DE60314724T2

DE60314724T2 - Kapazitätssensoren mit asynchroner ringoszillatorschaltung und verfahren zur kapazitätsmessung

Info

Publication number: DE60314724T2
Application number: DE60314724T
Authority: DE
Inventors: Mujahid c/o Epson Cambridge Laborato ISLAM; Simon Moore
Original assignee: Cambridge University Technical Services Ltd CUTS; Seiko Epson Corp
Current assignee: Cambridge University Technical Services Ltd CUTS; Seiko Epson Corp
Priority date: 2002-02-12
Filing date: 2003-02-11
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2023-02-12
Also published as: GB0203283D0; WO2003069360A1; EP1474697B1; GB2385132A; AU2003245005A1; DE60314724D1; US20080087542A1; KR20040102007A; JP2005517930A; TWI268450B; TW200302984A; EP1474697A1; CN100454029C; CN1630822A; GB2385132A8; US20050146383A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Kapazitätssensoren und insbesondere Kapazitätssensoren, die als Biosensoren verwendet werden können, wie Sensoren, die zur DNA-Identifizierung oder Fingerabdruckerkennung verwendet werden. Die vorliegende Erfindung betrifft auch ein Verfahren zur Kapazitätserfassung.
Kapazitätssensoren werden allgemein verwendet und es ist bekannt, dass bestimmte Kapazitätssensoren in biosensorischen Anwendungen verwendet werden können, wie der Identifizierung von DNA oder zur Fingerabdruckerkennung. Solche Sensoren sind aus EP-A-0908725, US-A-5,114,674 und US-A-6,108,438 bekannt. Der Bedarf an relativ kostengünstigen, zuverlässigen und relativ entsorgbaren Kapazitätssensoren zur Verwendung als Biosensoren ist jedoch steigend, insbesondere mit dem steigenden Bedarf, eine DNA-Identifizierung auszuführen. Zur DNA-Identifizierung muss eine extrem große Anzahl von DNA-Sequenzen untersucht werden um festzustellen, ob eine bestimmte DNA-Sequenz in einer untersuchten Probe vorhanden ist oder nicht.
Es ist bekannt, dass eine Elektrode mit einem bestimmten DNA-Strang vorbehandelt werden kann, und wenn DNA in Lösung mit der vorbehandelten Elektrode in Kontakt gebracht wird und zwischen einem DNA-Strang, der in der Lösung vorhanden ist, und dem DNA-Strang, mit dem die Elektrode vorbehandelt wurde, eine Übereinstimmung vorhanden ist, eine sehr geringe Änderung in der Kapazität zwischen der vorbehandelten Elektrode und einer anderen mitwirkenden Elektrode eintritt, die sehr nahe bei der vorbehandelten Elektrode angeordnet ist. Wenn eine sehr große Anordnung solcher Elektroden verwendet wird, kann die DNA in einer vernünftigen Zeitperiode identifiziert werden, da eine Anzahl von Strangvergleichen gleichzeitig ausgeführt werden kann. Daher kann DNA durch Messen der Änderung in der Kapazität identifiziert werden, die eintritt, wenn eine Übereinstimmung zwischen DNA-Strängen vorhanden ist. Angesichts der großen Anzahl von DNA-Strängen, die mit der Testprobe zu vergleichen sind, wird betont, dass nicht nur eine sehr große Anzahl von Sensoren verwendet werden muss, sondern diese Sensoren auch zuverlässig arbeiten müssen, um aussagekräftige Ergebnisse zu erhalten.
Viele Formen chemischer Sensoren, wie Biosensoren, wurden vorgeschlagen. Eine Art von Multi-Biosensor umfasst einen pH-Sensor in der Form einer Gruppe von vier ionenempfindlichen Feldeffekttransistoren (Ion Sensitive Field Effect Transistor – ISFET) in Kombination mit vier Metalloxid-Silizium-Feldeffekttransistoren (Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor – MOSFET), die als Source-Folgeschaltungen dienen. Damit eine ausreichende Isolierung zwischen den ISFETs bereitgestellt wird, ist die vorgeschlagene Gruppe jedoch relativ voluminös. Ferner ist ein ISFET eine Form von Transistor und beachtliche Probleme entstehen bei der elektrischen Isolierung solcher Vorrichtungen von einer Testlösung. Zur Behebung der Probleme einer Isolierung wurde vorgeschlagen, die ISFETs und MOSFETs auf einer Siliziumschicht in der Form einer Anzahl getrennter Flächen herzustellen, die von einem Saphirsubstrat getragen werden. Saphir wird wegen seiner ausgezeichneten elektrischen Isoliereigenschaften als Substratmaterial verwendet. Eine Schutzmembran wird dann über den Gate-Flächen der ISFETs gebildet, gefolgt von Membranen, die jeweils für die Testverbindungen empfindlich sind. Die derart hergestellten einzelnen Sensoren dienen als pH-Sensoren und können zum Erfassen von Harnstoff, Glucose und Kalium verwendet werden. Wie jedoch oben erwähnt wurde, ist die Sensorgruppe relativ groß, mit einer Breite von etwa 2 mm und einer Länge von 6 mm für eine Gruppe von nur vier Sensoren. Ferner kann das Saphirsubstrat nur zur Herstellung von Gruppen einer endlichen Größe verwendet werden, und es ist allgemein bekannt, dass die Bedenken bezüglich der Herstellung von Gruppen unter Verwendung von Silizium deutlich mit einer zunehmenden Größe der Gruppe steigen. Zusätzlich sind die Silizium- und insbesondere die Saphirsubstratmaterialien relativ teuer und daher sind chemische Sensoren der obengenannten Art extrem teuer in der Herstellung. Der Kostenaspekt ist besonders belastend, wenn berücksichtigt wird, dass viele Arten solcher Sensoren nur einmal vor der Entsorgung verwendet werden können. Somit sind solche Sensoren in der Praxis zur DNA-Identifizierung nicht geeignet.
Vor kurzem wurde eine Submikrometer-CMOS-Technologie zur Herstellung einer Biosensorgruppe zur DNA-Analyse vorgeschlagen. Diese Technologie hat die Herstellung einer Gruppe von bis zu etwa 1000 Sensorzellen auf einem Substrat mit einer Größe im Bereich von einigen Quadratmillimetern ermöglicht. Da jedoch die CMOS-Vorrichtungen auf einem Siliziumsubstrat hergestellt werden, das nur auf eine endliche Größe gezüchtet werden kann, hat die vorgeschlagene Gruppe eine hohe Packungsdichte.
Zur Isolierung der aktiven CMOS-Vorrichtungen von der nassen Betriebsumgebung wird eine bestimmte integrierte Reaktionstestkammer in der Form eines Hohlraums bereitgestellt, der zwischen zwei übereinander liegenden und hermetisch abgedichteten gedruckten Schaltungen angeordnet ist. Das zu analysierende DNA-Material wird durch Erwärmung in seine zwei Stränge geteilt und die Stränge werden unter Verwendung eines biochemischen Prozesses mit einem fluoreszierenden Molekül markiert. Ein Analyt, der die DNA-Stränge enthält, wird dann mit dem Halbleiterchip in Kontakt gebracht. Wenn ein DNA-Strang eine Sequenz aufweist, die mit jener eines Ziels übereinstimmt, das auf der Elektrode des Sensors angeordnet ist, erfolgt eine Hybridisierung, die zu einer physikalischen Lokalisierung der DNA-Probe auf der richtigen Elektrode des Chips führt. Der Chip wird dann gespült und der Sensor mit einer CCD-Kamera gelesen. Da die DNA-Stränge mit einem fluoreszierenden Molekül markiert wurden, zeigt eine relative Helligkeit auf den Elektroden der Vorrichtung an, wo eine Bindung eingetreten ist. Als Schlüsselfaktoren in der Anwendbarkeit solcher Vorrichtungen gelten die Kompatibilität der Materialien, die Herstellung und Verpackung zur zuverlässigen Lieferung eines Nass-Chip-Konzepts. Diese Anforderungen könnten durch die Notwendigkeit, eine hohe Packungsdichte auf dem Siliziumsubstratmaterial zu erreichen, beeinträchtigt sein. Wie auch aus der vorangehenden Beschreibung hervorgeht, sind solche Biosensoren in der Herstellung relativ teuer.
Es gibt auch Bedenken hinsichtlich der Leistung von Silizium-Wafervorrichtungen, wenn diese zum Erfassen bestimmter Substanzen verwendet werden, die eine kapazitive Wirkung aufweisen, wie jene einer Übereinstimmung von DNA-Sequenzen, die zuvor angeführt wurde. MOSFETs umfassen für gewöhnlich eine relativ dünne Siliziumdioxidschicht (SiO₂), die von einem dotierten Siliziumsubstrat getragen wird. Die SiO₂-Schicht hat eine inhärente Kapazität, die zu der Dicke der Schicht umgekehrt proportional ist. Wenn die SiO₂-Schicht auf eine typische Dicke von etwa 100 nm hergestellt wird, kommt es zu einem signifikanten Verlust des kapazitiven Signals von der Vorrichtung und dies ist auf die inhärente Kapazität der SiO₂-Schicht zurückzuführen. Wenn die SiO₂-Schicht als sehr dünne Schicht hergestellt wird, um den Signalausgang zu verbessern, werden die Vorrichtungen in der Verwendung sehr instabil. Diese Konflikte im Design können gemildert werden, wenn die erfassende Elektrode sehr klein gestaltet wird. Die erfassende Elektrode muss jedoch in einer Größe hergestellt werden, die in der Verwendung praktisch ist, da sie die zu identifizierende Substanz aufnehmen muss. In der Praxis muss daher die MOSFET-Gate-Fläche relativ groß gestaltet werden, aber dies führt zu der grundlegenden Überlegung in derer Herstellung bezüglich der Verwendung von Siliziumtransistoren für chemische Sensoren, dass die Bereitstellung relativ großer Gate-Flächen die Packungsdichte der Transistoren signifikant verringert, die auf den Siliziumsubstraten endlicher Größe aufgenommen werden können, wodurch wiederum die Anzahl von Sensorzellen verringert wird, die in der Sensorgruppe aufgenommen werden können.
Dünnfilmtransistoren (TFTs) sind in der Herstellung relativ kostengünstig, da relativ billige Nicht-Silizium-Materialien, wie Natronglas oder Kunststoff, als Substrat verwendet werden können. Die Verwendung eines Kunststoffsubstrates kann zusätzliche Vorteile bieten, da es ein relativ entsorgbares Material im Vergleich zu Silizium ist. Ferner können TFTs einfach als sehr große Flächengruppen hergestellt werden, und eine solche Technologie findet bereits eine weit verbreitete Anwendung in der Industrie, wie zum Beispiel in der Herstellung von Aktiv-Matrix-Adressierungsschemata für Flüssigkristallenzeigevorrichtungen. Die Herstellungsprozesse haben sich daher gut bewährt und es kann eine hohe Ausbeute betriebsfähiger Vorrichtungen zuverlässig bei relativ geringen Kosten erhalten werden, insbesondere im Vergleich zu Siliziumsubstratvorrichtungen. Diese Vorteile können weiter verstärkt werden, wenn berücksichtigt wird, dass Gruppen, die um ein Vielfaches größer sind als jene, die von Siliziumsubstraten erhältlich sind, auch zuverlässig hergestellt werden können, was wiederum bedeutet, dass die Anzahl von Sensorzellen in der Gruppe auch groß gestaltet werden kann, wodurch eine sehr große Anzahl von Tests gleichzeitig ausgeführt werden kann.
Für chemische oder Biosensoren im Besonderen bietet die Möglichkeit, TFTs als großflächige Gruppen bei relativ geringen Kosten einfach herzustellen, signifikante Vorteile im Vergleich zu den für gewöhnlich verwendeten Siliziumvorrichtungen, da die Notwendigkeit, eine sehr hohe Packungsdichte zu erreichen, kein vorherrschender Faktor im Vorrichtungsdesign ist. Somit kann die Fläche, die jeder Sensorzelle einer Gruppe zugeordnet ist, die die zu identifizierende Probe aufnimmt, nach Bedarf zu den aktiven Halbleiterkomponenten versetzt sein, wodurch Bedenken hinsichtlich einer Isolierung entfallen, die bei den gegenwärtigen Siliziumsubstratvorrichtungen vorhanden sind. Ferner können die Sensorflächen zur Aufnahme einer zu identifizierenden Probe, die die Form von Elektroden für einen DNA-Sensore aufweisen können, relativ groß sein, wodurch die Sensorfläche vergrößert und die Leistung der Vorrichtung verstärkt wird. Zusätzlich kann die Verwendung vergrößerter Sensorflächen einen weiteren Nutzen bieten, da die Packungsdichte der TFTs zu jener verringert werden kann, die in vielen gegenwärtigen praktischen Anwendungen vorzufinden ist, wo diese Vorrichtungen verwendet werden, wodurch erhöhte Ausbeuten vollkommen funktioneller Vorrichtungen bei den bestehenden, allgemein bewährten Herstehlungsprozessen geboten werden können.
Von TFTs ist bekannt, dass sie eine geringere Mobilität als Siliziumsubstrattransistoren aufweisen, und wenn sie als Transistorvorrichtung in großen Gruppen hergestellt werden, was für einen Biosensor von besonderem Vorteil wäre, können TFTs Schwankungen in der Übertragungseigenschaft zwischen den Transistoren in der Gruppe aufweisen. Diese Schwankungen können ausgeprägter sein, wenn die Gruppengröße zunimmt, und insbesondere für DNA-Biosensoren, wo für gewöhnlich eine sehr große Anzahl von Proben zur Identifizierung einer Probe analysiert werden muss, ist eine großflächige Gruppe von besonderem Vorteil hinsichtlich der Verringerung der Zeit, die zur Analyse von Proben und somit zur Identifizierung einer bestimmten DNA erforderlich ist.
Andererseits sind asynchrone FIFO (First-in-First-out) Ringschaltungen aus US-A-6,069,514 und US-A-5,777,482 bekannt.
Somit wird ein Biosensor als besonders vorteilhaft und günstig angesehen, bei dem die möglichen Nachteile, die mit der Schwankung in der TFT-Leistung zusammenhängen, überwunden werden können, so dass solche Vorrichtungen sofort und zuverlässig als aktive Vorrichtungen für einen chemischen Sensor in der Form einer großen Gruppe von Zellen verwendet werden können.
Die vorliegende Erfindung versucht daher, eine verbesserte Form eines Kapazitätssensors bereitzustellen, und insbesondere eine verbesserte Form eines Kapazitätssensors zur Verwendung als Biosensor bereitzustellen, der unter Verwendung von TFTs hergestellt werden kann und der Schwankungen in den Betriebseigenschaften ausgleichen kann, die bekanntlich in solchen Vorrichtungen vorhanden sind.
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Kapazitätssensor bereitgestellt, umfassend eine Mehrzahl von Schaltelementen, die als asynchrone Ringoszillatorschaltung angeordnet sind, und eine Elektrode, die an einen Knoten zwischen zwei der Schaltelemente gekoppelt ist.
Vorzugsweise umfassen die Schaltelemente Verzögerungsschaltungen und Inverterschaltungen, die so gekoppelt sind, dass First-in-First-out- (FIFO-) Schaltelemente bereitgestellt werden.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein DNA-Sensor oder Fingerabdrucksensor bereitgestellt, der einen Kapazitätssensor nach dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Kapazitätserfassungsmethode bereitgestellt, umfassend das Bereitstellen eines Sensors, der eine Mehrzahl von Schaltelementen enthält, die als asynchrone Ringoszillatorschaltung angeordnet sind, und die Kapazität an einer Elektrode erfasst, die an einen Knoten zwischen zwei der Schaltelemente gekoppelt ist, indem eine Änderung in der Frequenz der Oszillation der asynchronen Ringoszillatorschaltung erfasst wird.
Das Verfahren umfasst in vorteilhafter Weise mehrere Schaltelemente und Inverterschaltungen, die gekoppelt sind, um FIFO-Schaltelemente zu umfassen.
Vorzugsweise umfasst die Kapazitätserfassungsmethode eine biosensorische Methode, die das Auflegen einer DNA-Probe auf die Elektrode enthält, um eine DNA-Identifizierung auszuführen, oder das Auflegen einer menschlichen Fingerspitze auf die Elektrode, um eine Fingerabdruckerkennung zu erreichen.
Es werden nun Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nur anhand eines weiteren Beispiels und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, von welchen:
1 schematisch ein FIFO-Element zeigt;
2 schematisch mehrere der Elemente zeigt, die in 1 dargestellt sind, die in Serie gekoppelt sind, um eine FIFO-Schaltung bereitzustellen;
3 Wellenformdiagramme für die in 2 dargestellte Schaltung zeigt;
4 schematisch einen Kapazitätssensor gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 schematisch einen Kapazitätssensor gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 einen Kapazitätssensor gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt; und
7 einen Kapazitätssensor zeigt, der als eine Gruppe von Kapazitätssensoren angeordnet ist und eine Verknüpfungsschaltung enthält, um die Elektroden selektiv an die Sensoren zu koppeln.
1 zeigt ein "First-in-First-out"- (FIFO-) Element 2. Das FIFO-Element 2 umfasst zwei Verzögerungsschaltungen 4 und 6 (die in dieser Technik häufig als Müller-C-Elemente bezeichnet werden), die jeweils zwei Eingänge, einen Ausgang enthalten, und eine entsprechende Inverterschaltung 8, 10, die an einen Eingang gekoppelt ist. Der Ausgang 12 der Verzögerungsschaltung 4 ist an eine "Bestätigungs-Aus"-Anschlussklemme Aout und einen der Eingänge (den nicht invertierenden Eingang) der Verzögerungsschaltung 6 gekoppelt. Der Ausgang 14 der Verzögerungsschaltung 6 ist über den Inverter 8 an den zweiten Eingang der Verzögerungsschaltung 4 (den invertierenden Eingang) und eine "Anforderung-Aus"-Anschlussklemme Rout gekoppelt. Der zweite Eingang der Verzögerungsschaltung 4 (der nicht invertierende Eingang) ist an eine "Anforderung-Ein"-Anschlussklemme Rin gekoppelt und der zweite Eingang der Verzögerungsschaltung 6 (der invertierende Eingang) ist an eine "Bestätigungs-Ein"-Anschlussklemme Ain gekoppelt.
In Betrieb ist das FIFO-Element 2 für einen Empfang eines eingehenden Datensignals, wie einer logischen 1, auf dem Anforderungs-Eingang Rin, angeordnet. Das Datensignal wird durch die Verzögerungsschaltungen 4 und 6 geleitet, so dass es an der Anforderungs-Ausgangsanschlussklemme Rout zu einem vorbestimmten Zeitpunkt nach der Eingabe in die Anforderungs-Eingangsanschlussklemme Rin erscheint, wobei die vorbestimmte Zeit durch die kombinierten Verzögerungen der Verzögerungsschaltungen 4 und 6 eingestellt wird. Das logische 1 Datensignal, das zu der Anforderungs-Ausgangsanschlussklemme 1 Rout geleitet wird, wird auch zu dem Inverter 8 geleitet. Somit erscheint eine logische NULL an dem Eingang zu der Verzögerungsschaltung 4, der an den Inverter 8 gekoppelt ist, und diese logische NULL wird dann zu einem Zeitpunkt, der durch die Verzögerungen der Verzögerungsschaltungen 4 und 6 bestimmt wird, zu der Anforderungs-Ausgangsanschlussklemme Rout geleitet. Das FIFO-Element dient daher als eine Form von linearem Puffer mit einem Speicher.
2 zeigt vier FIFO-Elemente A, B, C und D, die effektiv in Serie geschaltet sind, um eine FIFO-Schaltung bereitzustellen, und der Betrieb der FIFO-Elemente wird unter Bezugnahme auf diese Figur und auch auf 3 beschrieben, die Wellenformdiagramme zeigt, die das Schalten der FIFO-Elemente A, B, C, D darstellen. Eine solche FIFO-Schaltung wird in dieser Technik auch als Mikro-Pipeline bezeichnet.
Jedes der FIFO-Elemente A, B, C, D hat entsprechende "Anforderungs-" und "Bestätigungs-) Eingangs- und Ausgangsanschlussklemmen, ähnlich jenen, die für das FIFO-Element 2 gezeigt sind, das in 1 dargestellt ist. In der folgenden Beschreibung wird angenommen, dass alle Ausgänge der FIFO-Elemente zu Beginn eine logische NULL sind, und dass ein Datensignal einer logischen 1 an dem Anforderungseingang RiA erscheint, und daher an dem Eingang in1 der Verzögerungsschaltung D_A1. Dieses logische 1 Signal geht durch Verzögerungsschaltungen D_A1 und D_A2 und erscheint an der Anschlussklemme RoutA nach einer Zeit, die durch die kombinierten Verzögerungen von Verzögerungsschaltungen D_A1 und D_A2 bestimmt wird. Diese logische 1 wird auch in den Inverter I_A1 geleitet, der, da er eine Inverterschaltung ist, als Antwort eine logische 0 an seinem Ausgang bereitstellt, d.h., an einem zweiten Eingang in2 der Verzögerungsschaltung D_A1. Somit geht zum Zeitpunkt t₁ der Ausgang vom FIFO-Element A hoch, wie durch die Wellenform A in 3 dargestellt ist.
FIFO-Elemente B, C und D, die in 2 dargestellt sind, arbeiten auf ähnliche Weise wie das FIFO-Element A und somit geht das Datensignal der logischen 1 an der Anschlussklemme RoutA über Verzögerungsschaltungen D_B1 und D_B2 zu der Anschlussklemme RoutB und zum Inverter I_B1.
In der Zwischenzeit, obwohl ein Datensignal einer logischen 0 an dem Anforderungseingang RiA erschienen ist, geht der Ausgang vom FIFO-Element A nicht tief, bis der Ausgang AoutB vom FIFO-Element B zu der Verzögerungsschaltung D_A2 des Elements A über die Anschlussklemme AinA zurückgeleitet wird. Dies geschieht, wenn der Ausgang der Verzögerungsschaltung D_B1 hoch geht und somit der Ausgang der Inverters I_A2 und daher der Ausgang der Verzögerungsschaltung D_A2 tief geht. Dies ist zum Zeitpunkt t₃ in 3 dargestellt.
Dieser Effekt läuft durch die FIFO-Elemente A, B, C und D und somit wird der Ausgang des FIFO-Elements C zum Zeitpunkt t₄ hoch, wodurch der Ausgang des FIFO-Elements B zum Zeitpunkt t₅ tief wird, und so weiter für FIFO-Elemente C und D, wie in 3 dargestellt ist.
4 zeigt vier FIFO-Elemente, die als asynchrone FIFO-Ringschaltung 20 verbunden ist, und es ist offensichtlich, dass, da die FIFO-Schaltungen in einem Ring verbunden sind, der Effekt, dass eine der Schaltungen hoch wird und die vorangehende Schaltung in dem Ring veranlasst, nieder zu werden, sich durch den Ring fortsetzt. Somit weist der FIFO-Ring eine natürliche Oszillationsfrequenz mit einer Periode auf, die vorwiegend durch die Verzögerungsschaltungen der FIFOs bestimmt wird, die in dem Ring gekoppelt sind. Bei der vorliegenden Erfindung wurde erkannt, dass diese Oszillationsfrequenz für eine Kapazitätsschwankung sehr empfindlich ist, da eine solche Schwankung die Verzögerung ändert, die durch die Verzögerungsschaltungen des Rings bereitgestellt wird.
4 zeigt eine Elektrode E1, die an einen Knoten zwischen zwei der FIFO-Elemente des FIFO-Rings 20 gekoppelt ist. Wenn daher ein Material, wie eine DNA-Probe, in Kontakt mit der Elektrode E1 gebracht wird, bewirkt jede Übereinstimmung zwischen der Sequenz der DNA-Stränge der DNA-Probe und der Sequenz eines DNA-Strangs, mit der die Elektrode vorbehandelt ist, eine Änderung in der Kapazität zwischen der Elektrode E1 und einer Gegenelektrode E2. Im Prinzip bilden daher die Elektroden E1 und E2 die Platten eines Kondensators C und die DNA-Stränge bilden ein Dielektrikum zwischen den Platten des Kondensators. Die Änderung in der Kapazität ist von der Fläche der Elektroden E1 und E2 abhängig, aber für gewöhnlich führt bei einer Elektrode mit einer Fläche von 100 Mikrometern im Quadrat eine Übereinstimung zwischen DNA-Strängen zu einer Änderung im Kapazitätswert des Kondensators C von etwa 0,07 Picrofarad, aber, da sich die Oszillationsfrequenz der FIFO-Ringschaltung als sehr empfindlich gegenüber kleinen Änderungen im Kapazitätswert des Rings erwiesen hat, ist selbst eine derart geringe Änderung im Kapazitätswert des Kondensators C ausreichend, um eine erfassbare Änderung in der Oszillationsfrequenz des FIFO-Rings zu bewirken.
Eine praktische Konfiguration eines Kapazitätssensors, der eine asynchrone FIFO-Ringoszillatorschaltung enthält, ist in 5 dargestellt.
Der FIFO-Ring 20 hat einen Knoten, der an die Elektrode E1 gekoppelt ist, um eine zu testende Probe aufzunehmen, die in Kombination mit der Elektrode E2 den Kondensator C bildet, dessen Kapazitätswert in Kombination mit den Verzögerungsschaltungen der FIFO-Elemente die Oszillationsfrequenz des FIFO-Rings 20 bestimmt. Der Biosensor enthält einen Zeitgeber 22, der an einen Zähler 24 gekoppelt ist, der an den Ausgang der FIFO-Ringschaltung 20 angeschlossen ist. Der Zähler 24 zählt die Oszillationszyklen des FIFO-Rings während einer Zählperiode, die durch ein Taktsignal 26 bestimmt wird, das von dem Zeitgeber 22 empfangen wird. Der Zähler 24 ist an einen Registerblock 28 gekoppelt, der einen Zählwert 30 speichert, der von dem Zähler bereitgestellt wird. Der Registerblock 28 ist an eine Mikrosteuerung 32 gekoppelt, die die Zählwerte verarbeitet, die in dem Registerblock gespeichert sind, um einen Datenausgang bereitzustellen, der die Probe identifizieren kann, die mit der Elektrode E1 in Kontakt gebracht wird.
In Betrieb wird der Kapazitätssensor, der in 5 dargestellt ist, zuerst durch Zählen der Oszillationszyklen in einer festgelegten Zeitperiode T normalisiert, wie durch den Taktimpuls 26 der Zeitgeberschaltung 22 bestimmt wird. Dies wird als "Normalisierungsphase bezeichnet". Da der FIFO-Ring 20 als asynchrone Ringoszillatorschaltung arbeitet, wird die Oszillationsfrequenz nur durch die Komponenten bestimmt, die die Schaltelemente des FIFO-Rings bilden, und nicht durch einen externen synchronen Taktimpuls. Die Zeitperiode T wird so gewählt, dass die Zählung so rasch wie möglich beendet wird, und diese Normalisierungsphase ermöglicht, dass jede Prozessänderung im Laufe der Zeit verfolgt werden kann. Als Ergebnis liefert der Zähler 24 somit einen ersten Zählwert 30, der in dem Registerblock 28 gespeichert wird. Die Testprobe, wie eine DNA-Probe oder eine Fläche einer Fingerspitze eines menschlichen Fingers, wird dann mit der Elektrode E₁ in Kontakt gebracht. Dies kann als Messphase für den Kapazitätssensor bezeichnet werden. Die Probe bewirkt eine Änderung in dem Kapazitätswert des Kondensators C, was wiederum eine Änderung in der Oszillationsfrequenz der asynchronen FIFO-Ringschaltung 20 bewirkt. Der Zähler 20 zählt wieder die Oszillation der FIFO-Ringschalung 20 während der Zeitperiode T, um einen zweiten Zählwert 30 zu erzeugen, der auch in dem Registerblock 28 gespeichert wird. Die Mikrosteuerung 32 vergleicht dann den ersten und zweiten Zählwert und die Differenz ist ein quantitatives Maß, das die Probe auf der Elektrode E₁ anzeigt. Die Mikrosteuerung 32 kann Verweistabellen enthal ten, und die Differenz zwischen den ersten und zweiten Zählwerten wird der Reihe nach mit Werten verglichen, die in den Verweistabellen gespeichert sind, um das quantitative Maß bereitzustellen. Ein solcher Prozess wäre für einen Fachmann offensichtlich und wird daher im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung nicht näher beschrieben.
Die FIFO-Ringschaltung 20, der Zeitgeber 22, der Zähler 24, der Registerblock 28 und die Mikrosteuerung 32 können alle auf einem einzelnen Chip als integrierte Schaltung bereitgestellt sein, mit einer Datenausgabe in einem geeigneten Format für einen direkten Anschluss an einen Personal-Computer. Die Mikrosteuerung 32 kann die Verweistabellen enthalten, mit welchen der Differenzwert verglichen wird, oder die Mikrosteuerung kann als Alternative nur zum Bereitstellen des Differenzwertes verwendet werden, der zu dem Personal-Computer geleitet wird, in dem die Verweistabellen gespeichert sind.
In der Ausführungsform, die in 5 dargestellt ist, werden die Oszillationszyklen in einer eingestellten Zeitperiode T gezählt. Die Zeitperiode T kann jedoch als Alternative entweder durch Bereitstellen von Datenwerten gewählt werden, die die Zeitperiode T bestimmen, die in dem Registerblock 28 gespeichert werden oder die für einen bestimmten Kapazitätserfassungsvorgang in den Registerblock geladen werden. In jedem Fall können die Datenwerte von dem Registerblock 28 in den Zeitgeber 26 gelesen werden, um die Zählperiode T einzustellen.
Es ist bekannt, dass Halbleiterschaltungen, wie integrierte Schaltungen, eine inhärente Kapazität enthalten, wie die SiO-Kapazität, die in MOS-Vorrichtungen vorhanden ist. Somit sollte die Anzahl von FIFO-Elementen in dem asynchronen Ring vorzugsweise so gering wie möglich gehalten werden, um die inhärente Kapazität in dem Ring zu minimieren, wodurch die Empfindlichkeit der Ringschaltung gegenüber Änderungen in dem Kapazitätswert des Kondensators C erhöht wird. Dies bietet im Allgemeinen auch eine besser kontrollierte und stabile Umgebung für den Kapazitätssensor. Die Verwendung von nur zwei FIFO-Elementen (die jeweils wie in 2 dargestellt sind) zur Bereitstellung des asynchronen FIFO-Rings hat sich als günstig erwiesen, wodurch eine relativ hohe Oszillationsfrequenz des Rings geboten wird, da weniger Verzögerungsschaltungen in dem Ring vorhanden sind. Dadurch kann wiederum die Periode T, in der die Oszillationen des Rings gezählt werden, auch minimiert werden, wodurch ein effizienter Betrieb des Kapazitätssensors bereitgestellt wird.
Um den Betrieb der asynchronen FIFO-Ringschaltung zu ermöglichen, muss mindestens eines der FIFO-Elemente mit einem Datensignal einer logischen 1 an seinem Anforderungseingang Rin voreingestellt sein. Der asynchrone FIFO-Ringoszillator kann jedoch mit mehr als einem voreingestellten FIFO-Element bereitgestellt sein, wie mit den zwei voreingestellten FIFO-Elementen, die als Cp in 4 dargestellt sind.
Es ist auch möglich, die Genauigkeit des Kapazitätssensors durch Anwendung einer Durchschnittsbildungstechnik während der Normalisierungsphase und/oder der Messphase weiter zu verbessern. In diesem Fall werden der erste und/oder zweite Wert über eine Anzahl von Zeitperioden T aufgezeichnet und dann wird der Durchschnitt ermittelt, um einen durchschnittlichen ersten und/oder zweiten Wert bereitzustellen, der (die) wiederum mit der Verweistabelle verglichen wird (werden).
Von dem FIFO-Ringsoszillator-Kapazitätssensor, der unter Bezugnahme auf 1 bis 5 beschrieben wurde, wird angenommen, dass er einen besonders vorteilhaften Kapazitätssensor bereitstellt. Die Verwendung der FIFO-Schaltungen ermöglicht, einen zuverlässigen Sensor zu erreichen, selbst wenn die Schaltelemente unter Verwendung von Dünnfilmtransistoren (TFTs) implementiert werden. Wie zuvor angeführt, ist die Verwendung von TFTs von besonderem Vorteil bei Sensoren, die wegen ihrer beabsichtigten Anwendung vorzugsweise nach der Verwendung leicht entsorgbar sind, da Kunststoffe oder andere entsorgbare Materialien zur Verwendung als Substratmaterial gewählt werden. Ferner können die TFTs wie auch die Schaltungsverbindungen und Isolatorregionen unter Verwendung organischer Materialien hergestellt werden, die auch im Vergleich zu umweltschädlicheren Materialien leichter entsorgt werden können, die zur Herstellung von CMOS-Vorrichtungen vom Siliziumkristalltyp verwendet werden.
Da ferner eines der Verzögerungselemente jeder FIFO-Schaltung in seinem gegenwärtigen Zustand gehalten wird, bis der Ausgang des folgenden FIFO-Verzögerungselements valid wird, liefert die Anordnung eine Schaltung, die im Betrieb sehr stabil ist. Dies trotz der Tatsache, dass die FIFO-Schaltungen jeweils eine Inverterschaltung, die aus TFTs hergestellt wird, an einem Eingang jedes Verzögerungselements enthalten können. Es wird betont, dass für Fachleute allgemein bekannt ist, dass Inverterschaltungen mit beständigen Zeitgebereigenschaften besonders schwierig mit TFTs herzustellen sind, da die Eigenschaften der p- und n-Kanal-TFT-Vorrichtungen beachtlich variieren können. Somit werden TFTs in der Praxis für gewöhnlich nicht zur Herstellung von Inverterschaltungen verwendet. Ferner bietet die Verwendung der FIFO-Schaltungen einen zusätzlichen Nutzen, dass Runt-Impulse, die bei Ringoszillatoren vom Inverterschaltungstyp vorgefunden werden können, insbesondere bei jenen mit einer größeren als der Minimalanzahl von Invertern in dem Ring, nicht erzeugt werden.
Zusätzlich ist von der Oszillationsfrequenz des Ringoszillators bekannt, dass sie zu zwei Hauptfaktoren proportional ist. Zuerst ist die Frequenz zu der Verzögerung jedes Inverters proportional, so dass zur Maximierung der Änderung in der Oszillationsfrequenz es äußerst wünschenswert ist, die inhärenten Schaltungsverzögerungen zu minimieren. Dies bedeutet wiederum, dass der Schaltungsring unter Verwendung der minimalen Anzahl von Stufen implementiert werden sollte. Zweitens ist die Oszillationsfrequenz von der Verzögerung beim Laden des Kondensators abhängig, der durch die Erfassungselektrode gebildet wird. Wenn der Sensor unter Verwendung von FIFO-Schaltelementen hergestellt wird, hat sich gezeigt, dass ein zuverlässiger Betrieb unter Verwendung von nur zwei FIFO-Schaltungen bereitgestellt werden kann, da das notwendige Puffern in den FIFO-Elementen erfolgen kann. Im Gegensatz dazu müssen andere Designkonfigurationen eine relative große Gesamtringverzögerung verwenden und somit eine vergleichsweise erhöhte Anzahl von Stufen (mit dem daraus resultierenden Verlust an Empfindlichkeit), um weiterhin schnell ansteigende und sinkende Signalflanken zu garantieren, ähnlich jenen, die durch eine FIFO-Ringschaltung bereitgestellt werden, die eine exakte und beständige Zeitgebung bereitstellen.
Zusammenfassend haben sich daher überraschende und signifikante Vorteile durch die Verwendung von FIFO-Schaltelementen für den Kapazitätssensor gezeigt.
6 zeigt eine alternative Konfiguration für die asynchrone Ringoszillatorschaltung in der Form mehrerer Inverterschaltungen 40, 42 und 44, die in einem Ring verbunden sind, wobei eine Elektrode E1, die eine Platte eines Kondensators C bildet, an den Ring auf ähnliche Weise wie an die FIFO-Ringschaltung gekoppelt ist, die in 4 dargestellt ist. In der Schaltung, die in 6 dargestellt ist, sind drei Inverterschaltungen dargestellt, aber in der Praxis würde eine höhere Anzahl solcher Schaltungen verwendet werden, um zu garantieren, dass der Kondensator C vor der Beendigung eines Zyklus der Ringinverterschaltungen vollständig geladen ist; d.h., dass der erste Inverter auf dem Ring von dem letzten Inverter auf dem Ring nicht vor dem vollständigen Laden des Kondensators C zurückgestellt wird.
Im Betrieb wird angenommen, dass eine logische 0 an dem Eingang der Inverterschaltung 40 vorhanden ist. Der Ausgang der Inverterschaltung 40 wäre daher eine logische 1, die in die Inverterschaltung 42 eingegeben wird. Der Ausgang der Inverterschaltung 42 ist daher eine logische 0, die in die Inverterschaltung 44 eingegeben wird. Der Ausgang der Inverterschaltung 44 ist daher eine logische 1, die in die Inverterschaltung 40 eingegeben wird. Somit ist ersichtlich, das jeder Eingang oder Ausgang der Inverterschaltungen zwischen einer logischen 0 und einer logischen 1 oszilliert, wobei die Betriebsfrequenz durch die kombinierten Verzögerungszeiten der Inverterschaltungen 40, 42 und 44 bestimmt wird. Wenn der Kondensator C an einen Knoten zwischen beliebigen Inverterschaltungen gekoppelt ist, führt. der Kondensator C eine weitere Verzögerung in die Schaltung ein, die von dem Kapazitätswert des Kondensators C abhängig ist. In dieser Hinsicht arbeitet daher die Schaltung, die in 6 dargestellt ist, ähnlich wie die asynchrone FIFO-Ringschaltung, die in 4 dargestellt ist.
Vorzugsweise wird der Kapazitätssensor gemäß der vorliegenden Erfindung unter Verwendung polykristalliner TFTs hergestellt, da sich diese leicht für eine Integration in sehr großem Maßstab eignen, da jedes geeignete Isoliersubstrat, wie Natronglas oder Kunststoff, verwendet werden kann. Da ferner die Transistoren auf dem Isoliersubstrat und nicht auf einem Halbleitersubstrat hergestellt werden können (das für Einzelkristallhalbleitervorrichtungen wie NMOS-Transistoren notwendig ist), wird die Volumenkapazität der Transistorvorrichtungen im Vergleich zu MOS-Transistoren verringert. Dies ist ein besonders wünschenswertes Merkmal für einen Kapazitätssensor, da die intrinsische Kapazität der Schaltung verringert ist, wodurch die Empfindlichkeit des Sensors gegenüber Änderungen in der Kapazität erhöht wird, die an der Elektrode auftreten.
Es ist jedoch bekannt, dass TFTs stark schwankenden Schwellenspannungen haben, selbst wenn sie in derselben Charge hergestellt werden und derselbe Polysiliziumfilm verwendet wird. Es ist auch bekannt, dass andere Parameterschwankungen bei diesen Vorrichtungen auftreten. Die Schwellenspannung ist effektiv die Spannung, die an die Gate-Elektrode der Vorrichtung angelegt werden muss, damit Strom durch die Kanalregion des TFT fließt, und bestimmt somit den EIN-Zustand des TFT. Dieser bestimmt wiederum den Zeitpunkt, zu dem jeder TFT der Schaltung arbeitet. Diese Variation in der Schwellenspannung in TFTs ist in dem Kapazitätssensor der vorliegenden Erfindung nicht problematisch, da eine asynchrone Ringoszillatorschaltung verwendet wird, und die Oszillationszählung jedes Mal vor einer tatsächlichen Probenmessung normalisiert wird. Somit gleicht der Betriebsmodus automatisch jede Schwankung der Oszillationsfrequenz aus, die sich aus Parameterschwankungen in den TFTs ergibt.
Wenn der Kapazitätssensor der vorliegenden Erfindung als Biosensor verwendet wird, verbessert zusätzlich die Verwendung von TFTs die Entsorgbarkeit des Biosensors nach der Verwendung im Test und ermöglicht, dass ein größeres Substrat im Vergleich zu Einzelkristall-MOS-Vorrichtungen verwendet werden kann. Somit kann der Biosensor als große Gruppe asynchroner Oszillatorschaltungen hergestellt werden, von welchen jede eine Elektrode zur Aufnahme einer Testprobe aufweist, und dies bei verringerten Kosten. Daher können alle Biosensor-Schaltelemente in einem einzigen Substrat integriert werden, wodurch eine größere Anzahl von Proben entweder gleichzeitig oder der Reihe nach getestet werden kann, entweder mit Hilfe einer Anzahl asynchroner Ringoszillatoren, die sich gemeinsame Zeitgeber-, Zähl-, Register- und Mikrosteuerungsschaltungen teilen, oder durch Bereitstellung zweckbestimmter Signalverarbeitungsschaltungen für jeden asynchronen Oszillator.
Die vorangehende Beschreibung diente nur als Beispiel und es ist für einen Fachmann offensichtlich, dass Modifizierungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
Zum Beispiel ist, wie zuvor in Bezug auf 4 erwähnt wurde, die Änderung in der Kapazität an der Elektrode zu der Elektrodenfläche proportional und für gewöhnlich etwa 0,07 Picrofarad für eine Elektrode von etwa 100 Mikrometern im Quadrat. Die Empfindlichkeit des Sensors kann erhöht werden, indem mehr als eine Elektrode (und daher mehr als ein Kondensator) in jeder asynchronen Ringoszillatorschaltung bereitgestellt werden. Ferner ist der Kapazitätssensor in der Praxis wahrscheinlich als Gruppe solcher Sensoren konfiguriert, die jeweils eine asynchrone Ringoszillatorschaltung mit einer oder mehreren zugehörigen Elektroden umfasst. Die Gruppe kann mit geeigneten Schaltmitteln bereitgestellt sein, die auch TFTs umfassen können, um die Elektroden jeder Ringoszillatorschaltung der Gruppe selektiv an andere der Ringoszillatoren der Gruppe zu koppeln, um die Empfindlichkeit zu verbessern.
7 zeigt einen Kapazitätssensor, der als eine Gruppe von acht Sensoren 100 angeordnet ist, wobei jeder mit einer entsprechenden Elektrode 102 bereitgestellt ist. Der Kapazitätssensor ist auch mit einer Verknüpfungsschaltung 104 bereitgestellt, durch die die Sensoren an ihre entsprechenden Elektroden 102 gekoppelt werden können. Die Verknüpfungsschaltung 104 kann so angeordnet sein, dass jede der Elektroden 102 der Gruppe an jeden der Sensoren 100 gekoppelt werden kann. Wenn daher bekannt ist, dass eine Testprobe eine relativ geringe Änderung in der Kapazität lie fert, kann die Mikrosteuerung 32, die auch an die Verknüpfungsschaltung 104 gekoppelt ist, verwendet werden, um Durchgangs-Gates in der Verknüpfungsschaltung einzurichten, so dass mehr als eine Elektrode der Gruppe an einen der Sensoren 100 angeschlossen wird, wodurch die Empfindlichkeit des Sensors verbessert wird, da der betroffene Sensor im Wesentlichen dadurch mit einer größeren Elektrodenfläche zur Aufnahme der Testprobe versehen wird. Daher kann die Verknüpfungsschaltung zum Beispiel zum Koppeln der Elektroden 102a und 102b an den Sensor 100b verwendet werden, wodurch die Empfindlichkeit des Sensors 100b verbessert wird.
Obwohl der Kapazitätssensor so beschrieben ist, dass er TFTs umfasst, können ferner diese als organische Halbleitervorrichtungen hergestellt werden. Somit enthält der Begriff TFT im Zusammenhang mit der vorliegenden Erfindung, einschließlich der Ansprüche im Anhang, sowohl anorganische, z.B. polykristalline, wie auch organische, z.B. polymere, Dünnfilmtransistoren, alleine oder in Kombination.
Zusätzlich können die Elektroden aus einem anorganischen Material, z.B. Metall, oder einem leitenden organischen Material, wie einem leitenden Polymer, hergestellt werden.
Die Verwendung organischer Dünnfilmtransistoren und eines leitenden Polymermaterials für die Elektroden ermöglicht, dass der Kapazitätssensor durch einen Druckprozess hergestellt wird, wie einen Tintenstrahldruck, der für eine Integration in sehr großem Maßstab besonders geeignet ist, und keine fotolithografische oder Ätztechniken benötigt.

Claims

Kapazitätssensor, umfassend eine Mehrzahl von Schaltelementen, die als asynchrone Ringoszillatorschaltung angeordnet sind, und eine Elektrode, die an einen Knoten zwischen zwei der Schaltelemente gekoppelt ist.
Kapazitätssensor nach Anspruch 1, wobei die Schaltelemente Inverterschaltungen umfassen.
Kapazitätssensor nach Anspruch 1, wobei die Schaltelemente Verzögerungsschaltungen und Inverterschaltungen umfassen, die so gekoppelt sind, dass FIFO-Schaltelemente bereitgestellt werden.
Kapazitätssensor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, umfassend eine Zählerschaltung zum Zählen der Oszillationen der asynchronen Ringoszillatorschaltung, und eine Zeitgeberschaltung zum Steuern einer Zählperiode der Zählerschaltung.
Kapazitätssensor nach Anspruch 4, umfassend eine Registerschaltung zum Speichern der Zählung der Zählerschaltung.
Kapazitätssensor nach Anspruch 4 oder 5, wobei die Zählerschaltung so angeordnet ist, dass sie die Oszillationen der asynchronen Ringoszillatorschaltung für jede einer Mehrzahl von Zählperioden zählt, und mit einem Durchschnittsbildungsmittel zum Bestimmen eines Durchschnitts der Oszillationen, die während mindestens zwei der Zählperioden gezählt wurden.
Kapazitätssensor nach einem der Ansprüche 4 bis 6, wobei die Zählperiode variabel ist.
Kapazitätssensor nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei Transistoren des Kapazitätssensors ausschließlich Dünnfilmtransistoren umfassen.
Kapazitätssensor nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Elektrode ein organisches leitendes Material umfasst.
Kapazitätssensor, umfassend eine Gruppe von Kapazitätssensoren nach einem der vorangehenden Ansprüche, und des Weiteren umfassend Schaltmittel zum selektiven Koppeln einer Elektrode eines der Kapazitätssensoren der Gruppe an einen anderen der Kapazitätssensoren der Gruppe.
Kapazitätssensor nach Anspruch 10, wobei das Schaltmittel eine Dünnfilmtransistorschaltung umfasst.
DNA-Sensor oder Fingerabdrucksensor, umfassend einen Kapazitätssensor nach einem der vorangehenden Ansprüche.
Kapazitätserfassungsmethode, umfassend das Bereitstellen eines Sensors, der eine Mehrzahl von Schaltelementen enthält, die als asynchrone Ringoszillatorschaltung angeordnet sind, und die Kapazität an einer Elektrode erfasst, die an einen Knoten zwischen zwei der Schaltelemente gekoppelt ist, indem eine Änderung in der Frequenz der Oszillation der asynchronen Ringoszillatorschaltung erfasst wird.
Kapazitätserfassungsmethode nach Anspruch 13, umfassend das Bereitstellen einer Mehrzahl von Inverterschaltungen als Schaltelemente.
Kapazitätserfassungsmethode nach Anspruch 13, umfassend das Bereitstellen einer Mehrzahl von Verzö gerungselementen und Inverterschaltungen, die so gekoppelt sind, dass FIFO-Schaltelemente bereitgestellt werden.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 13 bis 15, umfassend das Zählen von Oszillationszyklen der asynchronen Ringoszillatorschaltung in einer Zählperiode, in der kein zu identifizierendes Material mit der Elektrode in Kontakt steht, um einen ersten Zählwert zu erhalten, das Zählen der Oszillationen der asynchronen Ringoszillatorschaltung in der Zählperiode, in der das zu identifizierende Material mit der Elektrode in Kontakt steht, um einen zweiten Zählwert zu erhalten, und das Vergleichen der ersten und zweiten Zählwerte.
Kapazitätserfassungsmethode nach Anspruch 16, umfassend das Speichern der ersten und/oder zweiten Zählwerte in einer Registerschaltung.
Kapazitätserfassungsmethode nach Anspruch 16 oder 17, wobei die ersten und/oder zweiten Zählungen für jede einer Mehrzahl der Zählperioden gezählt werden, und jeweils der Durchschnitt der ersten und/oder der zweiten Zählungen, die während mindestens zwei der Zählperioden gezählt wurden, ermittelt wird.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 16 bis 18, umfassend das Variieren der Zählperiode.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 13 bis 19, umfassend das Bereitstellen des Sensors in derartiger Weise, dass er Transistoren enthält, die ausschließlich Dünnfilmtransistoren sind.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 13 bis 20, umfassend das Bereitstellen der Elektrode in derartiger Weise, dass sie ein organisches leitendes Material umfasst.
Kapazitätserfassungsmethode, umfassend das Bereitstellen einer Gruppe von Sensoren nach einem der Ansprüche 13 bis 21, und das Bereitstellen von Schaltmitteln, die so angeordnet sind, dass sie eine Elektrode eines Sensors der Gruppe selektiv an einen anderen der Sensoren der Gruppe koppeln.
Kapazitätserfassungsmethode nach Anspruch 22, umfassend das Bereitstellen des Schaltmittels als Dünnfilmtransistorschaltung.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 13 bis 23, umfassend das Auflegen einer DNA-Probe auf die Elektrode.
Kapazitätserfassungsmethode nach einem der Ansprüche 13 bis 23, umfassend das Auflegen einer menschlichen Fingerspitze auf die Elektrode, um eine Fingerabdruckerkennung zu erreichen.
Verfahren zur Herstellung eines Kapazitätssensors nach Anspruch 8 oder Anspruch 9, wenn dieser von Anspruch 8 abhängig ist, oder Anspruch 11, wenn dieser von Anspruch 10 abhängig ist, wenn dieser von Anspruch 8 oder 9 abhängig ist, umfassend eine Tintenstrahldrucktechnik.