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Die Erfindung betrifft einen Regelverstärker mit einem ersten und
einem zweiten Transistor, deren Hauptstromwege in Reihe liegen, wobei die
Steuerelektrode des ersten Transistors mit dem Signaleingang des
Regelverstärkers, die Steuerelektrode des zweiten Transistors mit dem
Steuereingang des Regelverstärkers und der Kollektor des zweiten
Transistors mit dem Ausgang des Regelverstärkers verbunden sind.
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Solche Verstärker werden für den automatischen Dämpfungsausgleich
von Fernsprechkabeln oder in Empfängern von optischen Breitbandsystemen
benutzt, um automatisch die Dämpfung abhängig von der Länge und Temperatur
optischer Verbindungen in einer optischen Übertragungsanlage zu
kompensieren.
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Ein bekannter Regelverstärker dieses Typs ist beispielsweise in
der niederländischen Patentanmeldung Nr. 79 08411 beschrieben. Der
Kollektor des zweiten Transistors ist einerseits über einen Widerstand mit
dem Ausgang des Regelverstärkers und andererseits über einen Widerstand mit
einem Punkt konstanten Potentials verbunden. Der Ausgang des
Regelverstärkers ist über die Kollektor-Emitterstrecke eines dritten
Transistors an den Emitter des zweiten Transistors angeschlossen. Die
Steuerelektrode des dritten Transistors liegt an einer
Bezugsspannungsquelle. Die Größe des Steuerbereichs für diesen bekannten
Verstärker wird durch die Werte der beiden Widerstände bestimmt und
berechnet sich zu
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wobei A der Steuerbereich, R(1) der Wert des Widerstandes, der mit dem
Punkt konstanten Potentials verbunden ist und R(2) der Wert des
Widerstandes ist, der mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist. Der
Maximalwert von R(2) ist durch die Kollektorkapazität des zweiten
Transistors begrenzt. Diese Kapazität bestimmt außerdem die
Maximalfrequenz, bei der der Verstärker noch benutzt werden kann. Ein
weiterer Einschränkungsfaktor ist der Minimalwert von R(1). Der mit dem
Punkt konstanten Potentials verbundene Widerstand besitzt unvermeidbar eine
parasitäre Selbstinduktion, aufgrund derer die Ausgangsspannung des
Verstärkers ansteigt, wenn die Frequenz erhöht ist, falls die Impedanz der
parasitären Selbstinduktion nicht klein mit Bezug auf R(1) ist. Aufgrund
der obigen Feststellungen sind R(1) = 10 ohm und R(2) = 90 Ohm übliche
Werte bei einer Maximalfrequenz von etwa 700 MHz. Setzt man diese Werte in
den angegebenen Ausdruck (1) ein, so erfährt man, daß der maximale
Steuerbereich gleich 20 dB ist.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, Maßnahmen
bereitzustellen, mit denen die Maximalfrequenz und demgemäß die Bandbreite
bei einem Steuerbereich erhöht werden, der von der erforderlichen
Bandbreite abhängt. Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der erste
Transistor durch einen MESFET-Transistor gebildet wird, daß der Kollektor
des zweiten Transistors mit dem Eingang einer Stromspiegelschaltung
verbunden ist, deren Ausgang auf einer Seite an den invertierenden Eingang
eines Komparators und auf der anderen Seite über eine Impedanz an einen
Punkt konstanten Potentials angelegt ist, daß der nichtinvertierende
Eingang des Komparators mit dem Steuereingang des Regelverstärkers
verbunden ist und daß der Ausgang des Komparators mit dem Signaleingang des
Regelverstärkers verbunden ist. Die Erfindung soll jetzt mit Bezug auf die
Figur beschrieben werden.
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In der Figur wird der erste Transistor durch einen MESFET-
Transistor 5 gebildet, dessen Entladeelektrode mit Masse und dessen Source-
Elektrode mit dem Emitter des zweiten Transistors 4 verbunden sind. Der
Signaleingang 2 des Verstärkers ist über einen Kondensator 12 mit der
Steuerelektrode des dritten Transistors 5 verbunden. Der Steuereingang 1
ist mit der Steuerelektrode des zweiten Transistors und außerdem über den
Kondensator 15 mit Masse verbunden. Der Kollektor des zweiten Transistors 4
liegt über einen Kondensator 16 am Ausgang 18 des Regelverstärkers und
außerdem über einen Widerstand 17 am Eingang 19 einer Stromspiegelschaltung
I, die durch die Transistoren 6 und 7 gebildet wird. Der Eingang 19 der
Stromspiegelschaltung I liegt einerseits über den als Diode geschalteten
Transistor 6 am Versorgungspunkt (+) und andererseits über einen
Kondensator 14 an Masse. Die Basis des Transistors 6 ist mit der Basis des
Transistors 7 verbunden, dessen Emitter-Kollektorstrecke zwischen dem
Versorgungspunkt (+) und dem Ausgang 20 der Stromspiegelschaltung I liegt.
Der Ausgang 20 der Stromspiegelschaltung I ist einerseits über die
Reihenschaltung einer Diode 8 und eines Widerstandes 9 mit Masse und
andererseits mit dem invertierenden Eingang eines Komparators 10 verbunden.
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Der Ausgang der Komparators 10 liegt über einen Widerstand 11 an der
Steuerelektrode 3 des ersten Transistors 5 und außerdem über einen
Kondensator 13 an Masse. Der nichtinvertierende Eingang des Komparators 10
ist an den Steuereingang 1 des Regelverstärkers angeschaltet.
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Die Leistungsverstärkung des Regelverstärkers nach der Erfindung
ist durch die Beziehung
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U(o) / U(i) = g.R (2)
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gegeben, wobei U(o) die Ausgangsleistung und U(i) die Eingangsleistung des
Regelverstärkers, g die Transkonduktanz des MESFET-Transistors 5 und R der
Wert des Widerstandes 17 sind. Die Transkonduktanz kann abhängig von der
Drain-Source-Spannung des Transistors 5 geändert werden und ist durch die
Beziehung
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15 g = dI(d) / dU(gs) (3)
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gegeben, wobei I(d) der Drain-Strom über den Hauptstromweg des Transistors
5 und U(gs) die Gate-Source-Spannung des Transistors 5 sind. Die Drain-
Source-Spannung des Transistors 5 wird mittels der Steuerspannung U(r)
eingestellt und ist etwa 0,7 V niedriger als diese Steuerspannung. Die
Spannung von 0,7 V entspricht der Übergangsspannung über der Basis-
Emitterdiode des Transistors 4. man erkennt, daß mit sich ändernder Drain-
Source-Spannung des Transistors 5 und mit konstanter Gate-Source-Spannung
des Transistors 5 der Drain-Strom des Transistors 5 sich ebenfalls ändert.
Der Drain-Strom des Transistors 5 wird außerdem durch die Abschnürspannung
dieses Transistors bestimmt. Diese Abschnürspannung zeigt starke
Schwankungen, so daß für jeden MESFET-Transistor eine unterschiedliche
Einstellung erforderlich ist. Dieser Umstand macht es unmöglich, die
Vorspannungseinstellung des Transistors 5 mittels einer einfachen
Rückkopplungsschleife zu verwirklichen.
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Die Vorspannungseinstellung des Transistors 5 wird bei dem
Ausführungsbeispiel der Erfindung daher mit Hilfe der Stromspiegelschaltung
I, des Komparators 10, der Diode 8 und der Impedanz 9 verwirklicht. Die
Gate-Spannung des Transistors 5 ist jetzt durch den Drain-Strom des
Transistors 5 sowie die Steuerspannung am Eingang 1 des Regelverstärkers
bestimmt. Der Transistor 5 wird auf den linearen Teil seiner Kennlinie
eingestellt, den sogenannten Widerstandsbereich. In diesem Bereich gilt in
guter Näherung:
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U(ds) / I(d) = R (3)
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wobei R angenähert von der Gate-Source-Spannung abhängt. Es wird ein
spezieller Wert für R gewählt und dieser Wert ist auch der Wert des
Widerstandes 9. Dadurch wird die Beziehung zwischen dem Strom über den und
der Spannung am Widerstand 9 gleich der Beziehung zwischen dem Strom und
der Spannung des Hauptstromweges für den Transistor 5 und diese Beziehung
wird mittels des Komparators 10 und der Stromspiegelschaltung I auf
gleichem Wert gehalten. Eine Steuerspannung U(r) wird an den Steuereingang
1 des Regelverstärkers angelegt. Dadurch wird die Drain-Source-Spannung des
Transistors 5 gleich U(r) - 0,7 V, wobei 0,7 V gleich der Basis-
Emitterspannung des Transistors 4 ist. Die Steuerspannung U(r) liegt auch
am Ausgang 20 der Stromspiegelschaltung I, da der Komparator 10 dafür
sorgt, daß die Spannung zwischen seinen beiden Eingängen (+ und -) gleich
0 V ist, und zwar aufgrund der Rückkopplungsschleife zwischen 20 und den
Bauteilen I, 17, 4, 5, 11 und 10. Die Spannung über dem Widerstand 9 ist
dann gleich U(r) - 0,7 V, wobei 0,7 V die Übergangsspannung der Diode 8
ist. Die Spannung über dem Widerstand 9 ist demgemäß gleich der Drain-
Source-Spannung des Transistors 5. Es fließt jetzt ein Strom I'(d), der
gleich dem Quotienten von U(ds) und R ist, vergleiche Gleichung (3), über
den Widerstand 9. Dieser Strom wird mittels der Stromspiegelschaltung I als
Drain-Strom I(d) gespiegelt und ist gleich dem Strom I'(d) über den
Widerstand 9. Der Komparator 10 legt eine Vorspannung an das Gate 3 des
Transistors 5, derart, daß die Beziehung (3) unabhängig vom Wert der
Abschnürspannung des Transistors 5 erfüllt ist.
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Grundsätzlich kann die Verstärkung des Regelverstärkers bis auf
eine Verstärkung von 0 zurückgeregelt werden, da die Transkonduktanz für
U(ds)-> 0 ebenfalls gegen 0 geht. In der Praxis zeigt sich, daß dann die
Bandbreite kleiner wird. Ein Regelbereich von 25 dB mit einer 3 dB-
Bandbreite von 1,5 GHz dürfte mit dem Regelverstärker nach der Erfindung
erreichbar sein. Es gibt keine definierte untere Grenze für die
Verstärkung. Die untere Grenze wird durch die Verstärkung bestimmt, bei er
die Abweichung von der Übertragungsfunktion als gerade zulässig angesehen
wird. Die obere Grenze für die Verstärkung wird durch das Produkt der
Transkonduktanz und den Wert des Widerstandes R bestimmt, vergleiche
Gleichung (2).
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Optimale Werte für die Widerstände und Kondensatoren sind
beispielsweise:
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R(9) = 140 Ohm
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R(11) = 50 Ohm
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R(17) = 50 Ohm
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C(12) = C(13) = C(14) = C(15) = C(16) = 10 nF.