-
Die
vorliegende Erfindung betrifft im Wesentlichen eine Vorrichtung
mit einem Hochfrequenz-(HF)-Leistungsverstärker und insbesondere eine
Kommunikationsvorrichtung mit einer selbstanpassenden Biasschaltung
(Vorspannungsschaltung) für
einen linearen Hochfrequenz-(HF)-Leistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1.
-
WO 02/03543 (
EP 1 298 793 ) beschreibt einen Leistungsverstärker, wobei
der Ruhestrom der Verstärkertransistoren
als eine kontinuierliche Funktion der Eingangsleistung adaptiert
wird. Die Eingangsleistung wird detektiert und ein Strom, welcher
proportional zu der detektierten Leistung ist, wird einem Referenzstrom hinzu
addiert, um den Ruhestrom auszubilden.
WO 02/03543 beschreibt die Verwendung
einer diskreten Steuerung des Ruhestromes, wobei der Ruhestrom schrittweise
erhöht
wird, wenn die Leistung einen Schwellwert überschreitet. Eine kontinuierliche
Steuerung wird als ein verbesserter Ersatz dieser diskreten Steuerung
beschrieben.
-
Herkömmliche
Biastechniken bzw. Vorspannungstechniken für leistungs-nichtschaltende
Verstärker (P.A.)
stammen aus der Verwendung eines statischen Ruhestrompunktes Icq,
welcher eine Verstärkung
des Stromes auf der gesamten Sinuswelle (Klasse A) auf einer partiellen
Sinuswelle (AB), lediglich auf der Hälfte (B) oder selbst weniger
(C) vorsieht. Die Linearitätsperformance
dieser Verstärker
ist invers bezogen auf die erhaltende Effizienz sowie den Ruhepunkt.
Biasschaltungen der Klasse AB wurden in den letzten 10 Jahren verstärkt verwendet,
da sie einen Kompromiss zwischen der Linearität und der Effizienz verglichen
mit anderen Leistungsverstärkern
der Klasse A, B darstellen, welche weniger effiziente und/oder nicht
lineare Eigenschaften aufweisen. Hierbei wird der P.A. (biasing)
mit einem relativ geringen Icq. Aber nicht bei null vorgespannt, um
die Linearität
(Ruhestrom an dem Kollektor der Transistorvorrichtung) aufrechtzuerhalten
und der Strom erhöht
sich, wenn der Leistungspegel ansteigt. Um korrekt arbeiten zu können, muss
die Biasschaltung eine sehr geringe Impedanz im Basisband darstellen.
Dies erfolgt, um zu verhindern, dass die AM oder PM Eigen schaften
des Verstärkers
durch die Biasschaltung hochgezogen werden, wodurch eine Linearitätsverschlechterung
erzeugt wird.
-
Aufgrund
der CDMA und WCDMA Systeme werden CDMA Leistungsverstärker über einen
breiten dynamischen Bereich mit einer relativ guten Linearität betrieben,
um die Spektrumeigenschaften zu erfüllen aber auch um die Qualität des Datenstromes
beizubehalten.
-
1 zeigt
einen Graphen 12 der verwendeten Leistung über die
gelieferte Leistung, i.e. die Kurve stellt die Wahrscheinlichkeit
des Auftretens eines Leistungspegels dar, wenn es in diesem Feld
der meisten Leistung beispielsweise konzentriert um den 3 dBm Punkt 15 aber
nicht an dem maximalen Leistungspegel oder dem geringsten Leistungspegel
betrieben wird. Zusätzlich
sind in dem Graphen 12 Kurven 20 überlagert, welche
den durch den Leistungsverstärker
bei den spezifizierten Leistungspegel verbrauchte Strom zeigen.
In 1 sind verschiedene Schemata gezeigt, wobei ein
erstes Schemata eine Kurve 22 zeigt, welches eine feste
Vorspannung von 2,8 Volt und einen konstanten Ruhestrom darstellt.
Da der Ruhepegel durch die Performance an dem höchsten Leistungspegel bestimmt
wird, ist da das Vorspannungsschemata, welches durch die Kurve 22 repräsentiert
wird, ein „worst
case"-Fall für alle Leistungsausgangspegel.
In einer weiteren Kurve 24 wird die Vorspannung manuell
modifiziert, beispielsweise bei 15 dBm und in einer weiteren Kurve 26 wird
der Strom bei 5 dBm Ausgangsleistung verändert. In einer besseren Kurve 28 wird
die Vorspannung dynamisch eingestellt und als eine „sliding
bias"-Kurve bezeichnet.
Die beste Kurve 30 implementiert eine Gleichspannungs-Gleichspannungskonverterschaltung
in dem Telefon zur Reduzierung der Kollektorspannung in der Ausgangstransistorvorrichtung
und zeigt somit verwendet den geringsten Strom bei höheren Spannungspegel. Es
ist offensichtlich, dass der verbrauchte Strom bei steigender Leistung
mit ansteigenden Leistungspegeln erhöht wird.
-
2 zeigt
einen Graphen 35 zur Veranschaulichung des Verbrauchs der
Leistung (Integrierung über alle
Leistungspegel mit dem Strom) für
jedes der in 1 gezeigten Kurven.
-
Gemäß 1 ist
es wichtig, die Ströme
aller Leistungspegel zu reduzieren, welche beispielsweise die nicht
maximale Leistungspegel für
die meiste Zeit darstellen. Die zunehmende Wichtigkeit des Stromverbrauchs
in den Leistungsverstärkern
benötigt
eine größer werdende
Effizienz bei allen Leistungspegeln. Die Wichtigkeit des Stromverbrauchs
hat dazu gehört,
dass Entwickler von Leistungsverstärkern (P.A.) hauptsächlich Klasse
AB Biasing-Techniken verwenden.
-
Wenn
der CDMA P.A. zunächst
bei relativ geringen Leistungspegeln betrieben wird (verglichen
mit der maximalen benötigten
Leistung (ungefähr
20 bis 30 dB) weniger), dann entspricht der Stromverbrauch dem Ruhestrom.
Mit 2.5 G Systemen wird der Beginn einer Datenübertragung in Telefonen im
Vergleich zu einer Sprachübertragung
durch Durchstößen des
P.A. während
eines Datenstromes wesentlich seltener (Durchstoßen ist bei einer Sprachkomprimierung
erlaubt).
-
Wenn
diese Faktoren berücksichtigt
werden, um die Telefonsprechzeit zu erhöhen, wurde die Betonung auf
eine Reduzierung des Icq (Ruhestrom) des Leistungsverstärkers in
der Zukunft gelegt.
-
Der
Leistungsverstärker
P.A. der Zukunft von der Klasse AB benötigt eine Linearität mit einem
Icq in der Nähe
oder gleich null, um eine maximale Effizienz bei allen Leistungspegeln
in einem 60 dB Dynamikbereich vorzusehen. Der Betrieb des Leistungsverstärkers an
dem höchsten
Leistungspegel ist eine primäre
Icq Anforderung.
-
Um
diese beiden Anforderungen gerecht zu werden, wurden bislang verschiedene
Schematas verwendet, einschließlich
der in den 1 und 2 gezeigten:
Verwendung
eines Gleichspannungs/Gleichspannungswandler oder Verwendung von
zwei Betriebsmoden zur Berücksichtigung
einer hohen und niedrigen Leistung. Verschiedene Verfahren können verwendet
werden, um niedrige und hohe Leistungspegel vorzusehen: Schalten
zwischen zwei Vorspannungsstrompegel, Schalten zwischen Hochfrequenz-Line-Ups,
Verstärkerstufe
umgehen bzw. kurzschließen,
Ladeschalter; wobei am häufigsten
alternative Vorspannungspegel verwendet werden.
-
Diese
Sliding-Bias-Technik implementiert eine Biasschaltung, welche eine
Impedanz nahe null oder selbst eine leicht negative Impedanz über die
Leistung implementiert, um zusätzliche
Ströme
bei Hochleistungspegeln vorzusehen. Diese Techniken sind jedoch
extrem schwer zu realisieren.
-
Bei
allen Verfahren liefert die Verwendung eines Gleichspannungs-Gleichspannungswandlers
die beste Performance aber zu hohen Kosten und einer hohen Komplexität. Bislang
wurde die Verbrauchsfrage dadurch geregelt, dass zwischen zwei Ruheströme geschaltet
wird. Dies wird jedoch hinsichtlich der neuen konkurrenzbetonten
Anforderungen nicht ausreichen.
-
Es
wäre somit
wünschenswert,
eine selbstanpassende Vorspannungsschaltung für einen linearen Leistungsverstärker vorzusehen,
welche in drahtlosen Anwendungen verwendet wird und welche eine
optimale Effizienz und Linearität
innerhalb des gesamten dynamischen Bereiches vorsieht.
-
Es
ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine neue Schaltung vorzusehen,
welche dazu optimiert ist, einen reduzierten Strom zu verwenden,
welcher in einer Leistungsverstärkerausgangsstufe
benötigt
wird.
-
Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Leistungsverstärker zur
Verwendung in einem Drahtlostelefon und ähnlichen Kommunikationssystemen
vorzusehen, welches eine Code Division Multiple Access (CDMA), WCDMA
und andere Modulationsschemata verwendet, wodurch eine neue Schaltung zur
Optimierung des zu allen Leistungspegels verwendeten Ruhestromes
implementiert wird.
-
Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine neue Vorspannungsschaltung
vorzusehen, welche zur Reduzierung des Betrags des Ruhestromes optimiert
ist, welches in einer Leistungsverstärkerausgangsstufe konsumiert
wird, welche in einer integrierten Schaltung implementiert ist.
-
Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine neue Vorspannungsschaltung
vorzusehen, welche dazu optimiert wurde, mit einer reduzierten Menge
des Ruhestromes verwendet zu werden, welches in einer Leistungsver stärkerausgangsstufe
verbraucht wird, welche in einer integrierten Schaltung implementiert
wurde, welche InGaP HBT oder andere Bipolartransistoren einschließlich jedoch
nicht beschränkt
auf: Si-BJT, GaAs-HBT, InP-HBT, SiGe-HBT Schaltungsvorrichtungen
oder ähnliche
Vorrichtungstechnologie aufweisen.
-
Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen linearen
Leistungsverstärker
vorzusehen, welcher eine Schaltung aufweist, welche zu einem minimalen
Verbrauch und eine optimale Linearität optimiert worden ist.
-
Gemäß der Erfindung
wird eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 und gekennzeichnet durch den kennzeichnenden Teil
des Anspruchs 1 vorgesehen.
-
In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
ist ein Vorspannungsschaltungsmittel in einem Hochfrequenz-(HF)-Linearleistungsverstärker vorgesehen,
welches für
Drahtloskommunikationsvorrichtungen implementiert wurde und eine
selbstanpassende Schaltung aufweist, welche den Ruhestrom für einen
Ausgangsstufenverstärker
dynamisch steuert, welcher ein HF-Signal automatisch nachfolgt,
welches in den Verstärker bei
Leistungsbereichen oberhalb einer bestimmten Leistungsausgangschwellwertes
eingegeben wird.
-
Die
vorliegende Erfindung weist Vorteilhafterweise eine Schaltung zur
Reduzierung des Ruhestromes auf, welches in einem Leistungsverstärker gemäß der Klasse
AB verbraucht wird. Es wird vorzugsweise in einem Drahtlostelefon
oder ähnlichen
Kommunikationsvorrichtungen implementiert, welche gemäß aber nicht beschränkt auf
CDMA, WCDMA oder andere modulierte Systeme betrieben wird.
-
Diese
und andere Merkmale, Aspekte und Vorteile der Vorrichtung und der
Verfahren gemäß der vorliegenden
Erfindung werden nachstehend unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung,
den beigefügten Zeichnungen
und die beigefügten
Figuren näher
erläutert:
-
1 zeigt
einen Graphen 12 der verwendeten Leistung über die
gelieferte Leistung, d.h. die Kurve stellt die Wahrscheinlichkeit
des Auftretens aller Betriebsleistungspegel dar.
-
2 zeigt
einen Graphen des Verbrauchs der Leistung (Integrierung über alle
Leistungspegel mit dem Strom) für
jedes der in 1 gezeigten Kurven.
-
3 zeigt
einen zweistufigen Leistungsverstärker der Klasse AB.
-
4 zeigt
ein detailliertes Beispiel des Leistungsverstärkers 100 der Klasse
AB einschließlich
einer Ausgangsstufe 110 mit der Vorspannungsschaltung der
Klasse AB.
-
3 zeigt
einen zweistufigen Leistungsverstärker der Klasse AB.
-
4 zeigt
ein detailliertes Beispiel des Leistungsverstärkers 100 der Klasse
AB einschließlich
einer Ausgangsstufe 110 mit ihrer Vorspannungsschaltung
der Klasse AB.
-
5 veranschaulicht
einen Graphen, welcher das optimale Verhalten eines verändernden
Icq über den
Ausgangsleistungspegel (Pout) darstellt.
-
6 zeigt
einen Graphen 150 der Icq-2 Spannungswerte über die
Eingangsleistung des P.A. (Pin) über
alle drei Betriebstemperaturbedingungen.
-
7(a) zeigt eine Icq-2 Spannungsantwortskurve
wie eine Kurve 180.
-
7(b) zeigt einen Graphen 190 der
Icq-1 und Icq-2 Steuerkurven über
die Ausgangsleistung (Pout) des P.A. wobei der Icq-1 konstant über den
Betriebsbereich ist und wobei Icq-2 über zwei Bereiche erhöht wird.
-
8 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild 200 des P.A., welcher eine
Sliding-Bias-Schaltung
der Erfindung implementiert.
-
9 zeigt
eine vereinfachte Spannungsantwort der Detektierschaltung 210.
-
10 veranschaulicht
ein detailliertes Schaltbild 300 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung.
-
3 zeigt
einen Leistungsverstärker
50 der
Klasse AB, welches als eine N-Vorspannungsschaltung implementiert
wird. Eine derartige Schaltung ist in der
US Patentanmeldung 10/189,233 mit
dem Titel „Improved
Linear Power Amplifier" beschrieben.
Der Leistungsverstärker
50 der
Klasse AB ist als zweistufig mit Ausgangsverstärkungstransistoren Q1, Q2 gezeigt,
welche jeweils einen entsprechenden Koppelungskondensator CQ1 und
CQ2 zur Koppelung des HF-Signals
als auch jedes mit seiner eigenen Vorspannungsschaltung Bias Q1
und Bias Q2 aufweist, welches dynamisch oder automatisch betrieben
wird, um den Betriebsruhestrom (Icq) konstant in Abhängigkeit
von verändernden
Operationsbedingungen und Leistungsoperationen gehalten wird. Der
gezeigte HF Eingang ist mit dem Q1 Verstärkungstransistor über den
Kondensator CQ1 gekoppelt. Die erste Stufe Q1 ist an die zweite
Stufe über
eine Zwischenstufenimpedanz-Anpassungsschaltung
55 angepasst,
um die Zweistufenkonfiguration zu optimieren.
-
4 zeigt
ein Beispiel eines Leistungsverstärkers
100 der Klasse
AB, welches eine der Stufen in den beispielhaften in
3 gezeigten
Schaltungen aufweisen können
und in der
US Anmeldung 10/189,233 beschrieben
worden sind. Es ist beispielsweise ein HF (RF) Eingang
105,
ein Ausgangstransistor
110 (beispielsweise Q1 oder Q2)
und eine statische Vorspannungsstromschaltung
149 gezeigt,
so dass der Vorspannungsstrom konstant ist unabhängig von der Betriebstemperatur,
einer Variation des HF Signaleingangs etc. Die Vorspannungsschaltung
149 weist
im Wesentlichen eine Stromspiegelschaltung mit einem Transistor
120 auf, welcher
einen Kollektorstrom aufrechterhält,
welcher den Kollektorstrom des HF (RF) Ausgangstransistorvorrichtung
spiegelt. Der Ruhestrom wird somit durch den Strom durch den Transistor
120 bestimmt.
In einem Multistufenverstärker
kann diese Schaltung in jeder Stufe verwendet werden. Ein Vorteil
ist der temperaturstabile Vorspannungsstrom. Die Steuerschleife
erlaubt es, dass der Strom genau überwacht wird und Icq kann soweit
möglich
minimiert werden. Ferner ist ein Vmode Transistor
125 vorgesehen,
welcher einen Transistor mit einer Spannung („V-mode") Eingang
126 aufweist, welcher
unter einer nicht gezeigten Systemsteuerung betrieben wird, um den
Ruhestrom diskret zwischen zwei ver schiedenen Pegel abhängig von
der angelegten V-mode Spannung modifiziert. Dies erzeugt eine Leistungsverbrauchskurve
wie beispielsweise Kurve
24 aus
1 und
2.
-
Für beispielsweise
einen P.A. gemäß 4 wurde
eine Graph, welcher das optimale Verhalten bei Variierung von Icq über den
Ausgangsleistungspegel (Pout) anzeigt, bestimmt und das Resultat
ist in 5 gezeigt. Bei der Bestimmung wurde InGaP und
AlGaAs Vorrichtungen bei allen Temperaturen evaluiert, es sei jedoch
darauf hingewiesen, dass der Leistungsverstärkungs-Ausgangstransistor HBT oder andere Bipolartransistoren
einschließlich
aber nicht begrenzt auf: Si-BJT, GaAs-HBT, InP-HBT, SiGe-HBT Schaltungsvorrichtungen
oder ähnliche
Vorrichtungstechnologien beinhalten. Insbesondere wurde festgestellt,
dass Icq für
die ersten und zweiten Stufen des P.A. –46 dBc mit lediglich einem
kleinen Fehlerbereich von 1-2 dB über alle Leistungspegel liefern
sollte und zusätzlich
zur Erreichung einer minimalen Verstärkungsanforderung von 25 dB bei
28 dBm und von 10 dB wurden alle Leistungspegeln eingeschlossen.
Gemäß 5,
welches ein Diagramm 140 von Rohdaten von Icq 1,2 v über Pout
(power out) bei Raumtemperatur für
eine zweistufige P.A., wurde es festgestellt, dass lediglich die
zweite Stufenvorspannung Icq 2 mit Leistungspegeln variiert werden muss.
D.h., in einer zweistufigen P.A., welche PCS InGaP Vorrichtungen
gemäß 5 implementiert
worden, wurde bestimmt, dass es von ungefähr 15 dBm möglich ist die Anforderung mit
einem niedrigeren Icq 2 als bei niedrigeren Leistungspegel zu erfordern,
da es sehr schwierig ist eine derartige Anforderung zu erfüllen, da
die Kurve 130 nicht monoton ist.
-
Gemäß dem Graphen
von
5 ist der minimale Icq
130a konstant
unterhalb ungefähr
0 dBm bei 11 mA oder dergleichen. Es ist ein zweites Icq 2 Plateau
130b bei
26 mA von 7 dBm bis 19 dBm vorhanden, bevor der benötigte Icq
2 signifikant erhöht
wird. Anstatt die Änderungen
von Icq lediglich unter Verwendung einer Vmode Steuerung zu implementieren,
wird eine Sliding-Bias-Schaltung
vorgesehen, welche automatisch eine derartige Icq 2 Kurve erzeugt,
um das Plateau
130b und die steigende Kurve für den Icq
2 bis zu dem höchsten Leistungslevel
zu beherbergen. Es wird jedoch vorgezogen, eine Sliding-Bias für den Icq
2 bei den höheren Ausgangsleistungspegeln
zu verwenden, welche mit einer Vmode Steuerung bei dem niedrigeren
Leistungspegel gekoppelt ist, um das Plateau
130a zu beherbergen,
so lange es nicht mit dem Sliding-Bias Betrieb interferiert. Tabelle
1 zeigt ein Beispiel einer Produktspezifikation einschließlich Icq
Werte und Änderungen
unter Verwendung einer Vmode Steuerung in einer Sliding-Bias-Schaltung.
| Vmode | Leistungspegel | Icq-1 | Icq-2 | Gesamt
Icq (Ibias nicht inkludiert) |
| 3V | <5dBm | 12mA | 11
mA | –25mA |
| 0V | >5dBm | 12mA | 26mA | –40mA |
Tabelle
1 – Vmode
kombiniert mit Sliding-Bias
| Vmode | Leistungspegel | Icq-1 | Icq-2 | Gesamt
Icq (Ibias nicht inkludiert) |
| 3V | <15dBm | 12mA | 26mA | –40mA |
| 0V | >15dBm | 12mA | 90mA | –100mA |
Tabelle
2 – Vmode,
kein Sliding-Bias
-
In
der Tabelle 1 stellen die Werte von Icq-1 und Icq-2 Zielwerte dar,
welche durch eine Sliding-Bias-Schaltung mit einer Vmode Steuerung
erhältlich
sind. Beispielsweise ist der Wert von 26 mA ein ungefähres Minimum
für einen
28 dBm InGaP CDMA P.A. unter Verwendung einer effizienten Verbesserung
durch eine Vorspannungssteuerung. Die Vmode Tabelle 1 erklärt insbesondere
dass durch Hinzufügung
eines Vmode Schalters zu der Sliding-Bias-Schaltung eine sehr effektive
Betriebsart vorgesehen wird. Die Sliding-Bias-Schaltung berücksichtigt
die Erhöhung
des Stromes bei dem höchsten
Leistungspegel. Die Kurve zeigt jedoch, dass der Strom ungefähr bei Leistungen
unter 5 dBm erneut reduziert werden kann. Somit wird diese Kombination
für einen
effizienten Betrieb bevor zugt. Tabelle 2 zeigt die Ruhestromwerte,
welche resultierend werden, wenn eine Vmode Systemvorspannungssteuerung
ohne Sliding-Bias-Schaltung implementiert werden würde. Verglichen
mit den Werten von Tabelle 1 sind die Ruheströme wesentlich höher.
-
Es
sei darauf hingewiesen, dass es dem Fachmann möglich sein kann, niedrigere
Werte für
Icq-2 zu erhalten, beispielsweise unter Verwendung einer Line-up
Switching-Verfahren anstatt einer Ruhestromschaltung. Zusätzlich zu
der Verwendung von einer Vmode Icq-1 und Icq-2 Steuerung erfordert
eine Sliding-Bias-Schaltung
eine Detektion der Eingangsleistung an der zusteuernden Vorrichtung.
Diese Anforderung resultiert direkt aus der Variation des benötigten Stromes
mit dem Leistungspegel, welcher an dem Eingang oder an dem Ausgang
gemessen wird. Da der Ruhestrom der ersten Stufe sich nicht ändern muss,
kann die Leistung vorzugsweise an dem Eingang unter Verwendung eines
Stromdetektors detektiert werden, welcher gemeinsam mit Q1 vorgespannt
immer aufweist). Der Ruhestrom von Q1 ist eng gesteuert, so dass
der Detektor dies ebenfalls sein wird.
-
6 zeigt
einen Graphen 150 der Icq-2 Stromwerte gegenüber der
Eingangsleistung des P.A. (Pin) über
drei Betriebstemperaturbedingungen, heiß 160, Raumtemperatur 165 und
kalt 170. 7(a) zeigt insbesondere
einen Graphen 175, welcher die Icq-2 Stromwerte 180 als
Funktion der Eingangsleistung (Pin) des P.A. summiert, welche akzeptabel
für alle
Temperaturen (heiß,
Raum, kalt) ist. Die Sliding-Bias-Schaltung gemäß der Erfindung ist somit ausgestaltet,
um eine Icq-2 Stromantwortskurve wie eine Kurve 180 gemäß 7(a) zu erhalten. 7(b) zeigt
einen Graphen 190 der Icq-1 und Icq-2 Steuerkurven über die
Ausgangsleistung (Pout) des P.A., wobei Icq-1 konstant über den
Betriebsbereich ist und Icq-2 in zwei Bereichen erhöht wird.
Ein Bereich, welcher nach 20 dBm erhöht wird, dient der Handhabung
durch die Sliding-Bias-Schaltung und erhöht bei 5 dBm über eine
Vmode Steuerung gemäß Tabelle
1.
-
8 zeigt
ein vereinfachtes Schaltbild 200 des P.A., welches eine
Sliding-Bias-Schaltung
gemäß der Erfindung
implementiert. Gemäß 8 ist
der P.A. 200 ein Leistungsverstärker der Klasse AB gemäß 3 als
zwei Stufen mit Verstärkungstransistoren
Q1, Q2, welche jeweils einen entsprechenden Koppe- Iungskondensator
CQ1 und CQ2 zur Koppelung des HF (RF) Signals aufweist, eine Zwischenstufenanpassung
und Vorspannungsschaltungen für
Q1 und Q2. Ferner ist eine Sliding-Bias-Schaltung 250 zum
Modifizieren der Vorspannung (Bias) von Q2 gezeigt und wie in 8 gezeigt,
ist dies als eine separate Schaltung veranschaulicht. Sei darauf
hingewiesen, dass die Q2 Bias und die Slide-Schaltung integriert werden können. Gemäß 8 weist
der P.A. 200 jedoch zusätzlich
eine HF (RF) Detektierschaltung 210 zur Detektion der eingehenden
Leistung an dem Eingang des Verstärkers auf. Die HF (RF) Detektierschaltung 210 spiegelt
insbesondere den Strom durch Q1 (Rfin) und verwendet dieselbe Bias-Schaltung
wie Q1, welche als eine gemeinsame Bias-Schaltung 220 dargestellt
ist. Die HF (RF) Detektierschaltung 210 weist einen Transistor
Qd auf, welcher mit einem Konstantstrom für einen Betrieb der Klasse
AB vorgespannt ist, welches gemäß 8 dazu
verwendet wird, die Sliding-Bias-Schaltung 250 zu treiben.
Wenn Leistung an den Transistor eingegeben wird, erhöht sich
der Strom durch den Kollektor. Der detektierte Strom wird in eine
Spannung durch den Widerstand 212 an den Kollektor des
Detektors modifiziert. Der Wert dieses Widerstands 212 ist
somit ein Faktor in der Amplitude der Detektion. Wenn keine Referenzspannung
in dem Telefon vorhanden ist, sollte eine Schaltung zur Erzeugung
der Referenz wie beispielsweise eine Band Gap-Schaltung vorgesehen
werden. Das modifizierte Spannungssignal an dem Kondensator 211 erhöht mit erhöhendem HF
(RF) Signaleingang an die Detektionsschaltung 210, d.h.
die Spannung folgt dem Eingangs HF (RF) Spannungspegel nach. Die
Kombination aus dem Widerstand 212 und dem Kondensator 211 an
dem Ausgang der Detektionsschaltung 210 fungiert zusätzlich als
ein Filter zum Entfernen jeglicher HF Modulation in dem nachgefolgten
Spannungssignal, so dass ein Modulationssignal nicht in die Sliding-Bias-Schaltung 250 zugeführt wird.
-
Der
Wert des Mittlungskondensators 211 ist kritisch hinsichtlich
des Verhaltens der Schaltung. Ein zu hoher Wert würde die
Schaltung zu langsam machen, so dass die Systemspezifikation für die Performance des
P.A. nicht erfüllt
werden würde.
Wenn der Wert zu niedrig ist, dann ist die Detektorermittelung nicht
ausreichend. Das Fehlen der Ermittelung kann eine Basisbandmodulation
an dem Eingang der Sliding-Bias-Schaltung 250 für Q2 hervorrufen.
Dies würde
dann einen zusätzlichen
Adjacent Channel Power Ratio (ACPR) erzeugen und der Leistungsverstärker würde diese
kritische Spezifikation nicht erreichen können.
-
Die
detektierte Spannung wird dazu verwendet in eine Slide-Schaltung
zugeführt
zu werden, welche den Ruhestrom von Q2 modifiziert, welches durch
ihre eigene Biasschaltung vorgesehen wird. Es ist keine Modifikation
der Zwischenstufenschaltung oder der Ladeschaltung von Q2 vorhanden.
-
9 veranschaulicht
eine vereinfachte Spannungsantwort der Detektionsschaltung 210.
Der Detektortransistor Qd ist ein Transistorspiegel von Q1, welches
mit derselben Stromdichte vorgespannt (Bias) ist. Das Spiegelverhältnis ist
r = AQd/AQ1 wobei „A" der Emitterbereich
des Transistors darstellt. Wie in dem Graphen von 9 gezeigt,
ist die maximale Spannung VdO bei fehlender Leistung durch den Detektor
oder bei einer Leistung unter dem Wert PdO, wo die Basis von Qd
anfängt,
mehr Strom zu leiten. VdO = Vref – R0·Icgd. Zusätzlich gilt Icgd = r·Icq1.
Der Wert von „Aqd" oder von „r" sollte so klein
wie möglich
ausgewählt
werden, um den Detektorbereich zu maximieren (Maximierung von „VdO").
-
Da
die Vorspannung gemeinsam ist mit Q1, ist der Ruhestrom durch den
HF (RF) Detektor 210 sehr stabil hinsichtlich der Temperatur
und anderen Variablen wie beispielsweise andere Spannungen in dem
P.A. Der Detektor ist ein Spiegel von Q1 und als Startpunkt ist
der Wert von Cd proportional zu Cq1 mit demselben Spiegelverhältnis. Die
Eingangsleistung durch den Detektor 210 kann jedoch durch
Variierung des Wertes des Detektorkondensators Cd eingestellt werden,
so dass der detektierte Strom anfängt zu gleiten (Slide) zu dem gewünschten
Pegel „PdO". In dem Detektor
definieren die Werte der beiden Widerstände 212a, 212b parallel die
HF (RF) Last RLd von Qd. Zur Maximierung des dynamischen Bereiches
des Detektors sollten die Werte des Widerstandes derart ausgewählt werden,
dass RLd = (Vref – Vsat)2/(2·PdM),
wobei „PdM" den Wert der höchsten Leistung
an dem Ausgang des Detektors darstellt. Als Startpunkt sollte der
Wert des Widerstandes R 212a derart ausgewählt werden,
dass an dem maximalen Leistungspegel VdM = Vref – R212a·IdM (mit dem Widerstand 212a des
mit Vref verbundenen Widerstand). Es kann jedoch reduziert werden,
wenn der Detektorbereich nicht maximiert werden soll oder um die
detektierte Spannung und die Neigung der Kurve der Vorspannungsschaltung
von Q2 anzupassen und die Ruhestromanforderungen gemäß 7(a) zu erfüllen.
-
Die
Eingangsleistung, welche durch Anzapfen an der ersten Stufe von
P.A. (Stromdetektion) detektiert wurde, ist aufgrund der Variation
des Stroms notwendig, welches mit dem Leistungspegel benötigt wird.
Die Schaltung muss bei einer „niedrigen" Geschwindigkeit
betrieben werden und eingeschaltet werden, wenn mehr Leistung an
dem Eingang des P.A. vorgesehen wird (d.h. nicht bei einer Basisbandgeschwindigkeit).
Diese Überlegung
ist sehr wichtig, da jegliche Variation von Icq in dem Basisband
eine Veränderung
der Verstärkung und
der Phase der Stufe bewirken würden,
so dass diese Stufe moduliert werden würde und zusätzlich Energie in benachbarten
Kanälen
erzeugt werden würde.
Die ACPR kann dann signifikant verschlechtert werden. Dies ist ein
Bereich von Detektorkondensatoren 211, welche es durch
die Schaltung ermöglicht,
welche dem Detektor ermöglicht
das Basisbandsignal zu ermitteln, aber nach wie vor schnell genug
ist, um die Gesamtsystemspezifikationen zu erfüllen. Dieser Bereich kann bei
verschiedenen Systemen variieren, da die Basisbandfrequenz zwischen
Systemen variiert und die Zeit, welche zum Einschwingen eines neuen
Leistungspegels benötigt
wird ist ebenfalls unterschiedlich zwischen Systemen.
-
An
dem Eingang der Slideschaltung 250 folgt die Spannung dem
Eingangsleistungspegel. Da Qd ein Transistor in einer Klasse AB
Konfiguration unterhalb eines bestimmten Leistungspegels darstellt,
wird keine detektierte Spannung vorhanden sein und nach einem bestimmten
Spannungsschwellwertpegel wird sich die Slideschaltung 250 einschalten.
Es kann eine Formung der für
die Slideschaltung 250 benötigte Signal vorhanden sein,
beispielsweise ein Widerstand, um die der Q2 Vorspannung zugeführten Spannung
korrigiert falls notwendig. Die Sliding-Bias-Schaltung 250 wird
vorzugsweise mit der Q2 Biasschaltung integriert.
-
10 zeigt
ein Schaltbild zur Veranschaulichung einer Schaltung 300' gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung, welches einen Teil des P.A. der Klasse AB darstellt,
welches mit dem Schaltungsabschnitt 300 gemäß 8 korrespondiert.
Die Schaltung 300' veranschaulicht
einen Leistungs(HF)Eingangsdetektorschaltung 210, eine
selbstanpassende Slidingschaltung 250 und eine Q2 Biasschaltung
gemäß der Erfindung.
Der Spannungsausgang 215 wird direkt durch den Strom durch
den Detektor beeinflusst und in den selbstanpassenden Slideschaltungstransistor 225 durch
den Widerstand 227 zugeführt. Im Betrieb, wenn die Spannung 250 abgesenkt
wird (bei einer Erhöhung
der Leistung durch den Detektor) wird der Strom durch den Transistor 225 ebenfalls
abgesenkt. Andererseits wird das Verhältnis zwischen dem Widerstand 228 und
dem Transistor 120 verändert,
da eine Kombination des Differenzialpaares 325 den Gesamtstrom
durch alle Zweige konstant hält,
wird der Ruhestrom durch den Transistor 120, ein Spiegel
von Q2 verändert.
Somit wird der Ruhestrom Icq-2 durch den Ausgangstransistor Q2 automatisch
in der hier beschriebenen Art und Weise durch Änderung der HF (RF) Eingangsspannung
verändert.
Der Vmode Transistor 125 gemäß 3 zur diskreten Änderung
des Ruhestromes über
ein Vmode Signal 126 wird zusätzlich parallel zu der HF Detektierschaltung 210 und
der Selbstanpassungsbiasschaltung 250 vorgesehen, um den
zusätzlichen Vmode
diskreten Ruhestrom Icq-2 Steuerung vorzusehen. In diesem Ausführungsbeispiel
sind zwei Leistungsbereiche vorgesehen, wo der Ruhestrom Icq-2 durch
den Ausgangstransistor Q2 verändert
wird: Die selbstanpassende Sliding-Bias-Schaltung wird bei einem
höheren
Leistungspegel (siehe 7(b)) anlaufen
und Vmode, welches in Verbindung mit 4 beschrieben
worden ist, wir bei einem vorbestimmten Schwellwert anlaufen, welcher
durch die Vmode Spannung 126 diktiert wird, beispielsweise
welche verwendet wird, um den Icq Strom bei Ausgangsleistungspgeln
geringer als eine Schwellwertleistung beispielsweise 5 dBm abgesenkt wird.
Die Spannung, bei welcher die selbstanpassende Biasschaltung 250 anläuft und
die Neigung der Änderungen
sind abhängig
von des Basiswiderstandes 227 und des Kollektorwiderstandes 228 der
Sliding-Bias-Schaltungstransistors 225 und einer Referenzspannung 230 gemäß 10.
Diese Merkmale sind ebenfalls abhängig von den Werten für den Detektor
wie vorstehend beschrieben worden ist. Es sei darauf hingewiesen,
dass die Schaltung von 10 modifiziert worden ist, um
bestimmte Kondensatorvorrichtungen und andere Schaltungselemente
wegzulassen, welche bei der Unterdrückung von Rauschen und bei
der die Erhöhung
der Stabilität
in den Ausgangsstufenschaltungen behilflich sind.
-
Da
der Detektor
210 in dem Ausführungsbeispiel gemäß
10 mit
dem differentiellen Paar
235 auf der anderen Seite durch
den Transistor
250 verbunden ist, arbeitet der Transistor
in der Sättigung
und wird durch seine Diode eingeschaltet. Aufgrund des Schaltungsbetriebs
ist der Betrieb der Schaltung abrupter (schnellere Änderungsrate
bei Änderung
des Leistungspegels) als bei einer Sliding-Bias gemäß der
US Patentanmeldung 60/433,752 [Anwaltsaktenzeichen 15926,
703067]. Somit ist die Antwort zwischen einer Verwendung einer Vmode
(diskrete Änderung)
und einer Sliding-Bias-Kurve gemäß
1.
-
Während beschrieben
worden ist, was als bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung
angesehen wird, sollte darauf hingewiesen sein, dass verschiedene
Modifikationen und Änderungen
in der Form oder Detail durchgeführt
werden können,
ohne den Schutzbereich der Erfindung zu verlassen. Es ist somit
beabsichtigt, dass die Erfindung nicht auf die exakt beschriebenen
und veranschaulichten Formeln beschränkt ist, sondern sie sollte
alle Modifikationen umfassen, welche in den des Schutzbereich der
beigefügten
Ansprüche
fallen.