DE68914075T2

DE68914075T2 - Schutzschaltung für ein magnetoresistives Element.

Info

Publication number: DE68914075T2
Application number: DE68914075T
Authority: DE
Inventors: Stephen Alan Jove; Klaas Berend Klaassen; Calvin Shizuo Nomura; Peppen Jacobus Leonardus Van
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: HGST Netherlands BV
Priority date: 1988-09-28
Filing date: 1989-09-20
Publication date: 1994-10-20
Anticipated expiration: 2009-09-21
Also published as: EP0361781B1; JPH0294103A; EP0361781A3; EP0361781A2; HK139294A; DE68914075D1; SG150794G; JPH0772921B2; US4879610A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Schaltungen zur Verstärkung von Signalen, die von einem magnetoresistiven Element erzeugt werden, wobei dieses Element zum Lesen von Daten auf einem magnetisierbaren Aufzeichnungselement verwendet wird, und dabei insbesondere auf Schaltungen zum Schutz des magnetoresistiven Elements vor unerwünscht großen Strömen.
Ein magnetischer Wandler, der als magnetoresistiver Sensor (MR-Sensor) oder Kopf bezeichnet wird, kann Daten von einer mit hoher linearer Dichte magnetisierten Oberfläche lesen. Ein MR-Sensor erfaßt Signale von Magnetfeldern durch die Widerstandsänderung eines Lese-Elements, das aus magnetoresistivem Material besteht. Die Widerstandsänderung ist ein Funktion der Größe und Richtung des Magnetflusses, der vom Element erkannt wird.
In der US-Patentschrift US-A-4,492,997 wird ein MR-Kopf beschrieben, bei dem das MR-Element eine Einrichtung mit zwei Anschlüssen ist, die als Teil des negativen Rückkopplungswiderstands einer Verstärkerschaltung dient, so daß die Verstärkerschaltung das MR-Element mit einem Treiberstrom versorgt und das vom MR-Element abgeleitete Signal verstärkt.
Die US-Patentschrift US-A-4,660,113 handelt von einem MR- Sensor, bei dem das MR-Element drei Anschlüsse hat, wobei der mittlere Anschluß mit dem Massepotential verbunden ist. Die Ausgänge der beiden anderen Anschlüsse werden durch einen Differentialverstärker differential verstärkt, um externe Rauschsignale, die vom Kopf aufgenommen werden, zu unterdrücken.
Die magnetische Aufnahmetechnologie ist ständig bemüht, die Flächendichte zu verbessern, bei der Daten aufgezeichnet und zuverlässig gelesen werden können. Dies hat zu einer größeren Bitdichte auf einer magnetischen Aufnahmespur und einer geringeren Spurbreite geführt. Bei einer größeren Bitdichte sind immer engere Wandlerlücken, immer kleinere Spurbreiten und eine niedrigere Höhe des fliegenden Magnetkopfs erforderlich, damit die Daten zuverlässig aufgezeichnet und gelesen werden können.
Die zur Erfüllung dieser Anforderungen benötigten MR-Elemente sind gewöhnlich klein. Dies führt zusammen mit der geringen Höhe des fliegenden Magnetkopfs zu einer erhöhten Beschädigungsgefahr durch Ströme, die zwischen dem Element und seiner Umgebung fließen. Ein Beispiel dafür ist der Strom, der durch den intermittierenden Kontakt zwischen dem Element und der magnetischen Aufnahmeplatte erzeugt wird und der zu intermittierenden Kurzschlüssen zwischen dem Element und dem magnetischen Plattensubstratpotential. Ein weiteres Beispiel ist der Strom, der aufgrund der galvanischen Korrosion zwischen dem Material des Elements und der Plattenmagnetbeschichtung oder Substratmaterialien in einer feuchten Atmosphäre fließt.
Die US-Patentschriften US-A-4,706,138 und US-A-4,712,144 beschreiben Schaltungen zur Verstärkung von Signalen, die von einem MR-Element erzeugt werden. Diese Schaltungen arbeiten sehr wirkungsvoll bei der Verstärkung von Signalen, die von einem oben beschriebenen kleinen MR-Sensor erzeugt werden.
Eine Schutzschaltung gemäß des gekennzeichnenden Teils von Anspruch 1 wird in EP-A-0 181 467 beschrieben, wo eine Rückkopplungsschaltung Gegenstand der Erfindung ist, bei der eine Überlast zum MR-Element verhindert wird, indem die maximale Netz spannung zum MR-Element für sämtliche Betriebstemperaturen konstant gehalten wird.
Keines der oben erwähnten Patente oder andere bekannte Dokumente beschreiben jedoch eine Schaltung zum Schutz des MR- Elements vor diesen schädigenden Strömen in der Umgebung des MR-Elements.
Gegenstand der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schutzschaltung für ein MR-Element vorzustellen, die eine Beschädigung des MR-Elements aufgrund von Strömen von oder zu einem benachbarten magnetischen Aufzeichnungsmedium verhindert.
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schutzschaltung für ein magnetoresistives Element (MR-Element) mit einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß. Eine erste Stromquelle ist mit dem ersten Anschluß des MR-Elements verbunden, um einen Vorspannungsstrom durch das MR-Element zu erzeugen, während eine zweite Stromquelle mit dem zweiten Anschluß des MR- Elements zur Erzeugung eines Vergleichsstroms verbunden ist.
Gemäß der Erfindung umfaßt die Schutzschaltung auch ein Mittel, das über den ersten und zweiten Anschluß des MR- Elements angeschlossen ist, um die Mittelspannung des MR- Elements in der Mitte zwischen dem ersten Anschluß und dem zweiten Anschluß des MR-Elements zu erkennen, sowie ein Rückkopplungsschaltmittel, das auf die erkannte Mittelspannung des MR-Elements reagiert, um den Stromausgang der ersten Stromquelle zu regulieren, so daß die Mittelspannung auf einer festgelegten Vergleichsspannung gehalten werden kann.
Um eine Beschädigung des MR-Elements bei einem Kontakt zwischen dem MR-Element und der leitenden Fläche des magnetischen Aufzeichnungsmediums zu vermeiden, ist die Vergleichsspannung so zu wählen, daß der Entladestrom der (parasitären) Kapazitanz zwischen dem MR-Element und dem Substrat klein gehalten wird. Die Vergleichsspannung sollte mit der Substratspannung übereinstimmen.
Das durch das MR-Element gehende Signal kann verstärkt werden, um eine Signalspannung zu erhalten, die als Funktion des vom MR-Element erkannten Magnetflusses variiert. Gemäß einer anderen Eigenschaft der Erfindung kann eine zweite Rückkopplungsschaltung bereitgestellt werden, um die im MR-Element aufgenommene Gleichstromspannung auszugleichen, und die vom Vorspannungsstrom im Kopf erzeugte Gleichstromspannung im wesentlichen zu beseitigen, so daß nur noch die Signalspannung übrigbleibt.
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird nachfolgend ein Ausführungsbeispiel anhand von Begleitzeichnungen beschrieben.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm mit dem grundlegenden Konzept einer Schutzschaltung für ein magnetoresistives Element;
Fig. 2 ist ein Schaltungsdiagramm einer ersten Rückkopplungsschleife, die in der Schaltung von Fig. 1 enthalten ist;
Fig. 3 ist ein Diagramm mit dem Kurzschlußstrom für ein MR- Element, das durch die in Fig. 1 gezeigte Schaltung geschützt wird;
Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Rückkopplungsschleife, die in der Schaltung von Fig. 1 enthalten ist;
Fig. 5 ist ein genaueres Schaltungsdiagramm der in Fig. 4 gezeigten Rückkopplungsschleife;
Fig. 6 ist ein Bode-Diagramm mit dem Frequenzverhalten des Signalwegs eines Verstärkers gemäß den Figuren 1, 2, 4 und 5;
Fig. 7 ist ein genaueres Schaltungsdiagramm des Verstärkers und der Komponenten des in Fig. 5 gezeigten Vorspannungsstroms;
Fig. 8 ist ein Schaltungsdiagramm eines vollständigen Vorverstärkers für zwei Leseköpfe mit magnetoresistiven Elementen, die die in den Figuren 1, 2, 4, 5 und 6 gezeigten Schaltungen enthalten, wobei in dem Diagramm auch die Knoten dargestellt sind, die von einem Kopf zum anderen schalten, und
Fig. 9 ist ein Diagramm mit dem Einschwingverhalten des in Fig. 8 gezeigten Vorverstärkers während der Umschaltung auf einen anderen Kopf bei drei unterschiedlichen Bedingungen.
Nachfolgend wird mit Bezug auf Fig. 1 das Grundkonzept für die Implementierung eines rauscharmen Differentialverstärkers mit hoher Bandbreite und Kurzschlußschutz für ein magnetoresistives Element (MR-Element) beschrieben, das in einem Lesekopf verwendet werden kann. Eine erste Stromquelle Iref wird mit dem ersten Anschluß des MR-Elements Rh verbunden, während eine zweite Stromquelle J1 mit dem zweiten Anschluß des MR-Elements Rh verbunden wird. Eine erste Rückkopplungsschleife dient zur Regulierung der Stromquelle J1 in bezug auf Iref, so daß ordnungsgemäß eine Vorspannung beim MR-Element angelegt werden kann, und die elektrische Mitte von Rh auf ein gewünschtes Potential VMitte gesetzt werden kann. Die erste Rückkopplungsschleife umfaßt ein Widerstandsnetzwerk mit gleichen Widerständen R, die über das MR-Element Rh verbunden sind, um das elektrische Mittelpotential und einen Differentialverstärker B abzuzweigen, der das elektrische Mittelpotential und ein gewünschtes Potential VMitte vergleicht. Der Widerstand der Widerstände R ist größer als der von Rh. Der Ausgang des Differentialverstärkers B ist gekoppelt, um die zweite Stromquelle J1 zu regulieren. Die Schutzschaltung sorgt dafür, daß der Strom im MR-Element gleich mit dem Strom ist, der das MR- Element verläßt, um somit einen Nulldurchgang des Masserückstroms zu erreichen, der eventuell fließt, wenn ein exponierter Teil des Elements zum magnetisierbaren Plattensubstrat, mit dem das magnetoresistive Element zusammen verwendet wird und das gewöhnlich geerdet ist, kurzgeschlossen wird. Aus diesem Grund spricht die regulierbare Stromquelle J1 nur langsam auf das Steuersignal des Verstärkers B an. Ein kurzfristiger leitender Kontakt zwischen dem MR-Element und der Platte bringt daher das Stromgleichgewicht zwischen der Stromquelle J1 und der Stromquelle Iref nicht durcheinander. Darüber hinaus kann die elektrische Mittelspannung des Elements auf jedem gewünschten Potential gehalten werden. Um einen wirksamen Schutz gegen Kurzschlüsse bei einer leitenden Fläche des magnetischen Aufzeichnungsmediums zu haben, ist das gewünschte Potential logischerweise als Massepotential zu wählen, um auch einen Schutz gegen eine kapazitive Entladung der parasitären Kapazitanz vom MR-Element und den damit verbundenen Leitungen zur Masse zu haben. Sofern ein Schutz des MR-Elements vor galvanischer Korrosion vorhanden sein soll, ist ein geringes negatives Potential der gleichen Größenordnung wie die galvanische Badspannung der betreffenden Materialzusammensetzung als gewünschtes Potential VMitte auszuwählen.
Eine zweite Rückkopplungsschleife ist im Verstärkungsblock A enthalten, um die große Gleichstromkomponente der im MR-Element entstandenen Vorspannung zu unterdrücken; dies führt zur Verstärkung nur des kleinen Hochfrequenzsignals (Datensignals).
Die Schaltung der ersten Rückkopplungsschleife von Fig. 1 wird in Fig. 2 genau gezeigt. Die Ströme ib stellen die Basisvorspannungsströme ohne Nulldurchgang dar, die für die Eingangstransistoren des Verstärkungsblocks A von Fig. 1 benötigt werden. Die Widerstände R16, R17 und R2 entwickeln das Mittelpotential des MR-Elements für den Differentialverstärker B, der die Transistoren Q3 und Q4 umfaßt. Die Widerstände R4 und R5 regulieren den Schleifenverstärkungsfaktor der ersten Rückkopplungsschleife. Der Kondensator C2 legt die maßgebliche Zeitkonstante der Rückkopplungsschleife fest, die die Ansprechzeit von J1 in Fig. 1 auf eine Änderung im elektrischen Mittelpotential bestimmt. Das PNP-Darlingtonpaar bestehend aus Q1 und Q2 garantiert eine hohe Impedanz an der Basis von Q1, um die selbst bei niedrigen Beta-PNP-Einrichtungen benötigte Kapazitanz zu verringern. Die Dioden D1 und D1a gleichen die Schleife thermisch aus. Die Stromquelle J7 wird sowohl als Vorspannungsquelle für den Differentialverstärker B und als Vorwärtsstrom verwendet, um eine minimale bleibende Regelabweichung unter allen statistischen Bedingungen zu gewährleisten. Obgleich VMitte zahlreiche Spannungspotentiale haben kann, wurde dieses Potential als Massepotential gewählt, um das MR-Element vor Kurzschlüssen mit einer leitenden Oberflächen auf einer Platte mit einem geerdeten Substrat zu schützen. Wie oben bereits erwähnt ist ein Schutz vor galvanischer Korrosion möglich, wenn VMitte als geringe negative Spannung gewählt wird.
Wenn VMitte am Massepotential ist und die Dioden D1 und D1a ähnlich Basis-zu-Emitter-Spannungen wie Q1 und Q2 haben, gilt folgende Gleichung:
wobei
Vcm = die eigentliche Spannung in der Mitte des MR-Elements ist;
R1' = (4 Vt/J7 + R1c) βp R3' ist;
und parallel zu
R3' = Vt/J7 + R3 bedeutet;
R16 = R17 = R2
R4' = R5' = R4 + 2 Vt/J7
Vt = 26 mV
βp = die Stromverstärkung von PNP-Einrichtungen ist;
ib= der Basisstrom der Eingangsstufe zum Vorverstärker ist;
Isit = -Isib [3]
wobei
Isib = erster Kurzschlußstrom vom negativsten Kopfanschluß zur Masse ist (Zeit = 0+);
Isit = erster Kurzschlußstrom vom positivsten Kopfanschluß zur Masse ist;
Isfb = letzter Kurzschlußstrom vom negativsten Kopfanschluß zur Masse ist (Zeit = ∞);
Isft = letzter Kurzschlußstrom vom positivsten Kopfanschluß zur Masse ist;
τ'= R1'C2 ist; Schleifenverstärkung
τ = τ'/GL = maßgebliche Zeitkonstante der geschlossenen Schleife [7]
In Fig. 3 ist der Kurzschlußstrom in Verbindung mit der oben dargestellten Gleichung gezeigt. Der Strom beginnt bei Isi bei t=0 und hat eine exponentielle Eigenschaft bis zu einem Endstrom von Isf. Die gezeigte Eigenschaft ist von einer relativ langsamen Schleifenansprechzeit gekennzeichnet, die für einen niedrigen maximal erlaubten Kurzschlußstrom benötigt wird. Dies wird durch den in Fig. 3 gezeigten Schwellenwert "max. Sicherheitsstufe" angezeigt. Um sicherzustellen, daß der Kurzschlußstrom nicht über die "max. Sicherheitsstufe" hinausgeht, darf die Dauer des Kurzschlusses eine maximale Kontaktzeit mit der Oberfläche nicht überschreiten. Aus Gleichung (1) geht hervor, daß der Strom J7 (Fig. 2) als Vorwärtsstrom dient, der die bleibende Regelabweichung im Nominalfall auf Null einstellen kann. Da die meisten Kurzschlüsse zwischen dem magnetisierbaren Aufzeichnungsmedium und dem MR-Element nur vorübergehender Natur sind, sorgt die Schaltung für einen angemessenen Kurzschlußschutz.
Der Kurzschlußschutz ist selbst bei vorübergehend auftretenden Kurzschlüssen wichtig, da diese Kurzschlüsse zu einer Erosion einer Mikrofläche des Materials führen können, das das MR- Element bildet. Durch die Erosion der Mikroflächen geht die Abfühlkante des MR-Elements, die dem magnetisierbaren Aufzeichnungsmedium gegenüberliegt, zurück, so daß die Sensitivität des MR-Elements erheblich eingeschränkt wird. Kurzschlußströme einer höheren Größenordnung haben natürlich größere Auswirkungen auf das MR-Element, d.h. die Sensitivität des Elements nimmt verstärkt und schneller ab. Die oben beschriebene Schaltung sorgt für einen angemessenen Kurzschlußschutz gegen diese vorübergehenden Kurzschlüsse, wobei die Schaltung die Ströme unter einer maximal erlaubten Sicherheitsstufe hält. Darüber hinaus gewährleistet die Schaltung Schutz vor kapazitiven Entladungsschäden am MR-Element. Des weiteren ist auch der Schutz vor galvanischer Korrosion gesichert.
Ein erhöhter Kurzschlußschutz kann auch durch einen nicht- linearen Effekt, d.h. eine Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit, erzielt werden, die über die lineare Zeitkonstante der oben beschriebenen Vorspannungsschleife dominieren kann, wenn die entsprechenden Komponentenwerte ausgewählt wurden.
Wenn ein Kurzschluß zur Masse an einem Ende des MR-Elements auftritt, kann ein Ladestrom IΔ für den Kondensator C2 folgendermaßen definiert werden:
Die Spannungsänderung im Kondensator C2, die für die Kurzschlußströme Isfb oder Isft benötigt wird, ist VΔ, wobei
VΔ = IsR1' [7b]
ist.
Die benötigte Zeit zur ausreichenden Beladung des Kondensators, um die Kurzschlußströme Is zu erhalten, ist TΔ, wobei
TΔ = C2 VΔ/IΔ
ist.
Wenn J7 klein und C2 groß ist, wird die benötigte Zeit, bevor ein bestimmter Is fließen kann, aufgrund der inhärenten Nicht- Linearität der Anstiegsgeschwindigkeitsbegrenzung erheblich länger als die oben beschriebene lineare Zeitkonstante.
Die Rückkopplungsschleife Nr. 2 im Verstärkungsblock A von Fig. 1 ist allgemein in Fig. 4 dargestellt, wo die Eingangseinrichtungen Q17 und Q18 dem Verstärker A entsprechen und die Signalspannung Vi beim MR-Element verstärken. Die Transkonduktanzsstufe (go) koppelt das verstärkte Signal Vo als Strom zur Basis des Stromquellentransistors Q21 zurück. Der Kondensator C1 erzeugt eine dominante Zeitkonstante für die Schleife und sorgt dadurch für ein Hochpaßverhalten von Vo in bezug auf Vi. Der gesamte Vorspannungsstrom für die differentiale Eingangsstufe bestehend aus Q17 und Q18 ändert sich, wenn unterschiedliche Werte von Rh verwendet werden. Dies liegt daran, daß die im Widerstand Re entwickelte Spannung der Vorspannung im Kopfwiderstand Rh angeglichen wird, indem der Gleichstrom durch Q21 reguliert wird, um die Gleichströme durch jede Eingangseinrichtung gleich zu halten. Im allgemeinen kann Re vom Kondensator Ce umgelenkt werden, um die Impedanz Ze zu erzeugen, so daß das in Fig. 4 durch die gestrichelte Linie angezeigte Verstärkerrauschen verringert werden kann.
In Fig. 5 wird eine genaue Darstellung der Transkonduktanzstufe "go" gezeigt. Hier wird ein Bruchteil des Ausgangssignals Vo über zwei gleiche Widerstandsteilernetzwerke rückgekoppelt, die R6 bzw. R11 umfassen sowie R10 bzw. R12 und einen Differentialspannungsregler bestehend aus Q8 und Q9, den seriellen Dioden nD3 und nD4 sowie den Vorspannungsströmen J3 und J4. Eine Umwandlung der Spannung in Strom erfolgt durch das Differentialpaar Q15 und Q16 sowie die Vorspannungsquelle J5. Die Ausgangsströme dieser Stufe werden gespiegelt und der Differentialstrom wird dem Kondensator C1 zugeführt. Der Ladestrom wird von einem PNP-Stromspiegel bestehend aus den Transistoren Q12, Q13 und Q14 sowie den Widerständen R13, R14 und R15 gespiegelt. Der Entladestrom wird von einem PNP-Spiegel und einem NPN-Spiegel gespiegelt. Der PNP-Spiegel setzt sich aus den Transistoren Q5, Q6 und Q7 sowie den Widerständen R6, R7 und R8 zusammen. Der NPN-Stromspiegel besteht aus der Diode D2 und dem Transistor Q20. Der Strom J2 wird als Vorwärtsstrom verwendet, der den benötigten Minimalstrom für den Mindestwiderstand von Rh zur Eingangsstufe liefert. Der Strom J8 liefert einen zusätzlichen Vorwärtsstrom, der bei der entsprechenden Verbindung mit dem Vorwärtsstrom J2 zu einem korrekten Strom führt, der zur Eingangsstufe für den verwendeten Widerstand von Rh im Nominalfall geht. Dadurch können Ströme zum Strom J8 über den Stromausgang der zweiten Rückkopplungsschleife hinzugefügt (oder davon abgezogen) werden, um die korrekten Vorspannungsströme für die Eingangseinrichtungen aller Werte von Rh zu erhalten. Da der NPN-Spiegel nahezu gesättigt sein kann, vor allem wenn der Kollektorstrom von Q21 sehr gering ist (bei einem Minimalwert für den Widerstand von Rh), muß der Spiegel so aufgebaut werden, daß eine Sättigung nicht eintreten kann. Eine Lösung ist daher die einfache Topologie des NPN-Stromspiegels, wenn sichergestellt wird, daß der Kollektorstrom von Q21 selbst bei einem Minimalwert von Rh über Null liegt. Dies kann dadurch erreicht werden, daß der Umfang des Vorwärtsstroms von J8 leicht herabgesetzt und der Wert des Vorwärtsstroms von J8 in bezug auf die eingangs erwähnten Anfangsregulierungen entsprechend leicht heraufgesetzt wird.
Die wichtigen Gleichungen, die die zweite Rückkopplungsschleife kennzeichnen, sind:
H(s) umfaßt nicht die Effekte der intern angelegten Vorwärtsströme durch J2 und J8.
Wobei
RL = R9 + R11
re = VtRe/J1Rh
r = R11/[R9 + R11]
re' = 2 Vt/J5
ist;
K = Stromverstärkung der PNP-Spiegel unter der Voraussetzung, daß der Verstärkungsfaktor des NPN-Spiegels = 1 ist;
βn = Beta der NPN-Einrichtungen ist;
s = der Laplace-Operator ist;
und
τ"= βnC1 (R18 + re") [9]
wobei Vo(GS) das Gleichstromausgang-Offset bei Vo mit internen Vorwärts- und Basisvorspannungsströmen ib = J1Rh/Reβn ist.
Das Wechselstromverhalten des Verstärkers wird im Bode- Diagramm von Fig. 6 gezeigt. Hier führt der dominante Niedrigfrequenzpol der zweiten Rückkopplungsschleife zur gezeigten Niedrigfrequenzdämpfung.
Die Komponenten der Vorspannungs- und Verstärkungsschaltung sind in Fig. 7 dargestellt. In diesem Fall sind zusätzliche Dioden in der Spannungsreglerstufe gezeigt, um die Einschränkungen des Dynamikbereichs zu begrenzen, die durch eine Gleichtakt-Spannungsänderung bei Vo eingetreten sind, da die Schaltung mit einem Widerstandsbereich Rh arbeiten muß.
Der vollständige Vorverstärker, der von einem Lesekopf zum anderen schalten kann, ist in Fig. 8 dargestellt. Eine Kaskodestufe bestehend aus den Transistoren Q10 und Q11, den Dioden D11 und D12 sowie dem Widerstand R23 wurde mitintegriert, so daß eine von mehreren Eingangsstufen verwendet werden kann. Jede Eingangsstufe besteht aus einer Verstärkerstufe, die an ein MR-Element angeschlossen ist. Jede Verstärkerstufe ist in einer Punkt-ODER-Konfiguration an den Knoten n3 und n4 mit dem Eingang der Differentialkaskodestufe verbunden. In Fig. 7 ist nur eine Stufe mit den Transistoren Q17, Q18, Q19a, Q26 und Q27, den Widerständen Re, R17 und R18 sowie dem Kopf Rh dargestellt. Das Anlegen einer Vorspannung bei allen Eingangsverstärkern findet bei Knoten n5 statt. Die Transistorschalter Q19 werden anschließend durch ein Steuersignal bei Knoten nc EIN oder AUS geschaltet, um den Vorspannungsstrom zu einer der Eingangsverstärkerstufen zu führen. Gleichzeitig mit dem oben erwähnten Steuersignal werden die Steuersignale bei den Knoten na und nb ebenfalls entsprechend geändert, so daß der Vergleichsvorspannungsstrom J1 eine Vorspannung an das entsprechende MR-Element anlegt. Die Knoten n1, n2, n3, n4, n5 und n6 sind in jeder separaten Eingangsstufe und in einem Teil des Verstärkers vorhanden, den alle Eingangsstufen haben. Die Steuersignale an den Knoten na, nb und nc sind nur bei jeder einzelnen Eingangsstufe vorhanden, von denen nur eine zu einem beliebigen Zeitpunkt eingeschaltet werden kann.
Der Vorspannungsstrom J5 ist variabel, um einen schnellen Schaltbetrieb zu gewährleisten, der unmittelbar nach einer Überschaltung erfolgt. Zu einer Überschaltung gehört das Umschalten von einem Lesekopf zum anderen oder von einem Bereitsschafts- oder Schreibmodus zu einem Lesemodus in einem Plattensystem. Ein Signal bekannter Zeitdauer wird unmittelbar nach der Überschaltung über eine externe Logikschaltung zum Vorverstärker gesendet, wobei der Strom J5 für die Dauer des Taktsignals erhöht wird. Die Erhöhung von J5 durch einen Faktor N erhöht die Schleifenverstärkung der zweiten Rückkopplungsschleife entsprechend um N und damit auch den dominanten Niedrigfrequenzpol um N. Wenn N groß genug ist, kann der normalerweise lange lineare exponentielle Abfall im Zusammenhang mit dem Einschwingverhalten während einer Überschaltung erheblich gekürzt werden. Da der Lade- und Entladestrom auch um N erhöht wird, wird auch der Begrenzungsfaktor der Anstiegsgeschwindigkeit in Verbindung mit der Regulierung der Spannung im Kondensator C1 verringert. Da während dieses kurzfristig hohen Verstärkungsmodus unmittelbar nach der Überschaltung sich die Schleifenverstärkung geändert hat, ändert sich auch die bleibende Regelabweichung bei Vo. Die bleibende Regelabweichung im Nominalfall für den Hochverstärkungsmodus kann der bleibenden Regelabweichung im Nominalfall für den normalen Niedrigverstärkungsmodus angepaßt werden, indem ein weiterer Vorwärtsstrom J6 kurzfristig angelegt wird. Das kurzfristige Anlegen eines Vorwärtsstroms nur während des Hochverstärkungsmodus ermöglicht eine allgemeine Verringerung der Zeitdauer für das Einschwingverhalten.
Das allgemeine Einschwingverhalten wie bei Vo ist in Fig. 9 dargestellt. In dieser Figur werden drei verschiedene Möglichkeiten des Einschwingverhaltens gezeigt. Möglichkeit 1 bezieht sich auf die Umschaltung von einem Lesekopf mit nominalem Widerstand auf einen anderen Lesekopf mit dem gleichen Widerstand. Da dies genau der Fall ist, für den der kurzfristige Vorwärtsstrom J6 eingerichtet wurde, ist die Einschwingzeit die kürzest mögliche. Möglichkeit 2 stellt eine Überschaltung von einem Lesekopf mit dem niedrigsten Widerstand auf einen Kopf mit dem höchsten Widerstand dar, wobei Möglichkeit 3 die Umkehrsituation von Möglichkeit 2 ist. Bei den Möglichkeiten 2 und 3 wird klar, daß das Einschwingverhalten im allgemeinen von mehreren verschiedenen Effekten dominiert wird. Der erste und vorherrschende Effekt ist die Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit im Hochverstärkungsmodus unmittelbar nach einer Überschaltung. Dieser Effekt wird durch die oben erwähnte Erhöhung des Lade-/Entladestroms für den Kondensator C1 verringert. Nachdem die Begrenzung der Anstiegsgeschwindigkeit herabgesetzt wurde, verbessert die erhöhte Polfrequenz der zweiten Rückkopplungsschleife den linearen Abfall auf eine Regelabweichung, die N-mal schneller als beim normalen Schleifenverhalten ist. Nach dem Ende des Hochverstärkungsmodus (in diesem Fall bei 10 s), spricht die normale Schleifenverstärkung der zweiten Rückkopplungsschleife auf eine Änderung bei der bleibenden Regelabweichung zwischen den Hochverstärkungs- und Niedrigverstärkungsmodi im nicht-nominalen allgemeinen Fall an. Nachdem dieses Verhalten nicht mehr besteht, wird das übrige Einschwingverhalten von der niedrigsten Polfrequenz in der ersten Rückkopplungsschleife dominiert.

Claims

1. Eine Schutzschaltung für ein magnetoresistives Element Rh mit einem ersten Anschluß und einem zweiten Anschluß, das folgendes umfaßt:

eine erste Stromquelle, die mit dem ersten Anschluß des magnetoresistiven Elements zur Erzeugung eines Vorspannungsstroms (J1) durch das magnetoresistive Element gekoppelt ist, und

eine zweite Stromquelle, die mit dem zweiten Anschluß des magnetoresistiven Elements zur Erzeugung eines Vergleichsstroms (Iref) gekoppelt ist,

wobei die Schaltung durch folgendes gekennzeichnet ist:

ein Schaltmittel (R), das über den ersten und zweiten Anschluß des magnetoresistiven Elements gekoppelt ist, wobei das Schaltmittel das Mittelpotential des magnetoresistiven Elements an einer Position in der Mitte zwischen dem ersten und zweiten Anschluß aufnimmt; und

ein Rückkopplungsschaltmittel (B), das auf das aufgenommene Mittelpotential des magnetoresistiven Elements anspricht, um den Stromausgang (J1) der ersten Stromquelle zu regulieren, so daß das Mittelpotential auf einer festgelegten Vergleichsspannung (VMitte) gehalten werden kann.

2. Eine Schutzschaltung nach Anspruch 1, die dadurch gekennzeichnet ist, daß das Schaltmittel folgendes umfaßt:

zwei gleiche Widerstände (R), die seriell über das magnetoresistive Element angeschlossen sind, und

ein Mittel zur Erkennung des Mittelpotentials des magnetoresistiven Elements am Schnittpunkt zwischen den beiden Widerständen.

3. Eine Schutzschaltung nach einem der oben genannten Ansprüche, die dadurch gekennzeichnet ist, daß das Rückkopplungsschaltmittel folgendes umfaßt:

einen Differentialverstärker (B) mit zwei Eingangsanschlüssen und einem Ausgangsanschluß,

ein Mittel zum Anschluß des aufgenommenen Mittelpotentials an einen der Eingangsanschlüsse,

ein Mittel zum Anschluß der festgelegten Vergleichsspannung an den anderen Eingangsanschluß, und

ein Mittel zum Koppeln des Ausgangs des Verstärkers, um den Stromausgang der ersten Stromquelle zu regulieren.

4. Eine Schutzschaltung nach einem der oben genannten Ansprüche, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die festgelegte Vergleichsspannung ein Massepotential ist.

5. Eine Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die festgelegte Vergleichsspannung eine geringe negative Spannung ist.

6. Eine Schutzschaltung nach einem der oben genannten Ansprüche, die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie weiterhin folgendes umfaßt:

ein Mittel (A) zur Verstärkung der Signalspannung über das magnetoresistive Element, das als Funktion eines vom magnetoresistiven Element aufgenommenen Magnetflusses erzeugt wird und eine zweite gekoppelte Rückkopplungsschaltung umfaßt, um einen Teil der über das magnetoresistive Element aufgenommenen Spannung zurückzukoppeln, so daß die aufgrund des Vorspannungsstroms entstandene Gleichstromspannung unterdrückt werden kann und nur die Signalspannung übrigbleibt.

7. Eine Schutzschaltung nach Anspruch 6, die dadurch gekennzeichnet ist, daß die zweite Rückkopplungsschaltung folgendes umfaßt:

eine Eingangsschaltung mit mindestens zwei Transistoren (Q17, Q18), die als Differentialpaar gekoppelt sind, wobei das magnetoresistive Element zwischen den Basen der Transistoren gekoppelt ist,

ein Vergleichswiderstand (Re), der zwischen den Emittern der Transistoren angeschlossen ist, und

eine Transkonduktanzsstufe (Go), die zwischen den Kollektoren der Transistoren gekoppelt ist, wobei die Transkonduktanzstufe einen Ausgang hat, der mit den Transistoren gekoppelt ist, um einen Rückkopplungsstrom zu liefern, so daß der Gleichstrom durch jeden Transistor gleich gehalten werden kann und nur die Signalspannung, die aufgrund des vom magnetoresistiven Element aufgenommenen Magnetflusses entstanden ist, mit einem Ausgangsanschluß gekoppelt wird.