DE68920449T2

DE68920449T2 - Ultraschallerregungsanordnung mit Frequenzkontrolle an Hand von Musterdaten.

Info

Publication number: DE68920449T2
Application number: DE68920449T
Authority: DE
Inventors: Richard Burdette Houghton; Dean Clyde Obray
Original assignee: Mettler Electronics Corp
Current assignee: Mettler Electronics Corp
Priority date: 1988-02-09
Filing date: 1989-02-08
Publication date: 1995-05-24
Anticipated expiration: 2009-02-09
Also published as: EP0328352A2; EP0328352B1; US4966131A; EP0328352A3; JPH0221855A; DE68920449D1; ATE116873T1

Description

Diese Erfindung betrifft ein System und ein Verfahren, bei welchem die Frequenzsteuerung abgetasteter Daten herangezogen wird, um ein Erregersignal für einen Kristallwandler des Typs, wie er zur Erzeugung von Ultraschallenergie für die Behandlung von menschlichem Gewebe Verwendung findet, abzustimmen.
Seit langem finden Systeme zur Erzeugung von Ultraschallenergie ein weites Anwendungsgebiet in der physikalischen Therapie, z.B. in der Behandlung von Sportlern bei Muskelentzündungen und anderen Erkrankungen. Die Ultraschallenergie wird von einem Wandler erzeugt, welcher einen piezoelektrischen Kristall und Erregerelektroden umfaßt, die mit dem Kristall verbunden sind. Der Kristall ist an einem vorderen Ende eines Handapplikators angebracht, und die Erregerelektroden sind über eine Verdrahtung elektrisch angeschlossen, welche durch den Handapplikator zu einer Steuereinheit verläuft, in welcher eine Erregerspannungsversorgung und verschiedene Steuerschaltungen untergebracht sind. Ein solcher piezoelektrischer Kristall ist scheibenförmig und weist deshalb vordere und hintere kreisförmige Oberflächen sowie eine zylindrische Außenfläche auf. In einer geeigneten Aufnahme und bei Anlegen einer geeigneten Wechselspannung über seine Erregerelektroden wird der Kristall leitend und schwingt mit sehr hohen Geschwindigkeiten. Es ist möglich und wünschenswert, für diese Geschwindigkeit einen wählbaren, vorgegebenen Wert im Bereich von etwa einem Megahertz (1 MHz) bis zu etwa drei Megahertz (3 MHz) vorzusehen.
Der Eigenschwingungszustand des Kristalls weist ein relativ komplexes Muster auf, welches im allgemeinen bezüglich der Scheibenachse symmetrisch ist. Das Muster wird sowohl durch feste als auch variable Elemente einer auf den Kristall wirkenden akustischen Belastung beeinflußt. Die festen oder relativ konstanten Elemente der akustischen Belastung bzw. des Schalldrucks des Kristalls hängen davon ab, wie der Kristall hinsichtlich der aufnehmenden und angrenzenden Strukturen angeordnet ist.
Solche Strukturen beinhalten die zur Herstellung des elektrischen Kontakts zwischen den Erregerelektroden und den den Erregerstrom führenden Drähten, welcher an den Kristall geliefert wird, diesen durchfließt und zur Erregerspannungsversorgung zurückkehrt. In einer bekannten Anordnung der Erregerelektroden wird eine vordere Erregerelektrode durch eine becherförmige elektrische Beschichtung begrenzt, von welcher ein kreisförmiger Abschnitt die gesamte vordere Fläche des Kristalls und ein zylindrischer Abschnitt den Umfangsrand des Kristalls bedeckt. Eine hintere Erregerelektrode wird durch eine kreisförmige elektrische Beschichtung gebildet, welche im wesentlichen die gesamte hintere Fläche des Kristalls bedeckt. Eine andere Anordnung ist mit der Ausnahme, daß die vordere Erregerelektrode nur durch die zylindrische elektrische Beschichtung begrenzt wird, identisch. Jede dieser Elektrodenanordnungen ist dadurch vorteilhaft, daß sie eine Wechselwirkung mit den angrenzenden Strukturen ermöglicht, ohne das Muster der Kristallschwingung in unzulässiger Weise zu stören.
Bezüglich der vorderen Erregerelektrode stellt eine elektrisch leitende, an ihren zylindrischen Abschnitt angrenzende Gehäusestruktur eine zuverlässige und wirksame Einrichtung zur Herstellung einer elektrischen Verbindung mit einem Draht dar, welche das Schwingungsmuster des Kristalls kaum oder gar nicht stört. Bezüglich der hinteren Erregerelektrode kann daran jede von verschiedenen bekannten elastischen Strukturen angrenzen, um den elektrischen Kontakt herzustellen. Eine bekannte Struktur enthält einen elektrisch leitenden Körper mit einem Kopf mit einer ebenen kreisförmigen Oberfläche, die der Erregerelektrode gegenüberliegt, und einem mit dem Kopf integralem Stift sowie einer um den Stift angeordneten Spiralfeder. Eine verbesserte Struktur enthält eine elektrisch leitende wellige Scheibe, welche eine Mehrpunktkontaktgabe in einer ringförmigen Zone der Erregerelektrode bewirkt. Diese Struktur wird in einer Parallelanmeldung mit dem Titel "A Therapeutic Applicator For Ultrasound" beschrieben, deren Erfinder T. Buelna und R. Houghton sind. Die den Strom für den Kristall führenden Drähte verlaufen über eine beachtliche Strecke innerhalb des Handapplikators und von diesem zur Steuereinheit. Aufgrund der hohen Frequenzen ist die Verwendung von Koaxialkabeln äußerst wünschenswert; andernfalls kann eine unerwünscht starke Strahlung auftreten.
Es ist wünschenswert, daß die Frequenz des Erregersignals der Resonanzfrequenz des Kristalls entspricht. Die Frequenz, bei der der Kristall in Resonanz schwingt, ist eine Funktion des ihn treibenden Schalldrucks. Die den Schalldruck beeinflussenden Faktoren beinhalten, ob der Kristall von der Haut des Patienten durch Luft getrennt ist, und ob ein Material mit guter Ultraschalldurchlässigkeit aufgetragen worden ist. Solche Materialien sind u.a. Salzlösungen und Gele. Hinsichtlich der quantitativen Größe des Schalldrucks ist eine Angabe als Prozentsatz der Luftkopplung möglich.
Schwankungen des Schalldrucks beeinflussen die Eingangsimpedanz des Kristalls sowie seine Resonanzfrequenz. Ein repräsentatives Beispiel betrifft einen Kristall, dessen Resonanzfrequenz etwas über 1 MHz liegt, während der Schalldruck ungefähr zwei Prozent (2%) Luftkopplung beträgt, und der eine etwas niedrigere Resonanzfrequenz aufweist, wenn der Schalldruck ungefähr dreißig Prozent (30%) Luftkopplung entspricht. Dieser Kristall hat eine Eingangsimpedanz von ca. 22 Ω unter den Resonanzbedingungen bei 2% Luftkopplung und eine Eingangsimpedanz von ca. 28 Ω unter den Resonanzbedingungen bei 30% Luftkopplung. In jedem Fall ist die Eingangsimpedanz bei Resonanz im wesentlichen ohmisch, d.h. die Komponenten des kapazitiven und induktiven Widerstandes sind im wesentlichen gleich und, da sie gegenphasig sind, heben sie einander auf.
Die Schwankungen der Eingangsimpedanz eines Kristalls stellen hinsichtlich der Erfüllung einer wichtigen Aufgabe der wirksamen Erregung des Kristalls, um unerwünschte Verlustleistung in der Erregerbeschaltung und deren damit verbundene Erwärmung auf einem Mindestmaß zu halten, eine Herausforderung dar. Diesbezüglich ist die Erwärmung unter allgemein üblichen Betriebsbedingungen so ausgeprägt, daß die Bereitstellung einer Sicherheitsabschaltung erforderlich ist, um eine Beschädigung durch Überhitzung zu vermeiden. Dies ist trotz relativ massiver Kühlblechträger der Komponenten der Erregerschaltung der Fall. Bezüglich der Schwankungen der Kristalleingangsimpedanz ändert sich nicht nur deren Größe, sondern auch deren Phase. Im Frequenzbereich nur wenig unterhalb der Resonanzfrequenz hat die Eingangsimpedanz eine kapazitive Widerstandskomponente. Im Frequenzbereich nur wenig oberhalb der Resonanzfrequenz hat die Eingangsimpedanz eine induktive Widerstandskomponente. In jedem Fall ist die Spannung über die Erregerelektroden hinsichtlich des durch den Kristall fließenden Stroms phasenversetzt. Ein solcher Phasenversatz beeinträchtigt den Wirkungsgrad der Erregerschaltung. Dies trifft selbst dann zu, wenn die Erregerschaltung mehr für Schaltbetrieb als für einen weniger leistungsintensiven linearen Betrieb ausgelegt ist.
Bezüglich der in der Vergangenheit erfolgten Lösungsvorschläge wird auf die US-A-4 368 410 von Hance et al. und auf die US-A-4 708 127 von Abdelghani verwiesen.
Das Hance et al. erteilte Patent schlägt ein manuell abgestimmtes System vor, in welchem ein Colpitts-Oszillator eine manuell einstellbare Impedanz aufweist und in welchem Leuchtdioden (light emitting diodes - LED's) Anzeigen liefern, um eine Person bei der Einstellung der manuell einstellbaren Impedanz zu führen, um eine Frequenzeinstellung in der korrekten Richtung herbeizuführen, so daß der Colpitts-Oszillator unter bestimmten Schalldruckbedingungen bei der Resonanzfrequenz des Kristalls schwingt.
Das Abdelghani erteilte Patent schlägt ein System vor, welches einen Kristall mit drei Elektroden erfordert und bezüglich der elektrischen Verbindungen eine zusätzlich komplexe Beschaltung aufweist. Zwei der drei Elektroden des beschriebenen Kristalls sind Erregerelektroden, und die dritte ist eine Rückkopplungselektrode. Im einzelnen weist die Vorderseite des Kristalls eine kreisförmige, die Rückseite eine ringförmige Erregerelektrode auf, welche eine unbeschichtete, ringförmige Trennzone umgibt, die ihrerseits eine zentral angeordnete, kreisförmige Rückkopplungselektrode umgibt. Hinsichtlich der Funktionsweise gibt das Patent von Abdelghani an, daß die vordere Erregerelektrode geerdet ist (d.h. O V); an der hinteren Elektrode liegt ein hochfrequentes Steuersignal hoher Spannung; ein Rückkopplungssignal wird über die Rückkopplungselektrode und die geerdete Erregerelektrode generiert; und das Rückkopplungssignal hat eine Komponente mit einer Frequenz gleich der Resonanzfrequenz des Kristalls. In einer Steuereinheit des Systems befindet sich eine Schaltungsanordnung mit Hoch- und Tiefpaßfiltern, einer automatischen Verstärkungsregelungsschaltung (automatic gain control - AGC) und einem Oszillator, welcher sich auf eine Resonanzfrequenzkomponente aufkoppelt.
Bezüglich der Herstellung elektrischer Verbindungen zwischen der Steuereinheit und dem Kristall gibt das Patent von Abdelghani allgemein an, daß eine bestimmte Art von Kabel vorgesehen ist, enthält jedoch keine Angaben, welcher Typ von Abschirmung, falls vorhanden, bereitgestellt ist. Eine Abschirmung könnte durch Zuhilfenahme von zwei Koaxialkabeln erfolgen, wobei der Mittelleiter des einen das Hochspannungs- Steuersignal und der Mittelleiter des anderen das Rückkopplungssignal führt, und deren jeweilige Abschirmung geerdet ist. Das Patent von Abdelghani beschreibt eine elektrisch leitende angrenzende Struktur zur Herstellung eines im wesentlichen elastischen Einpunkt-Kontaktes mit der Rückkopplungselektrode. Die mit diesem Einpunkt-Kontakt zusammenhängenden Nachteile werden offensichtlich, wenn man die Amplitude der Kristallschwingung im Kontaktpunkt, die unerwünschte Störung des Schwingungsmusters durch den in diesem Punkt aufgebrachten Druck und die Notwendigkeit für eine elastische Druckbeaufschlagung, um während der Kristallschwingung den ständigen Kontakt sicherzustellen, berücksichtigt.
In Patent Abstracts of Japan, Bd. 7, Nr. 174 (E-190)(1319), 2-8-1983 und JP-A-58/79.399 wird ein Ultraschall-Oszillatorsystem beschrieben, in welchem ein Steuermechanismus vorgesehen ist, der die Schwingungsfrequenz in einem Bereich um eine Resonanzfrequenz variiert, bis eine maximale Signalamplitude erkannt wird. Um dies zu erreichen, erfordert das System eine zusätzliche Elektrode, um ein Signal vom Ultraschallwandler für die Verwendung in einer Rückkopplungsschleife aufzunehmen.
Wie die obige Hintergrundinformation zeigt, besteht ein erheblicher Bedarf an einem verbesserten System und Verfahren, um die obenbeschriebenen Probleme und Nachteile zu überwinden.
Diese Erfindung stellt ein neues und vorteilhaftes System und Verfahren zur automatischen Abstimmung bereit, ohne komplexe Elemente oder Vorgänge und die obenbeschriebenen mit einem speziell konzipierten Kristall zusammenhängenden Nachteile einzuführen.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird ein System zum Aufbringen von Ultraschallenergie zur Behandlung von menschlichem Gewebe bereitgestellt, welches folgendes umfaßt:
einen Wandler zum Aufbringen von Ultraschallenergie mit Erregerelektroden, einen Leistungsverstärker, welcher auf ein Schwingungssignal anspricht, um elektrische Spannung über einen Anschluß der Erregerelektroden an den Wandler zu liefern, wobei der Wandler und der Leistungsverstärker jeweils eine Charakteristik für den Energiewandlungswirkungsgrad aufweisen, welche eine Funktion der Frequenz des Schwingungssignals und einer akustischen Last bzw. eines auf den Wandler wirkenden Schalldrucks ist, einen Oszillator mit veränderlicher Frequenz, welcher mit einer durch ein Eingangs-Frequenzsteuersignal bestimmten Frequenz schwingt und das Schwingungssignal an den Leistungsverstärker liefert, wobei das System einen Steuermechanismus zur Anderung zur Änderung des Frequenzsteuersignals enthält, so daß sich die Frequenz des Oszillatorausgangs während eines Abtastintervalls in einem Bereich um die Resonanzfrequenz ändert, wobei der Steuermechanismus einen Zeitgeber, welcher abwechselnd Abtast- und Haltezeitintervalle definiert, einen Spitzenwertdetektor, welcher einen Spitzenwert eines die Leistungsabgabe des Leistungsverstärkers und die entsprechende Frequenz des frequenzsteuersignals anzeigenden Parameters erkennt, einen Generator, welcher das Frequenzsteuersignal als Reaktion auf den erkannten Parameterwert bereitstellt und das Frequenzsteuersignal innerhalb des Bereichs variiert, und einen Signalspeicher zum Halten des Frequenzsteuersignals auf der dem Spitzenwert entsprechenden Frequenz während des anschließenden Halteintervalls, so daß der Wandler und der Leistungsverstärker im wesentlichen mit dem Spitzenleistungswandlungs-Wirkungsgrad arbeiten, enthält, dadurch gekennzeichnet, daß der Leistungsverstärker die elektrische Spannung an einem ersten Ausgang und ein den Strom repräsentierendes Signal an einem zweiten Ausgang bereitstellt, welche die Stärke des an den Wandler gelieferten Stroms darstellt, wobei das den Strom repräsentierende Signal mit dem Spitzenwertdetektor gekoppelt ist und den die Leistungsabgabe anzeigenden Parameter bildet.
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird des weiteren ein Verfahren zur automatischen Optimierung der von einem Wandler auf einen menschlichen Körper, während der Wandler an den menschlichen Körper angelegt und über diesen bewegt und während der Wandler mit einem Ultraschallfrequenz-Erregersignal von einem Ultraschall-Signal generator gespeist wird, aufgebrachten Ultraschallfrequenzenergie bereitgestellt, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:
Einstellen der Frequenz des vom Ultraschall-Signalgenerator an den Wandler gelegten Ultraschallfrequenz-Erregersignals; Abtasten der Frequenz des vom Ultraschall-Signalgenerator an den Wandler gelegten Ultraschallfrequenz-Erregersignals in zeitlich wiederkehrenden Intervallen durch eine Folge von Frequenzen um die Resonanzfrequenz; Überwachen des an den Wandler gelegten Erregersignals, während die Frequenz auf eine maximale Größe eines Signalkennwerts abgetastet wird; und Rücksetzen der Frequenz des vom Ultraschall-Signalgenerator an den Wandler gelegten Ultraschallfrequenz-Erregersignals im wesentlichen auf die Frequenz, welche die maximale Größe des Signalkennwerts verursacht, bis zum nächsten wiederkehrenden Intervall, dadurch gekennzeichnet, daß ein Leistungsverstärker vorgesehen ist, welcher eine elektrische Spannung an einem ersten Ausgang zur Speisung des Wandlers und ein den Strom repräsentierendes Signal an einem zweiten Ausgang erzeugt, welches die Stärke des an den Wandler gelieferten Stroms darstellt, wobei das den Strom repräsentierende Signal die Charakteristik bildet, die auf einen Maximalwert abgetastet wird.
Nunmehr werden Systeme zur Lieferung von Ultraschallenergie, welche die vorliegende Erfindung verwirklichen, beispielhaft unter Bezugnahme auf die beiliegenden schematischen Zeichnungen beschrieben; es zeigen:
Fig. 1 ein Gesamt-Blockschema der derzeit bevorzugten Ausführungsform, welche ein dieser Erfindung entsprechendes System verwirklicht;
Fig. 2 eine Draufsicht der Rückseite eines zur Verwendung in der bevorzugten Ausführungsform geeigneten Kristalls;
Fig. 3 einen Aufriß entlang der Linie 3-3 in der Fig. 2;
Fig. 4 eine vergrößerte, abgebrochene Schnittansicht entlang der Linie 4-4 der Fig. 2;
Fig. 5 ein Schaltschema einer Ersatzschaltung für einen Kristall und einen Impedanzanpaß-Transformator, welcher zwischen dem Kristall und der Koaxialverkabelung eingeschaltet ist, welche bei der bevorzugten Ausführungsform zur Verbindung des Ultraschallenergie-Applikators mit einem Hochfrequenz-Leistungstreiber dient;
Fig. 6 ein Blockschema der Schaltung zur Implementierung des in der bevorzugten Ausführungsform verwendeten Hochfrequenz- Leistungstreibers;
Fig. 7 ein Blockschema einer rückkopplungsgesteuerten geschalteten Spannungsversorgungsschaltung zur Lieferung einer variablen Versorgungs-Gleichspannung an den in der bevorzugten Ausführungsform verwendeten Hochfrequenz-Leistungstreiber;
Fig. 8 ein Blockschema der Schaltung zur Implementierung einer manuell betätigten Intensitätssteuerung und der zugehörigen in der bevorzugten Ausführungsform verwendeten analogen Multiplexschaltung;
Fig. 9 ein Blockschema der Schaltung zur Implementierung eines spannungsgesteuerten Oszillators (voltage controlled oscillator - VCO) und eines zugehörigen in der bevorzugten Ausführungsform verwendeten Mittenfrequenzwählers;
Fig. 10 ein Flußdiagramm der an einer Gesamtfrequenz-Abtastoperation beteiligten Operationen, welche sowohl eine Grobals auch eine feinabstimmung beinhalten;
Fig. 11 ein Zeitdiagramm der Gesamtfrequenz-Abtastoperation gemäß Fig. 10;
Fig. 12 ein Flußdiagramm der Operationen einer in der bevorzugten Ausführungsform ausgeführten Routine (welche als ANALYZE bezeichnet wird); und
Fig. 13 eine Flußdiagramm der Operationen einer anderen in der bevorzugten Ausführungsform ausgeführten Routine (welche als SCANBKWD bezeichnet wird).
Wie aus dem Gesamt-Blockschema der Fig. 1 zu ersehen ist, wird ein Hand-Applikator allgemein als 1 bezeichnet. Vorzugsweise hat der Applikator 1 die in dem obengenannten parallel angemeldeten und gemeinsam erteilten Patent beschriebene Konstruktion und umfaßt u.a. einen Griffabschnitt 1H und einen Wandlergehäuseabschnitt 1T am vorderen oder Kopfende des Griffabschnitts 1H. Der Griffabschnitt 1H umfaßt einen elektrisch geerdeten Metallkern (vorzugsweise als Aluminium) mit einem Innenkanal, welcher sich vom hinteren Ende bis zu einer Aufnahme oder einer Vertiefung mit Innengewinde am vorderen Ende erstreckt, und ein Außengehäuse aus Kunststoff. Der Wandlergehäuseabschnitt 1T umfaßt ein elektrisch leitendes schalenförmiges Element, welches mit einem Außengewinde ausgeführt ist, um in die Aufnahme mit Innengewinde zu passen.
Der Applikator 1 enthält ein Koaxialkabel 1C, welches in einem mehrpoligen Stecker 1M mündet, der in eine Paßbuchse 2 einer Steuereinheit gesteckt wird. Ein wünschenswertes, jedoch nicht zwingend erforderliches Merkmal eines Applikators sieht die Bereitstellung einer Einrichtung zur Definition eines digital codierten Wandlerauswahlsignals vor.
Das bedeutet, daß dieselbe Steuereinheit mit jedem von mehreren verschiedenen austauschbaren Applikatoren verwendet werden kann, von denen jeder einen unterschiedlichen Kristall mit einer für die jeweiligen Behandlungstypen geeigneten Charakteristik enthalten kann. Die Fig. 1 zeigt einen dreiadrigen Bus 3, welcher sich aus der Buchse 2 zur Verwendung in einer dieses wünschenswerte Merkmal enthaltenden Ausführungsform erstreckt. Der Bus 3 sorgt für die Führung des digital codierten Wandlerauswahlsignals, welches Informationen enthält, ob ein Applikator mit der Steuereinheit verbunden ist, und falls ja, welcher Typ.
Ein Mikrocomputer 5 empfängt das Wandlerauswahlsignal sowie zahlreiche andere nachstehend beschriebene Signale, um verschiedene nachstehend beschriebene Verarbeitungsoperationen auszuführen.
Vorteilhafterweise handelt es sich bei dem Mikrocomputer 5 um einen Ein-Chip-Mikrocomputer, welcher von verschiedenen Firmen unter der Bezeichnung MC687705R hergestellt und verkauft wird und in einem Buch mit dem Titel "Single-Chip Microcomputer Data" beschrieben wird, das von Motorola, Inc., 1984 veröffentlicht wurde. Dieser Ein-Chip-Mikrocomputer enthält einen Befehlsprozessor mit einem standardisierten Befehlsrepertoire, welches mit anderen Mikroprozessor-Befehlsprozessoren der M6800-Familie kompatibel ist, einen durch Brennen programmierbaren Festwertspeicher (programmable read-only memory - PROM), einen RAM-Speicher, zahlreiche E/A-Komponenten, einen Analog-/Digitalwandler (A/D), ein auf dem Chip integrierter Taktgeber und eine programmierbare Zeitgeberschaltung. Dieser geeignete Ein-Chip-Mikrocomputer wird in einem Gehäuse mit 40 Stiften (nicht einzeln dargestellt) geliefert, welche den E/A-Leitungen der Ports A, B und C sowie Interrupts zugeordnet sind, wie dies in der veröffentlichten Literatur für diesen Mikrocomputer angegeben ist. Die Adern des Busses 3 sind mit den in der so veröffentlichten Literatur als INT, PD6/INT2 und PD7 bezeichnet.
Ein Koaxialkabel 7 in der Steuereinheit ist mit der Buchse 2 verbunden. Das Koaxialkabel 7 hat einen Mittelleiter, einen geerdeten Abschirmleiter und einen Isolierschlauch. Ist der Stecker 1M in die Buchse 2 gesteckt, so ist der Mittelleiter des Koaxialkabels 7 mit dem Mittelleiter des Koaxialkabels 1C und der geerdete Abschirmleiter des Koaxialkabels 7 mit dem Abschirmleiter des Koaxialkabels 1C verbunden und erdet diesen.
Innerhalb des Steckers 1M ist mindestens ein Stift aus einem Satz von drei Stiften des Steckers 1M elektrisch (mittels einer Kurzschlußbrücke) mit dem Abschirmleiter des Koaxialkabels 1C verbunden, so daß mindestens einer aus dem Satz von drei Stiften ebenfalls geerdet ist, während der Stecker 1M in der Buchse 2 sitzt. Jeder der drei Leiter des Busses 3 ist über die Buchse 2 mit einem entsprechenden der drei Stifte verbunden, so daß mindestens einer der Leiter des Busses 3 geerdet ist, während der Stecker 1M in der Buchse 2 sitzt. Das Fehlen einer Erdung eines der Leiter des Busses 3 stellt einen Zustand dar, in dem kein Applikator mit der Steuereinheit verbunden ist. Die Verwendung ausgewählter Kurzschlußbrücken bietet einen Code hinsichtlich des an der Steuereinheit angeschlossenen Typs von Applikator dar.
Ein Ende des Mittelleiters des Koaxialkabels 7 ist mit einem Spannungsausgangsanschluß 9 eines Hochfrequenz-Leistungstreibers 11 verbunden, welcher außerdem einen analogen Ausgangsanschluß 13 für ein einen Strom repräsentierendes Signal und zwei Eingangsanschlüsse 15 und 17 aufweist. Das am Anschluß 13 definierte einen Strom repräsentierende Signal wird von einem Verstärker 19 verstärkt, um für den Mikrocomputer 5 ein Analogsignal bereitzustellen. Der interne A/D- Wandler im Mikrocomputer 5 spricht auf dieses Analogsignal an.
Der Eingangsanschluß 15 des Hochfrequenz-Leistungstreibers 11 ist zum Empfang eines Schwingungssignals (OS2) von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 23, und der Eingangsanschluß 17 ist zum Empfang einer variablen Versorgungsgleichspannung von einer rückkopplungsgesteuerten geschalteten Spannungsversorgung 25 geschaltet. Eine Komparatorschaltungsanordnung 27 bildet Bestandteil einer Rückkopplungsschleife zur Steuerung der Größe der variablen Versorgungsspannung.
Hinsichtlich der Spannungsquelle enthält die Steuereinheit eine herkömmliche Gleichspannungsversorgungsschaltung 29 zum Gleichrichtung der Wechselspannung von 110 V und zur Filterung etc., um +5 V (geregelt), +12 V (geregelt) und +40 V (ungeregelt) zu erzeugen. Die ungeregelte Versorgungsspannung von +40 V dient zum Schalten der Spannungsversorgung 25; die geregelten Versorgungsspannungen beliefern verschiedene integrierte Schaltungen in der Steuereinheit.
Wie oben angegeben, enthält der Mikrocomputer 5 eine programmierbare Zeitgeberschaltung; diese beinhaltet einen internen 8-Bit-Zeitgeber, welcher auf dem auf dem Chip befindlichen Taktgeber anspricht, um zyklisch bestimmte Zeitintervalle zu liefern. Wie in der bevorzugten Ausführungsform verwendet, sorgt diese interne Schaltung des Mikrocomputers 5 für abwechselnde Abtast- und Haltezeitintervalle. Einmal pro Sekunde tritt ein Abtastzeitintervall mit einer Dauer von ca. 25 ms ein, auf welches ein Halteintervall mit einer Dauer von ca. 975 ms folgt. Wie nachstehend ausführlicher erläutert wird, erfolgt während eines jeden solchen ca. 25 ms langen Abtastintervall eine Feinabstimmungs-Frequenzabtastoperation. Jede solche Feinabstimmungs-Frequenzabtastoperation resultiert in der Aufzeichnung eines Wertes, welcher während des nachfolgenden Haltezeitintervalls gehalten wird und dazu dient, die Frequenz des vom VCO 23 erzeugten Signals CS2 während des Halteintervalls im wesentlichen konstant zu halten. Weiterhin wird das Abtastzeitintervall einmal pro Minute definiert, um eine längere Dauer für die Durchführung einer Grobabstimmungs-Frequenzabtastoperation unmittelbar vor der Feinabstimmungs-Frequenzabtastoperation bereitzustellen.
Ein Mehrbitbus 31 verbindet den Mikrocomputer 5 mit einem Digital/Analogwandler (DAC) 33, welcher ein Signal Vif zur Steuerung der Betriebsfrequenz des VCO 23 bereitstellt. Geeigneterweise wird der DAC 33 durch eine integrierte Schaltung implementiert, welche von verschiedenen Firmen unter der Bezeichnung AD558 hergestellt und verkauft wird. Acht der von dem Bus 31 übertragenen Bits sind an den Stiften des Port B des Mikrocomputers 5 definierte Datenbits; zwei weitere Bits sind an zwei der Stifte des Port A des Mikrocomputers 5 definierte Steuerbits, welche für die Ausführung der herkömmlichen Chip-Freigabe- und Chip-Auswahlfunktionen sorgen. Der DAC 33 enthält Signalspeicherschaltungen, welche das vom Mikrocomputer 5 über den Bus 31 an sie geschickte Signal Vif kopieren und halten.
Die Mittenfrequenz des VCO 23 wird automatisch in Abhängigkeit davon gewählt, ob ein 1 MHz-Kristall oder ein 3 MHz-Kristall verwendet wird. Wie nachstehend detaillierter erläutert wird, enthält der Hochfrequenz-Leistungstreiber 11 eine Flipflop-Schaltung zum Dividieren der VCO-Frequenz durch 2; dementsprechend beträgt die Nenn- oder Mittenfrequenz des vom VCO 23 gelieferten Schwingungssignals (OS2) 2 MHz oder 6 MHz, je nachdem, welcher Kristall verwendet wird. Eine zum VCO 23 gehörige Schaltung 35 für die Implementierung der Auswahlfunktion wird durch ein 1 Bit breites Steuersignal CS gesteuert, welches der Mikrocomputer 5 an einem seiner Stifte des Port C bereitstellt.
Viele Ärzte und anderes medizinisches Personal wünschen Flexibilität bei der Wahl zahlreicher Betriebsarten und verschiedener Niveaus der abgegebenen Ultraschallenergie. Demzufolge enthält die Steuereinheit eine Steuertafel mit mehreren Folienschaltern, welche allgemein mit 37 gekennzeichnet ist.
Ein sechs Bit breiter Decodierbus 39 und eine vier Bit breiter Decodierbus 41 gehören zu den Folienschaltern der Steuertafel 37 und kommunizieren mit dem Mikrocomputer 5. Der Decodierbus 39 kommuniziert auf herkömmliche Weise über ein Schieberegister 43 mit dem Mikrocomputer 5, um den Status der Folienschalter abzutasten.
Des weiteren enthält die Steuereinheit eine Einrichtung zur Bereitstellung einer Anzeige. Die Anzeigeeinrichtung enthält einen herkömmlichen Anzeigedecodierer 45, welcher auf einen Ausgang des Mikrocomputers 5 anspricht und eine Energieniveau-Anzeige 47, eine Zeitanzeige 49 und eine Statusanzeige 51 steuert. Geeigneterweise wird der Anzeigedecodierer 45 von einer integrierten Schaltung implementiert, welche von verschiedenen Firmen unter der Bezeichnung IMC7218B hergestellt und verkauft wird. Die Energieniveau-Anzeige 47 umfaßt drei herkömmliche 8-Segment-Ziffernanzeigeelemente und liefert eine dreistellige Anzeige hinsichtlich des verwendeten Ultraschallenergieniveaus. Die zeitanzeige 49 umfaßt vier herkömmliche 8-Segment-Ziffernanzeigeelemente und liefert eine vierstellige Anzeige hinsichtlich der Behandlungszeit. Die Statusanzeige 51 umfaßt sieben herkömmliche Leuchtdioden, von denen jede eine individuelle Anzeige bezüglich verschiedener Statusangaben, z.B. ob eine Dauerstrich- oder Pulsbetriebsart gewählt worden ist und dergleichen mehr.
Hinsichtlich des Niveaus der aufzubringenden Ultraschallenergie enthält die Steuereinheit einen manuell betätigten Intensitätsregler 53, welcher in geeigneter Weise durch eine herkömmliche Potentiometerschaltungsanordnung verwirklicht wird und zu einer analogen Multiplexschaltung 55 gehört. Unter der Steuerung des Mikrocomputers 5 übergibt die Multiplexschaltung 55 ein aus einer Gruppe von analogen Signalen gewähltes Signal als ein Eingangssignal Vip, welches von einem Leiter 56 zu einem Eingangsanschluß 57 einer Komparatorschaltungsanordnung 27 und an einen Anschluß des Mikrocomputers 5 gelegt wird. Ein Signal aus dieser Gruppe analoger Signale hat einen vom Intensitätsregler 53 unabhängigen vorgegebenen Wert, um ein niedrigeres Spannungsniveau zu bewirken, das während einer Abtastoperation zu verwenden ist. Jedes der übrigen Analogsignale dieser Gruppe wird durch die manuelle Einstellung des Intensitätsreglers 53 gesteuert. Der Mikrocomputer 5 wählt eines der übrigen Analogsignale während der Halteoperation, wobei das gewählte Signal davon abhängt, welcher Applikator an der Steuereinheit angeschlossen ist. Ein drei Bit breiter Bus 59 überträgt die digitalen Auswahlsignale vom Mikrocomputer 5 an die Multiplexschaltung 55.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 2-4 werden nunmehr Merkmale eine repräsentativen Kristallwandlers 61 beschrieben, welcher in der bevorzugten Ausführungsform verwendet werden kann. Der Kristallwandler 61 umfaßt einen Bariumtitanatkristall 63, welcher im wesentlichen scheibenförmig ist, einen Durchmesser von 10 cm und vordere und hintere kreisförmige Flächen hat. Auf der hinteren Fläche ist, wie dies am besten aus der Fig. 2 zu ersehen ist, eine Erregerelektrode 65 durch eine relativ dünne, ebene Silberbeschichtung definiert, welche geeigneterweise im Siebdruck auf die Kristallfläche aufgebracht wird. Die Erregerelektrode 65 dient als die Hochspannungs-Erregerelektrode, und eine Erregerelektrode 67, welche als die masseseitige Erregerelektrode dient.
Die Erregerelektrode 67 ist becherförmig und enthält einen dünnen, ebenen, kreisförmigen Abschnitt 71, welcher die gesamte vordere Fläche des Kristalls 63 bedeckt, sowie einen zylindrischen Abschnitt 73, welcher den Umfang des Kristalls 63 bedeckt. Die Erregerelektrode 67 ist vorteilhafterweise ebenfalls durch Siebdruck aufgebracht. Wahlweise kann die vordere Erregerelektrode nur durch zylindrisches Beschichten definiert werden. In jedem Fall enthält der Kristall 63 eine Isolierbeschichtung 75 aus kobaltblauem Glas. Die Beschichtung 75 bedeckt die gesamte vordere Fläche und einen Abschnitt des Umfangs. Entsprechend geeigneter herkömmlicher Verfahren werden die Silberbeschichtungen im Siebdruck aufgebracht, danach erfolgt ein Einbrennzyklus, dann werden Fritteglaspartikel aufgebracht und anschließend erfolgen zwei aufeinanderfolgende Einbrennzyklen.
Nunmehr sei auf die Fig. 5 verwiesen, welche eine Ersatzschaltung 80 für den Kristall zeigt, die zwei parallel Zweige zwischen der Hochspannungs-Erregerelektrode 65 und der masseseitigen Erregerelektrode 67 enthält. Einer der parallelen Zweige umfaßt - in Reihe geschaltet - eine äquivalente Induktivität 81, eine äquivalente Kapazität 83 und einen äquivalenten Widerstand 85. Der andere parallele Zweig umfaßt einen äquivalente Parallelkapazität 87.
Der Widerstandswert des äquivalenten Widerstands 85 hängt von dem auf den Kristall einwirkenden Schalldruck ab. In einem theoretischen Fall, in dem der Wert des äquivalenten Widerstands 85 mit Null angenommen wird, ist die Resonanzfrequenz des Kristalls diejenige Frequenz, bei der die Größe des induktiven Widerstands der äquivalenten Induktivität 81 gleich ist der Größe des kapazitiven Widerstands der äquivalenten Kapazität 83. In einem solchen theoretischen Fall wäre die Eingangsimpedanz des Kristalls bei Resonanzfrequenz 0 Ω. Der Kristall hat auch eine Anti-Resonanzfrequenz, d.h. eine Frequenz, bei seine Eingangsimpedanz auf dem Maximum liegt. Die Anti-Resonanzfrequenz hat ein höheres Spektrum als die Resonanzfrequenz.
Änderungen des Schalldrucks, die einen Anstieg des Widerstandswertes des äquivalenten Widerstands 85 bewirken, führen zu einer Verringerung der Resonanzfrequenz und zu einem Anstieg der Mindesteingangsimpedanz (d.h. der Eingangsimpedanz bei Resonanz). Repräsentative beispielhafte Werte sind 22 Ω Eingangsimpedanz bei Resonanz unter der Bedingung von 2% Luftkopplung und 28 Ω Eingangsimpedanz bei Resonanz unter der Bedingung von 30% Luftkopplung. Diese Werte sind beispielhaft für einen 10 cm, 1 MHz-Kristall. Andere Absolutwerte gelten für andere Kristalle, z.B. einen 10 cm 3 MHz-Kristall, die prozentuale Änderung der Eingangsimpedanz ist jedoch sehr ähnlich.
Wie ebenfalls in der Fig. 5 dargestellt, ist ein Anpaß-Transformator 91 zwischen die Erregerelektroden und ein Koaxialkabel 1C gekoppelt. Der Anpaß-Transformator 91 ist ein Autotransformator mit einer Wicklung 93 und einer Wicklung 95. In einer Ausführungsform weist die Wicklung 93 13 Windungen und die Wicklung 95 23 Windungen auf. Der Anpaß-Transformator 91 enthält einen ringförmigen Kern aus Ferritmaterial mit einer weiten Bandbreite, so daß seine magnetische Permeabilität über einen Frequenzbereich bis zu etwa 10 MHz im wesentlichen konstant ist. Ein solches geeignetes Ferritmaterial wird unter der Bezeichnung 4C4 von Ferroxcube Linear Materials and Components hergestellt und verkauft.
Durch die Wahl einer geeigneten Windungsanzahl der Wicklungen 93 und 95 entsprechend bekannter Impedanzanpaßverfahren, ist es möglich, die an Knoten 97 und 99 vorliegende Eingangsimpedanz unabhängig von dem bestimmten verwendeten Kristall, ob 1 MHz oder 3 MHz, zu standardisieren. Eine geeignete Standard-Eingangsimpdeanz hat einen Nennwert von 50 Ω (d.h. bei Resonanz für einen typischen Schalldruck).
In der bevorzugten Ausführungsform ist der Anpaß-Transformator 91 auf einer relativ kleinen kreisförmigen Platine in der Ausnehmung am Ende des Griffabschnitts 1H angebracht, und das Koaxialkabel 1C verläuft durch den Kanal innerhalb des Kerns des Griffabschnitts 1H. Der Mittelleiter des Koaxialkabels 1C ist mit dem Knoten 97 verbunden. Der am Knotenpunkt der Wicklungen 93 und 95 definierte gemeinsame Knoten ist vorzugsweise über eine Wellenscheibe, wie in der obenerwähnten Parallelanmeldung beschrieben, mit der hinteren Kristall- Erregerelektrode verbunden. Der geerdete Abschirmleiter des Koaxialkabels 1C ist mit dem Knoten 99 verbunden. Die vordere Erregerelektrode ist geerdet, da Metall-Metallkontakte sicherstellen, daß das schalenförmige elektrisch leitende Element des Wandlergehäuses 1T, der elektrisch leitende Kern des Griffabschnitts 1H und der Knoten 99 alle auf dem Massepotential gehalten werden.
Nunmehr wird unter Bezugnahme auf die Fig. 6 die Schaltung für den Hochfrequenz-Leistungstreiber 11 beschrieben. Ein seinem ersten Eingangsanschluß 15 empfängt der Hochfrequenz-Leistungstreiber 11 das Schwingungssignal (OS2). An seinem zweiten Eingangsanschluß 17 empfängt der Hochfrequenz-Leistungstreiber 11 eine rückkopplungsgesteuerte variable Versorgungsspannung Vvs von der geschalteten Spannungsversorgung 25 (Fig. 1). An seinem ersten Ausgangsanschluß 9 stellt der Hochfrequenz-Leistungstreiber 11 das elektrische Treibersignal bereit, welches über den Mittelleiter des Koaxialkabels 7 an den Anpaß-Transformator 91 (Fig. 5) gelegt wird. An seinem zweiten Ausgangsanschluß 13 stellt der Hochfrequenz- Leistungstreiber 11 das Stromabfragesignal bereit, welches vom Verstärker 19 (Fig. 1) verstärkt und an den Mikrocomputer 5 für dessen interen A/D-Wandler geliefert wird, um ein digital codiertes, einen Strom repräsentierendes Signal zu erzeugen, welches die Stärke des durch den Kristall fließenden Stroms darstellt.
Eine integrierte Schmitt-Trigger-Schaltung 101 spricht auf das Schwingungssignal am Eingangsanschluß 15 an und legt ein Ansteuersignal an den Takteingang eines D-Flipflop 103. Der Q-Ausgang des D-Flipflop 103 ist mit seinem D-Eingang gekoppelt, so daß jedes der an den Q- und Q-Ausgängen des Flipflop 103 erzeugten komplementären Signale OS und DS mit der halben Frequenz des am Eingangsanschluß 15 bereitgestellten Schwingungssignals (OS2) schwingt.
Der Ausgang Q des Flipflop 103 ist inmittelbar mit einem Eingang einer integrierten Schmitt-Trigger-Schaltung 105 und mit dem anderen Eingang über einen Widerstand 107 gekoppelt, welcher zusammen mit einem Kondensator 109 eine R-C-Verzögerungsschaltung bildet. Geeignete Werte für den Widerstand 107 und den Kondensator 109 sind 1 kΩ bzw. 33 pF. Das Ausgangssignal des Schmitt-Triggers 105 ist generell ein Rechteckwellensignal, bei welchem jeder negative Halbzyklus eine geringfügig kürzere Dauer hat als der nachfolgende positive Halbzyklus.
Eine Differenzierschaltung, welche eine Kondensator 111 und einen Widerstand 113 umfaßt, spricht auf das vom Schmitt-Trigger 105 erzeugte Signal an und liefert Impulse an einen Inverter 115. Mit jeder negativen Flanke des vom Schmitt-Trigger 105 erzeugten generellen Rechteckwellensignals liefert der Inverter 115 einen positiven Impuls an einen Feldeffekttransistor (FET) 117.
Die Schaltung zur Kopplung des Signals vom Ausgang Q des Flipflop 103 mit dem FET 117 ist identisch mit der Schaltung zur Kopplung des vom Ausgang Q des Flipflop 103 erzeugten Signals mit einem FET 119.
Die Drainelektrode des FET 117 ist mit einem Ende einer Primärwicklung mit Mittenabgriff eines Transformators 121 verbunden; die Drainelektrode des FET 119 ist mit dem gegenüberliegenden Ende der Primärwicklung verbunden. Eine einen Widerstand 123 und einen Kondensator 125 umfassende R-C-Schaltung ist über die Primärwicklung, und ein Kondensator 127 ist über die Sekundärwicklung angeschlossen. Geeignete Werte für diese Komponenten sind 91 Ω für den Widerstand 123; 82 pF für den Kondensator 125 und 390 pF für den Kondensator 127; diese geeignete Werte reduzieren die Größen der harmonischen Komponenten, so daß das Signal, welches die Sekundärwicklung des Transformators 121 am Anschluß 9 bereitstellt, im wesentlichen sinusoidal ist.
Die Source-Elektrode des FET 117 und die Souce-Elektrode des FET 119 sind jeweils mit dem Anschluß 13 gekoppelt.
Drei Widerstände mit einem Widerstandswert von jeweils 1 Ω und einer Verlustleistung von 1 W sind parallel zueinander, wie allgemein mit 131 gekennzeichnet, und parallel zu einem Kondensator 133 geschaltet, um ein Analogsignal am Anschluß 13 bereitzustellen, welches die Größe des an den Kristall gelieferten Stroms repräsentiert. Diese Größe hängt von der Größe der variablen Versorgungsgleichspannung ab, welche über den Anschluß 17 an den Mittenabgriff der Primärwicklung des Transformators 121 geliefert wird, sowie von der Beziehung zwischen der Frequenz des Treibersignals am Anschluß 9 und der Resonanzfrequenz des Kristalls.
Gemeinsam haben der Hochfrequenz-Leistungstreiber 11, der Impedanzanpaßtransformator 91 und der Kristallwandler 61 eine Charakteristik des Energiewandlungswirkungsgrades, welche eine Funktion der Frequenz des Schwingungssignals OS und des auf den Kristallwandler 61 wirkenden Schalldrucks ist. Die Erzielung eines hohen Wirkungsgrades ist wichtig. In einem gegebenen Fall ist es wünschenswert, einem Patienten eine Energie von ca. 20 W zuzuführen. Ist die Frequenz des mit dem Kristallwandler 61 gekoppelten elektrischen Treibersignals gleich der Resonanzfrequenz, so befindet sich die Wechselspannung über den Kristallwandler in Phase mit dem ihn durchfließenden Wechselstrom; anderenfalls besteht zwischen ihnen ein Phasenversatz. Ein solcher Phasenversatz resultiert in einem unerwünschten Leistungsverlust des Hochfrequenz-Leistungstreibers 11. Diesbezüglich würde eine ideale Situation bedeuten, daß jeder der FET's 117 und 119 sofort von einer Impedanz von 0 Ω im eingeschalteten Zustand auf eine Leerlaufimpedanz im ausgeschalteten Zustand umschaltet. In einer solchen Idealsituation würde kein FET eine Verlustleistung aufweisen und sich nicht erhitzen. In der Praxis beträgt die Impedanz im leitenden Zustand eines FET etwa 0,3 Ω und ist während des Einschwingens sogar noch höher (d.h. der FET schaltet nicht sofort um). Bedingt durch diese praxisbedingten Werte kann der Energiewandlungswirkungsgrad im Betrieb außerhalb des Resonanzspitzenwertes Werte bis herab zu 20% bis 25% betragen. Durch Abstimmung des Schwingungssignals auf einen Betrieb mit Resonanzspitzenwert läßt sich ein Energiewandlungswirkungsgrad von ca. 50% erzielen.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 7 wird nunmehr eine Schaltung zur Bereitstellung der variablen Versorgungsspannung Vvs beschrieben. Die in der Fig. 7 dargestellte Schaltung implementier die geschaltete Stromversorgung 25 und die Komparatorschaltungsanordnung 27. Der Mikrocomputer 5 liefert das Spannungsfreigabesignal zum Ein- und Ausschalten der geschalteten Spannungsversorgung 25 während des Puls- Betriebsmodus. Geeigneterweise ist die Impulswiederholdauer 10 ms, während der die Spannung vorteilhafterweise für ein Intervall von 2 ms eingeschaltet und für ein Intervall von 8 ms ausgeschaltet ist. Ein Anschluß 147 empfängt das analoge Eingangssignal Vip. Unter der Auswahlsteuerung des Mikrocomputers 5 liefert die analoge Multiplexschaltung 55 (Fig. 1) das Signal Vip, um den Pegel der variablen Versorgungsgleichspannung zu bestimmen. Ein Anschluß 149 empfängt das Stromabtastsignal vom Hochfrequenz-Leistungstreiber 11. Übersteigt die Größe des Stromabtastsignals einen vorgegebenen Wert, so wird die geschaltete Spannungsversorgung 25 abgeschaltet. An einem Anschluß 151 stellt die geschaltete Spannungsversorgung 25 die variable Versorgungsgleichspannung bereit, welche an den Anschluß 17 des Hochfrequenz-Leistungstreibers 11 gelegt und, wie in der Fig. 7 dargestellt, über einen Leiter 153 zur Bildung einer Regel- oder Rückkopplungsschleife zurückgeschickt wird.
Innerhalb der Regelschleife befindet sich eine Filterschaltung, welche zwischen den Leiter 153 und den invertierenden Eingang einer integrierten Komparatorschaltung 155 eingeschaltet ist, welche ein logisches Steuersignal an eine integrierte Spannungsreglerschaltung 157 legt. Ein geeigneter Spannungsregler-Chip wird von verschiedenen Formen unter der Bezeichnung LM723CN hergestellt und verkauft.
Die obengenannte Filterschaltung umfaßt einen Induktor 161, einen Kondensator 163, einen Widerstand 165 und einen Kondensator 167. Ein Widerstand 169 und eine Diode 171 sind nach dem invertierenden Eingang des Komparators 155 in Reihe an Masse gelegt. Das Signal Vip wird durch ein Widerstandsteilernetzwerk an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators 155 gelegt. Das Widerstandsteilernetzwerk umfaßt einen Widerstand 173 und einen Widerstand 175.
Der Ausgang des Komparators 155 wird über einen Widerstand 177 an einen der Eingänge des Spannungsreglers 157 gelegt. Liegt der logische Pegel des am Ausgang des Komparators 155 generierten Signals auf "High", so liegt der logische Pegel des vom Spannungsregler 157 generierten Ausgangssignals auf "Low", wodurch ein Transistor 179 leitend wird.
Liegt der logische Pegel des am Ausgang des Komparators 155 generierten Signals auf "Low", so liegt der logische Pegel des vom Spannungsregler 157 generierten Ausgangssignals auf "High", wodurch der Transistor 179 abgeschaltet wird. Der Basisstrom für den Transistor 179 wird über einen Widerstand 181 geliefert. Ein Vorspannungswiderstand 183 ist zwischen den Emitter des Widerstands 179 und der +12 V-Spannungsversorgung eingeschaltet.
Während des leitenden Zustands des Transistors 179 liefert dieser den Basisstrom für einen Transistor 185, wodurch dieser für den Strom von der ungeregelten +40 V-Versorgung leitend wird. Der leitende Zustand des Transistors 185 bewirkt, daß ein Transistor 187 ebenfalls leitend wird, und die beiden Kollektoren sind verbunden, so daß sich die Kollektorströme dieser beiden Transistoren vereinigen. Eine Filterschaltung zwischen den gemeinsamen Kollektoren der Transistoren 185 und 87 ist an Masse gelegt. Diese Filterschaltung umfaßt einen Induktor 189, einen Kondensator 191 und einen Kondensator 193. Geeignete Werte dieser Filterschaltungskomponenten sind: 500 mH für den Induktor 189, 10 mF für den Kondensator 191 und 0,1 mF für den Kondensator 193. Eine Diode 195 ist mit ihrer Kathode mit den gemeinsamen Kollektoren der Transistoren 185 und 187 und mit ihrer Anode mit Masse gekoppelt. Die Diode verhindert das Auftreten negativer Impulsspitzen am gemeinsamen Kollektorpunkt.
Nunmehr wird unter Bezugnahme auf die Fig. 8 die Schaltung zur Implementierung des manuell betätigten Intensitätsreglers 53 und der analogen Multiplexschaltung 55 beschrieben.
Der manuell betätigte Intensitätsregler 55 enthält einen Widerstand 201, dessen eines Ende mit einer +12 V-Versorgung gekoppelt ist. Das gegenüberliegende Ende des Widerstands 201 ist mit einem Ende eines Potentiometers 203 gekoppelt. Das gegenüberliegende Ende des Potentiometers 203 ist geerdet. Der Ausgang des Intensitätsreglers 53 wird über fünf Widerstände an fünf entsprechende analoge Eingangsanschlüsse einer analogen integrierten Multiplexerschaltung 205 gelegt. Geeigneterweise wird der analoge Multiplexer 205 von einer von verschiedenen Firmen unter der Bezeichnung CD4051BM hergestellten und verkauften integrierten Schaltung implementiert. Ein sechster analoger Eingangsanschluß des analogen Multiplexers 205 ist mit einem Widerstandsteilernetzwerk gekoppelt, welches Widerstände 207 und 209 umfaßt. Das an diesem sechsten analogen Eingangsanschluß liegende Signal bestimmt den während einer Frequenzabtastoperation verwendeten niedrigen Spannungspegel. Digitale Auswahlsignale, die von dem drei Bit breiten Bus 59 übertragen werden, bestimmen, welches analoge Eingangssignal über den Leiter 56 als das Signal Vip übertragen wird.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 9 wird nunmehr die Schaltung zur Implementierung des VCO 23 und der zugehörigen Mittenfrequenzwahl schaltung 35 beschrieben.
Das Signal Vip wird über ein Widerstandsteilernetzwerk, welches Widerstände 211 und 213 umfaßt, an eine integrierte VCO-Schaltung 215 gelegt. Eine solche geeignete integrierte Schaltung wird von verschiedenen Firmen unter der Bezeichnung 74HC4046 hergestellt und verkauft. Der VCO-Chip 215 wird auf eine herkömmliche Weise mit den Abstimmkondensatoren und den Vorspannungswiderständen verbunden; einer seiner Ausgänge ist mit einem Eingang eine NAND-Gate 217 mit 3 Eingängen und ein anderer seiner Ausgänge mit dem Takteingang eines Flipflop 219 des D-Typs verbunden. Der Q-Ausgang des Flipflop 219 ist mit einem anderen Eingang des NAND-Gate 217 verbunden. Der dritte Eingang des NAND-Gate 217 empfängt das Signal CS vom Mikrocomputer 5.
Der Q-Ausgang des Flipflop 219 ist außerdem mit dem D-Eingang eines Flipflop 221 des D-Typs und mit einem Eingang eines NAD-Gate 223 mit 2 Eingängen gekoppelt. Der andere Eingang des NAND-Gate 223 ist mit dem Q-Ausgang des Flipflop 221 verbunden. Der Ausgang des NAND-Gate 223 ist mit dem D-Eingang des Flipflop 219 verbunden. Das Schwingungssignal (OS2) wird vom Q-Ausgang des Flipflop 219 erzeugt.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 10-13 werden nunmehr Operationen beschrieben, welche unter der Steuerung des Mikrocomputers 5 ausgeführt werden, um die Größe des Signals Vif, welches von Signal speichern im DAC 23 während eines Halteintervalls zu halten ist.
Die Fig. 10 zeigt in Form eines Flußdiagramms Operationen, welche bei der Abwicklung einer Routine zum Auffinden der Mittenfrequenz (CFLOCATE) ausgeführt werden. Die Fig. 11 zeigt in Form eines Zeitdiagramms, wie diese Operationen in einer Vorwärtsabtastung, gefolgt von einer Rückwärtsabtastung und anschließend einem Halteintervall resultieren. Während der Vorwärtsabtastung wird das Signal Vif gestuft, um eine ansteigende Treppenwellenform zu definieren. Während der Rückwärtsabtastung wird das Signal Vif gestuft, um eine absteigende Treppenwellenform zu definieren. Während des Halteintervalls wird das Signal Vif durch die Signalspeicherschaltungen im DAC 33 konstant gehalten.
Die Abwicklung der CFLOCATE-Routine beinhaltet das Aufrufen von und die Rückkehr zu mehreren Routinen, einschl. einer STEPVCO-, einer SHIFTAV-, einer ANALYZE-, einer FAVPEAK- und einer SCANBKWD-Routine.
Im Zuge der Abwicklung dieser Routinen verwendet der Mikrocomputer 5 Speicherplätze seines Speichers mit wahlfreiem Zugriff (RAM), um darin Datensätze zu halten, die hierin als Archiv- und mittlere Datensätze bezeichnet werden. Die Archivdatensätze werden in einer Archivtabelle und die mittleren Datensätze in einer Mittelwerttabelle gehalten. Jeder Archivdatensatz entspricht einem Rohdatenpunkt bezüglich der Größe des Stromabfragesignals entsprechend einer gegebenen Stufe der ansteigenden Treppe. Jeder mittlere Datensatz hat einen laufenden Mittelwert. In der bevorzugten Ausführungsform werden gleichzeitig acht Archivsätze in der Archivtabelle gehalten, wobei mit jeder Eingabe eines neuen Archivsatzes der älteste verworfen wird. Analog werden in einer Mittelwerttabelle acht mittlere Datensätze gehalten, wobei mit jeder Eingabe eines neuen mittleren Datensatzes der älteste verworfen wird. Somit besteht eine Eins-zu-Eins-Abbildung zwischen der Anzahl der Archivsätze und der Anzahl der mittleren Datensätze. Der Wert jedes mittleren Datensatzes ist das Mittel aus den Werten der entsprechenden Archivsätze und der sieben zuvor aufgezeichneten Archivsätze.
Im Zuge der Abwicklung dieser Routinen verwendet der Mikrocomputer 5 außerdem Flags für für die Flußsteuerung. Eines dieser Flags ist das Übertrags-Flag.
Wie aus der Fig. 10 ersichtlich ist, beginnt die CFLOCATE-Routine im Block 300. In diesem Block initialisiert der Mikrocomputer 5 die Archiv- und die Mittelwerttabelle sowie die zur Flußsteuerung verwendeten Flags.
Nachstehend sind geeignete Codes in Assemblersprache für den Initialisierungsblock 300 angegeben:
Bezüglich des obenangebenen JSR-Befehls erfordert dieser eine Routine zur niedrigen Spannungseinstellung (LOWPWRS). Nachstehend ist der geeignete Code in Assemblersprache für die LOWPWRS-Routine angegeben:
Nach den obigen Initialisierungsoperationen tritt der Fluß in eine Schleife 302 ein, welche die die Blöcke 304, 306, 308 und 310 umfaßt.
Nachstehend ist der geeignete Code in Assemblersprache für die STEPVCO-Routine von Block 304 angegeben:
Hinsichtlich des obigen JSR-Befehls, ruft dieser eine Analog-Digital- Wandlerroutine (ANALOGO) auf. Nachstehend ist der geeignete Code in Assemblersprache für die ANALOGO-Routine angegeben:
Nachstehend ist der geeignete Code in Assemblersprache für die SHIFTAV-Routine des Blocks 306 angegeben:
Bezüglich der ANALYZE-Routine von Block 308 wird auf die Fig. 12 mit einem detaillierteren Flußdiagramm verwiesen. Kurz gesagt besteht die Funktion der ANALYZE-Routine darin, auf Basis einer Analyse der gehaltenen Datensätze in der Mittelwerttabelle zu bestimmen, ob die in der fig. 11 dargestellte ansteigende Treppe die Resonanzfrequenz (bei der ein Spitzenwert des Stromabtastsignals vorliegt, was der optimalen Leistungsabgabe des Kristalls entspricht) durchlaufen hat.
Bei Auftragen des Stromabtastsignals über der Frequenz erhält man zahlreiche kleinere Spitzen, denen jeweils ein flacher Anstieg vorangeht. Es gibt eine Hauptspitze, der ein steiler Anstieg vorangeht, welche der Resonanzfrequenz entspricht. Die ANALYZE-Routine enthält einen Test, um zu bestimmen, ob die in der Mittelwerttabelle gehaltenen Datensätze auf einen hinreichend steilen Anstieg hindeuten und, falls ja, inkrementiert die Routine einen Zählwert (FSWPCNT).
Mit jedem Eintritt in die ANALYZE-Routine wird im Block 320 bestimmt, ob der FSWPCNT einen Schwellzählwert erreicht hat. Ein geeigneter Schwellzählwert ist fünf mal. Ist dieser Zählwert nicht erreicht worden, so geht der Fluß zu Block 322 weiter, um zu testen, ob genug Datensätze (acht in der bevorzugten Ausführungsform) eingetragen worden sind, um die Tabelle zu füllen. Ist dies der Fall, so wird das Übertrags-Flag gesetzt, wie in Block 324 angegeben. Andernfalls geht der Fluß zu Block 326 weiter, um zu bestimmen, ob die gehaltenen Datensätze einen hinreichend steilen Anstieg anzeigen. Ist dies nicht der Fall, so erfolgt unmittelbar der Block 324. Andernfalls geht der Fluß zu Block 328 weiter, in welchem FSWPCNT inkrementiert wird.
Nach der Bestimmung in Block 320, daß der Schwellzählwert erreicht worden ist, geht der Fluß zu Block 330 weiter. Ist der neueste Mittelwert kleiner als der älteste und hat es einen steilen Anstieg gegeben, so folgt daraus, daß ein Spitzenwert erkannt worden ist. Was den Test der Flußsteuerung betrifft, so handelt es sich dabei einfach um die Kontrolle des Ubertrags-Flag. Ist es gesetzt, so geht der Fluß zu Block 304 (Fig. 10) zurück; andernfalls wird die FAVPEAK-Routine, Block 312, aufgerufen.
Der geeignete Code in Assemblersprache für die ANALYZE- und FAVPEAK- Routinen ist nachstehend angegeben:
Nach der Festlegung des Startpunktes für die Feinabstiminung in Block 312, geht zur Fluß zur SCANBKWD-Routine, Block 314 (Fig. 10) weiter.
Wie aus der Fig. 13 ersichtlich ist, beginnt die SCANBKWO-Routine in Block 350, indem der FREQVCO-Wert abgerufen wird. Danach wird im Block 352 der VCO eingestellt und der Abtastpunkt gelesen. Danach tritt das Programm in eine Schleife ein. Während der Schleife 354 werden der optimale Spannungspegel und der entsprechende FREQVCO bestimmt, welche zum Setzen des Vde für den VCO 23 während des nachfolgenden Halteintervalls verwendet werden. Die Operationen der Schleife 354 werden bei dieser Ausführungsform 32 mal durchgeführt. Bei jedem Mal wird der FREQVCO-Wert dekrementiert (Block 356), anschließend ein Zähler geprüft (Block 358), um zu bestimmen, ob die Operationen der Schleife 354 32 mal ausgeführt worden sind. Falls nicht, wird Block 350 ausgeführt, und der Fluß geht mit den Blöcken 360, 362, 364, 366 und wieder 356 weiter.
Der geeignete Code in Assemblersprache für die SCANBKWD-Routine ist nachstehend angegeben:
Die Vorrichtung und das Verfahren wie oben beschrieben sind derzeit bevorzugt und stehen beispielhaft für zahlreiche Äquivalente innerhalb des Rahmen der Erfindung, wie er in den nachfolgenden Ansprüchen begrenzt ist.

Claims

1. System zum Aufbringen von Ultraschallenergie zur Behandlung menschlichen Gewebes, mit

einem Wandler (1) zum Aufbringen von Ultraschallengergie mit Erregerelektroden (65, 67),

einem Leistungsverstärker (11), welcher auf ein Schwingungssignal (OS2) anspricht, um elektrische Spannung über einen Anschluß (1C, 1M, 2) der Erregerelektroden an den Wandler zu liefern, wobei der Wandler und der Leistungsverstärker jeweils eine Charakteristik für den Energiewandlungswirkungsgrad aufweisen, welche eine Funktion der Frequenz des Schwingungssignals und der akustischen Last des Wandlers ist, einem frequenzveränderlichen Oszillator (23), welcher mit einer durch ein Eingangs-Frequenzsteuersignal (Vif) bestimmten Frequenz schwingt und ein Schwingungssignal an den Leistungsverstärker (11) liefert, einem Steuermechanismus (5) zur Änderung des Frequenzsteuersignals (Vif) derart, daß sich die Frequenz des Oszillatorausgangs während eines Abtastintervalls in einem Bereich um eine Resonanzfrequenz ändert, mit einem Taktgeber, welcher abwechselnd Abtast- und Haltezeitintervalle definiert, einem Spitzenwertdetektor, welcher einen Spitzenwert eines Parameters, der die Leistungsabgabe des Leistungsverstärkers und die entsprechende Frequenz des frequenzsteuersignals anzeigt, erkennt, mit

einem Generator, welcher das Frequenzsteuersignal (Vif) als Reaktion auf den erkannten Parameterwert bereitstellt und das Frequenzsteuersignal innerhalb des Bereichs variiert, und mit einer Halteschaltung (33) zum Halten des Frequenzsteuersignals während des anschließenden Halteintervalls auf der dem Spitzenwert entsprechenden Frequenz in der Weise, daß der Wandler (1) und der Leistungsverstärker (11) im wesentlichen mit dem Spitzenleistungswandlungswirkungsgrad arbeiten,

dadurch gekennzeichnet, daß

der Leistungsverstärker (11) die elektrische Spannung an einem ersten Ausgang (9) bereitstellt und ein stromkennzeichnendes Signal, welches die Größe des an den Wandler gelieferten Stroms repräsentiert, an einem zweiten Ausgang (13), wobei das stromkennzeichnende Signal an den Spitzenwertdetektor gelegt wird und den die Leistungsabgabe anzeigenden Parameter bildet.

2. System gemäß Anspruch 1, bei dem der Wandler (1) einen im wesentlichen scheibenförmigen Kristall (63) enthält und jede Erregerelektrode (65, 67) eine entsprechende Fläche des Kristalls im wesentlichen bedeckt.

3. System gemäß Anspruch 1 oder 2, welches des weiteren ein abgeschirmtes Kabel (7) zum Anschluß des Leistungsverstärkers (11) an die Erregerelektroden enthält.

4. System gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das abgeschirmte Kabel ein Koaxialkabel (7) ist.

5. System gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, welches des weiteren einen Anpaßtransformator (91) mit einem Eingang (97, 99) in Verbindung mit einem zum Leistungsverstärker geführten Kabel (1C) und einem mit den Erregerelektroden (65, 67) gekoppelten Ausgang enthält.

6. System gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwertdetektor eine Analog-/Digital-Wandlerschaltung (33) enthält, welche das stromkennzeichnende Signal als ein digital codiertes Signal erzeugt.

7. System gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Generator die Größe des Frequenzsteuersignals stuft, um während jedes Abtastintervalls eine Treppenwellenform zu definieren.

8. System gemäß Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzenwertdetektor einen Digital prozessor (5) enthält, welcher die Abfolge der Stufung der Größe des Frequenzsteuersignals steuert.

9. System gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler einen Ultraschallenergiegeneratorkristall (61, 63) umfaßt, von welchem die Erregerelektroden Bestandteile bilden, wobei der Kristall sich ändernden akustischen Lasten ausgesetzt ist, die elektrische Spannung über einen Anschluß (2, 7) zwischen dem ersten Ausgang (9) des Leistungsverstärkers und den Erregerelektroden an den Kristall übertragen wird, ein erster Eingang (15) des Leistungsverstärkers das Schwingungssignal (OS2) empfängt, so daß der Pegel der an den Kristall gelieferten elektrischen Spannung von der Größe einer variablen an einen zweiten Eingang (17) des Leistungsverstärkers gelegten Versorgungsspannung (Vvs) gesteuert wird.

10. Verfahren zur automatischen Optimierung der von einem Wandler auf einen menschlichen Körper aufgebrachten Ultraschallfrequenzenergie, während der Wandler an den menschlichen Körper angelegt und über diesen bewegt sowie durch ein Ultraschallfrequenzerregersignal von einem Ultraschallsignalgenerator erregt wird, mit folgenden Verfahrensschritten:

Einstellen der Frequenz des vom Ultraschallsignalgenerator an den Wandler gelieferten Ultraschallerregersignals;

Abtasten der Frequenz des vom Ultraschallsignalgenerator an den Wandler gelieferten Erregersignals in zeitlich wiederkehrenden Intervallen durch eine Folge von Frequenzen um die Resonanzfrequenz;

Überwachen des an den Wandler gelieferten Erregersignals, während die Frequenz auf eine maximale Größe eines Signalkennwerts abgetastet wird; und

Rücksetzen der Frequenz des vom Ultraschallsignalgenerator gelieferten Ultraschallerregersignals auf die Frequenz, welche die maximale Größe des Signalkennwertes verursacht, bis zum nächsten wiederkehrenden Intervall,

dadurch gekennzeichnet, daß ein Leistungsverstärker (11) vorgesehen ist, welcher eine elektrische Spannung an einem ersten Ausgang (9) zur Erregung des Wandlers (11) und ein stromkennzeichnendes Signal an einem zweiten Ausgang (13) erzeugt, welches die Größe des an den Wandler gelieferten Stroms repräsentiert, wobei das stromkennzeichnende Signal die Charakteristik bildet, die auf einen Maximalwert abgetastet wird.

11. Verfahren gemäß Anspruch 10, bei welchem der Abtastschritt den Schritt der Einregelung der Frequenz sowohl nach oben als auch nach unten umfaßt.

12. Verfahren gemäß Anspruch 10 oder 11, bei welchem der Abtastschritt den Schritt der Einregelung der Frequenz in einer Reihe von Schritten umfaßt.

13. Verfahren gemäß Anspruch 10, bei welchem das Ultraschallerregersignal über einen Transformator an den Wandler geliefert wird.

14. Verfahren gemäß Anspruch 13, welches den Schritt umfaßt, in welchen im wesentlichen ein Gleichstromsignal gebildet und das Gleichstromsignal abwechselnd durch den Transformator im Gegensinn geschaltet wird, um dadurch das Ultraschallfrequenzerregersignal über den Transformator an den Wandler zu liefern.

15. Verfahren gemäß Anspruch 13 oder 14, bei welchem ein Kabel zur Kopplung des Ultraschallerregersignals mit dem Wandler vorgesehen ist, und das den Schritt zur Lieferung des Ultraschallerregersignals über das Kabel vom Transformator zum Wandler umfaßt.

16. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 10 bis 15, in welchem der Abtastschritt den Schritt der Abtastung über eine erste Reihe von Frequenzänderungen umfaßt, bis die maximale Größe des Signalkennwerts überschritten ist, gefolgt von der Abtastung über eine zweite Reihe von Frequenzänderungen zur Lokalisierung der maximalen Größe des Signal kennwerts.

17. Verfahren gemäß Anspruch 16, in welchem der Überwachungsschritt den Schritt der Auswahl der Frequenz, bei welcher die zweite Änderungsreihe beginnt und der Überwachung des während der zweiten Reihe an den Wandler gelieferten Erregersignals auf diejenige Frequenz, bei der die maximale Größe des Signalkennwerts auftritt, um diese im Schritt des Frequenzrücksetzens zu verwenden, umfaßt.

18. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 10 bis 17, in welchem das Erregersignal von einem Oszillator bereitgestellt wird, und in welchem der Schritt des Frequenzrücksetzens den Schritt des Setzens und der Aufrechterhaltung eines Steuersignals für eine vorbestimmte Zeitspanne umfaßt.

19. Verfahren gemäß einem der Ansprüche 10 bis 18, bei welchem der Abtastschritt das Abtasten über eine große Spanne von Frequenzen und dann über eine kleinere Untermenge der großen Spanne von Frequenzen umfaßt.

20. Verfahren gemäß Anspruch 19, bei welchem der Schritt der Abtastung über die Untermenge der großen Spanne von Frequenzen vielfach zwischen jedem Eintreten des Abtasten über die große Spanne von Frequenzen ausgeführt wird, um die verlorene Behandlungszeit zu minimieren.

21. Verfahren gemäß Anspruch 19 oder 20, bei welchem die Breite sowohl der großen Spanne von Frequenzen als auch der Untermenge der großen Spanne von Frequenzen ein fester Wert ist.