Hintergrund der Erfindung
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Diese Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine
Vorrichtung zum Messen der Kapazität eines einstellbaren
Kondensators und auf Verfahren und Vorrichtungen zum Messen der
relativen Feuchtigkeit unter Anwendung von Sensoren, deren
Kapazität mit der relativen Feuchtigkeit variiert. Diese
Erfindung bezieht sich auch auf Verfahren und Vorrichtungen zum
Messen anderer Variablen unter Anwendung von kapazitiven
Sensoren, deren Kapazität auf die Größe der zu messenden
Variable bezogen ist.
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Die kapazitiven Sensoren können beispielsweise
konstruiert werden, indem ein erster leitender Plattenbereich
auf einen Siliziumchip gelegt wird und dann der Bereich mit
einem Polymer, wie zum Beispiel einem Polyimid, der gewünschte
Dicke als ein Dielektrikum bedeckt wird und dann die zweite
Platte als eine leitende Schicht über das Dielektrikum
aufgetragen wird. Das Polyimid bildet einen dünnen,
wasserabsorbierenden dielektrischen Film, dessen dielektrische
Konstante im Verhältnis zu der Konzentration des absorbierten
Wassers variiert, so daß die Kapazität der Kombination mit der
Feuchtigkeit des Umgebungsbereichs variiert.
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Ein weiteres Beispiel eines kapazitiven Sensors ist der
kapazitive Druckmeßumformer. Eine Form dieser Wandler umfaßt
derzeitig die Verwendung eines Siliziummembrans, welches
zwischen zwei Siliziumplatten kontaktiert ist, um einen
Kondensator auf jeder Seite des Membrans zu bilden. Diese
Kondensatoren sind für den Druckunterschied zwischen den beiden
Seiten des Membrans verantwortlich. Das Dielektrikum zwischen
den Platten in diesen Strukturen ist gewöhnlich Öl.
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Bei sowohl dem kapazitiven Druckmeßumformer als auch
bei dem kapazitiven Feuchtigkeitssensor hat sich herausgestellt,
daß es wünschenswert ist, die Meßschaltung und den kapazitiven
Sensor auf einem einzelnen monolithischen Siliziumchip zu
integrieren, wenn das möglich ist. Wenn das so ausgeführt wird,
kann der Sensor und die anderen kapazitiven Elemente der
Schaltung auf dem Substrat zur gleichen Zeit einfach konstruiert
werden, so daß diese die gleichen Plattenabmessungen und die
gleiche dielektrische Dicke aufweisen. Das verleiht allen
Kondensatoren die gleichen Charakteristiken, was es ermöglicht,
sie in Meßschaltungen zu integrieren, ohne die Notwendigkeit,
entweder diese Schaltungen elektrisch abzugleichen oder die
Plattendimensionen physikalisch abzugleichen, um zu versuchen,
ihre Charakteristiken anzupassen. Die Elemente der Schaltung
werden unter Verwendung eines Einzelchips den gleichen
Umgebungsbedingungen ausgesetzt, so daß Temperatur und
Druckvariationen die Elemente der Schaltung in der gleichen
Menge beeinflussen. Wenn es nicht möglich ist, alle der
Meßschaltungselemente auf einem Einzelchip zu plazieren, dann
hat sich herausgestellt, daß es wünschenswert ist, die
Meßschaltungselemente so ähnlich wie möglich zu machen und sie
so nah wie möglich zu dem Sensor zu plazieren, so daß sie
ähnliche Charakteristiken zu denen des Sensors aufweisen und
Umgebungstemperaturen ausgesetzt sind, welche denjenigen sehr
ähnlich sind, welchen der Sensor ausgesetzt wird.
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Typischerweise erfordert der Stand der Technik in bezug
auf das Messen der Kapazität die Verwendung von Widerständen. Es
ist wohlbekannt, daß große genaue Widerstände eine bedeutende
Fläche auf dem Chip erfordern. Es ist auch wünschenswert, die
Notwendigkeit zu verhindern, von der Genauigkeit der Parameter
abzuhängen, welche von einem Widerstand in eine Schaltung
eingeführt sind. Es ist ähnlich wünschenswert, Variationen zu
vermeiden, welche durch eine Halbleitereinrichtung oder durch
einen Multivibrator eingeführt werden können. Aus diesen Gründen
können Verbesserungen vorausgesehen werden, wenn es nur
notwendig ist, von den Parameterwerten von Kondensatoren und
externen Bezugsspannungen abzuhängen. Eine solche Verbesserung
wäre das Minimieren der Herstellungskosten. Dieser Vorteil ist
offensichtlich, wenn man die Tatsache betrachtet, daß
Kondensatoren während der Maskier- und Strukturentwurfsschritte
des Halbleiterherstellungsverfahrens angepaßt werden können und
die Tatsache, daß die Möglichkeit, diese Elemente nahe
anzupassen das Ableichen unnötig macht, selbst wenn man fertige
Einheiten bereit stellen muß, welche alle die gleiche Spanne und
den gleichen Versatz aufweisen werden, so daß sie untereinander
vertauscht werden können ohne die Notwendigkeit der
Kalibrierung.
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Geschaltene Kondensatorschaltungen sind in dem Gebiet
der Analog-/Digital-Umsetzer bekannt. Solche Schaltungen
verwenden geschaltene Kondensatoren, welche wirksam sind, den
Eingang einer Verstärkerschaltung in der Art zu ändern, welche
in der Veröffentlichung "Intuitive IC CMOS Evolution" von
Frederiksen auf den Seiten 103-105 gezeigt wird. In diesen
Schaltungen wird ein Abtastdatenvergleicher dargestellt, welcher
CMOS-Analog-Schalter, eine Folge von kapazitiv gekoppelten
logischen Invertern für Spannungsverstärkung und Kondensatoren
aufweist, von denen manche Spannung zum Laden umwandeln und
andere, welche zum Koppeln der Kondensatoren dienen. Während die
besonders beschriebenen Schaltungen in Meßschaltungen nicht
nützlich sind, zeigen sie die Verwendung einer Folge von
kapazitiv gekoppelten logischen Invertern, welche eine
Verstärkung für eine geschaltenen Kapazitätsmeßschaltung
liefern, wo die Kondensatoren in der Schaltung durch das
Kurzschließen der logischen Inverter auf null gestellt werden.
Diese Methode wird verwendet, um die Verstärkung und die
Einrichtung der Kondensatoren in einer Form der geschaltenen
Kondensatorschaltung der vorliegenden Erfindung zu liefern.
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Das U.S. Patent 4.054.833 beschreibt ein
Kapazitätsmeßsystem, welche ein Abtastnetzwerk umfaßt, welches
zwei Reihen Kondensatoren umfaßt, wobei wenigstens einer ein
Sensorkondensator ist. Das System umfaßt ferner ein
Schaltnetzwerk und ein Rückkopplungsnetzwerk, welches an die
Abtast- und Schaltnetzwerke gekoppelt ist. Das
Rückkopplungsnetzwerk erzeugt ein Rückführungssignal, welche die
Differenz in der Ladung darstellt, die auf den
Reihenkondensatoren von einem vorbestimmten Wert gespeichert
sind. Das Schaltnetzwerk verbindet das Rückkopplung- und
Sensornetzwerk zyklisch mit dem Rückführungssignal und extern
angeschlossenen Referenzpotentialen, wodurch die
durchschnittliche Ladung, welche auf den Reihenkondensatoren
über jeden Zyklus gespeichert ist, im wesentlichen gleich zu dem
vorbestimmten Wert ist. Bei einigen Ausführungsbeispielen ist
das Rückführungssignal eine Linearfunktion des Kehrwerts der
Kapazität der Sensorkapazität.
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In Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren zum Messen der Kapazität eines
einstellbaren Kondensators bereitgestellt, welcher wenigstens
einen festen Bezugskondensator umfaßt, das einen Anschluß des
genannten Bezugskondensators mit einem Anschluß des genannten
einstellbaren Kondensators verbindet, um an ihrem gemeinsamen
Anschluß einen Schaltungsknoten zu bilden, dadurch
gekennzeichnet, daß eine feste Spannung direkt über die
Anschlüsse einer der genannten Kondensatoren und eine
einstellbare Spannung direkt über die Anschlüsse der anderen der
genannten Kondensatoren zum Laden der genannten Kondensatoren
mit den genannten jeweiligen Spannungen während einer ersten
Phase eines sich wiederholenden Zweiphasenmeßzyklus verbunden
wird, die genannten Kondensatoren werden in einer Regelschleife
während der zweiten der genannten Phasen verbunden, um eine
Umverteilung der Ladungen zwischen den genannten Kondensatoren
zu ermöglichen, wobei die Änderung des Potentials an dem
genannten Knoten erkannt wird nachdem der Meßzyklus von der
ersten Phase zu der zweiten Phase geht, wobei das Laden des
genannten anderen Kondensators automatisch modifiziert wird
während einer ersten Phase eines nachfolgenden Zyklus als
Reaktion auf die erkannte Änderung, wobei die genannte
Modifikation in Richtung und Umfang ist, so daß die genannte
erkannte Änderung auf null verringert wird über eine Anzahl von
Meßzyklen, wobei die Menge integriert wird, welche die Ladung
über die genannte Anzahl der Meßzyklen modifiziert wird, wonach
das Integral der genannten Modifikation zum Ableiten der
genannten einstellbaren Ausgangsspannung verwendet wird und
dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Ausgangsspannung, wenn
die erkannte Ladung auf null verringert wird, eine Anzeige der
Kapazität des einstellbaren Kondensators ist.
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In Übereinstimmung mit einem weiteren Aspekt dieser
Erfindung wird ein Verfahren zum Messen der Kapazität eines
einstellbaren Kondensators bereitgestellt, welcher wenigstens
einen festen Bezugskondensator umfaßt, das den genannten
Bezugskondensator mit dem genannten variablen Kondensator
verbindet, um an ihrem gemeinsamen Anschluß einen
Schaltungsknoten zu bilden, gekennzeichnet durch das Laden des
genannten einstellbaren Kondensators an einer ersten festen
Spannung einer ersten Polarität und des genannten
Bezugskondensators an eine einstellbare Spannung während einer
ersten Phase eines sich wiederholenden Zweiphasenmeßzyklus,
während der genannte Knoten an einem festen Potential gespannt
wird, die genannten Kondensatoren werden in einem Regelkreis
verbunden, welcher ein zweite feste Spannungsquelle einer
Polarität aufweist in bezug auf den genannten einstellbaren
Kondensator entgegengesetzt zu dem der ersten Polarität während
der zweiten der genannten Phasen, während der genannte Knoten
ausgespannt wird, um eine Umverteilung der Ladungen zwischen den
genannten Kondensatoren zu ermöglichen, wobei die Änderung des
Potentials an dem genannten Knoten nach der genannten
Ladungsumverteilung erkannt wird und das Laden des genannten
Kondensators in der ersten Phase eines nachfolgenden Zyklus als
Reaktion auf die erkannte Änderung automatisch modifiziert wird,
wobei die genannte Modifikation in Richtung und Umfang ist, so
daß die genannte Abweichung über eine Anzahl von Meßzyklen auf
null verringert wird, wobei die Menge integriert wird, welche
die Ladung über eine Anzahl von Meßzyklen modifiziert wird,
wonach das Integral der genannten Modifikation ein Anzeichen der
Größe des Unterschieds zwischen den Kapazitäten des Bezugs- und
des einstellbaren Kondensators und daher die Größe des
einstellbaren Kondensators ist.
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In Übereinstimmung mit noch einem weiteren Aspekt der
Erfindung wird eine Vorrichtung zum Messen der Kapazität eines
einstellbaren Kondensators bereitgestellt, welcher erste und
zweite Bezugskondensatoren umfaßt, welche jeweils eine feste
Kapazität aufweisen, Schaltungseinrichtungen, welche jeweils
eine Seite des genannten Bezugskondensatores mit einer Seite des
genannten einstellbaren Kondensators zum Bilden eines
Schaltungsknoten an dem Anschluß verbindet, erste und zweite
feste Spannungsquellen, welche erste (Masse) und zweite feste
Spannungen liefern, eine Ausgangsspannungsquelle, welche eine
einstellbare Ausgangsspannung liefert, Schaltungseinrichtungen,
welche während einer ersten Phase eines zweiphasigen, sich
wiederholenden Meßzyklus betriebsfähig sind, um die andere Seite
des genannten einstellbaren Kondensators mit der genannten
ersten festen Spannungsquelle zu verbinden, um die andere Seite
des genannten ersten Bezugskondensators mit der genannten
einstellbaren Ausgangsspannungsquelle zu verbinden, um die
andere Seite des zweiten Bezugskondensators mit der genannten
zweiten festen Spannungsquelle zu verbinden und um das Potential
des genannten Knotens bei einem festen Wert für eine
ausreichende Periode zu klemmen, um es den genannten
Kondensatoren zu ermöglichen, von den genannten Spannungen
vollständig geladen zu werden, um die Anfangsladung auf den
genannten Kondensatoren zu bilden, wobei die genannten
Schaltungseinrichtungen ebenso während der zweiten Phase des
genannten Meßzyklus betriebsfähig sind, um den genannten Knoten
auszuspannen, um die andere Seite des genannten einstellbaren
Kondensators mit der genannten zweiten festen Spannungsquelle zu
verbinden, um die andere Seite des zweiten Bezugskondensators
mit der genannten ersten festen Spannungsquelle zu verbinden und
um die andere Seite des genannten ersten Bezugskondensators mit
der genannten ersten Spannungsquelle zu verbinden, um eine
Umordnung der Ladungen auf die genannten Kondensatoren zu
bewirken, so daß Änderungen in der Kapazität des genannten
einstellbaren Kondensators eine Änderung in der Abweichung des
Potentials des genannten Knotens von seinem gespannten Wert
bewirken, Einrichtungen, welche die genannte Ausgangsspannung
mit der anderen Seite des genannten ersten Bezugskondensators
verbinden, so daß die wirksam sein werden, die genannte
Abweichung zu ändern und Erkennungseinrichtungen, welche mit den
genannten Knoten verbunden sind und als Reaktion auf die
genannte Abweichung über aufeinanderfolgende Meßzyklen
betriebsfähig sind, um die genannte Ausgangsspannung in Richtung
zu variieren, welche dazu tendiert, die genannte Abweichung auf
null zu verringern, wodurch die genannte Ausgangsspannung eine
Funktion der Größe der Kapazität des genannten einstellbaren
Kondensators sein wird.
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Die Zeichnungen zeigen folgendes:
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Fig. 1 zeigt einen vereinfachten Stromlaufplan einer
Form der Erfindung.
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Fig. 2 zeigt einen detaillierteren Stromlaufplan einer
weiteren Form der Erfindung.
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Fig. 3 zeigt einen Stromlaufplan eines Schaltkreises
der Art, welcher verwendet wird, um die logischen Inverter des
Verstärkers in Fig. 2 kurzzuschließen.
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Fig. 4 zeigt eine graphische Darstellung der
Transfercharakteristik der logischen Inverter von Fig. 2.
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Fig. 5 zeigt einen Stromlaufplan einer Taktschaltung,
welche zum Schalten der Elemente von Fig. 1 verwendet werden
kann.
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Fig 6. zeigt einen Querschnitt einer Form eines
kapazitiven Feuchtigkeitssensors, welcher ausgeführt ist, um
integrierte Schaltungsmethoden anzuwenden.
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Fig. 7 zeigt einen, Querschnitt einer Form eines
Bezugskondensators, welcher in den Schaltungen von Fig. 1 und
Fig. 2 nützlich ist.
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Fig. 8 zeigt einen Querschnitt einer Form des
Bezugskondensators, welcher in den Schaltungen von Fig. 1 und
Fig. 2 nützlich ist, wenn es gewünscht wird, daß der
Bezugskondensator nicht auf Änderungen in der Feuchtigkeit
empfindlich ist.
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Fig. 9 ist ein Stromlaufplan einer Schaltung, welche
verwendet werden kann, um die Schaltung von Fig. 1 an einen 7126
Analog/Digital-Umsetzer anzuschließen.
Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
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Fig. 1 zeigt eine vereinfachte Schaltung, welche den
Betrieb sowohl des Verfahrens als auch der Vorrichtung dieser
Erfindung veranschaulicht. In Fig. 1 ist ein einstellbarer
Kondensator Cx, wie zum Beispiel ein kapazitiver Sensor zum
Messen der relativen Feuchtigkeit, in Reihe mit einem festen
oder Bezugskondensator, Cr an einem Knoten (10) verbunden. In
einer ersten Phase eines Meßzyklus mit zwei nichtüberlappenden
Phasen werden die Schalter (1) und (2) geschlossen, wie
abgebildet, so daß die feste Spannungsquelle (3) eine Spannung
Vt über Cx liefert und die einstellbare Spannungsquelle (4)
liefert eine Spannung V&sub0; über den Kondensator Cr. In der zweiten
Phase des Meßzyklus werden die Kondensatoren Cx und Cr mit einer
festen Abtastspannung in Reihe geschalten, wie von Quelle (5)
durch das Schließen des Schalters (6) und durch das Ausschalten
der Schalter (1) und (2) geliefert wird. Die Ladungen in den
Kondensatoren können sich umverteilen und dann erkennt oder mißt
der Hochimpedanzdetektor (7) die Differenz zwischen den
vorhandenen Potential an dem Übergang zwischen den Kondensatoren
und einem vorherbestimmten ausgeglichenen Wert für dieses
Potential. In Fig. 1 wird diese Differenz erkannt oder gemessen,
indem die Differenz zwischen dem Potential an dem Knoten (10)
und an einem Bezugspunkt (8), dem ausgeglichenen Wert
betrachtet wird. Wenn die Abweichung oder Differenz nicht null
ist, dann wird die einstellbare Spannungsquelle (4) modifiziert.
In der abgebildeten Schaltung wäre die Modifikation in einer
Richtung übereinstimmend mit der erkannten Abweichung. In
anderen Worten wird die Spannung V&sub0; vermindert, wenn die
Potentialdifferenz zwischen dem Knoten (10) und dem Bezugspunkt
(8) negativ ist. Der Bezugspunkt (8) kann bei jeder
Potentialanzahl sein; zum Beispiel ein
Schaltungsgleichpotential, welches das Beseitigen der
Widerstände R&sub1; und R&sub2; ermöglicht oder ein Potential, welches die
Hälfte des Abfalls über die Quelle (5) darstellt, wobei in
diesem Fall der Widerstand den gleichen Wert aufweisen wird.
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Der Wert der Spannung V&sub0; wird proportional zu dem sich
ändernden Wert der Kapazität von Kondensator Cx sein, wenn die
Abweichung der Differenz, welche durch (7) von den
vorherbestimmten ausgeglichenen Wert erkannt wird, bei null
gehalten wird. Das resultiert aus der Tatsache, daß die
Ladespannung auf Cr geändert wird, um die Ladung, welche er
trägt, ähnlich zu ändern, wenn sich die Kapazität von Cx mit
einer resultierenden Änderung in der Ladung- welche er trägt,
ändert nach seinem Laden in der ersten Phase. Dann wird die
Umverteilung der Ladungen, welche während der zweiten Phase
stattfindet, einen geänderten Ausgleich zwischen den
resultierenden Spannungen über die zwei Kondensatoren liefern,
so daß es eine Verringerung der von dem Detektor erkannten
Abweichung geben wird. Nach einer Anzahl von Iterationen im
richtigen Sinn wird die Abweichung null erreichen und V&sub0; wird
ein Maß der Kapazität von Cx sein.
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Der richtige Betrieb der Schaltung von Fig. 1 erfordert
es nicht, daß die Abtastspannung eine bestimmte Polarität oder
Größe aufweist (wobei die Größe null sein kann) oder daß die
Ausgangsspannung V&sub0; eine bestimmte Polarität aufweist. Die
Umkehrung der Polarität der Abtastspannung wird nur das
Verhältnis von V&sub0; und der gemessenen variablen Kapazität
invertieren, während die Polarität von V&sub0; allgemein eine
Funktion von anderen Parametern sein wird.
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In Fig. 2 wird eine Schaltung detaillierter
veranschaulicht, welche sich den Betriebsgrundsätzen anschließt,
welche von Fig. 1 dargestellt sind. In Fig. 2 ist der
Bezugspunkt (8) von Fig. 1 ein Schaltungsgleichpotential und der
Detektor (7) umfaßt kaskadierte logische Inverter und einen
integrierenden Verstärker mit seinen zugehörigen Schaltern. Die
von dem Detektor (7) als eine Anzeige des Ausgleichs zu
erkennende vorbestimmte Ausgleichdifferenz über den
Bezugskondensator ist die Auslösespannung der Inverter, wie
durch das Kurzschließen ihrer Eingänge und Ausgänge errichtet.
Diese Auslösespannung ist ebenso die Spannung, auf welche Cx
geladen wird, nämlich Vt. In Fig. 2 ist der einstellbare
Kondensator Cx, welcher ein kapazitiver Feuchtigkeitssensors
sein kann, in einem Netzwerk mit dem Bezugskondensator Cr und
einem zusätzlichen Bezugskondensator CO verbunden, indem ein
Anschluß jeder mit dem Knoten (10) angeschlossen wird. Die
anderen Anschlüsse dieser Kondensatoren werden selektiv durch
das Schalten von Elementen (11-16) entweder an die
Ausgangsspannung, V&sub0; oder an eine vorbestimmte Abtastspannung VS
oder eine gemeinsame Schaltung verbunden. Für die Zwecke dieser
Schaltung sind die Schaltelemente (11-15) MOS-Transistorschalter
und der Schalter (16) ist ein CMOS-Schalter. Zusätzlich zu den
erwähnten Kondensatoren wird es natürlich eine Streukapazität
geben, welche in Fig. 1 durch Cy dargestellt ist. Wie später
aufgezeigt werden wird, weist die Streukapazität nur eine zweite
Auftragswirkung auf.
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Während des Betriebs dieser Schaltung sind die Schalter
(11, 13) und (16) geschlossen und der Rest der Schalter ist
während der ersten Vorbereitungsphase Φ&sub1; eines Zweiphasen-Taktes
geöffnet, welche verwendet wird, um die zwei Phasen des
Meßzyklus zeitlich einzustellen. Dieser Takt, welcher in Fig. 5
abgebildet ist und nachfolgend beschrieben wird, liefert während
der ersten Phase zwei nichtüberlappende Taktsignale von beiden
Polaritäten P&sub1; und P&sub1;-; und P&sub2; und P&sub2;- während der zweiten oder
Abtastphase Φ&sub2;. Während der zweiten Abtastphase sind die Schalter
(12, 14) und (15) geschlossen und die Schalter (11, 13) und (16)
sind offen.
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Wie in Fig. 2 abgebildet, ist der Knoten (10) an der
Eingangsschaltung eines logischen Inverters angeschlossen,
welcher wiederum durch den Kondensator (22) an einen anderen
logischen Konverter (24) angeschlossen ist. Der Ausgang des
Inverters (24) wird dann durch noch einen weiteren logischen
Inverter und durch CMOS-Schalter (28) an Anschluß (29)
angeschlossen, welcher durch den Kondensator (30) mit der
gemeinsamen Schaltung verbunden ist. Der Anschluß (29), ist
dann, wie abgebildet, durch den CMOS-Schalter (32) mit dem
invertierenden Eingang eines betriebsfähigen Verstärkers (34)
verbunden. Dieser Verstärker weist den Kondensator (36) in
seiner negativen Rückkopplungsschaltung auf, um eine
integrierende Verstärkungsschaltung zu bilden. Der
nichtintegrierende Eingang zu dem Verstärker (34) ist ebenso,
wie abgebildet, mit der Spannung Va verbunden und der Ausgang
des Verstärkers ist eine Ausgangsspannung V&sub0;, welche zu einer
Seite des Schalters (16) rückgekoppelt ist und ebenso für jede
anzeigende oder aufzeichnende Schaltung bereitgestellt wird,
welche verwendet werden kann, um eine Ablesung des gemessenen
Kapazitätswertes von Cx zu erhalten.
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Die Schalter (28) und (32) werden von den Taktsignalen
angesteuert, so daß (32) geschlossen ist und (28) während der
Vorbereitungsphase geöffnet ist, wenn die Ladung auf dem
Kondensator (30) wirksam ist, zu bewirken, daß sich der Ausgang
des Verstärkers (34) ändert und sich die Ladung auf dem
Kondensator (36) ändert bis das Potential an dem invertierendem
Eingang des Verstärkers gleich zu dem Potential an dem
nichtinvertierendem Eingang Va ist. Das liefert einen Ausgang
V&sub0;, welcher das Integral der Spannungen ist, auf welche der
Kondensator (30) während aufeinanderfolgender Abtastphasen
geladen wird. Während der Abtastphase werden die Schalter (28)
und (32) umgekehrt und der Kondensator (30) wird von dem Ausgang
der logischen Inverter im Verhältnis zu der Änderung im
Potential am Knoten (10) beim Schalten von der
Vorbereitungsphase zu der Abtastphase geladen.
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Es wird offensichtlich sein, daß der zeitliche Ablauf
des Taktes und der Parameter der Kondensatoren Cx, C&sub0; und Cr so
sein muß, daß es den Kondensatoren ermöglicht wird, ihre volle
Ladung zu erzielen, wie für die Spannung passend, welche während
jeder Phase an ihnen angelegt wird. Daher wird es den
Übergangsvorgängen, welche durch das Schalten der Anschlüsse
bewirkt werden, ermöglicht, stattzufinden, bevor die Schaltung
wieder geschalten wird.
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Fig 3. zeigt eine Schaltung, welche für den logischen
Inverter (20) verwendet werden kann. In dieser Schaltung liefern
die CMOS-Verstärker (40) und (42) die Verstärkung und die
logische Inversion, während die CMOS-Schalter (44) und (46) das
Kurzschließen des Verstärkereingangs und -ausgangs liefern, wie
es während der Vorbereitungsphase des Meßzyklus erfordert ist,
um den Knoten (10) an einem festen Potential zu halten. In
diesem Fall wird dieses feste Potential das Schwellenpotential
der logischen Inverter sein, bekannt als die Auslösespannung,
Vt, welche während der ersten Phase Vt1 ist. Die Schalter (44)
und (46) sind geschlossen, um die Eingänge und Ausgänge der
Inverter während der Vorbereitungsphase kurzzuschließen und sind
während der Abtastphasen des Meßzyklus geöffnet, so daß der
Knoten (10) an dem Schwellenpotential Vt1 geklemmt ist während
der Vorbereitungsphase und das Potential an dem Knoten (10),
Vt2, kann während der Abtastphase schweben.
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Es ist natürlich offensichtlich, daß der logische
Inverter (20) keinen bedeutenden Strom während der Abtastphase
ziehen kann, aber wird jeden notwendigen Strom liefern, um die
Kondensatoren während der Vorbereitungsphase zu laden, um den
Knoten bei Vt1 zu halten. Die anderen logischen Inverter (22)
und (24) können, wie für Inverter (20) in Fig. 3 abgebildet,
konstruiert werden. Die Inverter (22-24) werden ihre Eingänge
auch an ihren Ausgängen gebunden haben während der
Vorbereitungsphase; und Kondensatoren, wie zum Beispiel
Kondensator (22) können zwischen Invertern bereitgestellt
werden, um Differenzen zwischen ihren einzelnen
Schwellspannungen unterzubringen. In Fig. 2 wird nur der
Zwischenstufenkondensator (22) gezeigt, denn ist es nicht immer
erforderlich, solche Kapazität zwischen den Reststufen zu
integrieren. Wie für die logischen Inverter der Art beschrieben
kennzeichnend ist, wird der Ausgang dieser Einheiten nach unten
gehen, wenn der Eingang von der Schwellspannung in einer
positiven Richtung abweicht und wird nach oben gehen, wenn die
Abweichung in die Gegenrichtung ist. Diese Charakteristik wird
in der Inverterübertragungscharakteristik in Fig. 4
veranschaulicht, welche V&sub0; vs. Vin zeigt. Es wird darauf
hingewiesen, daß eine kleine Änderung des Eingangs von der
Auslösespannung, Vt, eine erhebliche Änderung in dem Ausgang
bewirken wird. Der Kurvenverlauf des steilen Teils der
Charakteristik wird von der besonderen Art und Weise abhängen,
in welcher das Element hergestellt ist.
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Fig. 5 zeigt eine Taktschaltung, welche verwendet
werden kann, um die zwei Phasen des Meßzyklus zeitlich
festzulegen. In dieser Schaltung wird ein nichtüberlappendes
Taktmodul (50) von einem D-FlipFlop angesteuert, dessen Eingang
von dem Multivibrator (53) ist. Wie abgebildet ist der Ausgang
des Taktmoduls die Plus- und Minuspotentiale von Φ&sub1;, P&sub1; und P&sub1;-
und die Plus- und Minuspotentiale von Φ&sub2;, P&sub2; und P&sub2;-.
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Der Betrieb der Meßschaltung von Fig. 2 kann betrachtet
werden, indem die Ladungen auf den Kondensatoren Cx, C&sub0; und Cr
während der zwei Phasen Φ&sub1; und Φ&sub2; untersucht werden.
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Während Φ&sub1; wird die Spannung am Knoten (10) an der
Auslösespannung, Vt1 gehalten und während Φ&sub2; kann die Spannung am
Knoten (10) bei Spannung Vt2 schweben, wie von den Ladungen auf
den Kondensatoren in dem Netzwerk festgelegt ist. Die Ladungen
auf den Kondensatoren sind wie folgt:
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für Φ&sub1; für Φ&sub2;
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Qx1 = Cx(-Vt1) Qx2 = Cx(Vs-Vt2)
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Qo1 = Co(Vs-Vt1) Qo2 = Co(-Vt2)
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Qr1 = Cr(Vo-Vt1) Qr2 = Cr(-Vt2)
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Qy1 = Cy(-Vt1) Qy2 = Cy(-Vt2)
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wenn ΔQ =Q&sub1;-Q&sub2; und ΔVt = Vt2-Vt1
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dann ΔQx = Cx(-Vs+ΔVt)
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ΔQo = Co(Vs+ΔVt)
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ΔQr = Cr(Vo+ΔVt)
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ΔQy = Cy(ΔVt)
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Da die gesamte Änderung in der Ladung in den Knoten (10) null
sein muß, dann
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ΔQx+Δo+ΔQr+ΔQy = 0; und wenn C = Cx+Co+Cr+Cy,
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dann Cx(-Vs+ΔVt) + Co(Vs+ΔVt) + Cr(Vo+ΔVt) + Cy(ΔVt) = 0,
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und Vs(Co-Cx) + CrVo + CΔVt = 0.
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Da ΔVt = 0 die Netzwerkbedingung ist, welche als Ausgleich
definiert wurde und Vo ist ein Maß von Cx;
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Vo = Vs (Cx-Co)/Cr
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Daher kann es so gesehen werden, daß die
Ausgangsspannung eine Funktion der einstellbaren Kapazität Cx
plus einer versetzten Konstante ist, welche durch die Kapazität
von C&sub0; festgelegt ist.
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Es wird dem Fachmann offensichtlich sein, daß der
Kondensator C&sub0; und seine zugehörigen Schaltelemente ausgelassen
werden können, wenn es nicht erwünscht ist, das Verhältnis
zwischen der Ausgangsspannung und dem angezeigten Wert von Cx zu
versetzen.
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Es ist ebenso offensichtlich, daß der Wert der
Streukapazität Cy nicht die Genauigkeit des resultierenden Maßes
des einstellbaren Kondensators beeinflußt, da er nicht als ein
Term in dem Endverhältnis zwischen Cx und V&sub0; erscheint, wie
vorstehend abgeleitet. Die Streukapazität Cy beeinflußt jedoch
die Empfindlichkeit.
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Die MOSFET-Schalter (44) und (46) werden jeweils eine
Kapazität zwischen dem Gatter auf einer Seite und der Quelle und
Drain auf der anderen Seite aufweisen. Diese Kapazitäten werden
einen Fehler bewirken, aber dieser Fehler kann durch die
Verwendung von kleinen Transistoren für diesen Schaltdienst und
durch die Verwendung von ähnlichen Größen minimiert werden, um
sie genau anzupassen.
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Die Spannung Va auf einem nichtinvertierenden Eingang
des Verstärkers (34) sollte etwa gleich zu Vs/2 sein. Wenn Va
nicht genau gleich Vs/2 ist, dann ist die Wirkung nur, daß eine
kleine Asymmetrie in der Stufengröße für hohe Stufen verglichen
mit niedrigen Stufen in dem Integrierausgang V&sub0; einführt wird.
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Wie festgelegt wurde, ist es wünschenswert alle
Kondensatoren in dem Meßnetzwerk auf dem gleichen Substrat zu
haben und sie mit dem gleichen Plattenbereich und der gleichen
dielektrischen Konstante zu konstruieren, wenn der einstellbare
Kondensator ein kapazitiver Feuchtigkeitssensor ist. Der
Plattenbereich kann sorgfältig durch Fotolitographie gesteuert
werden, aber die Dicke des Dielektrikums und daher die
dielektrische Konstante kann nicht so einfach gesteuert werden.
Sie kann jedoch durch bekannte Techniken auf besser als 0,1%
angepaßt werden, welche die gleiche Substanz für alle
Kondensatoren in dem Netzwerk verwenden. Es muß Sorgfalt
angewandt werden beim vollständigen Abdichten der Kondensatoren
C&sub0; und Cr vor Feuchtigkeit, aber Cx muß es ermöglichen, daß
Feuchtigkeit schnell in das Dielektrikum dringt, um ein
schnelles Ansprechen auf die Feuchtigkeitsänderungen zu
erhalten.
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Der Kondensator Cx kann unter Verwendung von
wohlbekannten integrierten Schaltungstechniken konstruiert
werden, wie in Fig. 6 dargestellt. Bei dieser Struktur weist das
N-leitende Silizium einen p+ diffundierten Bereich auf, welcher
eine Platte des Kondensators bildet. Diese Platte ist mit dem
Polyimiddielektrikum bedeckt, welches durch ein Feldoxyd
gebunden ist. Eine Alufolie ist über das Dielektrikum als die
zweite Platte des Kondensators aufgebracht. Diese Folie ist
ausreichend dünn, so daß die Wassermoleküle das Dielektrikum
von der umgebenden Atmosphäre durchdringen können nachdem es die
Polyimidschutzschicht, welche die Folie bedeckt, durchdrungen
hat.
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Die Kondensatoren C&sub0; und Cr können, wie in Fig. 7
abgebildet, konstruiert werden, in welcher die zweite Elektrode
aus einer dicken Aluminiumplatte anstatt einer dünnen Folie, wie
in Fig. 6 konstruiert ist. Die dicke Platte ist dahingehend
ausgelegt, die Wassermoleküle am Durchdringen des Dielektrikums
dieser Kondensatoren zu hindern, denn sie müssen nicht auf
Änderungen in der relativen Feuchtigkeit der Umgebungsatmosphäre
empfindlich sein. Die Polyimidschutzschicht, welche in Fig. 6
dargestellt ist, kann ausgelassen werden, da es nicht
erforderlich ist, die obere Platte vor Verunreinigern zu
schützen.
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In Anwendungsbereichen, in welchen es nicht möglich
ist, die Kondensatoren C&sub0; und Cr von den Änderungen in der
Feuchtigkeit der Umgebungsatmosphäre zu schützen, ist es
wünschenswert, diese Kondensatoren verschieden zu konstruieren,
so daß diese kein Dielektrikum aufweisen, welches seine
dielektrische Konstante mit Änderungen in der Feuchtigkeit der
Umgebung ändert. Für diese Art können die Kondensatoren C&sub0; und
Cr konstruiert werden, wie in Fig. 8 abgebildet. Es hat sich bei
dieser Anordnung als nützlich herausgestellt, SiO&sub2; als das
Dielektrikum zu verwenden. Dieses Material ist nicht empfindlich
auf Feuchtigkeit, daher brauchen die Kondensatoren nicht vor
Wasserdampf abgedichtet werden. Das Verwenden eines anderen
Dielektrikums, verglichen mit dieser Verwendung für Cx, wird
natürlich bewirken, daß es den Kondensatoren C&sub0; und Cr nicht
gelingt, Cx mit Änderungen in Temperatur und Feuchtigkeit in
Spur zu bleiben. Noch wichtiger ist es, daß es bewirken wird, daß
die Schaltungen verschiedene Spann- und Bereichsgrößen aufweisen
werden aufgrund der Tatsache, daß der Kondensator Cx nicht zur
gleichen Zeit und nicht durch das gleiche Verfahren wie C&sub0; und
Cr hergestellt wird und kann daher nicht erwartet werden, die
gleichen Charakteristiken aufzuweisen.
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Beispielsweise kann Cx einen Wert von 8-10 pF
aufweisen. C&sub0; kann einen Wert von 7 pF aufweisen und Cr kann
einen Wert von 3 pF aufweisen. Die Spannung Va kann 2,5 Volt
aufweisen und Vt wird normallerweise 2,5 Volt sein. V&sub5; kann in
dem Bereich von 5-6 Volt liegen. Es wurden Taktfrequenzen auf
der Ordnung von 8 verwendet, so daß es den Kondensatoren
ermöglicht wird, während jeder Phase des Meßzyklus vollständig
zu laden. Der Kondensator (22) kann 20 pF aufweisen und
Kondensator (30) kann 0.3 pF aufweisen, wobei der Kondensator
(36) einen Wert von 200 pF aufweist. Die Spannung V&sub0; wird in
einem Bereich zwischen 1-5 Volt variieren, welcher einen
wünschenswerten spannungsbereich für die Verwendung in
Meßsystemen liefert.
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In einer weiteren Form könnte die vorliegende Erfindung
einen Digitalzähler verwenden, welcher an einen digitalen zu
analogen Umsetzer am Platz des integrierenden Verstärkers von
Fig. 2 gekoppelt ist.
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Noch eine weitere Form der vorliegenden Erfindung kann
einen analogen zu digitalen Umsetzer an dem Ausgang des
integrierenden Verstärkers von Fig. 2 verwenden, wenn es
wünschenswert ist, eine digitale Ablesung zu erhalten.
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Fig. 9 veranschaulicht eine nützliche Schaltung zum
Koppeln des integrierten Verstärkers von Fig. 2 an einen
analogen zu digitalen Umsetzers, wie zum Beispiel einen CMOS
TSC7126 wie von Teledyne Semiconductor hergestellt und in ihrem
Data Acquisition Design Handbook von 1984 auf den Seiten 7-73
dargestellt.
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Diese Einheit liefert eine digitale Auslesung von 2000
Zählwerten. Um einen anderen Skalenfaktor als eins zu liefern,
wird eine Schaltungsanordnung erfordert, um die Bezugsspannung
für den Analog-/Digital-Umsetzer festzulegen, um den
Skalenfaktor unterzubringen. Es ist ebenso notwendig, den
Versatz an dem Null-Feuchtigkeitspunkt unterzubringen, indem
eine passende Spannung an dem niedrigen Eingangsanschluß, IN LO,
des 7126 eingeführt wird. Die Schaltung von Fig. 9 ist so
angeordnet, diese Unterbringungen zu liefern und um sie in einer
solchen Art und Weise bereit zustellen, daß keine Notwendigkeit
vorhanden ist, mehr als eine Potentiometereinstellung
vorzunehmen, wenn einer die Kondensatoren C&sub0; und Cr der in Fig.
8 dargestellten Art verwendet. Das vereinfacht die Herstellung
der Schaltung von Fig. 9 erheblich, denn es ist nur notwendig,
die Schaltung bei einem Wert der relativen Feuchtigkeit anstatt
bei zwei beim Kalibrieren der Einheiten einzustellen, so daß sie
untereinander austauschbar werden. Normallerweise wären
getrennte Einstellungen bei verschiedenen Feuchtigkeiten für den
Versatz und den Bereich erforderlich.
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Zu den Faktoren, an welche zum Verständnis der
folgenden Erklärung der Schaltung von Fig. 9 gedacht werden muß,
gehören:
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1. Das Dielektrikum des Meßkondensators Cx besteht aus
einem anderen Material (ein Polyimid) als das Dielektrikum von
C&sub0; und Cr (SiO&sub2;). Daher variiert die Kapazität des
Meßkondensators mit der Feuchtigkeit, während das bei der
Kapazität der anderen nicht der Fall ist.
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2. C&sub0;/Cr ist eine Konstante für jede Schaltung, da die
zwei Kondensatoren zur gleichen Zeit durch das gleiche Verfahren
hergestellt werden, so daß ihre Charakteristiken inhärent die
gleichen sind.
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3. Cx/Cr variiert von Einheit zu Einheit aufgrund der
Variationen in den Herstellungsverfahren, durch welche die zwei
Kondensatoren hergestellt werden.
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4. Die Kapazität von Cx bei vollem Umfang (100%
relative Feuchtigkeit) wird als Cx (100) bezeichnet und die
Kapazität von Cx bei 0% relativer Feuchtigkeit wird als Cx (O)
bezeichnet. Das Verhältnis Cx (100/Cx(0) wird als a bezeichnet.
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5. α ist eine Konstante.
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6. Analog-/Digital-Umsetzer, wie zum Beispiel der 7126,
weisen differentielle Eingänge für sowohl die gemessene Variable
als auch für die Bezugsspannung auf.
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Es ist von dem vorstehenden offensichtlich, daß es
gewünscht wird, eine Schaltung bereit zustellen, welche Cx/Cr
berichtigt und, wie angeführt, ist es wünschenswert, dies ohne
einen einzigen Potentiometer auszuführen.
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In Fig. 9 wird der Versatz des zu messenden Bereichs
durch das Einstellen des Potentiometerabgriffes (60a) des
Potentiometers (60) aufgenommen, um den erforderten Eingang zu
dem IN LO-Anschluß des Analog-/Digital-Umsetzers (62), nämlich
bei Stift (30) zu liefern. Das Potentiometer wird von einer
Quelle von emf (64) versorgt, welche eine 6-Volt Quelle
darstellt, welche die Reihenschaltung versorgt, welche die
Widerstände (66) und (68) in Serie mit dem Potentiometer (60)
und einer Zenerdiode (70) umfaßend darstellt. Die Zenerdiode ist
in der Schaltung integriert, um eine negative Leistungsquelle
für andere Elemente der Schaltung bereitzustellen.
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Die folgende Gleichung kann geschrieben werden, um die
Quantität Cx (100)-Cx (0) auszudrücken, welche als die
Verstärkung G bezeichnet werden soll.
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G = (α-1)Cx(0) Vs/Cr
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Vos' ist die Ausgangsspannung der Schaltung von Fig. 2 bei 0%
Feuchtigkeit wie folgt
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Vos = Cx (0) - Co Vs/Cr
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dann Cx(0) = Vos Cr/Vs + Co und
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Substituieren; G = (α-1)Vos + (α-1) Co/Cr Vs.
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Da α und Co/Cx Konstanten sind, kann der letztgenannte Term in
der vorstehenden Gleichung durch einen Teiler auf Vs dargestellt
werden. Das wird in Fig. 4 als der Teiler dargestellt, welcher
die Widerstände (72) und (74) umfaßt. Daher nimmt die Spannung,
welche über die Leitung (76) zu dem REF HI Stift (36) eingeführt
wird, den konstanten Term der Gleichung auf. Der erste Term wird
von dem Widerstand (78) bearbeitet, welcher einen Teil einer
weiteren Teilerschaltung mit dem Widerstand (72) bildet und
daher ebenso REF HI beeinflußt. REF LO, Stift 35, ist, wie
abgebildet, mit der gemeinsamen Schaltung verbunden.
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Das Ergebnis des Teilers und des Widerstands (78), welche
zusammen den Eingang zu dem Stift (36) bereitstellen, ist es,
die Spanne der Meßschaltung zu der Spanne des Analog-/-Digital-
Umsetzers unterzubringen, so daß die Spannung Vo, welche der
100% relativen Feuchtigkeit entspricht, bewirken wird, daß die
Ablesung des 7126 in vollem Umfang ist.
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Der Bezugskondensator für den 7126 ist als Kondensator
(90) dargestellt und kann einen Wert von 0,1 F aufweisen. Die
externe Oszillatorschaltung, welche für den 7126 bereitgestellt
wird, wird zu den Stiften (38, 39) und (40) angeschlossen
dargestellt. Diese Schaltung umfaßt den Widerstand (92) von 18 K
und den Kondensator (94) von 56 pF. Die erforderte
Schaltungsanordnung für die Stifte (27, 28) und (29) werden den
Kondensator (96) von 0,15 F, den Kondensator (98) von 0,24 und
dem Widerstand (99) von 1,8 MΩ umfassend dargestellt.
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Wie in Fig. 9 abgebildet, wird der Eingang Vo von dem
Ausgang der Schaltung von Fig. 2 zu dem IN HI Stift (34) durch
den Widerstand (100), welcher 1 MΩ sein kann und über den
Kondensator (102) eingeführt, welcher 0,002 F sein kann.