DE60300778T2

DE60300778T2 - Verfahren zur signalverarbeitung in gegenwart von störungen

Info

Publication number: DE60300778T2
Application number: DE60300778T
Authority: DE
Inventors: Blandine Coatantiec; Marc Revol; Nicolas Martin; Jean-Luc Issler
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2002-03-22
Filing date: 2003-03-07
Publication date: 2006-05-04
Anticipated expiration: 2023-03-08
Also published as: CA2479570A1; DE60300778D1; EP1488536B1; FR2837638B1; FR2837638A1; US20050169409A1; EP1488536A1; WO2003081798A1; US7295635B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf die Verfahren zur Signalverarbeitung in Gegenwart von Interferenzen, insbesondere, wenn dieses Signal aus einer einzigen Trägerwelle besteht, die gemäß zwei Frequenzbändern moduliert ist, einem breiten und einem schmalen, und diese Interferenzen aus diskreten Streifen bestehen, die zum Beispiel von Impulsen kommen, die gemäß einem quasi-zufälligen Modus verteilt sind. Allgemeiner ermöglicht es die Erfindung, die Robustheit der Verarbeitung der Satellitennavigationssignale zu erhöhen, die aus einer in zwei Frequenzbändern modulierten Trägerwelle zusammengesetzt sind.
Die Erfindung bezieht sich in diesem Rahmen besonders auf die so genannte Modulation im Band E5b der Satellitennavigationssysteme, die derzeit entwickelt werden, und wenn diese Systeme von den Signalen der "DME"-Entfernungsmesssysteme gestört werden. Sie betrifft auch andere Frequenzbänder, wie L1, L2, G1, G2, E6, C, und ggf. L5. Diese Bänder sind diejenigen der Systeme GPS, GLONASS und GALILEO. Um die Beschreibung zu vereinfachen, wird sie nachfolgend auf das für das Navigationssystem GALILEO vorgesehene Signal "E5" beschränkt, wenn dieses von Interferenzen gestört wird, die von Signalen des "DME"-Entfernungsmesssystems kommen, das im Allgemeinen mit VOR-Baken gekoppelt ist.
Das Spektrum dieses Signals ist in 1 dargestellt. Es wird von einem ersten Signal mit einer Hauptkeule in einem Schmalband "NB" von zum Beispiel 2 MHz, und von einem zweiten Signal mit einer Hauptkeule in einem Breitband "WB" von zum Beispiel 20 MHz, auf Trägerwellen mit der Frequenz F0 gebildet. Im betrachteten Beispiel wird die gesendete Leistung gleichmäßig auf das Breitband und das Schmalband verteilt, was bei gleicher Leistung in den beiden Signalen dazu führt, dass die Hauptkeule des Spektrums im Fall des Breitbands weniger hoch ist als im Fall des Schmalbands, wie man in der Figur sieht. Die Frequenzen der Ausbreitungscodes werden zwischen dem Breitband und dem Schmalband synchronisiert, und die Datenströme zwischen diesen beiden Bändern sind die gleichen. Diese Signale sind also synchron und phasengleich (ggf. Quadratur-Signale). Das Schmalbandsignal kann vom Typ BPSK (Binary Phase Shift Keing) oder BOC (Binary Offset Carrier) sein, während das Breitbandsignal auch vom Typ BPSK oder BOC sein kann.
Aufgrund der einerseits bei den Satelliten und andererseits in den DME-Systemen verwendeten Leistungsstärken sind die DME-Störsignale die Ursache von Interferenzstreifen, deren Leistungsstärke wesentlich größer ist als diejenige der Nutzsignale.
Um die von diesen DME-Signalen kommenden Störungen zu unterdrücken, ist es bekannt, eine Verarbeitung durchzuführen, bei der das empfangene Signal unterbrochen wird, wenn ein solches Störsignal erfasst wird, was natürlich zu einer Störung des Empfangs der Nutzsignale führt. Dieses System ist unter der englischen Bezeichnung "blanking" bekannt.
EP-A-1016545 beschreibt einen Empfänger, der es ermöglicht, GPS-Signale (Schmalband) und GLONASS-Signale (Breitband) zu verarbeiten. Jedes Signal verwendet eine eigene Codeschleife und eine eigene Phasenschleife.
Je nach der Anzahl der empfangenen DME-Signale ist der Anteil an Unterbrechungen oder "blanking" mehr oder weniger groß, und im Grenzfall empfängt man nicht mehr genug Signal, und es gibt keine dann Möglichkeit, ein Nutzsignal wiederzugewinnen.
In der Praxis erhält man trotzdem ein solches Nutzsignal, und man kann es verarbeiten und daraus die gewünschten Informationen entnehmen.
Um die Ergebnisse zu verbessern, schlägt die Erfindung ein Verfahren zur Signalverarbeitung in Gegenwart von Interferenzen vor, wobei dieses Signal einen ersten Kanal mit breitem Frequenzband und einen zweiten Kanal mit schmalem Frequenzband aufweist, die eine gleiche Trägerwelle modulieren, das hauptsächlich dadurch gekennzeichnet ist, dass man eine einzige Phasenschleife und eine einzige Codeschleife verwendet, um die beiden Kanäle gleichzeitig zu verarbeiten.
Gemäß einem weiteren Merkmal wird in der Phasenschleife ein Signal mit der Frequenz der Trägerwelle erzeugt, das gemäß Sinus und Kosinus phasenverschoben wird, und mit diesen beiden phasenverschobenen Signalen werden synchron der erste Kanal demoduliert, um ein Signal I_WB und ein Signal Q_WB zu erhalten, und der zweite Kanal demoduliert, um ein Signal I_NB und ein Signal Q_NB erhalten.
Gemäß einem weiteren Merkmal wird in der Codeschleife ein Signal mit der Frequenz des Codes des Breitbandsignals erzeugt, ausgehend von diesem Signal werden ein erster punktueller Code und ein erster Δ-Code erzeugt, der erste Δ-Code wird mit dem Signal I_NB bzw. mit dem Signal Q_NB multipliziert, der erste punktuelle Code wird mit dem Signal I_NB und mit dem Signal Q_NB multipliziert, die aus diesen Multiplikationen entstehenden Signale werden integriert, um Signale I_pNB, I_ΔNB, Q_pNB und Q_ΔNB zu erhalten, ausgehend von dem Signal mit Codefrequenz werden ein zweites Signal Δ und ein zweites punktuelles Signal erzeugt, das zweite Signal Δ wird mit dem Signal I_WB bzw. mit dem Signal Q_WB multipliziert, das zweite punktuelle Signal wird mit dem Signal I_WB und dem Signal Q_WB multipliziert, und die aus diesen Multiplikationen entstehenden Signale werden integriert, um Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pWB und O_ΔWB zu erhalten.
Gemäß einem weiteren Merkmal werden die Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pNB und Q_ΔNB in einem ersten Phasendiskriminator, der dem Breitbandsignal und dem Schmalbandsignal gemeinsam ist, verwendet, um die Phase der Trägerwelle zu erhalten und nach Filterung den Oszillator zu steuern, der es ermöglicht, das Signal auf der Frequenz der Trägerwelle zu erhalten.
Gemäß einem weiteren Merkmal werden im ersten Phasendiskriminator vor der eigentlichen Diskriminierung die Eingangssignale gemäß durch die folgenden Formeln bestimmten Anteilen gemischt: Ipopt = αIpWB + βIpNB Qpopt = αQpWB + βQpNB
Gemäß einem weiteren Merkmal werden die Parameter α und β durch folgende Formeln bestimmt:
in denen die Parameter σ_NB und σ_WB ausgehend von der Anzahl von unterdrückten Tastproben C und der Gesamtanzahl von Tastproben N₀ durch folgende Formeln geschätzt werden: σWB 2 = 1/(C/N0WB) σNB 2 = 1/(C/N0NB)
Gemäß einem weiteren Merkmal werden die Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pWB, Q_ΔWB, I_pNB, I_ΔNB, Q_pNB und Q_ΔNB in einem zweiten, dem Breitbandkanal und dem Schmalbandkanal gemeinsamen Phasendiskriminator verwendet, um die Einstellung der beiden Codes zu erhalten und nach der Filterung den Oszillator zu steuern, so dass das Signal mit der Codefrequenz erhalten werden kann.
Gemäß einem weiteren Merkmal werden im zweiten Phasendiskriminator vor der eigentlichen Diskriminierung die Eingangssignale gemäß durch die folgenden Formeln bestimmten Anteilen gemischt: IΔopt = (aIΔWB + bIΔNB) QΔopt = (aQΔWB + bQΔNB)
Gemäß einem weiteren Merkmal werden die Parameter a und b durch die folgenden Formeln bestimmt:
in denen die Größen S_WB und S_MB den Steigungen der Antwortkurven der Diskriminatoren entsprechen, die auf der mittleren Höhe dieser Kurven gemessen werden, und die Größen ρ_WB und ρ_MB die normalisierten Steigungen der Diskriminatoren sind, die mittels Division der Steigung S durch einen Faktor σ_Δ erhalten werden, der durch folgende Formel bestimmt wird: σΔ = [1 – A(2d)]in der A die normalisierte Autorisationsfunktion des gefilterten Ausbreitungscodes ist, derart, dass gilt A(0) = 1, und 2d der Wert der Abweichung zwischen dem vorauslaufenden Code und dem Verzögerungscode ist, der verwendet wird, um den Δ-Code zu erzeugen.
Weitere Besonderheiten und Vorteile der Erfindung gehen klar aus der nachfolgenden Beschreibung hervor, die ein nicht einschränkend zu verstehendes Beispiel unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren beschreibt. Es zeigen:
1 ein Diagramm des Spektrums des zu verarbeitenden Signals; und
2 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung, die die Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens ermöglicht.
Die Eingangssignale der die Anwendung der Erfindung ermöglichenden Vorrichtung werden in üblicher Weise gefiltert, indem für das Breitbandsignal die Gesamtheit der Hauptkeule des Spektrums beibehalten wird, um die Präzision des Codes aufrechtzuerhalten, und indem die Sekundärkeulen des Schmalbandsignals in dem Maße unterdrückt werden, in dem sie vorhanden sind. Dadurch kann die Wahrscheinlichkeit einer Interferenz durch die DME-Signale beschränkt werden, die statistisch über die Gesamtheit des Bands verteilt sind. Wie man in 1 sieht, befindet sich ein großer Teil der DME-Signale außerhalb der Hauptkeule des Schmalbandsignals, und die zeitliche Belegung einer DME-Interferenz ist im betrachteten Beispiel zehnmal geringer für das Schmalband als für das Breitband.
Wenn man dann die "blanking"-Technik verwendet, werden die Verluste, ausgedrückt in der Anzahl von unterdrückten Tastproben C im Vergleich mit der Gesamtzahl von Tastproben N0 angegeben durch: C/N0 = 1 – θ (1)und in Dezibel durch: C/N0dB = 10log(1 – θ) (2)
In dieser Formel ist θ der Anteil der Unterbrechungszeit, der für das Schmalbandsignal statistisch 10-mal geringer ist als für das Breitbandsignal, wenn man die oben beschriebene Filterung korrekt durchführt.
Da Ausgangssignal der Phasenschleife, das weiter unten beschrieben wird, wird an einen digital gesteuerten Oszillator 201 angelegt, der ein Signal auf der Frequenz der Trägerwelle liefert. Dieses wird dann in den beiden Phasenschiebern 202, 203 gemäß Sinus und Kosinus phasenverschoben.
Das Kosinussignal wird dann an das Breitbandbandsignal in einem Multiplizierer 204 und an das Schmalbandsignal in einem Multiplizierer 205 angelegt.
Das Sinussignal wird an das Breitbandsignal in einem Multiplizierer 206 und an das Schmalbandsignal in einem Multiplizierer 207 angelegt.
Die Trägerwelle wird so in jedem Kanal demoduliert, um in jedem dieser Kanäle die klassisch als I und Q bekannten Signale zu erhalten.
Das Ausgangssignal der Codeschleife, die weiter unten beschrieben wird, wird an einen digital gesteuerten Oszillator 208 angelegt, der ein Signal auf der Frequenz des Codes des Breitbandsignals liefert. Dieses wird an einen ersten Ausbreitungscode-Generator 209 angelegt, der einerseits den so genannten punktuellen Code und andererseits den so genannten Δ-Code liefert, entsprechend der Differenz zwischen einem verzögerten Code und einem vorauslaufenden Code, wobei diese Codes an den auf dem Schmalbandkanal empfangenen Code angepasst werden.
Der Δ-Code wird mit dem Signal I des Schmalbandkanals in einem Multiplizierer 210 und mit dem Signal Q des gleichen Kanals in einem Multiplizierer 211 multipliziert.
Der punktuelle Code seinerseits wird mit dem Signal I dieses Schmalbandkanals in einem Multiplizierer 212 und mit dem Signal Q des gleichen Kanals in einem Multiplizierer 213 multipliziert.
Das aus dem Oszillator 208 kommende Codefrequenzsignal wird ebenfalls an einen zweiten Codesignalgenerator 214 analog zum Generator 209, aber an den auf dem Breitbandkanal vorhandenen Code angepasst, angelegt. Auch er liefert einen punktuellen Code und einen Δ-Code.
Der Δ-Code wird mit dem Signal I des Breitbandkanals in einem Multiplizierer 215 und mit dem Signal Q dieses gleichen Kanals in einem Multiplizierer 216 multipliziert.
Das punktuelle Signal wird mit dem Signal I dieses Breitbandkanals in einem Multiplizierer 217 und mit dem Signal Q dieses Kanals in einem Multiplizierer 218 multipliziert.
Die Signale am Ausgang all dieser Multiplizierer werden in eine Einheit von Integratoren 219 integriert, einer für jedes sich aus den Multiplikationen ergebende Signal.
Im Breitbandkanal sind die von den Integratoren entladenen Signale I_pWB, I_pWB, Q_pWB bzw. Q_ΔWB, wobei diese Kennzeichnung angibt, dass es sich um das Signal I oder Q für den punktuellen Code oder den Δ-Code im Breitbandkanal handelt.
In gleicher Weise entladen die Integratoren des Schmalbandkanals vier Signale I_pNB, I_ΔNB, Q_pNB, Q_ΔNB.
Erfindungsgemäß werden diese Signale in zwei unterschiedlichen Phasendiskriminatoren verwendet, die aber den beiden Breitband- und Schmalbandsignalen gemeinsam sind, der eine 220, um die Phase der Trägerwelle zu erhalten, und der andere 222, um die Einstellung der beiden Codes der Kanäle zu erhalten.
Erfindungsgemäß kann der Phasendiskriminator 220 eine unter dem Namen erweiterter Diskriminator bekannte Technik verwenden, die bei den Luftfahrtanwendungen besser geeignet ist, um eine sehr breite Dynamik aushalten zu können.
In klassischer Weise arbeitet ein solcher Diskriminator ausgehend von einem Signal I und einem Signal Q, und erfindungsgemäß sind diese Signale optimierte Signale I_popt und Q_popt, die durch Mischen der Signale I_pWB, Q_pWB, I_pNB und Q_pNB unter Verwendung folgender Formeln erhalten werden: Ipopt = αIpWB + βIpNB (3) Qpopt = αQpWB + βQpNB (4)
In diesen Formeln werden α und β gegeben durch:
Die Parameter σ_NB und σ_WB entsprechen je den Rauschpegeln im Breitbandkanal bzw. im Schmalbandkanal. Sie werden ausgehend von den Parametern C/N0 durch folgende Formeln geschätzt: σWB 2 = 1/(C/N0WB) (7) σNB 2 = 1/(C/N0NB) (8)
Die so angewendeten Gewichtungen ermöglichen es, das C/N₀-Verhältnis in der Schleife zu optimieren. Tatsächlich ist der Signalpegel in beiden Kanälen hypothetisch der gleiche, aber die Störpegel sind unterschiedlich, da die DME-Interferenzwirkung von der Bandbreite des Kanals abhängt, wie weiter oben gezeigt wurde.
Um diese Parameter σ zu erhalten, wird mit Hilfe einer nicht dargestellten Vorrichtung eine statistische Schätzung der Tastproben der Signale Ip und Iq durchgeführt, die mit einer relativ niedrigen Frequenz entnommen werden, zum Beispiel 1 kHz, indem diese Schätzung sich über mehrere Sekunden erstreckt, was möglich ist, da die DME-Signale aufgrund der dem DME-System eigenen Charakteristiken über Entfernungen von mehreren Kilometern konstant sind.
Das so am Ausgang des Korrelators 220 erhaltene Signal wird in klassischer Weise von einem Filter 221 gefiltert und dann an den Eingang des Oszillators 201 angelegt, was die Phasenschleife schließt.
Der Codediskriminator seinerseits verwendet Signale IΔ und QΔ, die ausgehend von den Signalen I_ΔWB, Q_ΔWB, I_ΔNB und Q_ΔNB durch Anwenden folgender Formeln optimiert werden: IΔopt = (aIΔWB + bIΔNB) (9) QΔopt = (aQΔWB + bQΔNB) (10)
In diesen Formeln werden a und b gegeben durch:
In diesen Formeln wurde die Terme σ_WB und σ_NB weiter oben durch die Formeln (7) und (8) definiert. Die Terme S_WB und S_MB entsprechen ihrerseits den Steigungen der Antwortkurven der Diskriminatoren 220 und 222, wobei diese Steigungen in der mittleren Höhe dieser Kurve gemessen werden, was im Prinzip der Antwort um die Trägerwellenfrequenz herum entspricht.
ρ_WB und ρ_MB sind die normalisierten Steigungen des Diskriminators im Breitbandkanal bzw. im Schmalbandkanal. Um diese normalisierte Steigung zu erhalten, teilt man die entsprechende Steigung S durch den Faktor σ_Δ, der für den typischen Rauschabstand in den Signalen IΔ und QΔ repräsentativ ist, der durch folgende Formel gegeben wird: σΔ = [1 – A(2d)] (13)
In dieser Formel bezeichnet A die normalisierte Autokorrelationsfunktion des gefilterten Ausbreitungscodes, bei der A(0) = 1, und 2d ist der Wert der Abweichung zwischen dem Vorlaufcode und dem Verzögerungscode, der zur Erzeugung des Codes Δ verwendet wird.
Das Signal am Ausgang des Diskriminators 222 wird dann sehr klassisch durch ein Filter 223 gefiltert und an den Eingang des Code-Oszillators 208 angelegt, was die Codeschleife schließt.
Die Robustheit der Trägerwellen-Schleife ist die gleiche wie diejenige des Schmalbandkanals, einzeln gesehen. Wenn das Verhältnis C/N₀ im Breitbandkanal aufgrund der DME-Störsignale zu niedrig wird, tendiert das globale Verhältnis C/N₀ der Vorrichtung zu demjenigen des Schmalbandkanals, einzeln gesehen. Der Nachführ-Schwellwert der Trägerwellen-Schleife ist also tatsächlich derjenige des Schmalbandkanals.
Die Präzision der Codeschleife ist fast die des Breitbandkanals einzeln gesehen, wenn der Prozentsatz der zeitlichen Belegung durch die Interferenzen unter 95% liegt. Wenn dieser Prozentsatz sich 100% nähert, wird die Präzision des Codes diejenige des Schmalbandkanals, einzeln gesehen.
Zwischen diesen beiden Endwerten stellt man eine Synergie fest, die daher kommt, dass die Robustheit auf der Trägerwelle eines der Kanäle es ermöglicht, die Erfassung des Codes im anderen zu verbessern. In anderen Worten profitiert das erfindungsgemäße System von der Robustheit des Schmalbandkanals und der Präzision des Breitbandkanals, wenn der Interferenzpegel relativ annehmbar bleibt.
Es wird auch betont, dass die Erfindung besonders einfach ist, da sie nur eine einzige Trägerwellen-Schleife und eine einzige Phasenschleife verwendet, und da sie kein logisches Erfassungssystem benötigt, um zu wissen, welcher der beiden Kanäle in Abhängigkeit von den Bedingungen genutzt werden muss.

Claims

Verfahren zur Signalverarbeitung in Gegenwart von Interferenzen, wobei dieses Signal einen ersten Kanal mit breitem Frequenzband (WB) und einen zweiten Kanal mit schmalem Frequenzband (NB) aufweist, die eine gleiche Trägerwelle (FO) modulieren, dadurch gekennzeichnet, dass man eine einzige Phasenschleife (220, 221, 201–207) und eine einzige Codeschleife (222, 223, 208–218) verwendet, um die beiden Kanäle gleichzeitig zu verarbeiten.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der Phasenschleife ein Signal mit der Frequenz der Trägerwelle erzeugt wird (201), dass das Signal gemäß Sinus und Kosinus phasenverschoben wird (202, 203), und dass mit diesen beiden phasenverschobenen Signalen synchron der erste Kanal demoduliert wird, um ein Signal I_WB und ein Signal Q_WB (204, 206) zu erhalten, und der zweite Kanal demoduliert wird, um ein Signal I_NB und ein Signal Q_NB (205, 207) zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass in der Codeschleife ein Signal mit der Frequenz des Codes des Breitbandsignals erzeugt wird (208), dass ausgehend von diesem Signal ein erster punktueller Code und ein erster Δ-Code (209) erzeugt werden, dass der erste Δ-Code mit dem Signal I_NB bzw. mit dem Signal Q_NB multipliziert wird (210, 211), dass der erste punktuelle Code mit dem Signal I_NB und mit dem Signal Q_NB multipliziert wird (212, 213), dass die aus diesen Multiplikationen entstehenden Signale integriert werden, um Signale I_pNB, I_ΔNB, Q_pNB und Q_ΔNB zu erhalten, dass ausgehend von dem Signal mit Codefrequenz ein zweites Signal Δ und ein zweites punktuelles Signal erzeugt werden (214), dass das zweite Signal Δ mit dem Signal I_WB bzw. mit dem Signal Q_WB multipliziert wird (215, 216), dass das zweite punktuelle Signal mit dem Signal I_WB und dem Signal Q_WB multipliziert wird (217, 218), und dass die aus diesen Multiplikationen entstehenden Signale integriert werden, um Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pWB und O_ΔWB zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pNB und Q_ΔNB in einem ersten Phasendiskriminator (220), der dem Breitbandsignal und dem Schmalbandsignal gemeinsam ist, verwendet werden, um die Phase der Trägerwelle zu erhalten und nach Filterung (221) den Oszillator (201) zu steuern, der es ermöglicht, das Signal auf der Frequenz der Trägerwelle zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Phasendiskriminator (220) vor der eigentlichen Diskriminierung die Eingangssignale gemäß durch die folgenden Formeln bestimmten Anteilen gemischt werden: Ipopt = αIpWB + βIpNB Qpopt = αQpWB + βQpNB
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Parameter α und β durch folgende Formeln bestimmt werden:
in denen die Parameter σ_NB und σ_WB ausgehend von der Anzahl von unterdrückten Tastproben C und der Gesamtanzahl von Tastproben N₀ durch folgende Formeln geschätzt werden: σWB 2 = 1/(C/N0WB) σNB 2 = 1/(C/N0NB)
Verfahren nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Signale I_pWB, I_ΔWB, Q_pWB, Q_ΔWB, I_pNB, I_ΔNB, Q_pNB und Q_ΔNB in einem zweiten, dem Breitbandkanal und dem Schmalbandkanal gemeinsamen Phasendiskriminator (222) verwendet werden, um die Einstellung der beiden Codes zu erhalten und nach der Filterung (223) den Oszillator (208) zu steuern, so dass das Signal mit der Codefrequenz erhalten werden kann.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass im zweiten Phasendiskriminator (222) vor der eigentlichen Diskriminierung die Eingangssignale gemäß durch die folgenden Formeln bestimmten Anteilen gemischt werden: IΔopt = (aIΔWB + bIΔNB) QΔopt = (aQΔWB + bQΔNB)
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Parameter a und b durch die folgenden Formeln bestimmt werden:
in denen die Größen S_WB und S_NB den Steigungen der Antwortkurven der Diskriminatoren (220, 222) entsprechen, die auf der mittleren Höhe dieser Kurven gemessen werden, und die Größen ρ_WB und ρ_NB die normalisierten Steigungen der Diskriminatoren sind, die mittels Division der Steigung S durch einen Faktor σ_Δ erhalten werden, der durch folgende Formel bestimmt wird: σΔ = [1 – A(2d)]in der A die normalisierte Autorisationsfunktion des gefilterten Ausbreitungscodes ist, derart, dass gilt A(0) = 1, und dass 2d der Wert der Abweichung zwischen dem vorauslaufenden Code und dem Verzögerungscode ist, der verwendet wird, um den Δ-Code zu erzeugen.