwischen den Abtastpunkten besser als das erste Ausführungsbeispiel. Beim vierten Ausführungsbeispiel sind also durch die Wirkung der digitalen Tiefpaßfilterschaltung die Interpolationseigenschaften verbessert, und das Restecho kann infolge der Phasenverschiebung des empfangenen Taktsignals unterdrückt werden. Dies führt zu einer Verbesserung bei der Gewinnung des Zeittaktes.
Obwohl nur bestimmte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, ist es für den Fachmann naheliegend, daß verschiedene Veränderungen und Modifikationen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.

Claims

1. Echoauslöscher, der zur Übertragung eines digitalen Signals (TD) einer Signal-Transmissionseinheit (TM) zugeordnet ist und arbeitet, um ein Echosignal aus einem empfangenen Signal zu eliminieren, das zumindest das Echosignal und ein Fernsignal enthält, mit:

a) einer adaptiven Digitalfilterschaltung (42), der das übertragene Digitalsignal und ein erstes Digitalsignal ohne das Echosignal zugeführt wird, um eine Korrelation zwischen ihnen festzustellen und ein Echoreplikationssignals zu erzeugen, und

b) einem ersten Addierer (45) zur Eliminierung des Echosignals aus dem empfangenen Signal in Bezug auf das Echoreplikationssignal,

gekennzeichnet durch

c) eine Delta-Sigma-Modulationsschaltung (43; 98) zum Ausführen einer Delta-Sigma-Modulation an dem Echoreplikationssignal in Digitalform und zur Erzeugung eines zweiten Digitalsignals, das für das Echoreplikationssignal repräsentativ ist,

d) einer Digital-Analog-Wandlerschaltung (44) zur Wandlung des zweiten Digitalsignals in ein erstes Analogsignal, das das Echoreplikationssignal angibt, wobei das erste Analogsignal dem Addierer zugeführt wird, um dem Addierer zu ermöglichen, an dem empfangenen Signal in analoger Form zu arbeiten, und

e) eine Einrichtung (46/47), der das empfangene Signal ohne das Echosignal vom Addierer zugeführt wird und die arbeitet, um eine Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandlung an dem empfangenen Signal ohne das Echosignal durchzuführen und das erste Digitalsignal zu erzeugen.

2. Echoauslöscher nach Anspruch 1,

wobei die Delta-Sigma-Modulationsschaltung (42) vom Typ zweiter Ordnung ist und wobei das digitale Echoreplikationssignal mit einer Überabtasttrequenz abgetastet wird, die das n-fache der Bandratenfrequenz des übertragenen digitalen Signals ist, wobei n eine ganze Zahl ist.

3. Echoauslöscher nach Anspruch 2,

wobei die Einrichtung aufweist,

(e-1) eine Delta- Sigma-Analog-Digital-Wandlerschaltung (46) zweiter Ordnung, die mit dem empfangenen Signal versorgt wird und ein drittes Digitalsignal erzeugt, und (e-2) eine digitale Tiefpaßfilterschaltung (47) zur Eliminierung von Rauschen und zur Dezimierung der Überabtastfrequenz auf die Bandratenfrequenz zur Erzeugung des ersten Digitalsignals.

4. Echoauslöscher nach Anspruch 3,

wobei der Echoauslöscher ferner aufweist

f) einen Equilizer, der mit der digitalen Tiefpaßfilterschaltung verbunden ist und eine Verzerrung aus ihr entfernt, zur Erzeugung eines empfangenen Digitalsignals, das das Fernsignal repräsentiert, und

g) eine Umschaltschaltung, die selektiv die digitale Tiefpaßfilterschaltung und den Equilizer mit der adaptiven Digitalfilterschaltung verbindet.

5. Echoauslöscher nach Anspruch 4,

wobei die Übertragungseinheit einen Transformator (35) treibt, der mit einem Zweidraht-Signalweg (L 11/L 12) verbunden ist, und wobei eine Ausgleichsschaltung (BL) mit dem Transformator verbunden ist, zur Zuführung des empfangenen Analogsingals über eine Tiefpaßfilterschaltung (36) an den ersten Addierer.

6. Echoauslöscher nach Anspruch 1,

wobei die Delta-Sigma-Modulationsschaltung (98) einen digitalen Tiefpaßfilter (98a) zur Ausführung einer Interpolation an dem Echoreplikationssignal und einen Delta-Sigma- Modulator (98b) aufweist, der mit dem digitalen Tiefpaßfilter verbunden ist und eine Delta-Sigma-Modulation an einem Echoreplikatiossignal durchführt, das von dem digitalen Tiefpaßfilter zugeführt wird.