DE602004011431T2

DE602004011431T2 - Verfahren und Vorrichtung zur MIMO Drahtlosen Kommunikation

Info

Publication number: DE602004011431T2
Application number: DE602004011431T
Authority: DE
Inventors: Yuuta Nakaya; Takeshi Toda; Yasuyuki Oishi; Kaoru Yokoo
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2003-07-23
Filing date: 2004-03-17
Publication date: 2009-02-19
Anticipated expiration: 2024-03-18
Also published as: EP1501211A3; EP1890396B1; DE602004011431D1; US7035672B2; EP1501211B1; EP1890396A2; US20060131414A1; EP1890396A3; JP4212976B2; US7379759B2; EP1501211A2; JP2005045351A; US20050020310A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein drahtloses Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-(MIMO)-Kommunikationssystem und drahtlose Kommunikationsvorrichtungen, die in dem drahtlosen MIMO-Kommunikationssystem verwendet werden.
Auf diesem Gebiet der Technik werden intensive Studien über drahtlose Schnittstellen durchgeführt, um Kommunikationskapazitäten, die Kommunikationsgeschwindigkeit, die Kommunikationsqualität, Ressourcennutzungsraten und dergleichen zu verbessern. Besonders in MIMO-Systemen, die in letzter Zeit die Aufmerksamkeit der Öffentlichkeit erregt haben, sind zwei oder mehr Antennen sowohl auf der Sendeseite als auch auf der Empfangsseite vorgesehen, so dass ein Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-System mit drahtlosen Übertragungskanälen gebildet wird. Bei einer größeren Anzahl von Antennen zum Senden und Empfangen nimmt die Nutzbarkeit des Raumes zu und kann auch die Übertragungskapazität vergrößert werden.
1 ist eine Konzeptansicht eines MIMO-Kommunikationssystems. Zur Erleichterung der Erläuterung ist die linke Seite in 1 die Sendeseite und ist die rechte Seite die Empfangsseite, obwohl normalerweise jede Seite sowohl Sende- als auch Empfangsfunktionen hat. Ein Sendesignalvektor x(t) = (x₁(t), x₂(t), ..., x_M(t))^T wird über jede von M Antennen auf der Sendeseite gesendet. Hierbei bedeutet T "Transponieren", und M ist eine ganze Zahl größer gleich 2. Es ist möglich, ein einstellbares Gewicht μ_j zu jeder der M Antennen hinzuzufügen. Hierbei ist j eine ganze Zahl zwischen 1 und M. Desgleichen sind N Antennen auf der Empfangsseite vorgesehen. Auf der Basis des an jeder Antenne empfangenen Signals wird ein Empfangssignalvektor y(t) = (y₁(t), y₂(t), ..., y_N(t))^T erhalten. Hierbei ist N eine ganze Zahl größer gleich 2, und sie kann entweder dieselbe wie M sein oder sich von M unterscheiden. Es ist auch möglich, ein einstellbares Gewicht ν_i zu jeder der N Antennen auf der Empfangsseite hinzuzufügen. Hierbei ist i eine ganze Zahl zwischen 1 und N.
In diesem Fall wird die Beziehung zwischen dem Sendevektor x(t) und dem Empfangsvektor y(t) durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
wobei H eine Kanalmatrix ist, die die Übertragungscharakteristiken der drahtlosen Übertragungskanäle zwischen den Antennen darstellt, und die Matrixelemente h_ij die Übertragungscharakteristiken (in einer Basisbanddarstellung) des drahtlosen Übertragungskanals zwischen der j-ten Antenne der Sendeseite und der i-ten Antenne der Empfangsseite darstellen. Hierbei ist i eine ganze Zahl zwischen 1 und N und ist j eine ganze Zahl zwischen 1 und M. Daher ist die Kanalmatrix H eine Matrix mit N Reihen und M Spalten (N mal M). Ferner stellt ρ die Sendeleistung dar, und n(t) stellt den Rauschvektor dar, der in die drahtlosen Sendekanäle eingeschleppt wird und durch einen additiven Gaußschen Rauschvektor ausgedrückt werden soll. Die Rauschkomponenten zu jeder Zeit können von Zufallszahlen gemäß einer Gaußschen Verteilung evaluiert werden.
Falls auf der Empfangsseite die Kanalmatrix H in Erfahrung gebracht wird, kann die Kommunikationskanalkapazität (oder die Shannon-Kapazität), die als Verhältnis der (maximalen) Signalübertragungsgeschwindigkeit zur Frequenz (bps/Hz) ausgedrückt wird, durch den folgenden Ausdruck (2) mit dem Erwartungswert der Menge I von bedingten Transinformationen bezüglich des Sendevektors x(t) und des Empfangsvektors y(t) evaluiert werden.
wobei H die Ergodizität darstellt, die durch Evaluieren des Kollektivmittelwertes unter Verwendung des Mittelwertes der Zeit erhalten wird; E[·] bedeutet, dass der Term der Erwartungswert ist; I_N die Einheitsmatrix darstellt, die eine Dimension N hat; [*] bedeutet, dass der Term ein transponiertes Konjugat ist; und det(·) eine Determinante der Matrix darstellt.
Falls ferner die Kenntnis der Kanalmatrix H zwischen der Empfangsseite und der Sendeseite gemeinsam genutzt wird, kann die Kommunikationskanalkapazität C durch die folgende Gleichung (3) ausgedrückt werden:
wobei α und λ_i die Anzahl von Rängen der Matrix, die durch HH* ausgedrückt wird, bzw. den i-ten Eigenwert darstellen. Hier ist i eine ganze Zahl zwischen 1 und α.
Drahtlose MIMO-Kommunikationssysteme und die Kommunikationskanalkapazitäten sind in den folgenden Non-Patent-Dokumenten 1 bis 4 offenbart.
(Non-Patent-Dokument 1)

I. E. Telatar, "Capacity of Multi-Antenna Gaussian Channels", Bell Labs. Technical Memorandum, 1995 (siehe auch "Europ. Trans. Telecommun."), Bd. 10, Nr. 6, S. 585–595, Nov.-Dez. 1999)

(Non-Patent-Dokument 2)

G. J. Foschini und M. Gans, "On the Limits of Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas", Wireless Personal Commun., Bd. 6, Nr. 3, S. 311–335, März 1998

(Non-Patent-Dokument 3)

G. J. Foschini, "Layered Space-Time Architecture for Wireless Communication in a Fading Environment When Using Multiple Antennas", Bell Syst. Tech. J., Bd. 1, Nr. 2, S. 41–59, 1996

(Non-Patent-Dokument 4)

J. B. Andersen, "Array Gain and Capacity for Known Random Channels with Multiple Element Arrays at Both Ends", IEEE J. Sel. Areas in Commun., Bd. 18, Nr. 11, S. 2172–2178, Nov. 2000

Gemäß der Gleichung (3) kann die gesamte Kommunikationskanalkapazität C durch die Summe der Kanalkapazitäten C_i von Kommunikationskanälen bestimmt werden, die den Eigenwerten λ_i der Matrix HH* entsprechen. In dem Fall ist, da die Kommunikationskanalkapazitäten C_i zu den Eigenwerten λ_i proportional sind, die Kanalkapazität eines Kommunikationskanals entsprechend einem kleinen Eigenwert klein, und solch ein Kommunikationskanal hat einen schlechten Durchsatz und eine hohe Bitfehlerrate. Demzufolge ist es bei einem sehr kleinen Eigenwert schwierig, die Kanalkapazität des Kommunikationskanals entsprechend dem Eigenwert bei tatsächlichen drahtlosen Kommunikationen zu verwenden, und nur ein Teil der gesamten Kommunikationskanalkapazität C kann verwendet werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine allgemeine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist das Vorsehen von drahtlosen MIMO-Kommunikationssystemen und von drahtlosen MIMO-Kommunikationsvorrichtungen, in denen die obigen Nachteile eliminiert sind.
Ein spezifischeres Ziel der vorliegenden Erfindung ist das Vorsehen eines drahtlosen MIMO-Kommunikationssystems, das praktische Kommunikationskanalkapazitäten von den Shannon-Kanalkapazitäten erhöht, die das Verhältnis der maximalen Signalübertragungsgeschwindigkeit zur Frequenz bestimmen, und von drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen, die in dem drahtlosen MIMO-Kommunikationssystem eingesetzt werden.
Die obigen Ziele der vorliegenden Erfindung werden durch eine drahtlose Kommunikationsvorrichtung erreicht, die in einem drahtlosen Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-Kommunikationssystem eingesetzt wird und enthält: eine Vielzahl von Antenneneinheiten, die Funkfrequenzsignale senden oder empfangen; und eine Gewichtssteuereinheit, die ein Gewicht bezüglich einer jeden der Antenneneinheiten verleiht.
In dieser drahtlosen Kommunikationsvorrichtung ist wenigstens eine der Antenneneinheiten aus einer Antenneneinheit mit adaptivem Array gebildet, die eine Vielzahl von Antennenelementen hat, und kann die Richtschärfe durch Variieren der Gewichte bezüglich der Antennenelemente verändert werden.
Die Gewichtssteuereinheit enthält:
eine Eigenwertberechnungseinheit, die die Eigenwerte einer Matrix berechnet, die dargestellt wird durch das Produkt aus einer gegenwärtigen Kanalmatrix, die die Sendecharakteristiken von den drahtlosen Sendekanälen der jewei ligen Antenneneinheiten darstellt, und einer konjugiert-transponierten Matrix der gegenwärtigen Kanalmatrix;
eine Inversberechnungseinheit, die solch eine Kanalmatrix berechnet, dass alle Eigenwerte innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegen, der den Durchschnittswert der berechneten Eigenwerte enthält, aber nicht den kleinsten der berechneten Eigenwerte enthält; und
eine Richtschärfe-Einstelleinheit, die die Richtschärfe der Antenneneinheit mit adaptivem Array einstellt, so dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix an die Kanalmatrix annähert, die durch die Inversberechnungseinheit berechnet wurde.
Die obigen und andere Ziele und Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen deutlicher hervor.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Konzeptdiagramm eines MIMO-Kommunikationssystems;
2 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die kumulativen Verteilungen von Eigenwerten in dem Fall von M = N = 2 zu prüfen;
3 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die kumulativen Verteilungen von Eigenwerten in dem Fall von M = N = 4 zu prüfen;
4 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die kumulativen Verteilungen von Kommunikationskanalkapazitäten in dem Fall von M = N = 2 zu prüfen;
5 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die kumulativen Verteilungen von Kommunikationskanalkapazitäten in dem Fall von M = N = 4 zu prüfen;
6 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die Bitfehlerraten in Bezug auf Kommunikationskanalkapazitäten in dem Fall von M = N = 2 zu prüfen;
7 ist ein Graph der Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die Bitfehlerraten in Bezug auf Kommunikationskanalkapazitäten in dem Fall von M = N = 4 zu prüfen;
8 ist ein schematisches Diagramm, das drahtlose Kommunikationsvorrichtungen zeigt, die in einem drahtlosen MIMO-Kommunikationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
9 ist ein Funktionsblockdiagramm von jeder der Gewichtssteuereinheiten der drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen, die in 8 gezeigt sind;
10 ist ein schematisches Diagramm, das eine Antenne mit adaptivem Array zeigt, die als Antenneneinheit der drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen von 8 eingesetzt werden kann;
11 ist ein schematisches Diagramm, das eine andere Antenne mit adaptivem Array zeigt, die als Antenneneinheit der drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen von 8 eingesetzt werden kann; und
12 ist ein schematisches Diagramm, das noch eine andere Antenne mit adaptivem Array zeigt, die als Antenneneinheit der drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen von 8 eingesetzt werden kann.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Im Folgenden werden die Prinzipien der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die Resultate der verschiedenartigen Simulationstests beschrieben.
2 zeigt die Resultate eines Simulationstests, der ausgeführt wird, um die Veränderung der Eigenwerte einer Matrix HH* zu prüfen. In 2 bezeichnet die Ordinatenachse die kumulative Verteilung und bezeichnet die Abszissenachse die Größen der Eigenwerte. Bei diesem Simulationstest wurden folgende Bedingungen und Prozeduren verwendet.

1) Die Matrixelemente h_ij einer Kanalmatrix H werden durch das Erzeugen von Zufallszahlen gemäß einer komplexen Gaußschen Verteilung mit einem Durchschnittswert von 0 und einer Standardabweichung von 1 (CN(0, 1)) bestimmt.
2) Auf der Basis der bestimmten Kanalmatrix H werden Eigenwerte λ₁ und λ₂ von HH* bestimmt. Da M und N beide 2 sind, ist HH* eine Matrix von 2 mal 2. Falls die Anzahl von Rängen 2 ist, werden die zwei Eigenwerte λ₁ und λ₂ (λ₁ ≥ λ₂) erhalten.
3) Die Prozeduren 1) und 2) werden viele Male wiederholt, um eine Anzahl von Eigenwerten λ₁ ^(j) und λ₂ ^(j) zu erhalten (wobei j die Anzahl der Wiederholungsmale darstellt).
4) Eine Kurve MIMOch1 wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung des größeren Eigenwertes λ₁ erhalten, und eine Kurve MIMOch2 wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung des kleineren Eigenwertes λ₂ erhalten. Ferner wird eine Kurve MIMO_average durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung des Durchschnittswertes λ_ave der Eigenwerte λ₁ und λ₂ erhalten, und eine Kurve MIMO_total wird durch Prüfen der Vertei lung und der kumulativen Verteilung des Gesamtwertes λ_total der Eigenwerte λ₁ und λ₂ erhalten. Für Vergleichszwecke ist auch eine Kurve SISO gezeigt, die Werte (h₁₁ ²) darstellt, die mit einem drahtlosen Einzeleingangs-/Einzelausgangs-(SISO)-Kommunikationssystem erhalten werden.

In 2 liegt die Kurve MIMOch2, die die kumulative Verteilung des kleineren Eigenwertes λ₂ darstellt, auf der linken Seite, und die Kurve MIMOch1, die die kumulative Verteilung des größeren Eigenwertes λ₁ darstellt, liegt gemäß der Beziehung zwischen den Eigenwerten auf der rechten Seite. Was den kleineren Eigenwert λ₂ anbelangt, liegen 90 Prozent der Verteilung bei 0 dB oder darunter. Was andererseits den größeren Eigenwert λ₁ anbelangt, liegen nur einige Prozent der Verteilung bei 0 dB oder darunter.
3 zeigt die Resultate eines Simulationstests, der sich von dem Simulationstest von 2 darin unterscheidet, dass sowohl M als auch N 4 ist. Genauer gesagt: die Verteilungen und die kumulativen Verteilungen von vier Eigenwerten λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ (λ₁ ≥ λ₂ ≥ λ₃ ≥ λ₄) werden geprüft, um Kurven MIMOch1 bis MIMOch4 zu erhalten. Ferner werden die Verteilungen und die kumulativen Verteilungen des Durchschnittswertes der Eigenwerte und des Gesamtwertes der Eigenwerte geprüft, um eine Kurve MIMO_average und eine Kurve MIMO_total zu erhalten. Für Vergleichszwecke ist auch eine Kurve gezeigt, die mit einem SISO-System erhalten wird. Wie aus 3 ersichtlich ist, sind die Kurven der kumulativen Verteilung gemäß der Beziehung zwischen den Eigenwerten λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ angeordnet.
4 zeigt die Resultate eines Simulationstests, der durch Prüfen der kumulativen Verteilung von Kommunikations kanalkapazitäten auf der Basis der Eigenwerte ausgeführt wurde, die durch die obigen Prozeduren 1) bis 3) erhalten wurden. Bei diesem Simulationstest wird angenommen, dass das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) 18 dB beträgt. Eine Kurve MIMOch1 wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung der Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des größeren Eigenwertes λ₁ erhalten, und eine Kurve MIMOch2 wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung der Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des kleineren Eigenwertes λ₂ erhalten. Eine Kurve MIMO_average wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung der Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave der Eigenwerte λ₁ und λ₂ erhalten, und eine Kurve MIMO_total wird durch Prüfen der Verteilung und der kumulativen Verteilung der Kommunikationskanalkapazität bezüglich des Gesamtwertes λ_total der Eigenwerte λ₁ und λ₂ erhalten. Ferner wird eine Kurve MIMO_{average total} durch Verdoppeln der Kanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave erhalten. Des Weiteren ist für Vergleichszwecke auch eine Kurve SISO gezeigt, die eine Kommunikationskanalkapazität eines drahtlosen Einzeleingangs-/Einzelausgangs-(SISO)-Kommunikationssystems darstellt.
Wie oben beschrieben, sind die Eigenwerte zu den Kommunikationskanalkapazitäten proportional. Daher ist die Kurve MIMOch2, die die Kommunikationskanalkapazität darstellt, die von dem kleineren Eigenwert λ₂ berechnet wird, auf der linken Seite gezeigt, und die Kurve MIMOch1, die die Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des größeren Eigenwertes λ₁ darstellt, ist auf der rechten Seite gezeigt, und sie sind dieselben wie die in 2 gezeigten Simulationsresul tate. Genauer gesagt: was den kleineren Eigenwert λ₂ anbelangt, liegen etwa 90 Prozent der Kanalkapazitätsverteilung bei 5 bps/Hz oder darunter. Was andererseits den größeren Eigenwert λ₁ anbelangt, liegen nur einige Prozent der Kanalkapazitätsverteilung bei 5 bps/Hz oder darunter. Ferner ist die Kommunikationskanalkapazität bezüglich des kleineren Eigenwertes λ₂ kleiner als jene des SISO-Systems. Ferner sieht die Gesamtkommunikationskanalkapazität MIMO_{average
total} auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave eine größere Kommunikationskanalkapazität als die gesamte Kommunikationskanalkapazität MIMO_total auf der Basis der Eigenwerte λ_i vor.
5 zeigt die Resultate eines Simulationstests, der sich von dem Simulationstest von 4 darin unterscheidet, dass sowohl M als auch N 4 ist. Genauer gesagt: die Verteilungen und die kumulativen Verteilungen von Kommunikationskanalkapazitäten auf der Basis von vier Eigenwerten λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ (λ₁ ≥ λ₂ ≥ λ₃ ≥ λ₄) werden geprüft, um die Kurven MIMOch1 bis MIMOch4 zu erhalten. Ferner werden die Verteilungen und die kumulativen Verteilungen von Kommunikationskanalkapazitäten auf der Basis des Durchschnittswertes der Eigenwerte und des Gesamtwertes der Eigenwerte geprüft, um eine Kurve MIMO_average bzw. eine Kurve MIMO_total zu erhalten. Weiterhin wird eine Kurve MIMO_{average total} durch das Vervierfachen der Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave erhalten. Für Vergleichszwecke ist auch eine Kurve gezeigt, die im Falle eines SISO-Systems erhalten wird. Wie aus 5 ersichtlich ist, sind die Kurven der kumulativen Verteilung gemäß der Beziehung zwischen den Eigenwerten λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ angeordnet.
6 zeigt die Resultate eines Simulationstests, der an den Bitfehlerraten (BER) ausgeführt wurde, die erhalten wurden, als BPSK-modulierte Signale über die Kommunikationskanäle entsprechend den Eigenwerten einer Matrix HH* übertragen wurden. Bei diesem Test sind die Werte M und N beide 2. Eine Kurve MIMOch2 wird durch Prüfen der Bitfehlerrate in dem Kommunikationskanal bezüglich des kleineren Eigenwertes λ₂ erhalten, und eine Kurve MIMOch1 wird durch Prüfen der Bitfehlerrate in dem Kommunikationskanal bezüglich des größeren Eigenwertes λ₁ erhalten. Eine Kurve MIMO_ave und eine Kurve MIMO_total werden durch Prüfen der Bitfehlerraten in den Kommunikationskanälen bezüglich des Durchschnittswertes und des Gesamtwertes der Eigenwerte erhalten. Ferner wird eine Kurve MIMO_{average total} durch Prüfen der Bitfehlerrate bei der Gesamtkommunikationskanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave erhalten. Für Vergleichszwecke ist weiterhin eine Kurve gezeigt, die im Falle eines SISO-Systems erhalten wird.
Wie aus 6 ersichtlich ist, ist die Bitfehlerrate in dem Kommunikationskanal bezüglich des größeren Eigenwertes λ₁ niedrig, und die Bitfehlerrate in dem Kommunikationsweg bezüglich des Eigenwertes λ₂ ist hoch. Mit anderen Worten: der größere Eigenwert λ₁ sieht einen wünschenswerten Kommunikationskanal vor, aber der kleinere Eigenwert λ₂ sieht keinen wünschenswerten Kommunikationskanal vor. In dem Fall, wenn Eb/N_o zum Beispiel 10 dB ist, beträgt die Bitfehlerrate (MIMOch1) in dem Kommunikationskanal bezüglich des größeren Eigenwertes ungefähr 10^–5, aber die Bitfehlerrate (MIMOch2) in dem Kommunikationskanal bezüglich des kleineren Eigenwertes ist höher als 10^–2.
7 zeigt auch die Resultate eines Simulationstests, der an den Bitfehlerraten (BER) ausgeführt wurde, die erhalten wurden, als BPSK-modulierte Signale über die Kommunikationskanäle entsprechend den Eigenwerten einer Matrix HH* übertragen wurden. Bei diesem Test wird angenommen, dass die Werte M und N beide 4 sind. Die Bitfehlerraten in den Kommunikationskanälen in Bezug auf vier Eigenwerte λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ (λ₁ ≥ λ₂ ≥ λ₃ ≥ λ₄) werden geprüft, um Kurven MIMOch1 bis MIMOch4 zu erhalten. Die Bitfehlerraten in den Kommunikationskanälen bezüglich des Durchschnittswertes der Eigenwerte und des Gesamtwertes der Eigenwerte werden geprüft, um eine Kurve MIMO_average und eine Kurve MIMO_total zu erhalten. Ferner wird eine Kurve MIMO_{average total} durch Prüfen der Bitfehlerrate mit der Gesamtkommunikationskanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave erhalten. Für Vergleichszwecke ist weiterhin eine Kurve gezeigt, die im Falle eines SISO-Systems erhalten wird.
Wie aus 7 ersichtlich ist, sind die Bitfehlerratenkurven gemäß der Beziehung zwischen den Eigenwerten λ₁, λ₂, λ₃ und λ₄ angeordnet. Daher sieht ein größerer Eigenwert einen wünschenswerten Kommunikationskanal vor, aber ein kleinerer Eigenwert sieht keinen wünschenswerten Kommunikationskanal vor. Speziell ist die Bitfehlerrate in dem Kommunikationskanal bezüglich des kleinsten Eigenwertes λ₄ höher als die Bitfehlerrate im Falle eines SISO-Systems.
Die Kommunikationskanalkapazitäten und die Bitfehlerraten, die auf der Basis von Eigenwerten und den kumulativen Verteilungen der Eigenwerte berechnet werden, offenbaren, wie oben beschrieben, dass ein Kommunikationskanal bezüglich eines kleinen Eigenwertes kein besserer Kommunikationskanal als jener eines SISO-Systems hinsichtlich des Durchsatzes und der Bitfehlerrate sein kann. Als Resultat könnte die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all zurückgehen. In dem Fall, wenn die Kommunikationskanalkapazität bezüglich des größeren Eigenwertes λ₁ durch C_large dargestellt wird und die Kommunikationskanalkapazität bezüglich des kleineren Eigenwertes λ₂ durch C_small dargestellt wird, wobei M und N 2 sind, wird die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all ausgedrückt durch: Call = Clarge + Csmall
Falls die Kommunikationskanalkapazität C_small bezüglich des kleineren Eigenwertes λ₂ in der Praxis nicht verwendet werden kann, nimmt die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all dementsprechend ab.
Die vorliegende Erfindung ist auf das Einschränken der Erzeugung von solchen kleinen Eigenwerten und auf das effektive Nutzen der gesamten Kommunikationskanalkapazität gerichtet. Gemäß der vorliegenden Erfindung werden die Matrixelemente der Matrix HH*, das heißt die Matrixelemente h_ij der Kommunikationskanalmatrix H, so gesteuert, dass die zu erhaltenden Eigenwerte nur in einem sehr kleinen Bereich abweichen. Genauer gesagt: zuerst werden die Eigenwerte von HH* auf der Basis der gegenwärtigen Kanalmatrix H berechnet, und dann wird der Durchschnittswert λ_ave der Eigenwerte berechnet. Die Matrixelemente h_ij' von solch einer Matrix (H')(H')*, um denselben Eigenwert wie den Durchschnittswert λ_ave vorzusehen, werden invers berechnet. Mit anderen Worten: die Matrixelemente h_ij' einer Kanalmatrix H' werden invers berechnet. Die Antennenrichtschärfe wird dann so gesteuert, dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix H an die invers berechnete Kanalmatrix H' annähert. Als Resultat wird die Eigenwertabweichung in den Kommunikationskanälen auf der Basis der aktualisierten Kanalmatrix schmaler. Die kleinste Eigenwertabweichung kann erhalten werden, wenn alle Eigenwerte dem Durchschnittswert λ_ave gleich sind. Falls solch eine Kommunikationsumgebung realisiert wird, können die Kommunikationskanalkapazitäten effektiver genutzt werden.
In dem Fall, wenn die Kommunikationskanalkapazität bezüglich des Eigenwertes λ_ave durch C_ave dargestellt wird, wobei M und N 2 sind, wird die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all ausgedrückt durch: Call = 2Cave
Die Kommunikationskanalkapazität auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave der Eigenwerte wird durch die in 4 und 5 gezeigten Kurven MIMO_average dargestellt, und die gesamte Kapazität wird durch die Kurven MIMO_{average total} dargestellt. Bei dem in 4 gezeigten Beispiel sieht jeder der zwei Kommunikationskanäle die Kapazität vor, die durch die Kurve MIMO_average dargestellt wird. Bei dem in 5 gezeigten Beispiel sieht jeder der vier Kommunikationskanäle die Kapazität vor, die durch die Kurve MIMO_average dargestellt wird. Die gesamte Kommunikationskanalkapazität, die durch Multiplizieren der Kommunikationskanalkapazität des Durchschnittswertes mit der Anzahl von Rängen berechnet wird, ist größer als die Summe der Kommunikationskanalkapazitäten auf der Basis der jeweiligen Eigenwerte. Weiterhin sieht die Kommunikationskanalkapazität (MIMO_average) auf der Basis des Durchschnittswertes einen vorzüglicheren Kommunikationsweg als bei einem SISO-System vor. Speziell wird, falls die Matrixelemente der Kanalmatrix H so eingestellt werden, dass die Eigenwerte von HH* dem Durchschnittswert der Eigenwerte gleich werden, die Wahrscheinlichkeit, dass die Kommunikationskanalkapazität bezüglich der eingestellten Matrix kleiner als jene eines SISO-Systems wird, außerordentlich verringert. Des Weiteren ist, wie in 6 und 7 gezeigt, die Bitfehlerrate (die Kurve MIMO_average) des Kommunikationskanals auf der Basis des Durchschnittswertes λ_ave der Eigenwerte viel niedriger als die Bitfehlerrate (die Kurve MIMO_total) in dem Fall, wenn die Eigenwerte stark abweichen.
Falls die Abweichung von Eigenwerten in der obigen Weise eingeschränkt wird, wird auch die Abweichung der entsprechenden Kommunikationskanalkapazitäten eingeengt, und die Bitfehlerrate wird verringert. Daher kann die gesamte Kommunikationskanalkapazität effektiv genutzt werden. Für die Fachwelt sollte offensichtlich sein, dass die obige Tendenz nicht nur in den Fällen beobachtet werden kann, wenn M und N 2 oder 4 sind, sondern auch in den Fällen, wenn M und N beliebige andere ganze Zahlen sind.
Das Folgende ist eine Beschreibung von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen.
8 zeigt drahtlose Kommunikationsvorrichtungen 802 und 804, die in einem drahtlosen MIMO-Kommunikationssystem gemäß der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden. Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 enthält M Antenneneinheiten 806, die Funkfrequenzsignale senden und empfangen. Hier ist M eine ganze Zahl größer gleich 2. In dieser Ausführungsform wird jede Antenne der Antenneneinheiten 806 sowohl zum Senden als auch zum Empfangen verwendet, wobei ein Schalter für alternative Modi oder eine Frequenzteilungsanordnung (nicht gezeigt) genutzt wird. In anderen Ausführungsformen können jedoch Antenneneinheiten speziell zum Senden vorgesehen sein, während die anderen Antenneneinheiten speziell zum Empfangen vorgesehen sind. Ferner können die Antenneneinheiten von anderen Elementen begleitet sein. In dieser Ausführungsform ist jede der M Antenneneinheiten 806 aus einer Antenne mit adaptivem Array gebildet, die die Richtschärfe steuern kann. In anderen Ausführungsformen können einige der M Antenneneinheiten 806 jedoch aus Antennen mit adaptivem Array gebildet sein, und jede der anderen Antenneneinheiten 806 kann aus einer Feeder-Antenne gebildet sein. Matrixelemente h_ij bestimmen, wie unten beschrieben, welche der Antenneneinheiten 806 eine Antenne mit adaptivem Array sein soll (sollen).
Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 enthält auch Konvertereinheiten 808 entsprechend den M Antenneneinheiten 806. Die Konvertereinheiten 808 konvertieren analoge Signale, die von den Antenneneinheiten 806 zugeführt werden, in digitale Signale für eine Gewichtssteuereinheit (die später beschrieben ist) und umgekehrt. Beim Senden fungiert jede der Konvertereinheiten 808 als Digital-Analog-Konverter. Beim Empfangen fungiert jede der Konvertereinheiten 808 als Analog-Digital-Konverter. In dem Fall, wenn Sendekanäle von Empfangskanälen separat vorgesehen sind, können jedoch Digital-Analog-Konvertereinheiten von Analog-Digital-Konvertereinheiten separat vorgesehen sein.
Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 enthält auch eine Gewichtssteuereinheit 810, die die Gewichte bezüglich der M Antenneneinheiten 806 steuert. Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 kann ein geeignetes Gewicht μ_j jedem digitalen Signal zuordnen, das Konvertereinheiten 808 einzugeben ist, und jedem digitalen Signal, das von den Konvertereinheiten 808 ausgegeben wird. Hier ist j eine ganze Zahl zwischen 1 und M.
Zur Erleichterung der Erläuterung haben die drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen 802 und 804 dieser Ausführungsform dieselben Strukturen, und deshalb ist die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 804 nicht im Detail beschrieben. Die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 804 enthält N Antenneneinheiten 812, die jeweils mit einer Konvertereinheit 814 verbunden sind. Hier ist N eine ganze Zahl größer gleich 2 und ist entweder dieselbe wie M oder unterscheidet sich von M. Jedes digitale Signal, das den Konvertereinheiten 814 einzugeben ist und von diesen auszugeben ist, erhält ein Gewicht ν_i durch eine Gewichtssteuereinheit 816. Hier ist i eine ganze Zahl zwischen 1 und N.
9 ist ein Funktionsblockdiagramm der Gewichtssteuereinheiten 810 und 816. Jede der Gewichtssteuereinheiten 810 und 816 enthält einen Controller 902, der die Operation von jeder der folgenden Komponenten steuert: von einer Messeinheit 904, die jedes Signal misst, das von den Antenneneinheiten zugeführt wird; einer Mitteilungseinheit 906, die der anderen Seite bei der Kommunikation Kanalmatrixinformationen mitteilt; einer Eigenwertberechnungseinheit 908, die die Eigenwerte einer Matrix HH* oder dergleichen berechnet; einer Inversberechnungseinheit 910, die eine Kanalmatrix H' nach dem Aktualisieren berechnet; und einer Gewichtseinstelleinheit 912, die die Richtschärfe der Antenne mit adaptivem Array steuert. Die Richtschärfesteuerung kann durch Strahlbildung zum Lenken von Hauptstrahlen hin zu gewünschten Wellen ausgeführt werden, oder durch Null-Lenkung zum Lenken von Nullen hin zu Störgliedern, oder durch eine Operation, die die obigen zwei Operationen kombiniert. In jedem Fall sollte die Richtschärfe so eingestellt werden, dass das Signal-zu-Interferenz-plus-Rausch-Verhältnis auf das Maximum ansteigt.
Als Nächstes werden die Operationen beschrieben. Zur Erleichterung der Erläuterung ist in dieser Ausführungsform die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 auf der Empfangsseite und ist die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 804 auf der Sendeseite. Natürlich ist es aber möglich, die Seiten umzustellen. Zuerst führt die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 802 Vorfeldoperationen wie beispielsweise die Frequenzkonvertierung und die Bandbegrenzung an jedem Funkfrequenzsignal aus, das von den Antenneneinheiten 806 zugeführt wird. Die Konvertereinheiten 808 konvertieren analoge Signale in digitale Signale, und die digitalen Signale werden angemessen gewichtet. Die gewichteten digitalen Signale werden dann in die Gewichtssteuereinheit 810 geführt. Es sei erwähnt, dass die Komponenten, die für die Vorfeldoperationen verwendet werden, in der Zeichnung nicht gezeigt sind. Die Gewichtssteuereinheit 810 misst jedes empfangene Signal, um die Matrixelemente h_ij der gegenwärtigen Kanalmatrix H zu bestimmen. Hier stellt i eine ganze Zahl zwischen 1 und N dar und stellt j eine ganze Zahl zwischen 1 und M dar. Die Matrixelementinformationen, die durch die Messung erhalten werden, werden dann an die andere Kommunikationsseite, wie beispielsweise die drahtlose Kommunikationsvorrichtung 804, über einen drahtlosen Kanal gesendet. Die Signalverarbeitung für die Mitteilung wird durch die Mitteilungseinheit 906 unter der Steuerung des Controllers 902 ausgeführt. Durch die Mitteilung können die drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen 802 und 804 auf den Sende- und Empfangsseiten die Kenntnis bezüglich der gegenwärtigen Kanalmatrix H gemeinsam nutzen. Obwohl die Messeinheit 904 und die Mitteilungseinheit 906 nicht unbedingt in allen drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen vorgesehen sein müssen, sollte jede drahtlose Kommunikationsvorrichtung wenigstens die Informationen der gegenwärtigen Kanalmatrix H nutzen können.
Auf der Basis der gemessenen oder gesendeten gegenwärtigen Kanalmatrix H berechnet die Gewichtssteuereinheit 810 die Eigenwerte λ_i der HH* (wobei i eine ganze Zahl zwischen 1 und r ist und r die Anzahl von Rängen der Matrix HH* darstellt), den Gesamtwert der Eigenwerte und den Durchschnittswert λ_ave der Eigenwerte. Diese Operationen werden durch die Eigenwertberechnungseinheit 908 ausgeführt. Da die M Antenneneinheiten 806 und die N Antenneneinheiten 812 in dieser Ausführungsform existieren, ist die Kanalmatrix H eine Matrix von M mal N, und die Matrix HH* ist eine Quadratmatrix von N mal N. Daher werden normalerweise N Eigenwerte λ_i erhalten (λ₁ ≥ ... ≥ λ_N).
Die Gewichtssteuereinheit 810 führt dann eine Inversberechnung solch einer Kanalmatrix H_ave aus, dass alle Eigenwerte dem Durchschnittswert λ_ave gleich werden, wobei bei der Inversberechnung der Durchschnittswert λ_ave verwendet wird. Mit anderen Worten: die Kanalmatrix H_ave wird so bestimmt, dass alle Eigenwerte einer Matrix (H_ave)(H_ave)* dem Durchschnittswert λ_ave gleich werden. Diese Operation wird durch die Inversberechnungseinheit 910 ausgeführt.
Dann steuert die Gewichtssteuereinheit 810 die Richtschärfe der Antenne mit adaptivem Array der Antenneneinheiten 806, so dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix H der invers berechneten Kanalmatrix H_ave nähert. Diese Operation wird durch die Gewichtseinstelleinheit 912 ausgeführt. Zum Einstellen des Inhaltes einer Kanalmatrix gibt es verschiedenartige Techniken. Zum Beispiel können die Matrixelemente h_ij in der folgenden Weise größer gemacht werden. Zuerst werden Codesequenzen C₁ bis C_M, die einander vertikal kreuzen, den M Antenneneinheiten 806 der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung 802 im Voraus zugeordnet. Gleichfalls werden Codesequenzen D₁ bis D_N, die einander vertikal kreuzen, den N Antenneneinheiten 812 der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung 804 im Voraus zugeordnet. Diese Codesequenzen sind sowohl der Sendeseite als auch der Empfangsseite bekannt. Die j-te Antenneneinheit 812 der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung 804 lenkt die Hauptstrahlen in die kommende Richtung der Codesequenz C_j, und die i-te Antenneneinheit 806 der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung 802 lenkt die Hauptstrahlen in die kommende Richtung der Codesequenz D_i. Indem dies auf beiden Seiten erfolgt, können die Matrixelemente h_ij eingestellt werden. Da die Codesequenzen einander vertikal kreuzen, können die Matrixelemente voneinander unterschieden werden. Falls andererseits Nullen anstelle von Hauptstrahlen gelenkt werden, können die Matrixelemente h_ij kleiner gemacht werden. Die Steuerung der Richtschärfe kann entweder unabhängig von den Gewichten μ_j und ν_i, die den Antenneneinheiten 806 und 812 verliehen wurden, oder in Verbindung mit ihnen ausgeführt werden.
In dieser Ausführungsform sind alle M Antenneneinheiten 806 und N Antenneneinheiten 812 aus Antennen mit adaptivem Array gebildet, und die Richtschärfe von jeder der Antenneneinheiten 806 und 812 kann separat von den anderen eingestellt werden. Daher können alle Matrixelemente h_ij eingestellt werden. In dieser Hinsicht unterscheiden sich die drahtlosen Kommunikationsvorrichtungen 802 und 804 außerordentlich von einer herkömmlichen drahtlosen MIMO-Kommunikationsvorrichtung, in der Antenneneinheiten aus individuellen Antennenelementen anstelle von Antennen mit adaptivem Array gebildet sind. Auch in dem Fall, wenn ein Teil der Matrixelemente h_ij einzustellen ist, ist es möglich, für einen Teil der Antenneneinheiten eine Antenne mit adaptivem Array zu verwenden.
In dieser Ausführungsform hat die Matrix, die durch die Inversberechnungseinheit 910 berechnet wird, Eigenwerte, die dem Durchschnittswert λ_ave alle gleich sind. In solch einer Kommunikationsumgebung weichen die Eigenwerte nicht ab, wie oben beschrieben, haben alle Kommunikationskanäle dieselbe Kommunikationskanalkapazität C_ave und kann die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all effektiv genutzt werden. Gemäß der vorliegenden Erfindung kann eine große Wirkung durch das Einengen der Abweichung der Eigenwerte erreicht werden, ganz zu schweigen von dem Eliminieren der Abweichung der Eigenwerte. Solange kein extrem kleiner Eigenwert erzeugt wird, oder solange kein Kommunikationskanal mit extrem schlechtem Durchsatz und einer extrem hohen Bitfehlerrate erzeugt wird, kann die gesamte Kommunikationskanalkapazität C_all bei wirklichen Kommunikationen verwendet werden. Deshalb berechnet die Inversberechnungseinheit 910 die Matrix H' vorteilhafterweise so, dass die Eigenwerte (H')(H')* in einen vorbestimmten Bereich fallen, der den Durchschnittswert λ_ave enthält, jedoch nicht den kleinsten Eigenwert λ_min enthält. Es ist auch möglich, solch einen Bereich festzulegen, der nicht den kleinsten Eigenwert und nicht den größten Eigenwert enthält, aber den Durchschnittswert λ_ave enthält. In jedem Fall sollte die Eigenwertabweichung der neu berechneten Matrix (H')(H')* schmaler als die Eigenwertabweichung der gegenwärtigen Matrix HH* werden.
Die Antennen mit adaptivem Array, die für die Antenneneinheiten 806 und 812 dieser Ausführungsform eingesetzt werden können, können ein beliebiger Typ sein, der analoge Signale den Konvertereinheiten 808 und 814 zuführen kann und analoge Signale von den Konvertereinheiten 808 und 814 empfangen kann. Deshalb ist es möglich, Antennen mit adaptivem Array des räumlichen Verbundtyps oder des phasengesteuerten Array-Typs für die Antenneneinheiten 806 und 812 zu verwenden.
10 zeigt eine Antenne 1000 mit adaptivem Array des räumlichen Verbundtyps, die für die Antenneneinheiten 806 und 812 eingesetzt werden kann. Die Antenne mit adaptivem Array 1000 enthält, wie in 10 gezeigt, ein Feeder-Antennenelement 1002, das mit den in 8 gezeigten Konvertereinheiten 808 und 814 verbunden ist, und Non-Feeder-Antennenelemente 1004. Zur Erleichterung der Erläuterung sind die Komponenten, die für Vorfeldoperationen, wie etwa die Frequenzkonvertierung und die Bandbegrenzung zu verwenden sind, in 10 nicht gezeigt. Die Antennenelemente sind in einem Abstand voneinander angeordnet, der kürzer als eine Halbwellenlänge ist, so dass die räumliche Korrelation zwischen den Antennenelementen groß sein kann. Jedes der Non-Feeder-Antennenelemente 1004 ist über eine variable Reaktanzschaltungseinheit 1006, die die Recktanz gemäß Steuersignalen variieren kann, mit einem Erdpotential verbunden. Jedes Steuersignal für die variable Reaktanzschaltungseinheit 1006 wird durch eine variable Reaktanzsteuerschaltungseinheit 1008 adaptiv gesteuert. Diese variable Reaktanzsteuerschaltungseinheit 1008 kann in den Gewichtssteuereinheiten 810 und 816 vorgesehen sein oder kann unabhängig vorgesehen sein. Jedes Steuersignal kann in Verbindung mit den Gewichten μ_j und ν_i erzeugt werden, die den Antenneneinheiten 806 und 812 verliehen wurden, oder kann unabhängig erzeugt werden.
Mit solch einer Antenne mit adaptivem Array des räumlichen Verbundtyps kann die Anzahl von zu steuernden Elementen reduziert werden (zum Beispiel kann jede der variablen Reaktanzschaltungseinheiten 1006 aus einem Kondensator gebildet sein). So können die Matrixelemente h_ij einer Kanalmatrix leicht eingestellt werden.
11 zeigt eine Antenne 1100 mit adaptivem Array des phasengesteuerten Array-Typs, die für die Antenneneinheiten 806 und 812 eingesetzt werden kann. Die Antenne 1100 mit adaptivem Array enthält, wie in 11 gezeigt, Feeder-Antennen 1102 und Funkfrequenzwichtungsschaltungseinheiten 1104, die Signale, die von den Feeder-Antennen 1102 zugeführt werden, gemäß Steuersignalen Wichten. Die Funkfrequenzwichtungsschaltungseinheiten 1104 stellen die Phase von jedem Signal ein (in einigen speziellen Fällen kann die Amplitude sowie die Phase von jedem Signal eingestellt werden). Jede Ausgabe von den Funkfrequenzwichtungsschaltungseinheiten 1104 wird einer Funkfrequenzmischschaltungseinheit 1106 zugeführt, die ein analoges Verbundsignal an die Konvertereinheiten 808 und 814 ausgibt. Das analoge Verbundsignal wird auch einer Funkfrequenzgewichtssteuerschaltung 1108 zugeführt, die Gewichte steuert, die zu den Feeder-Antennenelementen hinzuzufügen sind. Diese Funkfrequenzgewichtssteuereinheit 1108 kann in den Gewichtssteuereinheiten 810 und 816 vorgesehen sein oder kann unabhängig vorgesehen sein. Ferner kann jedes Steuersignal in Verbindung mit den Gewichten μ_j und ν_i erzeugt werden, die den Antenneneinheiten 806 und 812 verliehen wurden, oder kann unabhängig erzeugt werden.
Mit solch einer Antenne mit adaptivem Array des phasengesteuerten Array-Typs können Phasen durch die Funkfrequenzgewichtssteuerschaltungseinheiten 1104 willkürlich eingestellt werden, und demzufolge kann bei der Einstelloperation ein größerer Freiheitsgrad ermöglicht werden. So können die Matrixelemente h_ij einer Kanalmatrix fein eingestellt werden.
12 zeigt einen Fall, wenn Polarisationswellengemeinschaftsnutzungsantennen als Antennenelemente verwendet werden. In dieser Struktur sind Funkfrequenzwichtungsschaltungseinheiten 1206 und 1208 für Polarisationswellengemeinschaftsnutzungsantennen 1202 bzw. 1204 vorgesehen. Die Funkfrequenzwichtungsschaltungseinheiten 1206 und 1208 Wichten Signale gemäß Steuersignalen und führen die gewichteten Signale einer Funkfrequenzmischschaltungseinheit 1210 zu, die die gewichteten Signale mischt. Das Verbundsignal wird dann von der Funkfrequenzmischschaltungseinheit 1210 den Konvertereinheiten 808 und 814 sowie einer Funkfrequenzgewichtssteuerschaltungseinheit 1212 zugeführt, die Steuersignale erzeugt.
Mit solch einer Struktur können die Kanalmatrixelemente h_ij feiner eingestellt werden, weil die Polarisationscharakteristiken von Funksignalen sowie die Amplituden und Phasen berücksichtigt werden können.
Wie bislang beschrieben, wird wenigstens eine Antenne mit adaptivem Array für die Antenneneinheiten eingesetzt, die in einer drahtlosen MIMO-Kommunikationsvorrichtung dieser Ausführungsform verwendet werden. Die Gewichtssteuereinheit der drahtlosen Kommunikationsvorrichtung berechnet solch eine Kanalmatrix, die die Eigenwertabweichung einengt. Die Richtschärfe der Antenne mit adaptivem Array wird dann in solch einer Weise gesteuert, dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix an die berechnete Kanalmatrix annähert. Nachdem die Eigenwertabweichung eingeengt ist (idealerweise werden alle Eigenwerte dem Durchschnittswert λ_ave gleich, und daher wird die Eigenwertabweichung eliminiert), wird auch die Abweichung von Kommunikationskanalkapazitäten entsprechend den Eigenwerten eingeengt. Als Resultat können die Kommunikationskanalkapazitäten entsprechend allen Eigenwerten bei tatsächlichen Kommunikationen effektiv genutzt werden.
Es sei erwähnt, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die oben speziell offenbarten Ausführungsformen begrenzt ist, sondern andere Veränderungen und Abwandlungen vorgenommen werden können, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen, wie er durch die Ansprüche definiert ist.
Diese Patentanmeldung basiert auf der japanischen Prioritätspatentanmeldung Nr. 2003-200446 , eingereicht am 23. Juli 2003.

Claims

Drahtlose Kommunikationsvorrichtung, die in einem drahtlosen Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-Kommunikationssystem eingesetzt wird, welche Vorrichtung umfasst: eine Vielzahl von Antenneneinheiten (806, 812), die ein Funkfrequenzsignal senden oder empfangen; und eine Gewichtssteuereinheit (810, 816), die ein Gewicht bezüglich einer jeden der Antenneneinheiten verleiht, wobei wenigstens eine der Antenneneinheiten aus einer Antenneneinheit mit adaptivem Array (1000) gebildet ist, die eine Vielzahl von Antennenelementen hat, und die Richtschärfe durch variierende Gewichte bezüglich der Antennenelemente verändert wird, welche Gewichtssteuereinheit enthält: eine Eigenwertberechnungseinheit (908), die Eigenwerte einer Matrix berechnet, die dargestellt wird durch das Produkt aus einer gegenwärtigen Kanalmatrix, die die Sendecharakteristiken von drahtlosen Sendekanälen der jeweiligen Antenneneinheiten darstellt, und einer konjugiert-transponierten Matrix der gegenwärtigen Kanalmatrix; dadurch gekennzeichnet, dass die Gewichtssteuereinheit ferner umfasst: eine Inversberechnungseinheit (910), die solch eine Kanalmatrix berechnet, dass alle Eigenwerte innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegen, der den Durchschnittswert der berechneten Eigenwerte enthält, aber nicht den kleinsten der berechneten Eigenwerte enthält; und eine Richtschärfe-Einstelleinheit (912), die die Richtschärfe der Antenneneinheit mit adaptivem Array einstellt, so dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix an die Kanalmatrix annähert, die durch die Inversberechnungseinheit berechnet wurde.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einer Vielzahl von Konvertereinheiten (808, 814), die für die Vielzahl von Antenneneinheiten vorgesehen sind, wobei jede ein digitales Signal in ein analoges Signal und umgekehrt konvertiert, bei der die Gewichtssteuereinheit ein Gewicht zu jedem Signal addiert, das den Konvertereinheiten einzugeben ist oder von ihnen auszugeben ist.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der jede der Antenneneinheiten aus einer Antenneneinheit (1000) mit adaptivem Array gebildet ist.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der: die Antenneneinheit (1000) mit adaptivem Array eine Vielzahl von Feeder-Antennen (1002) enthält, die die Antennenelemente sind, und eine Zusammensetzungseinheit (1006), die Signale zusammensetzt, die von den Feeder-Antennen zugeführt werden; und die Richtschärfe eingestellt wird, indem die relative Amplitude oder Phase von jedem der Funkfrequenzsignale bezüglich der Feeder-Antennen verändert wird.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der: die Antennenelemente der Antenneneinheit mit adaptivem Array eine Feeder-Antenne (1002) und eine Vielzahl von Nicht-Feeder-Antennen (1004) enthalten; und die Richtschärfe eingestellt wird, indem ein variabler Reaktanzwert verändert wird, der einer jeden der Nicht-Feeder-Antennen verliehen wird.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Antennenelemente der Antenneneinheit mit adaptivem Array Polarisationswellengemeinschaftsnutzungsantennen sind.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Gewichtssteuereinheit die Richtschärfe adaptiv steuert, um eine Hauptkeule hin zu einem gewünschten Signal zu lenken.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Gewichtssteuereinheit die Richtschärfe adaptiv steuert, um eine Null hin zu einem Störer zu lenken.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einer Kanalmatrixberechnungseinheit, die eines der empfangenen Funkfrequenzsignale misst, um die gegenwärtige Kanalmatrix zu berechnen.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9, bei der die Kanalmatrixberechnungseinheit Codesequenzen nutzt, die im Voraus den Antenneneinheiten zugeordnet wurden, um Matrixelemente der Kanalmatrix voneinander zu unterscheiden, welche Codesequenzen einander vertikal kreuzen.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der der vorbestimmte Bereich nicht den größten Wert und nicht den kleinsten Wert von den berechneten Eigenwerten enthält.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Inversberechnungseinheit solch eine Kanalmatrix berechnet, dass alle Eigenwerte dem Durchschnittswert gleich werden.
Drahtloses Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-Kommunikationssystem, das eine drahtlose Sendevorrichtung und eine drahtlose Empfangsvorrichtung umfasst, wobei wenigstens eine von der drahtlosen Sendevorrichtung und der drahtlosen Empfangsvorrichtung enthält: eine Vielzahl von Antenneneinheiten (806, 812), die ein Funkfrequenzsignal senden oder empfangen; und eine Gewichtssteuereinheit (810, 816), die ein Gewicht bezüglich einer jeden der Antenneneinheiten verleiht, wobei wenigstens eine der Antenneneinheiten aus einer Antenneneinheit mit adaptivem Array (1000) gebildet ist, die eine Vielzahl von Antennenelementen hat, welchen Antennenelementen verschiedene Gewichte verliehen werden, um die Richtschärfe zu verändern, und die Gewichtssteuereinheit enthält: eine Eigenwertberechnungseinheit (908), die Eigenwerte einer Matrix berechnet, die dargestellt wird durch das Produkt aus einer gegenwärtigen Kanalmatrix, die die Sendecharakteristiken von drahtlosen Sendekanälen der jeweiligen Antenneneinheiten darstellt, und einer konjugiert-transponierten Matrix der gegenwärtigen Kanalmatrix; dadurch gekennzeichnet, dass die Gewichtssteuereinheit ferner umfasst: eine Inversberechnungseinheit (910), die solch eine Kanalmatrix berechnet, dass alle Eigenwerte innerhalb eines vorbestimmten Bereiches liegen, der den Durchschnittswert der berechneten Eigenwerte enthält, aber nicht den kleinsten der berechneten Eigenwerte enthält; und eine Richtschärfe-Einstelleinheit (912), die die Richtschärfe der Antenneneinheit mit adaptivem Array einstellt, so dass sich die gegenwärtige Kanalmatrix an die Kanalmatrix annähert, die durch die Inversberechnungseinheit berechnet wurde.
Drahtloses Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-Kommunikationssystem nach Anspruch 13, bei dem die gegenwärtige Kanalmatrix sowohl der drahtlosen Sendevorrichtung als auch der drahtlosen Empfangsvorrichtung bekannt ist.
Drahtloses Mehrfacheingangs-/Mehrfachausgangs-Kommunikationssystem nach Anspruch 13, bei dem der drahtlosen Sendevorrichtung die gegenwärtige Kanalmatrix mitgeteilt wird, die in der drahtlosen Empfangsvorrichtung festgelegt wurde.