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SACHGEBIET DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung, die eine Treiberstufe
zum Betrieb eines Schalttransistors umfasst. Der Schalttransistor dient
insbesondere zum Ein- und
Ausschalten einer Versorgungsspannung für eine kapazitive Last.
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HINTERGRUND
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Um
eine Last vollständig
auszuschalten, besteht die beste Lösung darin, die Eingangsspannung abzutrennen.
Dann ist die Last in einer sicheren Betriebsart und hat keine Leistungsaufnahme.
Zum Abschalten einer Eingangs-Versorgungsspannung
von einer Last kann zum Beispiel ein Relais als Schalter verwendet
werden. Die meisten Relais sind jedoch nicht für den Betrieb bei einer hohen
Gleichspannung von zum Beispiel 400 Volt und für höhere Lasten über 200
Watt ausgelegt. Daher kann ein Standard-Relais nicht verwendet werden,
was diese Lösung
ziemlich teuer macht.
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Zum
Schalten einer Gleichstrom-Versorgungsspannung an eine Last kann
auch ein Schalttransistor verwendet werden, z. B. ein MOSFET. Der Schalttransistor
kann zum Beispiel mit der hohen Seite zwischen der Gleichstrom-Versorgungsspannung und
einem ersten Eingangsanschluss der Last angeschlossen werden, und
der zweite Eingangsanschluss der Last kann mit Masse verbunden werden. Oder
bei einer zweiten Ausführungsform
wird der Schalttransistor zwischen der Last und Masse angeordnet,
und ein Eingangsanschluss der Last wird direkt mit der Gleichstrom-Versorgungsspannung
verbunden. Bei Verwendung einer hohen kapazitiven Last muss der
Schalttran sistor ziemlich hohe Schaltverluste handhaben, wenn die
Last eingeschaltet wird.
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Eine
Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 ist in
EP-A-0
359 851 offenbart.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
umfasst eine Treiberstufe, die mit einem Steuereingang eines Schalttransistors
verbunden ist, um eine Schaltspannung für den Betrieb des Schalttransistors
vorzusehen. Die Schaltungsanordnung umfasst ferner eine Steuerschaltung,
die mit dem Steuereingang verbunden ist, um die Schaltspannung im Sinne
einer Verzögerung
des Durchschaltens des Schalttransistors zu formen.
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Die
Erfinder haben erkannt, dass die Verlustleistungs-Beanspruchung für den Schalttransistor verringert
wird, wenn die Schaltspannung, die dem Steuereingang des Schalttransistors
für die
Durchschaltung zugeführt
wird, im Sinne einer Verzögerung
des Durchschaltens des Schalttransistors geformt wird. Mit der verzögerten Durchschaltung
wird die Verlustleistung über
ein größeres Zeitintervall verteilt.
Dies führt
zu einer geringeren Verlustleistung pro Zeiteinheit. Wenn daher
eine Rechteck-Schaltspannung in dieser Weise geformt wird, kann
ein kleinerer Schalttransistor verwendet werden, insbesondere ein
Schalttransistor, der einen kleinen Chip-Bereich hat. Eine zusätzliche
Wärmeableitung
ist nicht erforderlich.
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Die
Steuerschaltung enthält
eine stromabfühlende
Impedanz, die in Reihe mit dem Schalttransistor geschaltet ist,
und einen Steuertransistor, von dem ein Steuereingang mit der stromabfühlenden
Impedanz und ein Stromeingang mit dem Steuereingang des Schalttransistors
verbunden ist. Die Schaltungsanordnung sieht daher eine negative Rückkopplung
zwischen dem durch den Schalttransistor fließenden Strom und dem Eingang
des Schalttransistors in dem Sinn vor, dass die Steuerspannung zum
Durchschalten des Schalttransistors vermindert wird, wenn der Schalttransistor öffnet und
ein entsprechender Strom durch den Schalttransistor fließt.
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Der
Steuereingang des Steuertransistors ist ferner mit dem Ausgang der
Treiberstufe über
ein Tiefpassfilter verbunden. Der Steuertransistor ist insbesondere
in eine Spannungsteilerkette eingebettet, die zwischen dem Ausgang
der Treiberstufe und Masse angeordnet ist. Der Schalttransistor
wird daher in einer verzögerten
Weise durchgeschaltet, die den Wärmeverlust
des Schalttransistors über
ein längeres
Zeitintervall ausdehnt.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
näher erläutert. In
den Zeichnungen stellen dar:
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1 eine
Schaltungsanordnung mit einer Treiberstufe für den Betrieb eines Schalttransistors, und
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2 Diagramme,
die Steuerspannungen und -ströme
der Schaltungsanordnung gemäß 1 zeigen.
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BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORMEN
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In 1 ist
eine Schaltungsanordnung zum Betrieb eines Schalttransistors T1
dargestellt. Ein Stromeingang des Schalttransistors T1 ist mit einem ersten
Versorgungsspannungs-Anschluss 9 einer Last L verbunden,
und ein Stromausgang 3 ist mit einem Bezugs-Potential verbunden,
bei diesem Ausführungsbeispiel
mit Masse. Ein zweiter Versorgungsspannungs-Anschluss 8 der
Last L ist mit einem Ausgangsanschluss 7 einer Gleichstromquelle PS
verbunden, die eine positive Gleichstrom-Versorgungsspannung U1
liefert. Als Schalttransistor T1 wird insbesondere ein MOSFET verwendet.
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Die
Last ist insbesondere eine kapazitive Hochleistungslast. Bei einer
bevorzugten Anwendung ist die Last eine digitale Licht-verarbeitungs-(DLP)-Einheit,
die in einem Fernsehempfänger zur
Anzeige eines Fernsehprogramms verwendet wird. Eine DLP-Einheit
dieser Art erfordert eine Versorgungsspannung U1 von etwa 400 Volt
bei einer maximalen Leistung von 220 Watt. Der in der DLP-Einheit
enthaltene Kondensator C2 kann zum Beispiel einen Wert von 47 μF haben.
Die Schaltungsanordnung zum Betrieb des Schalttransistors T1 umfasst
eine Treiberstufe D, die an einem Ausgang 10 eine rechteckförmige Steuerspannung
L für den
Betrieb des Schalttransistors T1 liefert. Die Steuerspannung L wird
einem Steuereingang 2 des Schalttransistors T1 zugeführt, um
die Last L ein- und auszuschalten. Die Schaltspannung 11 wird
durch eine zusätzliche
Steuerschaltung geformt, die mit dem Steuereingang 2 verbunden
ist, um das Durchschalten des Schalttransistors T1 zu verzögern.
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Bei
einer ersten Ausführungsform
umfasst die Steuerschaltung eine stromabfühlende Impedanz R3, bei diesem
Ausführungsbeispiel
ein Widerstand, die in Reihe mit der Last L und dem Schalttransistor T1
geschaltet ist. Die Impedanz R3 ist in diesem Ausführungsbeispiel
ein Widerstand, der zwischen einem Stromausgang 3 des Schalttransistors
T1 und Masse angeordnet ist. Der Widerstand R3 liefert eine Abfühlspannung
Us, die über
einen Widerstand R4 einem Steuereingang 5 eines Steuertransistors
T2 zugeführt
wird. Ein Stromeingang 4 des Steuertransistors T2 ist mit
dem Steuereingang 2 des Schalttransistors T1 verbunden,
um die Schaltspannung 11 zu formen.
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Der
Transistor T2 ist in einer Spannungsteilerkette mit einem Widerstand
R5 angeordnet, der mit dem Eingang 10 der Treiberstufe
D verbunden ist, und mit einem Widerstand R6, der mit Masse verbunden
ist. Der Widerstandswert des Widerstandes R5 ist hoch im Vergleich
zu dem Wert des Widerstands R6. Wenn daher eine Schaltspannung 11 über den Widerstand
R5 dem Steuereingang 2 des Schalttransistors T1 zugeführt wird,
wird über
den Transistor T2 zwischen dem Stromausgang 3 zu dem Steuereingang 2 eine
negative Rückkopplung
erzeugt, die den steilen Anstieg der rechteckförmigen Spannung 11 glättet.
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Der
Betrieb dieser Ausführungsform
ist wie folgt: wenn die Treiberstufe D die Last L mittels der Schaltspannung 11 einschaltet,
wird über
dem abfühlenden
Widerstand R3 eine Spannung Us erzeugt, die den Steuertransistor
T2 wenigstens teilweise öffnet.
Dann wird die dem Steuereingang 2 zugeführte Spannung vermindert, wodurch
daher auch der Strom I1 für
den Kondensator C2 vermindert wird. Nach einiger Zeit, wenn der
Kondensator C2 aufgeladen ist, wird der Strom I1 auf einen Wert
vermindert, der für
den Betrieb der DLP-Einheit
erforderlich ist. Dann wird die Abfühlspannung Us auch auf einen Wert
vermindert, der nicht ausreicht, um den Steuertransistor T2 zu öffnen. Somit
ist die volle Amplitude der Schaltspannung 11 am Steuereingang 2 vorhanden,
und der Schalttransistor T1 wird daher vollständig in normalem Betrieb durchgeschaltet.
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Bei
einer zweiten Ausführungsform
umfasst die Schaltungsanordnung ferner eine Hochpass-Schaltung,
die zwischen dem Ausgang 10 der Treiberstufe D und dem
Steuereingang 5 des Steuertransistors T2 angeordnet ist.
Die Hochpass-Schaltung umfasst bei diesem Ausführungsbeispiel einen Kondensator
C3 und einen Widerstand R7. Wegen der Hochpass-Eigenschaft ist diese
Schaltung nur am Beginn der Schaltspannung 11 wirksam,
bis der Kondensator C3 geladen ist, wenn die Rechteckspannung 11 von
niedrig auf hoch schaltet. Während der
Aufladung des Kondensators C3 leitet der Transistor T2 und vermindert
somit die dem Steuereingang 2 des Schalttransistors T1
zugeführte
Spannung Uc.
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Der
Betrieb dieser Ausführungsform
wird nun anhand von 2 erklärt: zur Zeit t0 sieht sieht die
Treiberstufe D eine rechteckförmige
Einschaltspannung L am Ausgang 10 vor. Wegen der Hochpass-Schaltung
C3, R7 wird der Steuertransistor sofort durchgeschaltet, wodurch
die Spannung Uc, die dem Steuereingang 2 des Schalttransistors
T1 zugeführt
wird, vermindert wird. Dann wird entsprechend der Aufladung des
Kondensators C3 der Strom durch den Transistor T2 vermindert. Die
Spannung Uc steigt daher mit einer Verzögerung an im Vergleich zu dem
steilen Verlauf der rechteckförmigen
Schaltspannung 11.
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Zur
Zeit t1 ist die Spannung Uc ausreichend zum Durchschalten des Transistors
T1. Die am Stromeingang 1 anliegende Spannung Ud des Schalttransistors
T1 nimmt dann kontinuierlich nach der Zeit t1 ab, bis der Wert 0
zur Zeit t2 erreicht wird. Gleichzeitig steigt der Strom I1 durch
den Schalttransistor T1 an. Da der Strom I1 die Abfühlspannung
Us erzeugt, wird die dem Steuereingang 2 des Schalttransistors
T1 zugeführte
Spannung Uc in Bezug auf den rechteckförmigen Verlauf der Schaltspannung 11 geglättet, und
nach der Zeit t1 steigt die Spannung Uc nur langsam an.
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Zur
Zeit t2 schaltet der Steuertransistor T2 vollständig ab, wodurch ein weiterer
Anstieg der Spannung Uc auf einen Pegel, der der Amplitude der Schaltspannung 11 entspricht,
bewirkt wird. Der Strom I1 durch den Schalttransistor T1 steigt
daher kontinuierlich von der Zeit t1 bis t2 an, bei der der Schalttransistor
T1 vollständig
durchgeschaltet wird. Nach der Zeit t2 wird der Strom E1 durch den
Betrieb der DLP-Einheit und durch restliche, der Gleichspannung
U1 überlagerte
Schaltstörungen
moduliert.
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Die
resultierende Leistungsaufnahme P des Schalttransistors T1 hat daher
eine Sinusform, die von der Zeit t0 bis t1 null ist und erneut zur
Zeit t2 null erreicht. Somit wird die Leistungsaufnahme des Schalttransistors
T1 über
ein vergleichsweise großes Zeitintervall
t1 bis t2 verteilt, das etwa 15 Millisekunden beträgt. Die
Spitzenleistung in dem Schalttransistor 1 wird daher um
den Faktor 3 bis 4 im Vergleich zu einer Schaltung vermindert, die
dem Steuereingang 2 des Schalttransistors T1 eine rechteckförmige Schaltspannung
zuführt.
Daher wird die Wärmeverlust-Beanspruchung des
Schalttransistors 1 vermindert, wenn die Schaltspannung 11 durch
eine Steuerschaltung geformt wird, wie zuvor beschrieben wurde.
Daher kann ein kleinerer und preiswerterer Schalttransistor T1 verwendet
werden.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die zuvor anhand der Figuren
beschriebenen Ausführungsformen
beschränkt,
und für
den Fachmann werden verschiedene verfügbare Modifikationen möglich, ohne
vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen. Zum Beispiel kann die
Schaltungsanordnung mit der Treiberstufe in eine integrierte Schaltung
einbezogen werden, oder sie kann mit diskreten Schaltungselementen
ausgeführt
werden. Die Schaltungsanordnung ist insbesondere von Vorteil zum
Einschalten einer kapazitiven Last, jedoch sind auch andere Anwendungen
möglich.