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Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen
physikalischer Parameter, insbesondere geeignet zum Messen von
Temperaturen, mit einer Sonde, die mit einem Sensorelement versehen ist,
das den zu messenden Wert in ein elektrisches Signal umwandeln
kann.
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Temperaturen werden in bekannter Weise gemessen, beispielsweise
durch Quecksilber- und Alkoholthermometer. Die Nachteile der
bekannten Thermometer liegen darin, daß die Vorrichtung, mit der
die Temperatur gemessen wird, direkt mit der zugehörigen
Ableseeinrichtung, beispielsweise einer Ableseskala oder -rundskala,
einer Anzeige und dergleichen verbunden ist. Wenn die
Temperaturen von Menschen, Tieren oder Waren zu messen sind, sollte stets
ein fester Kontakt zwischen der Meßvorrichtung innerhalb des
Körpers oder der Ware und der Ablesevorrichtung außerhalb des
Körpers oder der Ware bestehen. Darüber hinaus sollte, wenn die
Temperatur elektronisch bestimmt wird, unmittelbar an oder
innerhalb des Temperatursensors eine Energiequelle vorhanden sein,
die die Schaltung mit Energie versorgt.
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Dementsprechend ist es nicht immer möglich, derartige
Meßvorrichtungen zu verwenden.
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Aus dem Magazin PT Elektrotechniek Elektronica 39 (1984) Nr. 7/8
ist eine passive Sonde zur drahtlosen Temperaturmessung bekannt.
Diese bekannte Sonde weist einen Schwingkreis auf, der durch ein
Hochfrequenzabfragefeld in Schwingung gebracht werden kann. Mit
dem Schwingkreis ist ein RC-Oszillator gekoppelt, der einen
temperaturabhängigen Widerstand aufweist. Der
temperaturabhängige Widerstand bestimmt die Oszillationsfrequenz des
RC-Oszillators.
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Wenn sich die Sonde in einem von einem Sender/Empfänger einer
Abfragevorrichtung erzeugten Abfragefeld befindet, wird die
Sonde aktiviert. Der Schwingkreis wird in den Resonanzzustand
versetzt und der RC-Oszillator beginnt mit einer von der
Umgebungstemperatur des temperaturempfindlichen Widerstands
abhängigen Frequenz zu schwingen. Das Signal des RC-Oszillators
moduliert das in dem Schwingkreis hochfrequente induzierte Signal,
das in dem Sender/Empfänger ermittelt wird, hinsichtlich der
Phase.
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Ein Nachteil dieses bekannten Verfahrens besteht darin, daß die
erhaltenen Meßwerte in Form eines analogen Signals verfügbar
sind, welches Interferenzen gegenüber recht empfindlich ist und
auch nicht problemlos von einem digitalen Prozessor verarbeitet
werden kann.
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Dementsprechend besteht Bedarf nach einer Meßvorrichtung mit
einer drahtlos funktionierenden Sonde, die binäre Meßsignale
liefert.
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Ferner besteht Bedarf nach einer Sonde, die außer Meßsignalen
binäre Identifizierungssignale zur Identifizierung des Trägers
(Mensch, Tier, Gegenstand, Gerät oder Teil davon) der Sonde
liefern kann. Letzteres ist besonders dann wichtig, wenn mehrere
Sonden verwendet werden, wobei jede Sonde fest in oder an einem
anderen Träger oder einem anderen Teil desselben Trägers
angeordnet ist.
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Es ist eine Aufgabe der Erfindung, dem beschriebenen Bedarf zu
entsprechen. Zu diesem Zweck ist erfindungsgemäß eine
Meßvorrichtung der oben beschriebenen Art, bei der die Sonde eine
Empfangsschaltung umfaßt, in der durch ein elektromagnetisches
Abfragefeld, das im Betrieb von einem Sender/Empfänger, der Teil
einer Meßvorrichtung ist, erzeugt wird, eine Wechselspannung
induziert werden kann, die in Abhängigkeit vom gemessenen Wert
des physikalischen Parameters moduliert werdend kann, dadurch
gekennzeichnet, daß die Sonde eine digitale Codeschaltung
umfaßt, in der ein Erkennungscode gespeichert ist, sowie eine mit
dem Sensorelement verbundene, im wesentlichen digitale
Meßschaltung, wobei die Anordnung derart ist, daß die Codeschaltung
und die Meßschaltung im Betrieb aufeinanderfolgend über ein
Schaltelement die in der Empfangsschaltung induzierte
Wechselspannung mit einem binären Signal modulieren.
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Es sei angemerkt, daß das Niederländische Patent 176404 einen
passiven elektronischen Responder mit einer Empfangsschaltung
und einer digitalen Schaltung offenbart, die im Betrieb
Versorgungsenergie von einer Gleichrichterschaltung empfängt, die mit
der Empfangsschaltung verbunden ist. Ferner liefert die digitale
Schaltung im Betrieb ein digitales Identifizierungssignal, das
die in der Empfangsschaltung induzierte Wechselspannung über ein
Schaltelement durch periodisches Dämpfen der Empfangsschaltung
modulieren kann.
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Der bekannte Responder weist jedoch kein Sensorelement und keine
digitale Meßschaltung auf und kann dementsprechend nicht als
Meßsonde verwendet werden.
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Im folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf die
beigefügten Zeichnungen näher beschrieben.
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Fig. 1 zeigt schematisch eine Meßvorrichtung gemäß der
Erfindung;
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Fig. 2 zeigt schematisch das Schaltbild eines
Ausführungsbeispiels einer Sonde für eine erfindungsgemäße Meßvorrichtung;
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Fig. 3 zeigt im einzelnen ein Beispiel eines Schaltbilds eines
Meßabschnitts eines Meßsensors für eine Meßvorrichtung gemäß der
Erfindung;
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Fig. 4 veranschaulicht in einigen Diagrammen die Veränderungen
mehrerer in dem Meßsensor von Fig. 3 auftretende Veränderung
über die Zeit; und
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Fig. 5 und Fig. 6 zeigen schematisch ein Detail des
Meßabschnitts eines erfindungsgemäßen Temperaturmeßsensors.
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Fig. 1 zeigt schematisch ein Beispiel einer Meßvorrichtung gemäß
der Erfindung mit einem Sender/Empfänger 1 und einer Meßsonde 2.
Im Betrieb erzeugt der Sender/Empfänger über eine Sendespule 3
ein elektromagnetisches Abfragefeld. Wenn in dem Abfragefeld
eine Sonde 2 vorhanden ist, welche eine Empfangsschaltung 4 mit
einer Spule L aufweist, entsteht eine gegenseitige induktive
Kopplung, wie durch den Doppelpfeil M angezeigt. Bei dem
gezeigten Beispiel weist die Empfangsschaltung 4 eine
Resonanzschaltung LC auf, die auf die Frequenz des Abfragefeldes abgestimmt
ist. Die Empfangsschaltung kann, beispielsweise in der in dem
Niederländischen Patent 176404 beschriebenen Weise, aus dem
Abfragefeld Energie abziehen, die über eine
Gleichrichterschaltung 5 einer aktiven digitalen Schaltung 6 der passiven Sonde
als Versorgungsenergie zugeführt werden kann.
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Ferner ist ein Taktsignalgenerator 9 dargestellt, der in seiner
einfachsten Form ein einseitiger Gleichrichter sein kann, doch
auch beispielsweise ein Flipflop. Im Betrieb liefert die
digitale Schaltung ein binäres Ausgangssignal, das ein Schaltelement 7
steuert. Auf diese Weise dämpft und/oder verstimmt das
Schaltelement 7 die Resonanzschaltung LC im Rhythmus des binären
Ausgangssignals, das am Sender/Empfänger-Ende ermittelt werden
kann.
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Das oben beschriebene Betriebsprinzip ist im Niederländischen
Patent 176404 ausführlicher beschrieben.
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Erfindungsgemäß ist mit einer digitalen Schaltung 6 ein
Sensorelement 8 verbunden, dessen elektrischer Wert von einem zu
messenden physikalischen Parameter abhängt. Das Sensorelement kann
beispielsweise ein temperaturabhängiger Widerstand, wie
beispielsweise ein NTC-Widerstand (= negative temperature
coefficient resistor) oder ein druckabhängiger Widerstand oder ein
lichtabhängiger Wiederstand (LDR) und dergleichen sein. Die Wahl
des Sensorelements hängt von der Art des zu messenden
physikalischen Parameters ab.
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In dem Ausführungsbeispiel der Fign. 2 und 3 weist das
Sensorelement einen NTC-Widerstand auf, so daß die Sonde für die
Temperaturmessung geeignet ist.
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Die Temperatur oder ein anderer gemessener physikalischer
Parameter wird von der digitalen Schaltung in ein binäres Signal
umgewandelt, das als Steuersignal einem Schaltelement 7
zugeführt werden kann. Die digitale Schaltung weist ferner
vorzugsweise einen vorbestimmten binären Identifizierungscode auf, der
vor oder nach dem binären Meßsignal dem Schaltelement 7 als
Steuersignal zugeführt wird. Wenn keine Identifizierung
erforderlich oder erwünscht ist, kann ein nur aus Nullen oder Einsen
bestehender Code programmiert werden, so daß das schließlich von
der Sonde erzeugte und von dem Sender/Empfänger empfangene
Signal lediglich den gemessenen Wert repräsentiert.
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Im Hinblick auf die Verwendung eines NTC-Widerstands sei
weiterhin das folgende angemerkt.
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Der Widerstand eines NTC-Widerstands hängt gemäß einer
Exponentialfunktion von der Temperatur ab. Wenn ein
temperaturunabhängiger Widerstand (Roff = Versatzwiderstand) mit einem
NTC-Widerstand in Reihe geschaltet ist, kann zwischen Temperatur und
Widerstand eine im wesentlichen lineare Beziehung über einen
begrenzten Temperaturbereich von ungefähr 15ºC erhalten werden.
Sich in diesem Temperaturbereich ergebende Fehler sind
vernachlässigbar, wenn der zulässige Fehler ± 0,1ºC beträgt, was in der
Praxis meist der Fall ist. Als Ergebnis der linearen Beziehung
zwischen Temperatur und der Kombination der beiden Widerstände
ist es möglich, daß die absolute Temperatur in dem begrenzten
Temperaturbereich genau bestimmt wird. Wenn diese (absolute)
Temperatur gemessen wird, wird die Gesamtheit von Roff und Rntc mit
einem Referenzwiderstand Rref verglichen. Wenn der NTC-Widerstand
und der Referenzwiderstand korrekt gewählt sind, ist der
Meßbereich des Thermometers über einen großen Temperaturbereich
einstellbar.
In dem gewünschten Meßbereich, vorzugsweise in dessen
Mitte, ist der NTC-Widerstandswert gleich dem Referenzwiderstand
bei einer Temperatur x. Ferner sollte der Umwandlungsfaktor B
von Temperatur zu Widerstand genau festgelegt sein. B ist eine
bei der Herstellung des NTC-Widerstands ausgewählte
Materialkonstante. Wenn der absolute Wert sowohl des NTC-Widerstands als
auch des Referenzwiderstands während des Herstellungsvorgangs
nur eine geringe Toleranz haben, brauchen die Widerstände nicht
eingestellt zu werden.
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Die Aufgabe der elektronischen Schaltung der Meßsonde besteht im
Vergleich des NTC-Widerstandes und des Referenzwiderstandes
miteinander. Die Schaltung kann mit der verfügbaren Energie von
ungefähr 10 uW funktionieren, die von dem Abfragefeld abgezogen
wird.
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Der Versatzwiderstand Roff ist in der Praxis lediglich eine
Rechengröße und Roff ist in dem eigentlichen Thermometer nicht
vorhanden. Während einer Rücksetzperiode wird mittels des
Referenzwiderstandes eine Versatzspannung erzeugt und in einem
Speicher gespeichert. Diese Spannung hat denselben Wert wie die über
einem imaginären Versatzwiderstand während der Meßperiode
erzeugte. Anschließend wird diese Spannung der Spannung über dem
NTC-Widerstand elektronisch hinzuaddiert. Das Ergebnis
schließlich besteht darin, daß der Rest der Schaltung in gleicher Weise
auf eine richtige Reihenschaltung aus NTC- und
Versatzwiderständen reagiert.
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Fig. 2 zeigt in Form eines Blockdiagramms schematisch den Aufbau
einer erfindungsgemäßen Temperaturmeßsonde. Wenn sich die Sonde
in einem Abfragefeld befindet, liefert die Empfangsschaltung 4
wieder über eine Gleichrichterschaltung 5 eine
Versorgungsspannung VDD für die aktiven Bauelemente der Sonde. Ferner ist
wiederum ein Taktsignalgenerator 9 dargestellt, der Taktsignale an
die Codeschaltung 10 liefert, die den Identifizierungscode der
Sonde enthält.
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Eine Meßschaltung 11, die im folgenden ausführlicher beschrieben
wird, ist zum Messen der Temperatur mit einem NTC-Widerstand Rntc
und mit einer Konstantstromquelle 10 verbunden, welche durch die
Meßschaltung 11 abwechselnd mit dem NTC-Widerstand und mit einem
Referenzwiderstand Rref verbunden ist.
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Die Meßschaltung 11 empfängt Steuersignale, wie beispielsweise
Synchronisationssignale, Rücksetzsignale, Taktsignale und
dergleichen von einem Steuersignalgenerator 12. Der
Steuersignalgenerator steuert ferner ein Schaltelement 14, dessen Position
bestimmt, ob der Ausgang der Codeschaltung 10 oder der Ausgang
der Meßschaltung 11 das Steuersignal für das Schaltelement 7
liefert.
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Es sei darauf hingewiesen, daß Fig. 2 stark schematisiert ist.
Teile unterschiedlicher Blöcke beispielsweise können in der
Realität kombiniert sein. Andererseits können die in Fig. 2 als
ein Block dargestellten Schaltungen in der Praxis aus mehreren
verstreuten Teilen bestehen.
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Nach Beendigung des Messens wird die gemessene Temperatur an den
Datenausgängen Do eines in Fig. 3 gezeigten binären Zählers IC&sub1;
in binärer Form gezeigt. Die gezeigten 7 Bits Q&sub1; bis Q&sub7; können 2&sup7;
= 128 verschiedene Zahlenangaben bilden, so daß, mit einer
Genauigkeit von 0,1ºC, der Meßbereich gleich 128/10 12,8ºC ist.
Anschließend wird der binäre Temperaturcode in einer binären
oder anderen geeigneten Form in dem Responderspeicher mit einem
binären Identifizierungscode kombiniert. Der vollständige Code
kann dann über Feldmodulation zur einer Verarbeitungseinheit
(Sender/Empfänger) gesandt werden. Nachdem der Rücksetzeingang R
den logischen Wert "0" angenommen hat, beginnt die Schaltung zum
arbeiten. Unter der Steuerung eines Taktsignals CL beginnt der
binäre Zähler (IC&sub1;) von dem Rücksetzwert 0 an zu zählen. Nun
werden elektronische Schalter ES4 und ES5 über das UND-Gatter
N5, Inverter N7, N8 und das UND-Gatter N10 geschlossen. Die
Zählerausgänge Q8 und Q9 sind in Wirklichkeit "0". Die
elektronischen Schalter ES11 und ES12 werden nun geschlossen, weil die
beiden Eingänge des ODER-Gatters N4 "0" sind, so daß der Ausgang
des Inverters N9, der die Schalter ES11,ES12 steuert, "1" ist.
Nun ist ein Strom Io vorhanden, der von den Konstantstromquellen
kIo und (1-k)Io durch den Widerstand Rref geliefert wird. Dadurch
wird eine Spannung über diesem Widerstand verursacht, die zu
Kondensator C1 gesandt wird. Die Schalter ES1 und ES2 werden im
Rhythmus des Taktes C1 nacheinander durch das ODER-Gatter N3 und
den Inverter N2 geschlossen. Als Ergebnis wird der Kondensator
C1 jedesmal durch ES1 geladen und durch ES2 entladen. Die
Ladung, die auf diese Weise wegströmt, wird in einem Kondensator
C2 gespeichert, über dem die Spannung ansteigt. Durch den
Differenzverstärker A1 wird die Spannung über dem Kondensator C2 über
einem Kondensator C3 kopiert, bis der Zähler IC&sub1; die Position 384
erreicht hat. In dieser Situation sind Q&sub8; und Q&sub9; "1" und ES5 wird
geöffnet, weil der Ausgang des UND-Gatters N5 "0" wird. Die
Spannung über C3 kann sich dann nicht mehr verändern. Durch das
ODER-Gatter N4, das UND-Gatter N6, den Inverter N7 und das ODER-
Gatter N10 wird die Schaltung rückgesetzt. Dadurch werden die
Kondensatoren C1 und C2 durch die Schalter ES7, ES8 und ES2
entladen. Durch die Schalter ES10 und ES13 wird eine Schaltung
in Betrieb gesetzt, mit der, mittels eines Bruchteils kIo der
gesamten Stromquelle Io, ein Kondensator C4 auf eine Spannung
aufgeladen wird, die gleich dem Versatz eines Verstärkers A1
plus Roff x Io ist. Zu diesem Zeitpunkt ist der Ausgang des ODER-
Gatters N4 "1", so daß die Schalter ES10 und ES13 geschlossen
sind. Zur gleichen Zeit sind die Schalter ES11 und ES12
geöffnet. Dementsprechend fließt nur ein Strdm kIo durch Rref, und der
Kondensator C4 kann auf eine Spannung aufgeladen werden, die
gleich kIoRref plus der Versatzspannung des Verstärkers A1 ist.
Damit die Schaltung korrekt betrieben werden kann, darf der
Verstärker A1 keinen Versatz aufweisen. Der Versatzausgleich von
A1 und die Versatzerzeugung für die korrekte Linearität sind
ineiner Schaltung kombiniert, was zur Folge hat, daß der maximale
Fehler in dem endgültigen Wert minimal ist.
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Zur Erläuterung des Ausgleichs und der Erzeugung von Versatz sei
ferner auf folgendes hingewiesen.
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Während einer Rücksetzperiode wird der Kondensator C1 durch die
Schalter ES2 und ES7 entladen, während der Kondensator C2 über
die Schalter ES7 und ES8 entladen wird. Der Kondensator C3 wird
gleichzeitig über den Schalter ES5 auf die Versatzspannung VoffA2
des Verstärkers A2 aufgeladen. Schließlich wird der Kondensator
C4 auch über den Schalter ES7, den Verstärker A1, den Verstärker
oder Inverter A3, den Schalter ES10 und den Schalter ES13 durch
den Abschnitt kIo der Konstantstromquelle Io aufgeladen. Zu
diesem Zeitpunkt ist der Abschnitt (1-k)Io der Stromquelle von dem
Schalter ES11 außer Betrieb gesetzt worden.
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Der gerade beschriebene Teil der Meßschaltung ist in Fig. 5
dargestellt.
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Die Schaltung von Fig. 5 entspricht derjenigen von Fig. 6.
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Fig. 6 zeigt, daß der Kondensator C4, der am Ende mit dem
Verstärker A1 verbunden ist, die Verstärkerversatzspannung A1Voffa2
und am anderen Ende eine Spannung -kIoRref, so daß die Spannung
über C4 dementsprechend VoffA1 + kIoRref ist.
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Nach der Rücksetzperiode, wenn Schalter ES1 geschlossen ist,
wird der Kondensator C1 auf eine Spannung V = Io Rref auf geladen.
Anschließend wird ES2 geschlossen und ES1 geöffnet, so daß der
Kondensator C1 auf eine Spannung Vc4 - VoffA1 entladen wird. Die
Spannung über dem Kondensator C2 wird in jedem Schaltzyklus der
Schalter ES1 und ES2 um ΔV = Vc4 - VoffA1 + IoRref erhöht. Da während
der Rücksetzperiode Vc4 auf den Wert Vc4 = VoffA1 + kIoRref gebracht
wurde, fällt die Versatzspannung des Verstärkers A1 um ΔV, so
daß sich ΔV = (k + 1) Io Rref ergibt.
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Für p Schaltzyklen ergibt sich
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Vc2 = p C1/C2 (k + 1) IoRref.
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Aus praktischen Gründen wurde als p der Wert 384 gewählt, der
einer Zählerposition entspricht, in der Q&sub8; und Q&sub9; "1" sind.
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Wenn der Schalter ES5 geschlossen ist, wird die Spannung über
dem Kondensator C3 gleich Vc3 = Vc2 + VoffA2.
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In der nächsten Rücksetzperiode bleibt Vc3 konstant und der
Kondensator C4 wird wieder auf Vc4 = VoffA1 + k IoRref aufgeladen
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Während der Meßperiode wird Rrei durch Rntc ersetzt. In dieser
Periode wird eine Spannung V'c2 aufgebaut, für die sich V'c2 = Vc2
+ VoffA2 ergibt. Sobald V'c2 gleich Vc3 geworden ist, wird die
Messung beendet.
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Wenn V'c2 mit Vc3 verglichen wird, wird die Versatzßpannung VoffA2
wieder rückgängig gemacht.
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Schließlich wird ein Vergleich von
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p (Rref + k Rref) mit
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n (Rntc + k Rref) vorgenommen, woraus als Ergebnis trotz einer
exponentialen Beziehung zwischen dem Widerstandswert eines NTC-
Widerstandes und der Temperatur dennoch ein im wesentlichen
lineares Verhältnis zwischen n (der Zählerposition am Ende der
Messung) und T über einen ausreichend breiten Temperaturbereich
um eine Referenztemperatur Tref erhalten wird, wobei Rntc = Rref
ist.
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In Position 512 des Zählers IC&sub1; endet die Rücksetzperiode und die
eigentliche Messung beginnt. Die Schalter ES3 und ES6 sind nun
geschlossen, während der Schalter ES4 geöffnet ist. Der Schalter
ES11 ist wieder geschlossen. Folglich wandert der gesamte Strom
Io durch Rntc statt durch Rref, woraus sich ergibt, daß die
Spannung über C1 einen anderen Wert haben kann als bei der
Zählerposition 0-384. Dies hat Folgen für die Geschwindigkeit, mit der
der Kondensator C2 aufgeladen wird. Bei Temperaturen oberhalb Tref
ist Rntc niedriger als Rref. Als Ergebnis ist Vc1 niedriger, und es
sind mehr als 384 Taktimpulse erforderlich, bevor Vc2 = Vc3 ist.
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Wenn nun Vc2 = Vc3 ist, kehrt sich der Verstärker A2, der als
Komparator geschaltet ist, um und stoppt den Zähler über den
Schalter ES6. Die nun erreichte Zählerposition hängt von der
Temperatur ab. Nach Abziehen des Startwertes von 512 ist die
Zählerposition bei Temperaturen unter Tref niedriger als 384
während die Zählerposition bei Temperaturen oberhalb von Tref
exakt höher als 384 ist.
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In der folgenden Tabelle sind der Ablauf des Meßvorgangs und die
relevanten Zähler- und Schalterpositionen vollständig und in
Reihenfolge dargestellt. Der Vorgang beginnt mit dem Rücksetzen
des Zählers IC&sub1;. Die Position der elektronischen Schalter ist für
geschlossen mit "1" und für offen mit "0" angegeben.
Zustand
Position
elektr. Schalter Nr.
RESET
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- Zustand RESET: Beginn jedes Meßzyklus. Die Kondensatoren
C1, C2 und C3 werden entladen. Der Kondensator C4 wird auf
die oben beschriebenen Spannung aufgeladen, die die Summe
aus der Versatz spannung des Verstärkers A1 und der Spannung
über dem imaginären Versatzwiderstand ist.
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- Zustand 1: Dies ist der Zustand unmittelbar nach dem Abfall
des Rücksetzsignals R. Die Position der Schalter ES1 und
ES2 hängt von der Phase des Taktsignals ab, so daß, genau
wie an den Zählerpositionen 1 bis 383, abwechselnd von
Zustand 1 auf Ia und von Ia auf 1 geschaltet wird. Dasselbe
trifft für die Zustände 2 und 2a zu.
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Zustand 2: Dies ist der Zustand, in dem die Spannungen über
C2 und C3 mittels der über Rref und Roff erzeugten Spannung
erzeugt werden. Wenn die Zählerposition den Wert 383
passiert
hat, hält C3 die Spannung über Rref + den imaginären
Roff 384 Male.
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Zustand 3: Dies ist der Zustand, in dem ein der
RESET-Situation ähnlicher Zustand erreicht wird, mit dem einzigen
Unterschied, daß C3 nicht entladen wird. Alle Schalter
außer ES5 werden rückgesetzt. Der Zähler jedoch wird nicht
rückgesetzt. Die Spannung über C3 wird während des zweiten
Teils des Meßzyklus (512-...) als Vergleichswert für die
Spannung über C2 verwendet. Die Spannung über C2 in dieser
Periode wird als Ergebnis der wiederholten Addition der
Spannung über Rntc + Rref statt derjenigen über Rref + Roff
erhalten.
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Zustand 4: Dies ist ein Zustand, der weitgehend dem Zustand
2 entspricht. Statt Rref jedoch ist Widerstand Rntc mit der
Konstantstromquelle vom Wert Io verbunden. Der Schalter ES5
ist noch offen und Schalter ES6 ist geschlossen, so daß im
Zustand: Vc2 = Vc3 der Komparator A2 sich umkehrt und
Weiterzählen unmöglich wird. In dieser Schlußsituation liegt die
Zählerposition, abhängig von der Temperatur, zwischen 832
und 959.
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Die Zählerposition minus Position (512) am Anfang des Zustands 3
bildet nun eine binäre Darstellung der Temperatur des
NTC-Widerstands und kann, mit oder ohne Weiterverarbeitung, wie der
Identifizierungscode zu dem Sender/Empfänger gesandt wegen.
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Es sei darauf hingewiesen, daß die Spannung am Schaltungspunkt:
ES1, ES3 und ES4, die das Ergebnis von Io x Rntc oder Io x Rref ist,
bei diesem Beispiel relativ zur Masse negativ ist.
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In Fig. 4 sind einige Spannungskonfigurationen als eine Funktion
der Zeit einer Anzahl wichtiger Signale in der
Temperaturmeßeinrichtung gezeigt.
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Fig. 4a zeigt die Position des Zählers IC&sub1;, die um Inkremente von
250us vom Anfangswert 0 an auf einen bestimmten Wert zunimmt,
welcher von der Temperatur abhängt. Die in Fig. 4a in
Dezimalzahlen
dargestellten Zahlen sind eigentlich binäre Zahlen, die
durch die Ausgänge Q&sub1; bis Q&sub1;&sub0; von IC&sub1; angegeben werden.
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Fig. 4b zeigt das von einer externen Logik gelieferte
Rücksetzsignal. Der Wert des Rücksetzsignals bestimmt den Moment, in dem
die Messung beginnt. In dieser Figur beginnt die Messung an dem
Übergang des Rücksetzwertes von 1 auf 0.
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Fig. 4c zeigt die Spannung und deren Veränderung über dem
Kondensator C1. Bei Rref ist diese Spannung temperaturunabhängig. Bei
Rntc ist die Spannung eine Funktion der Temperatur.
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Fig. 4d zeigt die Spannungsveränderung über dem Kondensator C2
als Funktion der Position des Zählers IC&sub1;. Die Neigung der
Spannungskurve in der den Zählerpositionen zwischen 0 und 384
zugeordneten Periode wird durch den Referenzwiderstand bestimmt
und ist somit temperaturunabhängig.
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Die Spannung über C2, die schematisch in Fig. 4e dargestellt
ist, folgt Vc2 von Zählerposition 0 bis 384, wonach die Spannung
festgesetzt wird. Der NTC-Widerstand liefert die Kurve Vc2
zwischen der Zählerposition 512 und der Zählerposition 832 ...959.
Der Zeitpunkt, an dem die Messung gestoppt wird, und die dann
erreichte Zählerposition zwischen 832 und 959 hängen von dem
Wert des NTC-Widerstands und somit von der Temperatur ab. Das
einzige auf die Beendigung anzuwendende Kriterium iiegt darin,
daß die Spannungen Vc2 und Vc3 gleich sein sollten. Wenn die
Spannungen Vc2 und Vc3 gleich werden, liefert der als Komparator
wirksame Verstärker A2 ein positives Ausgangssignal, woraufhin
UND in Fig. 4f den High-Pegel einnimmt und der Zähler stoppt.
Die zwischen 832 und 959 erreichte Zählerposition ist ein Maß
für die gemessene Temperatur. Wenn der Zähler nicht in dem
angegebenen Bereich stoppt, wird der angegebene Zählerwert als
Temperatur nicht berücksichtigt.
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Als Beispiel für einen elektronischen Meßwandler mit einer
Meßschaltung ist zur Temperaturbestimmung ein NTC-Widerstand
verwendet worden. In der Meßschaltung wird der Exponentialcharakter
dieses Widerstands genutzt. Wenn ein Meßwandler beispielsweise
zum Messen der Lichtintensität verwendet wird, kann ein
lichtabhängiger Widerstand (LDR) verwendet werden. Andere
nichtlineare Widerstände können ebenfalls verwendet werden. Dann ist eine
Anpassung der Meßschaltung erforderlich, ohne jedoch die
wesentlichen Merkmale der Vorrichtung zu verändern. Dies ist
beispielsweise bei druckabhängigen Widerständen oder
Elektrolytlösungen der Fall, welche beginnen, sich wie ein Widerstand zu
verhalten.
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Die beschriebenen Schaltungen können durch Niederspannungs-MOS-
IC-Technik realisiert werden.