DE2824444A1

DE2824444A1 - Schaltungsanordnung zum dekodieren

Info

Publication number: DE2824444A1
Application number: DE19782824444
Authority: DE
Inventors: Robert Andrew Reilly; Charles Richard Ward
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1977-06-06
Filing date: 1978-06-03
Publication date: 1978-12-14
Also published as: GB1560474A

Description

Schaltungsanordnung zum Dekodieren

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Dekodieren von N pseudostatistisch kodierten Signalen mit gespreiztem Spektrum, die in Form eines einzigen zusammengesetzten Dauersignales vorliegen, um eine Vielzahl von Impulsen zu erhalten, wobei jeder Impuls die gesamte Information eines der N Signale enthält.

Die konventionelle Anwendung von simultaner Verarbeitung von einer Anzahl von Dauerstrichsignalen mit einer direkten Sequenz benutzt parallele Kanäle von Schaltungen, die je einem bestimmten Signal zugeordnet sind. In einem jeden Kanal eines kohärenten Systems sind drei Signalwege vorhanden, die mit "früh" E, "pünktlich" P und "spät" L bezeichnet werden können. Die E-> P-und L-Ausgänge eines Kodegenerators sind identische Kodesequenzen mit der Ausnahme, daß die P- und L-Ausgänge sich durch die Zeitverzögerung von Δ/2 und Δ Sekunden in Bezug auf den Ε-Kode unterscheiden, wobei Δ der Zeitdauer eines einzelnen Kodebits (Chip) entspricht. Jede dieser Kodesequenzen moduliert zweiphasig einen örtlichen Oszillator und wird getrennt mit den empfangenen Signalen gemischt.

Die Amplitude der am Ausgang jedes Mischers anstehendenZwischenfrequenz (ZF) ist dann proportional dem Grad der Synchronisation des Kodes (Korrelation).

Der pünktliche Signalweg wird an eine Phasenverriegelungsschleife (PLL) mit unterdrücktem Träger angelegt. Die PLL ist

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gemäß dem Vorschlag von Costas aufgebaut und ist näher beschrieben in dem Buch "Spread Spectrum Systems" von R.C.Dixon, John Wiley and Sons, Inc., 1976. Die PLL erzeugt eine kohärente Referenz zum " Detektieren der Amplituden der ZF-Signale in dem frühen und späten Signalweg. Ist der pünktliche Kode nicht einwandfrei synchronisiert mit dem empfangenen Kode, dann ergibt sich eine Unausgeglichenheit der Amplituden in dem frühen und dem späten Weg, die proportional dem Grad des Fehlers der Synchronisation ist. Diese Unausgeglichenheit wird durch Differenzieren der Ausgänge des frühen und des späten Weges durch !Synchronisierte Detektoren festgestellt. Die resultierende Fehlerspannung wird dann über ein Schleifenfilter zur Steuerung der Frequenz eines Kodetaktes in der Weise verwendet, daß die maximale Synchronisation in dem püntlichen Weg erhalten bleibt.

Offensichtlich ist eine derartige Anordnung komplex und teuer, da die Verarbeitungsschaltkreise in jedem Kanal doppelt vorhanden sein müssen.-

Techniken mit Zeitaufteilung wurden auch schon entwickelt, in denen ein einziger Kanal nacheinander an eine Anzahl von gleichzeitig empfangenen Signalen angeschaltet wird. Bei dieser Anwendung steigt aber das Signal-Rausch-Verhältnis mit der Anzahl der zu verarbeitenden Signale. Außerdem kann bei dem Weiterschalten von einem Kanal zum anderen nur ein Teil der Energie jedes Eingangssignales bei der Verarbeitung benutzt werden.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Dekodieren von N pseudostatistisch kodierten Signalen mit gespreiztem Spektrum, die in Form eines einzigen zusammengesetzten Dauersignales vorliegen, anzugeben, da*

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- die Vorteile der beiden oben beschriebenen Systeme in sich vereint und das die gesamte verfügbare Signalleistung für jedes der N Eingangssignale benutzt.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt mit den im Anspruch 1 angegebenen Mitteln. Ausgestaltungen der Erfindung können den Unteransprüchen entnommen werden.

Die Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Pig.1 das Blockschaltbild eines Systems für direkte Signalfolgen mit gespreiztem Spektrum;

Fig.2 ein Blockschaltbild eines herkömmlichen Prozessors für eine Vielzahl von Pauerstrichsignalen mit direkten Signalfolgen;

Fig.3a eine Blockschaltung eines Prozessors mit einer angezapften Verzögerungsleitung für eine Vielzahl von Dauersignalen mit gespreiztem Spektrum;

Fig.3b ein Diagramm der auftretenden Wellenzügen; Fig.4a einen RC-Integrator, und

Fig.4b einen analogen Speicher mit Ladungsweitergabe urd Rückführung.

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In dem in Fig.1 dargestellten vereinfachten Blockschaltbild des Systems für direkte Folgen mit gespreiztem Spektrum werden Daten und ein pseudostatistischer Kode/ erzeugt von einem Pseudorauschgenerator 2, in einem Summierer 4 Modulo addiert. Der Ausgang des Summierers 4 ist mit dem Eingang eines Zweiphasenmodulators 6 verbunden. Der von einem Trägeroszillator 8 erzeugte Signalträger ist zweiphasig im Modulator moduliert und wird über die Antenne 10 zu einem Empfangssystem ausgesendet.

Das Empfangssystem enthält im wesentlichen den invertierten Prozess um die Daten wieder zu erhalten. Dieses ist aber nur möglich, wenn der Pseudorauschgenerator 2 im Sender zeitlich synchronisiert ist mit dem Pseudorauschgenerator 12 im Empfangssystem. Dieses wird durch eine Kodekorrelation mit Hilfe einer Nachführschleife, deren Aufbau von R.C. Dixon schon beschrieben wurde, erreicht.

Das empfangene Signal gelangt über eine Antenne 14 an einen Mischer 11. Das Ausgangssignal des Pseudorauschgenerators wird zur Zweiphasenmodulation des Ausgangssignales des örtliehen Oszillators 18 im Ausgleichsmodulator 16 benutzt. Das modulierte Signal wird dann mit dem empfangenen Signal im Mischer 11 gemischt, der den Kode herauszieht und an ein ZF-Bandfilter 20 zur weiteren Verarbeitung im Datendemodulator anlegt.

In Fig.2 ist das vereinfachte Blockschaltbild eines herkömmlichen Prozessors für eine Vielzahl von Dauerstrichsignalen mit direkten Folgen dargestellt, der parallele Kanäle von Schaltungen für je ein Signal enthält. Die Dauerstrichsignale

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. werden durch eine Antenne 22 aufgenommen und an HF-Schaltkreise 24 angelegt. Das Signal der HP-Schaltkreise wird in einem Mischer 26 mit dem Signal eines ersten Mischoszillators 28 gemischt, um die Frequenz des Eingangssignals in bekannter Weise herabzusetzen. Dieses Signal wird dann an einen ZF-Verstärker 30 angelegt.

Die Schaltkreise für jeden Kanal enthalten 3 Signalwege, die mit früher E, pünktlich P und später L bezeichnet sind. Die E-, P- und L-Ausgänge eines Kodegenerators 32 enthalten identische Kodefolgen, mit der Ausnahme, daß die P- und L-Ausgänge gegeneinander um die Zeit Δ/2 und Δ Sekunden in Bezug auf den Ε-Kode verschoben sind, wobei Δ der Zeitdauer eines einzelnen Kodebits (Chip) entspricht. Jede dieser Kodefolgen moduliert zweiphasig das Ausgangssignal eines zweiten Mischoszillators 34 in den Modulatoren 36, 38 bzw. 40. Die Ausgangssignale eines jeden Modulators werden getrennt in den Mischern 42, 44 bzw. 46 mit dem empfangenen Signal gemischt. Die Amplitude der ZF-Signale an den Ausgängen der Mischer 42, 44 und 46 ist dann proportional dem Grad der Kodesynchronisation (Korrelation). Das Signal des püntlichen Signalweges wird nach Verstärkung in einem Verstärker 48 an eine phasenverriegelte Schleife 50 (PLL) angelegt, die der von Costas vorgeschlagenen PLL entspricht und die eine kohärente Referenz zum Detektieren der Amplituden der ZF-Signale in den früheren und späteren Signalwegen liefert. Die PLL 50 liefert ebenfalls die Daten an einen separaten Ausgang.

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. Wenn der püntliche Kode nicht perfekt mit dem empfangenen Kode synchronisiert ist, ergibt sich für die Amplituden in den früheren und späteren Wegen eine ünausgeglichenhelt, die proportional dem Grad der fehlerhaften Synchronisation ist. Diese Unausgeglichenheit wird durch Differenzieren der Ausgänge der früheren und späteren Wege mit Hilfe der synchronen Detektoren 52 und 54 festgestellt, die die entsprechenden ZF-Signale nach Verstärkung in dem Verstärker 56 bzw. 58 erhalten. Die vom Differenznetzwerk 60 erzeugte Fehlerspannung wird an ein Schleifenfilter 62 angelegt, dessen Ausgangssignal die Frequenz eines Kodetaktes steuert, der in einem spannungsgesteuerten Oszillator 64 erzeugt wird. Das Ausgangssignal des Oszillators 64 wird an einen Takteingang des Pseudorauschgenerators 33 angelegt und erhält so die maximale Synchronisation im püntlichen Weg aufrecht.

Die oben beschriebenen Schaltkreise wiederholen sich in jedem der N Kanäle, da N Eingangssignale verarbeitet werden müssen.

Die Figur 3a zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Prozessors mit einer angezapften Verzögerungsleitung für eine Vielzahl von Dauersignalen mit gespreiztem Spektrum. Eine angezapfte Verzögerungsleitung 66 arbeitet als Speicher für die lineare Summe der N Eingangssignale. Hierfür kann die Verzögerungsleitung 66^a8fneranalogenVerzögerungsleitung, einem digitalen Schieberegister, einem akustischen Oberflächenwellenkorrelator, usw. bestehen. Diese Speichereigenschaft erzeugt die Fähigkeit der zeitweiligen Verschiebung

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der Verarbeitung eines einzelnen Segmentes in der Real-.zeit des zusammengesetzten Signales. Das über eine Antenne 68 und einen HF-Schaltkreis 70 empfangene Signal wird auf einen späteren, passenderen Zeitpunkt verschoben, der aber innerhalb der Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 66 liegt. Diese Speichereigenschaft gibt auch die Möglichkeit, dasselbe Zeitsegment des Signales in verschiedenen Arten zu verschiedenen Zeiten zu verarbeiten.

Das empfangene Eingangssignal wird im Mischer 72 in seiner Frequenz herabgesetzt. Der Mischer wird in bekannter Weise von einem Mischoszillator 74 beeinflußt. Der Mischer 72 ist mit einem Filter 76 verbunden, dessen Ausgangssignal nur das interessierende Signal in einer vorbestimmten Bandbreite enthält und Störungen und Interferenzsignale unterdrückt. Das ausgewählte Signal wird dann in einem Verstärker 78 verstärkt, ehe es an den Eingang der Verzögerungsleitung 66 angelegt wird.

Das Eingangssignal wird dekodiert oder korreliert,indem es mit dem Ausgang eines η-stufigen Kodeprogramm-Registers 80 verglichenlfaas nacheinander mit den N verschiedenen zweiphasigen pseudostatistischen Kodes entsprechend jedem hereinkommenden Signal geladen wird. Dieses geschieht durdfaVzwisehen dem Kodeprogramm-Register 80 und der angezapften Verzögerungsleitung 66 parallel angeordnete Bank von Phasenschaltern 82, die analogen Multiplizierern äquivalent sind. Jeder der Phasenschalter 82 läßt das Ausgangssignal einer einzigen Anzapfung der Verzögerungsleitung entweder in Phase (0°) oder außerhalb der Phase (180°) in ein Summiernetzwerk 84 passieren, was vom binären Status· des entsprechenden Bits im Kodeprogramm-Register 80 abhängt.

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Solange das zusammengesetzte Signal durch die Verzögerungsleitung wandert und wenn die richtige Kodesequenz für eines der gewünschten Signale im Kodeprogramm-Register gespeichert 1st, dann vergeht nur eine relativ kleine Zeit, in der der empfangene Kode in der Verzögerungsleitung und der Referenzkode in dem Kodeprogramm-Register zueinander passen, woraus eine kohärente Summierung der Signale an den Anzapfungen der Verzögerungsleitung im Summiernetzwerk resultiert.

Da ein dem Spektrum des zusammengesetzten Eingangssignales angepaßtes Filter 76 der angezapften Verzögerungsleitung vorgeschaltet ist, besteht das Ausgangssignal des Summiernetzwerkes 84 aus einem Burst von Signalen mit der ZF-Freguenz, deren Einhüllende die Auto-Korrelation-Funktion der Kodesequenz ist. Bei Zweiphasenmodulation ist die Einhüllende dreieckförmig und hat eine Breite von 2 Δ. Der resultierende Effekt ist dann eine Zeitkompression der gesamten Energie von einem von den gewünschten Signalen (im zusammengesetzten Signal) über die gesamte Verzögerungszeit zu einer verminderten Zeit von 2 Δ. Es kann ferner gezeigt werden, daß es notwendig ist, die korrekte Kodesequenz für das ausgewählte Signal im Kodeprogramm-Register 80 nur während der Zeit gespeichert zu haben, in der sich der komprimierte Signalimpuls zeigt. Nachdem sich der Impuls gezeigt hat, kann ein neuer Kode für ein anderes Signal aus dem zusammengesetzten Signal in das Programmregister geladen werden, dessen Signalenergie dann ähnlich in der Zeit komprimiert wird.

Der oben beschriebene Prozess wird für jedes der N Signale aus dem zusammengesetzten Signal wiederholt und nachdem das letzte der N Signale verarbeitet wurde, wird die nächste

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Kodesequenz des ersten Signales wieder in das Kodeprogramm-Register 80 geladen, um das nächste anliegende Segment des ersten Signales zu komprimieren.

Die oben beschriebene grundlegende Arbeitsweise der Zeitkompression der Energie in gestaffelten Intervallen der Verzögerungsleitung für jedes von N Signalen ist in der Fig.3b für den Fall, daß N=4 ist, dargestellt. Die Linien a, b, c und d stellen jede eines der vier Dauersignale, das im zusammengesetzten Eingangssignal enthalten ist und dekodiert werden soll, dar. Wie gezeigt, ist das erste Segment des Signales 1 mit T1 bezeichnet und gibt dekodiert und komprimiert den Impuls P1. Als nächstes ist das Segment 2 des zusammengesetzten Signales mit einem zweiten Kode korreliert und komprimiert, um den Impuls P2 zu bilden.

Ein dritter Kode wird dann in das Kodeprogramm-Register eingegeben und das Segment T3 wird dekodiert und bildet dann den zeitkomprimierten Impuls P3. Das Segment 4 ergibt dann mit einem im Kodeprogramm-Register vierten gespeicherten Kode den in der Zeit komprimierten Impuls P4. An diesem Punkt angelangt wird das nächstfolgende Segment des ersten Kodes wieder in das Kodeprogramm-Register 80 eingegeben und das Segment T5 des zusammengesetzten Eingangssignales wird dekodiert, um den zeitkomprimierten Impuls P5 zu bilden. Dieser Prozess wird fortgesetzt bis die gesamte Eingangsenergie des zusammengesetzten Eingangssignales nutzbar gemacht ist.

In Fig.3a 1st ein Generator 86 für eine Referenzphase dar-

annanernae gestellt, der für jede der N Eingangssignale dieYPhasen und Dopplergeschwindigkeit aufweist und dessen Ausgangssignal eine kohärente Referenz für die Phasendetektion und über

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einen Phasenschieber 88 eine Quadraturdetektion in synchronen Detektoren 90 und 92 darstellt. Die Ausgangs-" signale der synchronen Detektoren 92 und 9o werden jeweils in der Mitte der zeitkomprimierten Impulse abgetastet und sie stellen die Fehlerspannung dar, die dann digitalisiert und mit Hilfe einer PLL in einem Mikroprozessor 94 verarbeitet werden. Gleichfalls versorgt der Mikroprozessor 94 die Detektoren 90 und 92 mit der annähernden Phasen- und Dopplergeschwindigkeit für jedes der N Eingangssignale.

Am Ausgang der PLL erscheint die neue Phasen- und Dopplergeschwindigkeit und diese steuert den Generator 86 nach.

Kodenachführungsfehler erhält man durch Abtasten des synchronen Detektors 92 Δ/2 Sekunden vor und nach der Spitze des komprimierten Impulses, die dann im Abtast- und Integrationskreis 100 differenziert werden. Diese Fehlerspannung wird im Analog/Digital-Wandler 102 digitalisiert und an eine Kode-Nachführschleife im Mikroprozessor angelegt. Das Ausgangssignal dieser Schleife steuert einen Abtastschaltkreis 96, um kleine Zeitkorrekturen vorzunehmen, und beschleunigt oder verzögert den Kodegenerator 98 um ein Kodebit,um einen größeren Zeitwechsel zu erreichen. Abhängig von der speziellen Anwendung, von der die gesamte Verzögerungszeit bestimmt wird und der Rate der Eingangsdaten des Mikroprozessors werden einige dazwischen liegenden Integrationen von jeder der Fehlerabtaetungenvcr der Digitalisierung nötig. Dies kann leicht durch Mittel vorgenommen werden, wie sie beispielsweise in der Fig.4a gezeigt sind und die aus einfachen Multiplex-RC-Integratoren bestehen. Diese Mittel können auch aus

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analogen Ladungstransportspeichern mit Rückführung, wie - sie in Fig.4b dargestellt sind, bestehen. Es sei darauf hingewiesen, daß die Verarbeitungstechnik des Signales aus der angezapften Verzögerungsleitung nicht von diesen Integrationsmethoden abhängt. Diese wurden nur dargestellt, um zu zeigen, wie der Erfindungsgegenstand mit einem Mikroprozessor zusammengekoppelt werden kann.

Ebenso werden im allgemeinen zumindest vier Abtastungen der in der Zeit komprimierten Impulse zur Phasen- und Kodenachführung benötigt. Eine Abtastung in der Spitze des in Phase liegenden Signales und in der Spitze des in Quadraturphase liegenden Signales für die Nachführung und Datenextraktion und eine früher und später liegende Abtastung für die Kodenachführung. Es können weitere zusätzliche Abtastungen zum Schutz gegen Mehrwegempfanq..oder zur Steigerung der Geschwindigkeit der Signalabtastung/i' In jedem Fall benötigen die zusätzlichen Abtastungen sehr wenige extra Schaltungen,zum Beispiel nur eine zusätzliche Kapazität für die dazwischen liegende Integration.

in der Beschreibung der Schaltung gemäß Figur 3a wurde von einem Realzeit-Mikroprozessor 94 ausgegangen, der die Referenzsignale für den Generator 86, Steuersignale für den Schaltkreis 96 und ein Kode-Steuersignal für den Kodegenerator 98 lieferte. Diese Funktionen können jedoch auch durch ein konventionelles analoges Steuersystem mit einem Schleifenfilter, ähnlich dem Filter 62 in der Schaltung gemäß Fig.2, ausgeführt werden.

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Die Anzapfungen der angezapften Verzögerungsleitung 66 sind derart voneinander entfernt, daß die Verzögerungszeit zwischen ihnen gleich Δ ist, was der Zeit für die Kodebruchteile entspricht. Dieses schließt ein, daß alle der N gleichzeitig vorhandenenDauersignale die gleiche oder im wesentlichen gleiche pseudostatistische Rate für die Kodebruchteile aufweisen müssen. Dies ist gewöhnlich in den meisten Fällen der Anwendung der Fall. Bei einer Verzögerungsleitung mit einem steuerbaren Abstand zwischen den Anzapfungen entfallt die vorstehende Einschränkung.

Es gibt eine minimale Verzögerungszeit für die Verzögerungsleitung, die vorhanden sein müßte, um einen ausreichenden Abstand zwischen den komprimierten Ausgangsimpulsen zu gewährleisten. Diese minimale Verzögerungszeit ist eine Funktion von Δ und N, wobei N die Anzahl der gleichzeitig vorhandenen und zu verarbeitenden Signale ist. Wenn jeder komprimierte Impuls eine Dauer von 2Δ Sekunden aufweist und N solcher Impulse in jeder Verzögerungszeit erzeugt werden, dann ist die ideale Leistungsgrenze für die gesamte Verzögerungszeit:

^{= 2Δ N (1)}*

Praktisch werden jedoch größere Verzögerungszeiten benutzt, um angemessene eeitliche Abstände zu erreichen (Κ·2Δ, wobei K eine passende Konstante größer 1 ist), damit Zeit für Variationen von Kodefehlern, Schutz vor Mehrwegeabtastungen, Verstärkung des Verarbeitungssignales oder Beschränkungen in den Schaltkreisen für die Zwischenschaltungen vorhanden ist.

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Die maximale Ablagefrequenz zwischen den Mittelfrequenzen der N Eingangssignale bestimmt die maximale Dauer der .Verzögerungszeit der angezapften Verzögerungsleitung. Im allgemeinen zeigen sich diese Ablagefrequenzen als Doppiergeschwindigkeiten, wenn der Sender sich in Bezug auf den Empfänger bewegt. Die Verarbeitung durch die angezapfte Verzögerungsleitung erzeugt bandbeschränkende Charakteristiken, die ansteigende Phasenfehler zur Folge haben und ein sich auf der Verzögerungsleitung fortpflanzendes in der Frequenz verschobenes Signal erzeugen. Der ansteigende Phasenfehler ist proportional der Verzögerungszeit auf der Verzögerungsleitung.

Der Phasenfehler erzeugt einen Verlust in der Ausgangsspannung für den jeweiligen Anschluß, der proportional COS 2 Tr fat ist, wobei f, die Ablagefrequenz und t die Verzögerungszeit an der Anzapfung ist. Die durchschnittliche Höhe der normalisierten Ausgangsspannung über die gesamte Verzögerungszeit (T) der Verzögerungsleitung ist

Sin 2 π f„T

* J

T <

COS 2 τ f tdt

tdt -

Es kann gezeigt werden, daß die Verarbeitung mit der angezeigten Verzögerungsleitung eine Bandpaß-Transformations-Funktion aufweist. Die maximale Ablagefrequenz fj ist dann eine Funktion der gesamten Verzögerungszeit und der maximal zulässigen Verluste für das verschobene Doppler-

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Das in Fig.3a gezeigte System mit der angezapften Verzögerungsleitung ist linear. Der für ein lineares Arbeiten erforderliche dynamische Bereich ist das Verhältnis aus der maximalen Spannung des zusammengesetzten Signales, dem Geräusch und der Interferenz im Verhältnis zur kleinsten Spannungsauflösung der Messung, die sich aus der Systemanwendung ergibt. Große differentielüe Amplituden in den N Eingangssignalen erhöhen die Anforderungen an den dynamischen Bereich. Im allgemeinen erfordern lineare Systeme dieser Art eine automatische Verstarkungssteuerung (AGC) um ein stabiles Arbeiten der Nachführschleife zu erreichen. Stellt der dynamische Bereich in der Schaltungtein Problem dar, dann kann die AGC-Funktion in den Mikroprozessor durch Einteilen der gemessenen Daten gelegt werden. Ist der dynamische Bereich beispielsweise wegen den synchronen Detektoren oder dem A/D-Wandler ein Problem, dann kann ein digital gesteuerter AGC-Verstärker an den Ausgang der angezapften Verzögerungsleitung hinter dem Summiernetzwerk angeschaltet werden. Dieser AGC-Verstärker wird im allgemeinen die Verstärkung N mal während einer gesamten Verzögerungszeit schalten, um in einem Versuch die aufeinanderfolgenden Amplituden der in der Zeit komprimierten Ausgangsimpulse zu normalisieren.

Die Verarbeitung mit der angezapften Verzögerungsleitung erzeugt die gleiche Verarbeitungsverstärkung, wie sie gewöhnlicherweise mit Systemen mit direkter Folge von gespreizten Spektren efzeugt wird. Die Verstärkung in der Verarbeitung ist ein wichtiger Faktor zur Verbesserung des Signal-Rausch (oder Interferenz)-Verhältnisses. Die Verstärkung der Verarbeitung ergibt sich aufgrund der kohärenten Summation der Signale über der nichtkohärenten Summation der Geräusche (oder Interferenz) entlang der η Anzapfungen der Verzögerungsleitung. Für einen einzelnen einmal in der Zeit komprimierten

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Impuls am Ausgang des Summiernetzwerkes kann die Verstärkung der Verarbeitung geschrieben werden als: (S/N)_o

Gp = - ⁿ (3)

^P (S/N)_±

wobei (S/N), das Verhältnis des Ausgangssignales zur Geräuschleistung und (S/N). das Verhältnis des Eingangssignals zur Geräuschleistung ist.

Es muß ausdrücklich betont werden, daß die Verstärkung in der Verarbeitung auf alle N Eingangssignale gleichzeitig anwendbar ist, weil die gesamte Energie jedes Signales extra in der angezapften Verzögerungsleitung gespeichert ist.

Es sei angemerkt, daß das obige Resultat richtig ist, weil die Autokorrelationsfunktion der effektiven Eingangsgeräusche zwischen aufeinanderfolgenden Anzapfungen der Verzögerungsleitung 0 ist. Dieses ist so, weil der Ausgang einer jeden Anzapfung statistisch unabhängig ist.

Ist die aus einer einzigen Zeitkompression herrührende Verstärkung in einem spezifischen Fystem nicht ausreichend, dann kann eine zusätzliche Verstärkung durch Integration in den dazwischen liegenden Integratoren (Hardware) und/oder durch den Mikroprozessor erreicht werden. In Systemen mit relativ kleiner Verzögerungszeit kann die Verwirklichung der angezapften Verzögerungsleitung durch konventionelle LC-oder Übertragungsleitungen verwirklicht werden. In den meisten Fällen werden die Kosten hierfür /u hoch und die Größe dieser Anwendung wird unhandlich.

8 0 U B 5 f j / 0 ^cl 8 0

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Einrichtungen für akustische Oberflächenwellen (SAW) wurden entwickelt und diese Einrichtungen können für die angezapfte Verzögerungsleitung verwendet werden, wenn entlang des Weges des akustischen Signales Wandler angebracht werden. Durch die relativ langsame Geschwindigkeit der akustischen Wellen in Bezug auf die der elektromagnetischen Wellen können große Verzögerungszeiten trotz kleiner äußerer Abmaße erreicht werden. Diese Einrichtungen sind auch kostengünstig zu erhalten. Diese Einrichtungen stellen zur Zeit auch die beste Wahl in den meisten Fällen dar, insbesondere für Systeme, in denen die Rate der pseudostatistischen Kodebruchstücke nicht größer als 1 MHz ist.

Es muß dafür gesorgt werden, daß leitende oder strahlende Leitungen von den Wandleranschlüssen isoliert werden. Diese flüchtigen Ausstrahlungen können beim Einspeichern einer neuen Kodesequenz in das Kodeprogramm-Register entstehen. Gelangt das Programmiergeräusch auf die Wandler in den Anzapfungen, dann wird hierdurch akustische Energie in den SAW gegeben und hieraus resultiert eine Verschlechterung des Geräuschpegels im System. Ein paralleles Einspeichern des Kodes mit Monoflops und das gesteuerte Schalten der Anstlegszeiten kann dieses Problem verkleinern.

Für die angezapfte Verzögerungsleitung kann aber auch eine Einrichtung mit Ladungstransport (CTD) eingesetzt werden. Diese Einrichtungen werden auch als Einerkettenschaltungen bezeichnet. Durch diese Techniken kann die Verzögerungsleitung durch einen analogen Speicher gebildet werden.

λ J i :i [, ^:: ι -J η

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Da das analoge Eingangssignal in abgetasteter Form vorhanden ist, muß die Abtastrate zumindest zwei«/mal (wahrscheinlich drei-oder vier—mal) der höchsten Frequenz des Spektrums im Eingangssignal entsprechen. Das Eingangsspektrum ist das Modulationsspektrum des Kodes um die ZF herum. Dies bedeutet, daß die Abtastrate ungefähr drei oder vier mal der ZF entsprechen muß.

Einrichtungen mit Ladungsweitergabe sind in ihrer Abtastrate beschränkt, was beim Aufbau einer angezapften Verzögerungsleitung mit derartigen Einrichtungen bedacht werden muß.

Eine analoge Verzögerungsleitung kann durch einen digitalen Speicher ersetzt werden, wenn das analoge Eingangssignal abgetastet, einem A/D-Wandler zugeführt wird und dann die digitalen Wörter in dem digitalen Speicher gespeichert werden. Sowie die aufeinanderfolgenden Abtastungen erzeugt werden, werden die vorherigen digitalen Wörter im Speicher verschoben. Aber auch dieses ist ein Abtastsystem und die Abtastrate ist ein Kriterium für die Anwendung.

Die Anzahl der Bits oder der Wortgröße für ein lineares System ist eine Funktion des dynamischen Eingangsbereiches. Die Anzahl der Wörter kann errechnet werden durch Multiplexen der Abtastrate mit der gesamten benötigten Verzögerungszeit.

Da diese Technik durch die für eine hohe Koderate, große Verzögerungszeit, großen dynamischen Bereich erforderliche große Anzahl von digitalen Speicherelementen beschränkt ist, sei angemerkt, daß in stark begrenzenden ZF-Systemen eine Wortlänge von nur einem Bit benötigt wird, was den Speicheraufwand reduziert.

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Die Verarbeitung mit einer angezapften Verzögerungsleitung gemäß der vorliegenden Erfindung wandelt die Verarbeitung von N gleichzeitig und parallel anliegenden Signalen in eine Verarbeitung einer seriellen Sequenz von N Impulsen um. Hieraus ergeben sich einige wesentliche Vorteile.

Es wird erstens eine optimale Leistung in der Signalverarbeitung erreicht, da die gesamte vorhandene Signalleistung für jedes der N Eingangssignale benutzt wird.

Zweitens ergeben sich durch diese Technik kostengünstige Schaltungslösungen, weil alle Eingangssignale den gleichen gemeinsamen Signalweg benutzen. Es werden z.B. keine besonderen ZF-Kanäle für die Verarbeitung des früheren und des späteren Kodes benötigt und es können mit einem geringen zusätzlichen Aufwand weitere zusätzliche Signale am Eingang des Systems verarbeitet werden.

Schließlich ist auch ein hoher Grad an Flexibilität vorhanden, da eine große Anzahl Anwendungen asynchron ausgeführt werden kann. Z.B. benötigt der pseudostatistische Kodegenerator keine genaue Zeit für jedes Bit eines Kodes, sondern es ist nur notwendig, daß eine neue Kodesequenz in das Kodeprogramm-Register 80 gerade vor einem komprimierten Impuls fertig und eingespeichert ist. Die Impulsabtasttechnik kann auch zu zusätzlichen Abtastungen herangezogen werden, ohne daß ein hoher zusätzlicher Schaltungsaufwand nötig wäre. Hiermit kann ein Schutz gegen Mehrwegeausbreitung oder eine Erhöhung der Such- und Erwerbsleistung erreicht werden.

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-Vi-

Le e rs e i t e

Claims

Patentanwalt Dipl.-Phys.Leo Thul Kurze Str.8 OQO/ // A 7 Stuttgart 30 ^u Ζ*» *»<!*» C.R.Ward-R.A.Reilly 1-3 INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK Patentansprüche

1. Schaltungsanordnung zum Dekodieren von N pseudostatistisch kodierten Signalen mit gespreiztem Spektrum, die in Form eines einzigen zusammengesetzten Dauersignales vorliegen, um eine Vielzahl von Impulsen zu erhalten, wobei jeder Impuls die gesamte Information eines der N Signale enthält, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Einstellen der Bandbreite des Dauersignales auf eine vorbestimmte Bandbreite, eine angezapfte Verzögerungsleitung (66) zum seriellen Empfang des Dauersignals mit der vorbestimmten Bandbreite, Speichermittel (8O) zum Speichern eines psaudostatistischen Referenzkodes, der einem Vorbestimmten Kodesegment von einem der N Signale mit gespreiztem Spektrum entspricht, Vergleichsmittel zur Detektion einer Korrelation zwischen dem Referenzkode und einem der N Signale, Generatormittel zum Erzeugen eines Impulses, der alle Informationen in einem Segment von einem der N Signale enthält, wobei das Segment der gesamten Verzögerungszeit der angezapften Verzögerungsleitung (66) entspricht und die Lage des Impulses den Grad der Synchronisation zwischen dem Referenzkode und dem ersten Signal anzeigt, und Mittel zum Vertauschen des Referenzkodes mit einem, der einem anderen der N Signale zugeordnet ist, vorhanden sind.

Wr/Sch
30.05.1978

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2.. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Abtasten der Impulse an vorbestimmten Punkten, Generatormittel zum Erzeugen eines Fehlersignales, wenn die abgetasteten von den vorbestimmten Punkten verschieden sind, und auf das Fehlersignal antwortende Mittel zum Nachstellen des Synchronisationsgrades des örtlich erzeugten Kodes in Bezug auf das Segment des Eingangssignales vorhanden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Abtasten der Phase der Impulse, Mittel zum Erzeugen einer Referenzphase, Mittel zum Vergleichen der Phase mit der Referenzphase um ein Fehlersignal zu erzeugen, wenn die Phase von der Referenzphase abweicht, und auf das Fehlersignal antwortende Mittel zum Nachstellen der Phase der Impulse, so daß die Phasensynchronisation erhalten bleibt, vorhanden sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel zum Abtasten der Frequenz der Impulse, Mittel zum Vergleichen der Frequenz mit der Frequenz eines intern erzeugten Referenzsignales, Mittel zum Erzeugen eines Fehlersignales, wenn die Frequenz von der Referenzfrequenz abweicht und auf das Fehlersignal antwortende Mittel zum Nachstellen der Frequenz der Impulse, so daß die Synchronisation der Frequenz aufrechterhalten bleibt, vorhanden sind.

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