DE3637520A1 - Temperaturmesseinrichtung - Google Patents
TemperaturmesseinrichtungInfo
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- G01K7/01—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using semiconducting elements having PN junctions
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Description
Die Erfindung betrifft allgemein die Temperaturmessung,
insbesondere ein verbessertes Diodenthermometer und diesem
zugeordnete Schaltkreise.
Elektrische Schaltungselemente haben typischerweise tempe
raturbezogene elektrische Kenngrößen. Es ist daher möglich,
ein elektrisches oder elektronisches Bauelement als Thermo
fühler zu verwenden und davon einen Temperaturmeßwert durch
Überwachung einer elektrischen Kenngröße abzuleiten,
vorausgesetzt, daß eine Korrelation der elektrischen Kenn
größe mit der Temperatur bekannt ist. Ein Beispiel für eine
solche Vorrichtung ist allgemein als Diodenthermometer be
kannt.
Bei einer Halbleiterdiode sind Halbleitermaterialien so
angeordnet, daß sich eine elektrische Charakteristik mit
sehr hoher Vorwärts-Durchlaßkennlinie und äußerst niedriger
Rückwärts-Durchlaßkennlinie ergibt. Bei dem konventionellen
Diodenthermometer, das mit Konstantstrom arbeitet, ist die
an der Diode sich ausbildende Spannung temperaturbezogen.
Konventionelle Diodenthermometer weisen mehrere Nachteile
auf:
- 1) Die Diodenspannung ist selbst bei einer idealen Diode nicht genau linear temperaturbezogen;
- 2) bei gleichem Strom und gleicher Temperatur bilden ver schiedene Dioden unterschiedliche Spannungen aus, so daß in konventionellen Diodenthermometern eingesetzte Dioden ein zeln kalibriert werden müssen, wobei Abweichungen von ±50° typisch sind; und
- 3) die elektrischen Eigenschaften und damit die Kalibrie rung konventioneller Diodenthermometer ändern sich mit der Zeit und der thermischen Vergangenheit.
Ein bekannter Temperatur-Meßwertumformer, der einige der
Probleme des Standes der Technik überwindet, ist in der
US-PS 34 30 077 angegeben. Diese zeigt ein Halbleiterbau
element mit mehr als einem Übergang, das von einem Strom
mit einer Wechselkenngröße aktiviert wird. Auf diese Weise
werden die Auswirkungen von Streuströmen und Rekombina
tionsströmen verringert. Wenn der Übergang mit Vorspannung
in Durchlaßrichtung betrieben wird, und zwar mit einer Vor
wärtsspannung, die größer als etwa 0,1 V ist, ist die aus
den verschiedenen Strompegeln resultierende Spannung mathe
matisch direkt proportional der absoluten Temperatur.
Die US-PS 41 65 642 beschreibt eine monolithische CMOS-IS,
die an ihrem Ausgang ein Digitalsignal entsprechend der
Temperatur liefert. Diese bekannte Temperaturfühleranord
nung ist vom bipolaren Bandabstands-Referenztyp, da sie
zwei angepaßte Bipolartransistoren erfordert. Solche Tran
sistoren müssen hinsichtlich der Flächen ihrer Übergänge,
der Dotierungsdichten, der Dotierungsverläufe, der Alte
rungsauswirkungen und der Transistortemperaturen angepaßt
sein. Handelsübliche Systeme, die dieses bekannte Konzept
verwenden, haben typischerweise Abweichungen zwischen den
einzelnen Chips, die in Temperaturmeßwert-Änderungen von
+/-5°C resultieren. Es ist also ersichtlich, daß eine
Temperaturmeßeinrichtung mit höherer Genauigkeit benötigt
wird.
Eine Einrichtung, bei der ein Digitalsignal so skaliert
wird, daß es wahlweise Celsius- und Fahrenheit-Werten ent
spricht, ist in der US-PS 43 70 070 beschrieben. Gemäß den
Lehren dieser US-PS wird die Umsetzung von Fahrenheit in
Celsius dadurch erreicht, daß vier von jeweils neun einem
Saldierzähler zugeführten Zählwerten fallengelassen werden.
Dies entspricht einer Multiplikation mit 5/9. Solche Zähl
werte werden von einem Temperatur-Oszillator erhalten, der
einen Impulszug mit einer Frequenz erzeugt, die auf die
erfaßte Temperatur bezogen ist. Die Erinrichtung dieser
US-PS geht ferner von der Linearität des Ausgangssignals
eines Thermistors in bezug auf Temperatur aus.
Aufgabe der Erfindung ist daher die Bereitstellung einer
einfachen und kostengünstigen Temperaturmeßeinrichtung, mit
der die Temperatur-Meßgenauigkeit verbessert wird, die ohne
weiteres als IS hergestellt werden kann und keine Anpassung
von Halbleitervorrichtungen am Fühler zur Erzielung hoher
Präzision benötigt; ferner soll eine IS-Temperaturmeßein
richtung angegeben werden, die differentielle Stromwerte
zur Temperaturmessung verwendet, und ferner sollen bei der
Einrichtung ganz genaue Differenzströme erzeugt werden;
außerdem sollen bei der Temperaturmeßeinrichtung Auswir
kungen von Störungen wesentlich vermindert werden; ferner
soll eine CMOS-IS geschaffen werden, bei der 1/f-Rauschen
erheblich verringert wird; ferner soll eine Temperaturmeß
einrichtung angegeben werden, die einen Abintegrierer mit
Dynamikdehnung verwendet; die Temperaturmeßeinrichtung soll
dabei hohe Genauigkeit und Auflösung erreichen, ohne daß
sie unter Anwendung von Wasserbädern geeicht werden muß;
ferner soll die Hochpräzisions-Temperaturmeßeinrichtung
keinen Verstärker mit exakt vorbestimmtem Verstärkungsfak
tor benötigen.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch eine
Temperaturmeßeinrichtung mit einem Halbleiter-Temperatur
fühler, der einen Übergang zur Ausbildung einer Übergangs
spannung an diesem aufweist. Die Übergangsspannung ent
spricht einem durch den Fühler geleiteten Strom und ent
spricht wenigstens teilweise der Temperatur des Fühlers.
Der Strom wird von einer Stromquelle bzw. einem Generator
mit einem ersten und einem zweiten Strompegel erzeugt, so
daß sich die Übergangsspannung entsprechend ändert. Bei
einer Ausführungsform speichert ein Spannungspegel-Speicher
wenigstens zwei Übergangsspannungspegel. Diese gespeicherten
Übergangsspannungspegel werden von einer Meßvorrichtung
empfangen, die ein Signal entsprechend den Übergangsspan
nungspegeln und der Temperatur des Fühlers erzeugt.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung werden die Über
gangsspannungspegel in Abtast-Haltekreisen gespeichert,
die von einer Steuereinheit gesteuert werden, die eine pro
grammierbare Einheit wie etwa ein Mikrocomputer sein kann.
Die in den Abtast-Haltekreisen gespeicherten Pegel werden
in ein Differenzsignal umgesetzt, das dann von einem In
tegrierer integriert wird. Bei einer bevorzugten Ausfüh
rungsform führt der Integrierer eine Zweirichtungs-Inte
gration durch. Die Integration in die eine Richtung, z. B.
eine Abintegration, wird zeitlich gemessen. Dadurch erhält
man ein Taktsignal, das exakt der Temperatur des Halblei
ter-Temperaturfühlers entspricht.
Mit dem Integrierer ist ein Nullpunkt-Selbstkorrekturglied
gekoppelt, das zur Bildung eines Bezugswerts für die Inte
gration beiträgt. Ferner hat es die Funktion, eine etwaige
Verschiebespannung der Schaltung auszugleichen. Wenn also
die Übergangs-Differenzspannung Null ist, bewirkt das Null
punkt-Selbstkorrekturglied, daß der Ausgang des Integrierers
sich nicht mit der Zeit ändert.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist ein
Vergleicher vorgesehen, der an entsprechenden Eingängen
Signale vom Integrierer und vom Nullpunkt-Selbstkorrektur
glied empfängt. Das Ausgangssignal des Vergleichers wird
der Steuereinheit zugeführt und zeigt dieser die Dauer des
Zeitmeßintervalls an. Ferner weist die Steuereinheit Ska
liermittel für die Anzahl Taktimpulse auf, die in einem
Zähler aufgelaufen sind, so daß Zählwerte entsprechend
Fahrenheit- und Celsius-Meßwerten erhalten werden.
Die Genauigkeit der Temperaturmessungen wird bei sehr vor
teilhaften Ausführungsbeispielen der Erfindung dadurch ver
bessert, daß eine Schaltanordnung vorgesehen ist, bei der
kleinere Anpassungsfehler in einer Mehrzahl Stromquellen,
die den Mehrpegelstrom liefern, durch Mittelung unterein
ander reduziert werden. Dies wird dadurch erreicht, daß n
solche Stromquellen vorgesehen sind, deren jede einen zuge
hörigen Schalter hat, der z. B. von der Steuereinheit ge
steuert wird. Wenn ein Hochpegelstrom durchgelassen werden
soll, werden sämtliche n Schalter geschlossen. Wenn ein
Niedrigpegelstrom durchzulassen ist, wird nur ein Schalter
geschlossen, so daß zwischen den Hoch- und den Niedrigpe
geln ein Stromverhältnis n : 1 aufrechterhalten wird. Bevor
zugt werden verschiedene der n Schalter während des Leitens
des Niedrigpegelstroms sequentiell geschlossen, so daß
Fehlanpassungen hinsichtlich der Größe der von den ver
schiedenen Stromquellen erzeugten Ströme ausgemittelt
werden.
Gemäß einem Verfahrensaspekt der Erfindung wird eine Tem
peraturmessung erreicht durch abwechselndes Leiten eines
Stroms mit einem ersten und einem zweiten Strompegel durch
einen Halbleiterfühler; Abtasten und Halten entsprechend
erzeugter Spannung des Halbleiterfühlers; Erzeugen eines
Signals, das der Differenz zwischen den jeweils erzeugten
Spannungen entspricht; und Integrieren des Differenzsi
gnals.
Gemäß einer Ausführungsform wird wenigstens ein Teil der
Zeitperiode, während der die Integration stattfindet, ge
messen zur Bildung eines Zeitmeßsignals, das der Temperatur
des Fühlers entspricht. Bei einer speziellen beispielhaften
Ausführungsform der Erfindung umfaßt dieses zeitliche Mes
sen das Durchlassen eines Taktsignals zu einem Zähler zur
Zählung von Taktimpulsen und vorheriges Laden des Zählers
mit Werten, die davon abhängen, ob die Temperatur in Fahrenheit-
oder Celsius-Graden zu messen ist.
Bei einer IS-Ausführungsform der Erfindung würde eine Tem
peraturmeßeinrichtung, die eine Ablesung von Einheiten bis
herunter zu 0,1° erlauben würde, einen Rechenverstärker
mit genau vorbestimmtem Verstärkungsfaktor erfordern. Eine
solche Präzision kann gemäß der Erfindung dadurch erhalten
werden, daß identische Widerstände so geschaltet werden,
daß sie sämtlich während jedes Meßzyklus für die Eingangs-
und Rückkopplungsschleife benützt werden. Alternativ kann
ein solches Schalten mit Kondensatoren angewandt werden.
Somit werden etwaige Fehlanpassungen in ähnlicher Weise,
wie dies in bezug auf die Stromquellen erläutert wurde,
ausgemittelt.
Gemäß einem wesentlichen Aspekt der Erfindung werden die
nachteiligen Auswirkungen unterschiedlicher Arten von Rau
schen stark verringert. Es gibt im wesentlichen drei Arten
von Rauschen, die die Genauigkeit beeinträchtigen, mit der
die Temperatur gemessen werden kann. Diese sind Synchron
rauschen, weißes Rauschen und 1/f-Rauschen. Synchronrau
schen resultiert aus der Aufnahme vom Taktgeber und allen
davon angesteuerten Schaltungselementen. Zur Beseitigung
von Synchronrauschen ist es wesentlich, daß der Taktgeber
und seine zugehörigen synchronen Schaltungsteile die ver
schiedenen Logikzustände so gleichzeitig wie möglich durch
laufen. Z. B. sollte die Nullpunktkorrekturphase mit der
Meßphase identisch sein. Somit wird durch das Ausgangssi
gnal des Differenzverstärkers, der die Ausgangssignale der
Abtast-Haltekreise subtraktiv kombiniert, das Synchronrau
schen beseitigt.
Weißes Rauschen kann auf einen relativ niedrigen Pegel ver
ringert werden, indem die Spannungsdifferenz ausreichend
lang abgetastet wird. Diese Art von Rauschen muß also bei
der Bestimmung der maximalen Abtastgeschwindigkeit in
Betracht gezogen werden, wenn die Erfindung praktisch ein
gesetzt wird.
Die dritte Art von Rauschen, nämlich 1/f-Rauschen, ist kom
plexer als die beiden anderen Arten und tritt besonders in
integrierten CMOS-Schaltungen gemäß der Erfindung auf. Der
Beitrag von 1/f-Rauschen hängt nicht von der Dauer des Ab
tastintervalls ab, sondern eigentlich von Q, dem Verhältnis
des jeweiligen Intervalls zwischen dem Ende und dem Beginn
aufeinanderfolgender Abtast-Halte-Fenster zum Gesamtzeit
intervall, das mit dem Beginn eines ersten Abtast-Halte-
Fensters und dem Ende eines zweiten solchen Fensters be
ginnt. Mit anderen Worten hängt das 1/f-Rauschen vom Ver
hältnis der Zeitdauer zwischen zwei Abtastungen zur Gesamt
abtastperiode einschließlich der Zeit zwischen den beiden
Abtastungen ab. Es sei z. B. angenommen, daß der Ausgangs
wert des Abtast-Halte-Vorgangs der Mittelwert der Eingangs
spannung während des Abtastfensters ist. Es kann gezeigt
werden, daß die fundamentalere Größe, der Rauschabstand,
dem Quadrat der Größe 1-Q bei kleinen Q-Werten proportional
ist. Um also zu verhindern, daß der Rauschabstand um ca.
50% verschlechtert wird, muß Q kleiner als 0,25 gehalten
werden. Somit muß die Abtast-Halteschaltung so ausgelegt
sein, daß Q kleiner als 0,25 und bevorzugt so klein wie
möglich ist, weil der Beitrag von 1/f-Rauschen zu der dif
ferentiell abgetasteten Spannung, die den Temperaturmeßwert
liefert, von der Amplitude des 1/f-Rauschens und von Q
abhängt. Es ist zu beachten, daß die Amplitude des 1/f-Rauschens
von einem die Erfindung realisierenden Fachmann
nicht ohne weiteres unter Kontrolle gehalten werden kann.
Wenn eine Reduktion von Q auf nahezu Null das Rauschen bei
der Temperaturmessung nicht ausreichend verringert, um die
gewünschte Meßgenauigkeit zu erhalten, ist es jedoch bei
einer bestimmten Amplitude von 1/f-Rauschen möglich, das
Rauschen auf einen annehmbaren Pegel zu verringern, indem
mehrere differentielle Abtastwerte der Temperatur addiert
werden. Das Rauschen nimmt als der Kehrwert der Quadrat
wurzel der zusammenaddierten Anzahl Temperatur-Abtastwerte
ab. Z. B. wird durch Addition von 100 Abtastwerten das
1/f-Rauschen um einen Faktor 10 relativ zu einem einzigen
differentiellen Abtastwert verringert. Eine solche Mitte
lung ist ohne weiteres während der Aufintegration in einem
Doppelflanken-Integrierer durchzuführen. Sie kann auch
digital durch Mittelung der digitalisierten Endtemperaturen
erreicht werden. Eine solche Mittelung reduziert praktisch
jede Art von Rauschen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein dritter
Abtast-Haltekreis mit dem Ausgang des Differenzverstärkers
verbunden zur Speicherung der Differenzspannung, während
der erste und der zweite Abtast-Haltekreis Werte für die
nächste Abtastperiode speichern. Somit wird der Betriebs
wirkungsgrad der Temperaturmeßeinrichtung verbessert.
In einem Operationszyklus einer speziellen beispielhaften
Ausführungsform der Erfindung besteht der erste Schritt
darin, den Nullpunkt-Selbstkorrekturwert der Einrichtung
zu bestimmen, um Fehler wie Rechenverstärker-Fehler und die
Nichtlinearitäten verschiedener Schaltungselemente, die
dazu führen, daß eine Nullsignalspannung in einem Nicht-
Nullwert der Temperatur resultiert, zu korrigieren. Diese
Nullpunkt-Selbstkorrektur erfolgt während einer Periode,
die ein bedeutender Bruchteil eines gesamten Meßzyklus,
z. B. 1/3 bis 1/2 des Gesamtzyklus, ist. Bevor die Abtast-
Haltekreise die ersten Abtastwerte der Spannung bilden, muß
der Integrierer, der der Einfachheit halber so ausgelegt
ist, daß er nur positive Werte annimmt, initialisiert wer
den. Dies ist erforderlich, weil der Ausgang des Differenz
verstärkers positiv oder negativ sein könnte. Eine solche
Initialisierung wird erreicht, indem der Integrierer mit
einer positiven Spannung eine Aufintegration durchführt,
wobei diese Spannung größer als die gesamte Ladung, die
durch die im System möglicherweise erzeugten Verschiebe
spannungen angelegt werden könnte, und wenigstens für die
Dauer eines Meßzyklus stabil ist.
Nach der vorstehend genannten Initialisierung wird der
niedrigere der beiden Strompegel durch den Fühler geleitet,
und der erste und der zweite Abtast-Haltekreis werden in
normaler Weise so abgetastet, daß Q kleiner als 0,25 ist.
Während des Nullpunkt-Selbstkorrekturzyklus wird der Füh
lerstrom nicht umgeschaltet. Der resultierende Differenz
wert wird dann in den dritten Abtast-Haltekreis getastet,
der mit dem Integrierer gekoppelt ist, bis zur nächsten
Operation des ersten und des zweiten Abtast-Haltekreises.
Der Zyklus wird für den Rest des Nullpunkt-Selbstkorrektur
zyklus fortgesetzt. Bei einer analogen Ausführungsform mit
Nullpunkt-Selbstkorrektur wird die dem positiven Eingang
des Integrierers zugeführte Spannung justiert, bis sich der
Ausgang des Integrierers nicht mit der Zeit ändert, und der
Vergleicher ist so justiert, daß er bei dieser Spannung die
Zustände umschaltet. Auch wird die gleiche Spannung am
positiven Eingang des Integrieres sowie des Vergleichers
während der Temperaturmeßperiode aufrechterhalten. Bei
einer digitalen Nullpunkt-Selbstkorrekturschaltung besteht
der letzte Schritt des Nullpunkt-Selbstkorrekturzyklus in
der Abintegration der Bezugsspannung in üblicher Weise. Die
Anzahl Taktimpulse, die während der Abintegration auftre
ten, wird zur späteren Nutzung gespeichert.
Der nächste Schritt des Zyklus besteht in der Temperatur
messung. Der niedrige Strompegel wird durch den Fühler ge
schickt, und der erste Abtast-Haltekreis wird abgetastet.
Anschließend wird der hohe Strom durchgeschickt, und der
zweite Abtast-Haltekreis wird abgetastet, nachdem sich der
Schaltstoß beruhigt hat. Der differentielle Abtastwert wird
dann in den dritten Abtast-Haltekreis eingetastet, und
dieser wird mit dem Integrierer gekoppelt. Der Zyklus wird
für die Dauer der Aufintegration wiederholt. Da der erste
und der zweite Abtast-Haltekreis schnell in ihre Endzustände
geladen werden, wobei angenommen wird, daß sich die Tem
peratur nicht sehr schnell ändert, spielt der Schaltstoß
keine besondere Rolle, und die Zeit zwischen den Abtast
vorgängen kann sehr kurz gemacht werden.
Bei einer weiteren Ausführungsform wird der Dynamikbereich
des Integrierers erweitert bzw. gedehnt. Der Bereich eines
Auf-Ab-Integrierers ist durch das Verhältnis der maximalen
daran anliegenden Spannung zur Größe des niedrigstwertigen
Bits bestimmt. Beim Stand der Technik treten Schwierigkeiten
bei der Konstruktion eines Integrierers mit einem
Bereich von mehr als 1000 oder einer Auflösung von mehr als
10 Bits auf. Bei der vorliegenden Erfindung wird der Be
reich des Integrierers dadurch gedehnt, daß in einem Zyklus
mehrfach auf- und abintegriert wird und die Gesamtanzahl
Zählwerte getrennt für die Auf- und die Abintegrationsvor
gänge gezählt wird. Dadurch wird der Dynamikbereich um ein
Mehrfaches gedehnt.
Wie vorstehend ausgeführt, betrifft die Erfindung eine neue
und spezielle Halbleiterthermometer-Einrichtung, bei der
die Messung der erfaßten Temperatur im wesentlichen frei
von den unerwünschten Eigenschaften ist, mit denen bekannte
Einrichtungen behaftet sind. Dadurch liefert die Erfindung
ein Temperatursignal, das nur die wahre Temperatur anzeigt,
und zwar im wesentlichen frei von anderen Einflüssen, die
die elektrischen Kenngrößen einer Diode beeinflussen, und
außerdem steht dieses Signal in linearer Beziehung zur Tem
peratur. Dadurch ergeben sich wesentliche Vorteile nicht
nur für das Diodenthermometer selbst, sondern auch für das
Herstellungsverfahren. Da ein Diodenthermometer gemäß den
Prinzipien der Erfindung die Auswirkung dieser anderen Ein
flüsse beseitigt, müssen Dioden nicht an die zugehörigen
Schaltkreise angepaßt werden, und es ist auch nicht unbe
dingt notwendig, eine Einstellung in der Schaltung zum Aus
gleich einer bestimmten Kenngröße einer darin verwendeten
Diode durchzuführen. Auch sind Schaltungsteile zur Korrek
tur der Nichtlinearität eines konventionellen Diodenthermo
meters unnötig. Somit sind Zuverlässigkeit, Genauigkeit und
einfache Fertigungsvorgänge einige der wesentlichen Eigen
schaften der Erfindung.
Die Erfindung eignet sich auch gut zur Herstellung in Form
einer integrierten Schaltung unter Anwendung von IS-Fertigungs
verfahren. Das heißt, daß die Erfindung industriell
als IS-Chip kompaktiert werden kann, was ein weiterer gro
ßer Vorteil der Erfindung ist. Die Prinzipien der Erfindung
können aber auch auf Schaltungen angewandt werden, die
nicht in Form von integrierten Schaltungen vorliegen. Durch
die Erfindung wird also ein Diodenthermometer in verschie
dener bedeutsamer Weise verbessert, wobei besonders Line
arität, Präzision, Zuverlässigkeit, Kompaktierung und Her
stellung zu betonen sind.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schema einer Temperaturmeßeinrichtung nach
der Erfindung;
Fig. 2 ein Schema einer weiteren Ausführungsform der
Erfindung;
Fig. 3 eine vereinfachte schematische Darstellung
einer Schaltungsanordnung zur Erzeugung von
Strompegeln mit exakt vorbestimmtem Amplituden
verhältnis;
Fig. 4 eine vereinfachte schematische Darstellung
einer weiteren Stromschaltvorrichtung; und
Fig. 5A, 5B, 5C grafische Darstellungen zur Erläuterung der
Dynamikdehnung eines Integrierers.
Fig. 1 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform eines Dioden
thermometers 10. Der bevorzugte Temperaturfühler, der im
Thermometer 10 verwendet wird, ist ein Transistor 12. Es
ist ersichtlich, daß der Transistor aus Halbleitermaterialien
aufgebaut ist, die eine Dioden-Charakteristik liefern,
und daß er für die Zwecke der Erfindung somit als Diode
angesehen wird. Die Verwendung eines Transistors anstatt
einer Diode wird bevorzugt, weil der Transistor eine
Charakteristik aufweist, die einer idealen Diode besser
angenähert ist als eine Halbleiterdiode mit zwei
Anschlüssen.
Das Thermometer 10 umfaßt ferner einen dem Transistor 12
funktionsmäßig zugeordneten Eingangskreis 14. Dieser bildet
eine Stromquelle für den Transistor 12 und bewirkt beim
Betrieb des Thermometers eine Umschaltung zwischen zwei
Strompegeln, die sich typischerweise um einen Faktor 10
unterscheiden.
Der Eingangskreis 14 umfaßt eine Spannungsversorgung 16 und
einen Reihenwiderstand 18, die mit dem Transistor 12 gemäß
Fig. 1 funktionsmäßig gekoppelt sind. Ein Rechenverstärker
20 ist diesen Komponenten ebenfalls in der gezeigten Weise
funktionsmäßig zugeordnet.
Die Spannungsversorgung 16 steht in Wirkverbindung mit
einem Frequenzteiler 22 und einem Taktgeber 24. Der Fre
quenzteiler 22 erzeugt ein Rechteck-Ausgangssignal 26.
Dieses Ausgangssignal beaufschlagt die Spannungsversorgung
16, so daß diese eine Spannung entsprechend dem Signalver
lauf 28 erzeugt. Zur Erläuterung ist das Signal 28 ein
Rechtecksignal mit der gleichen Frequenz wie das Signal 26
und schaltet zwischen Spannungspegeln V′₀ und V′₁ um.
Wenn das Spannungssignal 28 im Eingangskreis 14 angelegt
wird, erfolgt ein Stromfluß durch die Kollektor-Emitter-
Strecke zum Transistor 12, der zwischen Strompegeln I₀ und
I₁ umschaltet. Der Stromverlauf, der somit die gleiche
Frequenz wie die Signale 26 und 28 hat, ist mit 30 bezeich
net.
Infolge des Betriebs des Eingangskreises 14 ist ein Span
nungssignal, das am Verbindungspunkt zwischen dem Ausgang
des Rechenverstärkers 20 und dem Emitter des Transistors 12
erscheint, ein Signal 32, das zwischen Spannungspegeln V₀
und V₁ umschaltet. Da für die Ableitung der Temperaturmes
sung gerade die Spannungsdifferenz interessiert, wird die
ser Parameter zweckmäßig mit Δ V bezeichnet.
Das Signal Δ V ist dem absoluten Temperaturmeßwert propor
tional und repräsentiert diesen daher. Der übrige Teil der
Schaltung ist ein spezieller Analog-Digital-Umsetzer (ADU),
der die Temperaturmessung auf spezielle Weise präsentieren
kann.
Das Δ V-Signal 32 wird dem ADU 34 zugeführt. Insbesondere
wird das Signal 32 als Eingangssignal einer Stufe 36 zuge
führt, die ein zweifacher Abtast-Haltekreis mit einem Dif
ferenzverstärker ist. Die beiden Abtast-Haltekreise sind
mit 36 a und 36 b bezeichnet, und der Differenzverstärker ist
mit 36 c bezeichnet. Im Betrieb dient der eine Abtast-Halte
kreis der Aufnahme von V₁ und der andere der Aufnahme von
V₀. Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 36 c ist die
Differenz V₁-V₀.
Ein Auf-Ab-Integrierer 38 ist mit der Stufe 36 über einen
zweipoligen Schalter 40 gekoppelt. Wenn der Schalter 40 die
Stellung gemäß der Zeichnung hat, wird das Signal Δ V von
der Stufe 36 dem Auf-Ab-Integrierer 38 zugeführt. Wenn der
Schalter 40 in die Strichlinienstellung betätigt ist, ist
anstelle des Signals von der Stufe 36 eine Bezugsspannungs
quelle 42 mit dem Auf-Ab-Integrierer 38 gekoppelt. Die
Bezugsspannung ist eine konstante Größe V ref .
Der Schalter 40 wird von einer Steuerlogik 44 gesteuert.
Damit ist der Eingang zum Integrierer 38 zu jedem gegebenen
Zeitpunkt entweder das Ausgangssignal Δ V der Stufe 36 oder
die Spannung V ref der Bezugsspannungsquelle 42 in Abhängigkeit
von der Stellung, in die der Schalter 40 von der Steu
erlogik 44 gebracht wird. In dieser Hinsicht kann der
Schalter 40 irgendein geeigneter Schalter, entweder ein
elektromechanischer oder ein elektronischer Schalter und
bevorzugt letzterer, sein. Der Integrierer 38 spricht auf
die ihm zugeführten Eingangssignale in noch zu erläuternder
Weise an. Ferner wird auch noch ein Nullpunkt-Selbstkorrek
turglied 46 beschrieben, das dem Integrierer 38 zugeordnet
ist.
Das Ausgangssignal des Integrierers 38 wird als Eingangs
signal einem Vergleicher 48 zugeführt. Das Ausgangssignal
des Vergleichers 48 wird an die Steuerlogik 44 geführt.
Diese empfängt außerdem das Taktsignal vom Taktgeber 24.
Die Steuerlogik 44 ist funktionsmäßig mit einem Zähler 50
gekoppelt. Speicher- und Flüssigkristallanzeige-Ansteuer
glieder 52 sind dem Zähler 50 und der Steuerlogik 44 funk
tionsmäßig zugeordnet zur Bildung eines Speichers von vom
Zähler 50 erhaltenen Meßwerten. Der Zähler 50 liefert die
Temperaturmeßwerte. Bei der gezeigten Ausführungsform die
nen die Speicher- und Flüssigkristallanzeige-Ansteuerglieder
52 der Ansteuerung einer Sichtanzeige (nicht gezeigt).
Es ist jedoch zu beachten, daß der die erfaßte Temperatur
bezeichnende Meßwert für jeden gewünschten speziellen Zweck
einschließlich Anzeige- und/oder Regelfunktionszwecke ver
wendbar ist.
Nachstehend wird nun das allgemein erläuterte Diodenther
mometer im einzelnen beschrieben.
Der Zweck der Stufe 36 ist die Lieferung eines Ausgangs
signals Δ V. Das Nullpunkt-Selbstkorrekturglied 46 soll
eine Kalibrierung zum Ausgleich der nichtidealen Kenngrößen
der elektronischen Vorrichtung bewirken, so daß eine Betä
tigung erfolgt, wenn die Ausgangsspannung Δ V der Stufe 36
Null ist und der Schalter 40 die Stellung hat, in der der
Ausgang der Stufe 36 mit dem Integrierer 38 gekoppelt ist,
so daß das Ausgangssignal des Integrierers 38 konstant ist.
D. h. mit anderen Worten, daß bei Δ V = 0 (I₁ = I₂) das
Nullpunkt-Selbstkorrekturglied das Ausgangssignal des Inte
grierers 38 unveränderlich macht.
Auf diese Weise bildet der Strom I₁ entsprechend dem Span
nungspegel V₁ des Signalverlaufs 32 einen Bezugswert. Die
Umschaltung des Transistorstroms von I₁ zu I₀ bewirkt eine
Änderung des Spannungssignals von V₁ zu V₀.
Die Steuerlogik 44 steuert die beiden Abtast-Haltekreise
36 a und 36 b so an, daß bei einem Transistorstrom I₁ die
Spannung V₁ von beiden Kreisen 36 a und 36 b abgetastet wird.
Infolgedessen ist das Ausgangssignal des Differenzverstär
kers 36 c Null. Zu diesem Zeitpunkt wird das Nullpunkt-
Selbstkorrekturglied 46 wie oben beschrieben aktiviert.
Wenn nun der Spannungsverlauf 32 von V₁ zu V₀ umschaltet,
wird das Signal V₁ im Abtast-Haltekreis 36 b gehalten, während
der Abtast-Haltekreis 36 a den V₀-Pegel abtastet und
speichert. Dadurch wird das Ausgangssignal Δ V des Diffe
renzverstärkers 36 c gleich V₁-V₀. Zur Implementierung
dieser Betriebsart kann eine konventionelle Schaltungsaus
legung verwendet werden. Es ist zu beachten, daß hier nur
ein Verfahren zur Ausbildung eines Bezugspunkts beschrieben
wird und andere Verfahren je nach der gegebenen Implemen
tierung geeignet sein können. Der Analog-Digital-Umsetzer
34 digitalisiert das Signal Δ V.
Zu dem Zeitpunkt, zu dem das V₁-V₀-Signal am Ausgang der
Stufe 36 erscheint, wird es sofort im Integrierer 38 inte
griert. Dieser Vorgang wird zweckmäßig als Aufintegration
bezeichnet. Die Integrationszeit wird von der Steuerlogik
44 in noch zu erläuternder Weise bestimmt.
Die Aufintegration erfolgt während des Zeitintervalls, das
durch die Steuerlogik 44 bestimmt ist, und am Ende dieses
Zeitintervalls aktiviert die Steuerlogik 44 den Schalter 40
in die Strichlinienstellung. Zum gleichen Zeitpunkt hat das
Ausgangssignal des Integrierers 38 einen Pegel, der der
Größe des V₁-V₀-Signals proportional ist und der daher
für die erfaßte Temperatur repräsentativ ist.
Durch nunmehrige Integration in Gegenrichtung (Abintegra
tion) und Messen des Zeitintervalls, das bis zur Rückkehr
zum Null-Bezugspunkt erforderlich ist, bezeichnet diese
Zeitintervallmessung die Temperatur.
Die angegebene Schaltung bietet eine zweckmäßige Möglich
keit zum Erhalt der Temperaturmessung auf einer gewünschten
Temperaturskala, und zwar entweder Celsius oder Fahrenheit.
Da die durch das Δ V-Signal gegebene Temperaturmessung die
erfaßte Temperatur als Absoluttemperatur (also in °K)
repräsentiert, erfordert die Darstellung der Temperatur auf
der Fahrenheit- oder der Celsius-Skala wenigstens die Ein
schaltung einer Temperaturverschiebung. Im Fall von Fah
renheit-Graden ist außerdem eine Skalenfaktor-Umwandlung
erforderlich.
Der Steuerlogik 44 ist ein Wählschalter 54 zugeordnet, der
zur Wahl der Messung entweder entsprechend der Fahrenheit-
oder der Celsius-Skala betätigbar ist. Die Steuerlogik 44
enthält Speicherwerte des geeigneten Abweichungsfaktors für
jede dieser beiden Skalen. Die Steuerlogik arbeitet so, daß
die Abweichung in den Zähler 50 als Voreingabe vor der
Abintegration eingeführt wird.
Die Analog-Digital-Umsetzung des Ausgangssignals des Inte
grierers umfaßt Steuerlogik-Auftastimpulse vom Taktgeber 24
zum Zähler 50 während der Abintegration. Da die Zeitdauer
der Abintegration für die erfaßte Temperatur repräsentativ
ist, ist die Anzahl Zählwerte, die während dieses Zeitin
tervalls vom Zähler 50 gezählt wird, repräsentativ für die
Temperatur.
Zum Erhalt eines Meßzählwerts derart, daß die gezählten
Impulse dem korrekten Skalenfaktor entsprechen, wird die
Dauer, während der die Aufintegration durchgeführt wird,
von der Steuerlogik 44 gesteuert. Insbesondere für Messungen
entsprechend der Fahrenheit-Skala kann die Aufintegra
tion während einer bestimmten Anzahl Taktimpulse erfolgen,
z. B. während N₁ Taktimpulsen, so daß während der Abinte
gration die eigentliche Anzahl Taktimpulse N F , die vom Zäh
ler 50 gezählt wird, nach Addition zur vorher eingegebenen
Abweichung für diese Temperaturskala dazu führt, daß die
vom Zähler 50 gelieferte Messung als Grad Fahrenheit aus
gegeben wird.
Im Fall der Celsius-Skala kann die Aufintegration gleicher
maßen für die Dauer einer vorbestimmten Anzahl Taktimpulse,
z. B. N₂, stattfinden, so daß während der Abintegration die
vom Zähler 50 gezählte Anzahl Taktimpulse N c nach Addition
mit der vorher eingegebenen Abweichung für diese Skala die
Temperatur in °C ergibt.
Da die Skalenfaktoren der Celsius- und Fahrenheit-Skalen
ein Verhältnis von 5 : 9 haben, ist das Verhältnis der jewei
ligen Zahlen N₂ und N₁ dementsprechend. Die von der Steuer
logik 44 zur Steuerung der entsprechenden Perioden der Auf
integriervorgänge festgelegten Zeitintervalle können durch
Zählen von Taktimpulsen erhalten werden. Die Steuerung des
Schalters 40 und der Voreingabe und Aufsteuerung von Impulsen
zum Zähler 50 erfolgen ebenfalls mit konventionellen
Schaltkreisen der Steuerlogik.
Das Nullpunkt-Selbstkorrekturglied 46 ist eine konventio
nelle Schaltung, die dem Rechenverstärker des Integrierers
38 zugeordnet ist, um die Auswirkung von Verschiebungen
sowohl in den Abtast-Haltekreisen als auch im Integrierer
im wesentlichen zu beseitigen. Da unter der Anfangsbedin
gung Δ V = 0 der Ausgang des Integrierers 38 den Bezugspe
gel hat und während der Abintegration die Rückkehr zu diesem
Pegel zur Unterbrechung des Zählers 50 erfaßt wird,
enthält das Nullpunkt-Selbstkorrekturglied einen Speicher,
in dem dieser Bezugswert gespeichert ist und auf dem Be
zugseingangswert zum Vergleicher 48 gehalten wird. Ferner
ist dem Integrierer ein Rückstellelement 56 zugeordnet, das
unmittelbar vor dem Beginn einer Digitalisierungsoperation
von der Steuerlogik kurzzeitig aktiviert wird, um die Rück
stellung des Integrierers zu gewährleisten.
Wenn der Meßzählwert in den Speicher- und Flüssigkristall
anzeige-Ansteuergliedern 52 gespeichert ist, kann die Mes
sung mit dem gleichen Vorgang wiederholt werden. Die
Steuerlogik kann bestimmen, wie häufig die Temperaturmessung
aktualisiert werden soll. Wenn die Temperatur aktuali
siert werden soll, wird der Zähler rückgesetzt und das vor
genannte Verfahren wiederholt.
Das folgende Operationsprinzip zeigt, wie durch die Erfin
dung die Auswirkungen diverser, von der Temperatur ver
schiedener äußerer Einflüsse beseitigt werden.
Bei einem Strom I₁ gilt
mit
K
= Boltzmann-Konstante,
T
= Temperatur (°K),
e
= Größe der Ladung eines Elektrons,
c
= eine Größe, die abhängig ist von der Träger
beweglichkeit, der Dotierung usw. sowie von
Einzelheiten des jeweiligen Halbleiters, und
V
g
= die Bandabstand-Spannung.
Bei einem Strom I₀ gilt:
bei derselben Temperatur.
V₁ und V₀ sind die jeweiligen Spannungen an der Diode:
V₁-V₀ = Δ V,
und
Sämtliche Einzelheiten einer bestimmten Vorrichtung (mit
Ausnahme des Restwiderstands des Halbleiters) einschließ
lich vieler Alterungseffekte heben sich in der Division
auf.
Wie ersichtlich, ist die Meßgröße Δ V eine Funktion des
Verhältnisses I₁/I₀ und ist linear bei der Absoluttemperatur.
Zusätzlich heben sich die Charakteristiken irgendeines
speziellen Transistors bzw. einer Diode auf, und dadurch
ist es möglich, daß die Vorrichtungen ohne besondere Maß
nahmen für die Eichung von Fühlern und Schaltkreisen her
gestellt werden können. Da sich bestimmte Parameter mit dem
Alter ändern, werden durch die Erfindung sogar viele Alte
rungseffekte beseitigt, die sonst auftreten würden. Es er
gibt sich also eine erhebliche Verbesserung von Dioden
thermometern.
Fig. 2 ist ein Schaltschema einer weiteren Ausführungsform,
die eine andere Anordnung von Bauelementen gegenüber der
Ausführungsform nach Fig. 1 aufweist. Entsprechende Ele
mente in beiden Figuren sind mit gleichen Bezugszeichen
versehen.
Fig. 2 zeigt einen dritten Abtast-Haltekreis 36 d, dessen
einer Eingang mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 36 c
gekoppelt ist. Wie bereits beschrieben, wird während der
Messung der Temperatur der Niedrigpegelstrom durch den
Transistor 12, also den Temperaturfühler, geschickt. Bei
dieser Ausführungsform wird der Abtast-Haltekreis 36 d ge
tastet, dann wird der Hochstrompegel durch den Fühler ge
schickt und der Abtast-Haltekreis 36 a getastet. Dann wird
der Differenzverstärker 36 c getastet, und das Ausgangssi
gnal des Abtast-Haltekreises 36 d wird dem Auf-Ab-
Integrierer 38 zugeführt. Die schnelle Ladecharakteristik der
Abtast-Haltekreise 36 a und 36 b macht eine zeitliche Ver
längerung zwischen den Abtastvorgängen unnötig.
Fig. 2 zeigt ferner, daß die Bezugsspannungsquelle 42 mit
den Abtast-Haltekreisen 36 a und 36 b unter Steuerung durch
die Steuerlogik 44 koppelbar ist. Somit wird die Initiali
sierung des Auf-Ab-Integrierers wenigstens zum Teil dadurch
erreicht, daß die Bezugsspannung als eine von den Abtast-
Haltekreisen abgetastete Spannung angelegt wird.
Fig. 3 ist eine vereinfachte schematische Darstellung einer
speziellen Ausführungsform eines Stromumschaltteils der
Erfindung. Bauelemente, die bereits beschriebenen entspre
chen, sind gleich bezeichnet. Eine Schaltanordnung aus im
wesentlichen zehn Widerständen 60-69 und zehn diesen je
weils zugeordneten Schaltern 70-79 ist zwischen die Span
nungsquelle 16 und die Kombination aus Transistor 12 und
Rechenverstärker 20 geschaltet. Wenn ein Hochpegelstrom
durch den Temperaturfühler-Transistor (12) geschickt werden
soll, sind sämtliche Schalter 70-79 geschlossen. Wenn ein
Niedrigpegelstrom durchgeschickt werden soll, sind nicht
alle diese Schalter geschlossen. Bei der vorliegenden Aus
führungsform, bei der ein Verhältnis von 10 : 1 zwischen dem
Hoch- und dem Niedrigpegelstrom gewünscht wird, ist nur ein
solcher Schalter, z. B. der Schalter 70, während des Lei
tens des Niedrigpegelstroms geschlossen.
Gemäß der Erfindung wird ein genau vorbestimmtes Stromver
hältnis von 10 : 1 dadurch erhalten, daß während der Niedrig
pegel-Leitung nacheinander Schalter 70-79 geschlossen werden.
Auf diese Weise werden die Fehlanpassungen zwischen
den verschiedenen Schaltern 70-79 und Widerständen 60-69
ausgemittelt. Selbstverständlich kann bei der praktischen
Anwendung der Erfindung irgendein anderes Verhältnis (n : 1)
angewandt werden.
Fig. 4 ist eine vereinfachte schematische Darstellung einer
anderen Ausführungsform der Stromschaltanordnung. Dabei
sind mehrere Transistoren 100-109 als Stromquellen ange
ordnet und mit ihren Kollektoren mit jeweils zugeordneten
Schaltern 110-119 gekoppelt. Jeder Schalter ist mit einer
Diode 120 gekoppelt, die im vorliegenden Fall die Funktion
eines Temperaturfühlers hat. Ferner ist ein Transistor 123
vorgesehen, der so angeordnet ist, daß die Stromänderung
durch einen Transistor 122, der den Vormagnetisierungsstrom
in den Transistoren 100-109 bestimmt, minimiert wird, wäh
rend eine jeweils unterschiedliche Anzahl Transistoren an-
und abgeschaltet wird. Ein Widerstand 124 ist mit einem
Ende an die Basis des Transistors 123 und den Kollektor des
Transistors 122 gelegt und mit dem anderen Ende an ein
Bezugspotential gekoppelt. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 3
erläutert wurde, werden die verschiedenen Schalter während
der Niedrigpegelstromleitung nacheinander geschlossen, um
etwaige Fehlanpassungen auszugleichen. In dieser Beziehung
ist zu beachten, daß, da sämtliche Basis-Emitter-Spannungen
der Transistoren identisch sind, ihre jeweiligen Leitungs
ströme im wesentlichen gleich sind.
Das Konzept, auf dem die Ausführungsformen nach den Fig. 3
und 4 basieren, besteht darin, daß auch dann, wenn Anstren
gungen unternommen werden, um die Schaltungskomponenten
einander anzupassen, ihre Kenngrößen trotzdem voneinander
um einen geringen Betrag abweichen, z. B. um +/-Δ.
Wenn jedes Element in einem aus zehn Unterzyklen bestehen
den Zyklus einmal benützt wird, wobei in einem Unterzyklus
ein Schaltungselement eingeschaltet wird, und wenn dann
sämtliche Schaltungselemente eingeschaltet werden, so daß
bei den Ausführungsbeispielen die zehnfache Leitung erhal
ten wird, weicht der Mittelwert der zehn Unterzyklen von
dem gewünschten Verhältnis von 10 nur um einen Faktor
Δ² ab. Wenn also Δ 2% (0,02) ist, was gut inner
halb des Standes der Technik für angepaßte Transistoren
oder Widerstände liegt, wird das gewünschte Verhältnis der
Stromamplituden bis zu einem Faktor Δ² oder 0,04% im
vorliegenden Fall erreicht. Bei einem Stromverhältnis von
10 : 1 resultiert dies in einem Temperatur-Fehlerprozentsatz
von 0,04/2,3 (Δ²/1n(10)). Bei einer Temperatur von
23°C entsprechend 300 K, der eigentlichen Skala, nach der
das Thermometer funktioniert, würde dies einen Fehler von
ca. 0,05°C bedeuten. Bei einer bestimmten Temperatur ist
es also möglich, die Spannung vorher zu bestimmen, die
durch Schalten der Ströme erhalten werden würde. Umgekehrt
kann durch Messen der Spannung mit einem genau kalibrierten
Integrierer die Temperatur exakt bestimmt werden, wie oben
beschrieben wurde. Es ist somit beim derzeitigen Stand der
Technik auf dem Gebiet der Schaltungskomponenten möglich,
eine Temperaturmeßeinrichtung zu schaffen, die eine Auf
lösung von wenigstens 1°F oder °C hat, ohne daß ein Refe
renz-Wasserbad für die Eichung erforderlich ist.
Die Fig. 5A, 5B und 5C sind grafische Darstellungen zur
Erläuterung eines Systems, durch das die Dynamikdehnung
eines Integrierers um ein Mehrfaches gesteigert wird. Fig. 5A
zeigt die Normalkennlinie eines Integrierers und ver
gleicht die Integrierer-Ausgangsspannung mit der Zeit in
Form von Taktzyklen. Fig. 5B zeigt die abwechselnd aufein
anderfolgenden Auf-Ab-Integrationsvorgänge, und Fig. 5C
zeigt die Kennlinie der äquivalenten Einzel-Auf-Ab-Inte
gration von Fig. 5B.
Das allerdings nicht sehr schwerwiegende Hauptproblem bei
einer Dynamikdehnung besteht darin, daß die zur Integration
benötigte Zeit länger ist, so daß Streuströme im integrie
renden Kondensator eine größere Auswirkung haben. Es sieht
eigentlich so aus, als ob die Lösung dieses Problems in der
Anwendung eines größeren Kondensators mit geringerem Streu
strom liegen würde. Tatsächlich gibt es jedoch kein Pro
blem, weil durch die abwechselnd aufeinanderfolgende Auf-
Ab-Integration die Streuung reduziert wird, und zwar des
halb, weil die mittlere Spannung am integrierenden Konden
sator verringert wird. Es wird nicht nur die interne Streu
ung reduziert, sondern die Linearität des Integrierers wird
verbessert.
Zur Implementierung der abwechselnden Auf-Ab-Integrations
technik ist nur erforderlich, daß man eine Methode zur Um
schaltung von Auf- zu Ab-Integration wählt. Eine erste mög
liche Methode verwendet einen Vergleicher, der umschaltet,
wenn die Ausgangsspannung des Integrierers einen vorgege
benen Wert übersteigt. Rauschen am Vergleicher ist kein
Problem, denn wenn bei einer Aufintegration diese um einen
Taktzählwert kürzer ist, ist sie bei der nächsten Integra
tion um einen Zählwert länger. Eine zweite mögliche Metho
de, die anwendbar ist, wenn die ungefähre Größe des Signals
(oder in diesem Fall des Temperaturbereichs) geschätzt werden
kann, besteht im Vorherbestimmen der Anzahl Taktzyklen
für jede Aufintegration sowie der Gesamtzahl Taktzyklen für
jede Aufintegration. Bei beiden Verfahren werden die rich
tigen Skalenfaktoren durch Voreinstellen der Gesamtanzahl
Zählungen erhalten. Zusätzlich wird die richtige Umrechnung
zwischen Fahrenheit- und Celsius-Meßskalen dadurch
erreicht, daß die Gesamtanzahl Zählungen für die Aufintegration
so eingestellt wird, daß sie ein Verhältnis von 9/5
zu 1 hat. Wie bereits erörtert, werden die Verschiebungen
zwischen den beiden Temperaturskalen durch Voreingaben in
den Zähler gesetzt.
Bei einer speziellen Ausführungsform der Erfindung, die als
Fieberthermometer verwendet wird, kann eine Verschiebespan
nung in der Einrichtung verwendet werden, die tatsächlich
das untere Ende der Temperatur, das nicht für Anzeigezwecke
verwendet wird, subtrahiert. Dies hat auch den Effekt einer
Verminderung des Dynamikbereichs des Integrierers. Beson
ders bei Verwendung des Thermometers als Fiebermeßinstru
ment im Bereich zwischen 32°C und 42°C kann das Span
nungsäquivalent zu 273°+32°K als Rechenverstärker-Ver
schiebung subtrahiert werden.
Claims (21)
1. Temperaturmeßeinrichtung,
gekennzeichnet durch
einen Festkörper-Temperaturfühler (12) mit wenigstens einem Übergang, an dem sich aufgrund eines durch den Fest körper-Temperaturfühler geleiteten Stroms eine Übergangs spannung ausbildet, die wenigstens teilweise durch eine Temperatur des Festkörper-Temperaturfühlers bestimmt ist;
eine Stromversorgung (14), die den durch den Festkörper- Temperaturfühler (12) zu leitenden Strom erzeugt, wobei der Strom mit einem ersten und einem zweiten Strompegel gelei tet wird;
ein erstes und ein zweites Spannungspegel-Speicherglied (36 a, 36 b) zur Speicherung von Pegeln der Übergangsspannung entsprechend dem ersten bzw. dem zweiten Strompegel;
einen Integrierer (38), der ein in den beiden Spannungs pegel-Speichergliedern (36 a, 36 b) gespeichertes, den Über gangsspannungen entsprechendes Signal empfängt und dieses in eine erste Richtung integriert unter Bildung eines Inte grationssignals an seinem Ausgang, das einer Differenz zwi schen den Übergangsspannungen proportional ist; und
auf das Integrationssignal ansprechende Einheiten (50, 52), die ein Temperatursignal erzeugen, das die vom Tempe raturfühler (12) erfaßte Temperatur bezeichnet.
einen Festkörper-Temperaturfühler (12) mit wenigstens einem Übergang, an dem sich aufgrund eines durch den Fest körper-Temperaturfühler geleiteten Stroms eine Übergangs spannung ausbildet, die wenigstens teilweise durch eine Temperatur des Festkörper-Temperaturfühlers bestimmt ist;
eine Stromversorgung (14), die den durch den Festkörper- Temperaturfühler (12) zu leitenden Strom erzeugt, wobei der Strom mit einem ersten und einem zweiten Strompegel gelei tet wird;
ein erstes und ein zweites Spannungspegel-Speicherglied (36 a, 36 b) zur Speicherung von Pegeln der Übergangsspannung entsprechend dem ersten bzw. dem zweiten Strompegel;
einen Integrierer (38), der ein in den beiden Spannungs pegel-Speichergliedern (36 a, 36 b) gespeichertes, den Über gangsspannungen entsprechendes Signal empfängt und dieses in eine erste Richtung integriert unter Bildung eines Inte grationssignals an seinem Ausgang, das einer Differenz zwi schen den Übergangsspannungen proportional ist; und
auf das Integrationssignal ansprechende Einheiten (50, 52), die ein Temperatursignal erzeugen, das die vom Tempe raturfühler (12) erfaßte Temperatur bezeichnet.
2. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß das erste und das zweite Spannungspegel-Speicherglied
ein erster bzw. ein zweiter Abtast-Haltekreis (36 a, 36 b)
sind.
3. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 2,
gekennzeichnet durch
eine Steuereinheit (44) zur Steuerung des Integrierers (38)
sowie des ersten und des zweiten Abtast-Haltekreises (36 a,
36 b), so daß der erste Abtast-Haltekreis (36 a) die Über
gangsspannung speichert, wenn der Strom mit dem ersten
Strompegel geleitet wird, und der zweite Abtast-Haltekreis
(36 b) die Übergangsspannung speichert, wenn der Strom mit
dem zweiten Strompegel geleitet wird.
4. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß eine Bezugsspannungsquelle (42) eine Bezugsspannung
bildet, in bezug auf die Änderungen der Übergangsspannung
erfaßt werden.
5. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Integrierer (38) so ausgelegt ist, daß er in bezug
auf das Integrationssignal in eine zweite Richtung inte
griert, und daß ferner in Glied vorgesehen ist, daß die
Integration in der zweiten Richtung zeitlich bestimmt und
das von der Steuereinheit (44) ansteuerbar ist.
6. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Nullpunkt-Selbstkorrekturglied (46) mit dem Inte
grierer (38) zum Ausgleich von Verschiebespannungen gekoppelt
ist.
7. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
daß ferner ein Vergleicher (48) mit einem Ausgang zur Über
tragung eines Signals zur Steuereinheit (44) vorgesehen
ist, wobei das Signal auf den Integrierer (38) und das
Nullpunkt-Selbstkorrekturglied (46) anspricht.
8. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß in der Steuereinheit (44) ein Wählglied (54) vorgesehen
ist und bestimmt, ob ein der Temperatur entsprechendes Si
gnal für Fahrenheit- oder Celsius-Messung skaliert ist.
9. Temperaturmeßeinrichtung, die eine thermische Kenngröße
eines Festkörperbauteils zur Messung der Temperatur nutzt,
gekennzeichnet durch
Schaltmittel (60-69, 70-79; 100-109, 110-119) zum Um schalten eines durch das Festkörperbauteil (12; 120) gelei teten Stroms von einem ersten Strompegel, bei dem eine erste Spannung am Festkörperbauteil ausgebildet wird, auf einen zweiten Strompegel, bei dem eine zweite Spannung am Festkörperbauteil ausgebildet wird;
einen Integrierer (38), der eine Integration zwischen der ersten und der zweiten Spannung am Festkörperbauteil (12; 120) durchführt; und
Zeitmeßmittel zur zeitlichen Messung einer Dauer der Integration, wobei die Integrationsdauer, die von der zu messenden Temperatur abhängt, zur Bildung eines Signals entsprechend der erfaßten Temperatur genützt wird.
Schaltmittel (60-69, 70-79; 100-109, 110-119) zum Um schalten eines durch das Festkörperbauteil (12; 120) gelei teten Stroms von einem ersten Strompegel, bei dem eine erste Spannung am Festkörperbauteil ausgebildet wird, auf einen zweiten Strompegel, bei dem eine zweite Spannung am Festkörperbauteil ausgebildet wird;
einen Integrierer (38), der eine Integration zwischen der ersten und der zweiten Spannung am Festkörperbauteil (12; 120) durchführt; und
Zeitmeßmittel zur zeitlichen Messung einer Dauer der Integration, wobei die Integrationsdauer, die von der zu messenden Temperatur abhängt, zur Bildung eines Signals entsprechend der erfaßten Temperatur genützt wird.
10. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 9,
gekennzeichnet durch
Stromsteuermittel zur Aufrechterhaltung eines vorbestimmten
Größenverhältnisses (n : 1) zwischen dem ersten und dem zweiten
Strompegel.
11. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromsteuermittel so ausgelegt sind, daß sie ein
Verhältnis von 10 : 1 zwischen dem ersten und dem zweiten
Strompegel aufrechterhalten, und daß eine Mehrzahl Schalter
(110-119) zum Schalten entsprechender Komponenten des durch
das Festkörperbauteil (120) geleiteten Stroms vorgesehen
ist.
12. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromsteuermittel ferner Folgesteuermittel
(100-109) aufweisen, wodurch die Mehrzahl Schalter
(110-119) sequentiell ansteuerbar ist, so daß alle Größen
fehler der Stromkomponenten der Ströme gemittelt werden
unter Erzielung einer hohen Präzision in dem 10 : 1-Verhält
nis.
13. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Integrierer ein Zweirichtungs-Integrierer (38) zur
Integration in einer ersten und einer zweiten Richtung ist,
und daß die Zeitmeßmittel die Integration in einer vorbe
stimmten der beiden Richtungen zeitlich messen.
14. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 9,
gekennzeichnet durch
einen mit dem Festkörperbauteil (12) gekoppelten Verstär
ker (20) mit vorbestimmtem Verstärkungsfaktor.
15. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein erstes und ein zweites Speicherglied (36 a, 36 b)
vorgesehen sind, die jeweils eine ausgewählte der beiden am
Festkörperbauteil (12) ausgebildeten Spannungen speichern.
16. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein drittes Speicherglied (36 d) vorgesehen ist, das
einen Spannungswert entsprechend einer Differenz zwischen
den im ersten und zweiten Speicherglied (36 a, 36 b) gespei
cherten Spannungen speichert.
17. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 15,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Verstärker (36 d) mit dem ersten und dem zweiten
Speicherglied (36 a, 36 b) gekoppelt ist zur Verbesserung der
Auflösung der Temperaturmeßeinrichtung.
18. Temperaturmeßeinrichtung nach Anspruch 17,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Schalter (40) vorgesehen ist, der mit dem Verstär
ker (36 c) gekoppelte Eingangs- und Rückkopplungselemente
schaltet.
19. Temperaturmeßverfahren,
gekennzeichnet durch
folgende Verfahrensschritte:
Leiten eines ersten und eines zweiten Strompegels ab wechselnd aufeinanderfolgend durch einen Festkörper-Tempe raturfühler;
Abtasten und Halten einer in dem Festkörper-Temperatur fühler erzeugten Spannung zu Zeitpunkten, die dem Leiten des Stroms mit dem ersten und dem zweiten Strompegel ent sprechen;
Erzeugen eines Meßsignals entsprechend einer Spannungs differenz während des Leitens des Stroms mit dem ersten und dem zweiten Pegel;
Integrieren des Meßsignals über ein vorbestimmtes Zeit intervall; und
zeitliches Messen wenigstens eines Teils des Integra tionsintervalls unter Bildung eines Meßsignals, das einer erfaßten Temperatur des Festkörper-Temperaturfühlers ent spricht.
Leiten eines ersten und eines zweiten Strompegels ab wechselnd aufeinanderfolgend durch einen Festkörper-Tempe raturfühler;
Abtasten und Halten einer in dem Festkörper-Temperatur fühler erzeugten Spannung zu Zeitpunkten, die dem Leiten des Stroms mit dem ersten und dem zweiten Strompegel ent sprechen;
Erzeugen eines Meßsignals entsprechend einer Spannungs differenz während des Leitens des Stroms mit dem ersten und dem zweiten Pegel;
Integrieren des Meßsignals über ein vorbestimmtes Zeit intervall; und
zeitliches Messen wenigstens eines Teils des Integra tionsintervalls unter Bildung eines Meßsignals, das einer erfaßten Temperatur des Festkörper-Temperaturfühlers ent spricht.
20. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet,
daß das zeitliche Messen die folgenden Schritte umfaßt:
Aufsteuern eines Taktsignals auf einen Zähler; und
Voreingeben eines Werts in den Zähler.
21. Verfahren nach Anspruch 19,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Integrationsschritt folgende Schritte umfaßt:
Aufintegrieren über einen Zeitraum, der aufgrund einer aus
gewählten Temperaturmeßskala vorbestimmt ist; und
Abintegrieren über einen Meßzeitraum, der bis zum Erhalt
einer vorgewählten Integrations-Bezugsspannung dauert,
wobei der Meßzeitraum eine der gemessenen Temperatur ent
sprechende Dauer hat.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8141 | Disposal/no request for examination |