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Hintergrund der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft im Wesentlichen Leistungssteuerungssysteme für Signalübertragungssysteme
und betrifft insbesondere Leistungsüberwachungssysteme für Funkwellensender
(Radio Frequency (RF) Transmitter).
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Die
US 5,724,003 offenbart ein
Verfahren zum Gewinnen eines gleichgerichteten Signals aus einem
ersten Wechselstromsignal. Das Verfahren weist den Schritt eines
Eingebens des ersten Wechselstromsignals in einen Verstärker mit
veränderlicher
Verstärkung
auf, um ein zweites Wechselstromsignal zu gewinnen. Das zweite Wechselstromsignal weist
eine im Wesentlichen konstante Spitzen-Spitzenspannung unabhängig von
einem Leistungspegel des ersten Wechselstromsignals auf. Das Verfahren weist
ferner den Schritt eines Gleichrichtens des zweiten Wechselspannungssignals
unter Verwendung eines Leistungserfassungsschaltkreises auf, um
das gleichgerichtete Signal zu gewinnen, wobei ein Gleichstrompegel
des gleichgerichteten Signals im Wesentlichen proportional zu dem
Leistungspegel des ersten Wechselstroms unabhängig von dem Leistungspegel
des ersten Wechselstroms ist. Das gleichgerichtete Signal kann dann
z. B. in einem Rückkopplungssteuerschaltkreis
verwendet werden, um den Betrag der Leistungsausgabe durch eine RF-Signalquelle
zu steuern.
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Herkömmliche
Sender für
drahtlose zellulare Telefonnetze erfordern im Allgemeinen eine genaue Steuerung
von übertragener
RF-Leistung. Bei drahtlosen zellularen Netzen ermöglicht eine
genaue Leistungssteuerung, dass die Größe der Zellen genau eingestellt
wird, um eine Abdeckung zu erhöhen. Eine
genaue Leistungssteuerung vermeidet ferner den Bedarf an einer übermäßigen thermischen
Dimensionierung der RF- Leistungsverstärker (PA), welche
benötigt
wird, wenn eine Unsicherheit über die
gegenwärtig übertragene
Leistung besteht. Wenn z. B. ein 50 W (47 dBm) Leistungsverstärker eine Übertragungsleistungsveränderlichkeit
von gerade +/– 1
dB aufweist, muss der PA derart dimensioniert werden, dass er sicher
(d. h., ohne Überhitzen)
63 W (48 dBm) überträgt. Eine
Leistungsmessung und -steuerung wird ferner in dem Empfangsabschnitt üblicherweise
bei Zwischenfrequenzen (IFs) verwendet. Bei bestimmten Anwendungen
ist es wünschenswert,
die Verstärkung
des empfangenen Signals derart zu messen und zu steuern, dass IF-Verstärker und
Analog-Digital-Wandler (ADCs) nicht übersteuert werden. Obwohl eine
Genauigkeit bei der Messung des empfangenen Signals (üblicherweise
als Empfangsfeldstärkeanzeige
(Received Signal Strength Indicator) oder RSSI bezeichnet) zum Maximieren
des Signal-Rausch-Verhältnisses
nützlich
ist, ist sie weniger wichtig als auf der Übertragungsseite, wobei das
Ziel ist, das empfangene Signal lediglich unter einem bestimmten
Grenzwert zu halten.
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RF-Leistung-Effektivwert(RMS)-Detektoren sind
geeignet eine RF-Leistung unabhängig
von einem Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis
des Signals oder einem Scheitelfaktor zu messen. Dies ist entscheidend,
wenn sich das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis eines
gemessenen Signals ändert, was
in drahtlosen zellularen Netzen aufgrund der sich fortwährend ändernden
Anzahl von Anrufen, welche von einer zellularen Basisstation geführt werden, üblich ist.
Die Änderung
des Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnisses resultiert sowohl
aus der Übertragung
mehrerer Träger
bei veränderlichen
Leistungspegeln als auch aus den Veränderungen einer Code-Domänen-Leistung in einem
einzelnen Code-Multiplex-Verfahren-Träger.
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Eine
RMS-Leistungserfassung wird daher benötigt, um eine übertragene
Leistung in einer drahtlosen Mehrträgerinfrastruktur zu messen
und zu steuern. Herkömmliche
Leistungsdetektoren, welche eine Diodenerfassung oder logarithmische
Verstärker
verwenden, messen eine Leistung nicht genau, wenn das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis des übertragenen
Signals nicht fest ist.
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Daher
gibt es einen Bedarf an einem System und einem Verfahren zum effizienten
und genauen Messen der Leistung in einer drahtlosen Mehrfachträgerinfrastruktur.
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Zusammenfassung
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Die
Erfindung stellt ein Effektivwert-zu-Gleichstromwandlersystem bereit.
Das System weist einen Verstärker
mit veränderlicher
Verstärkung
und mit einer Übertragungsfunktionswelligkeit,
welcher ein Eingangssignal empfängt
und ein Verstärkerausgangssignal
bereitstellt, einen Detektor, welcher das Verstärkerausgangssignal empfängt und
ein Detektorausgangssignal bereitstellt, einen Fehlerverstärker, welcher
das Detektorausgangssignal empfängt
und ein Fehlerverstärkerausgangssignal
mit einer Wechselstromkomponente bereitstellt, und einen Rückkopplungsschaltkreis,
welcher mit dem Fehlerverstärker
und dem Verstärker
mit veränderlicher
Verstärkung
gekoppelt ist, um ein Rückkopplungssignal
für den
Verstärker
mit veränderlicher
Verstärkung
bereitzustellen, welches eine Wechselstromkomponente bereitstellt,
um die Übertragungsfunktionswelligkeit
des Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandlersystems
gemäß bestimmter
Ausführungsformen
zu verringern, auf.
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In
weiteren Ausführungsformen
kann das System ferner einen Referenzeingang zum Empfangen eines
Referenzsignals aufweisen und das Referenzsignal kann selbst eine
Wechselstromkomponente aufweisen, wie z. B. eine Sinuswelle oder
weißes
Rauschen.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die
folgende Beschreibung kann ferner unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
nachvollzogen werden, in welchen:
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1 eine
schematische darstellende graphische Ansicht einer Übertragungsfunktionsausführung eines
logarithmischen Effektivwert-zu-Wechselstrom-Wandlers gemäß dem Stand
der Technik zeigt;
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2 eine
schematische darstellende Diagrammansicht eines Effektivwert-zu-Wechselstrom-Wandlersystems
gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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3 eine
schematische darstellende Diagrammansicht eines Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandlersystems
gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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4 eine
schematische darstellende Diagrammansicht eines Dämpfungsglieds
mit einem Gauss-Interpolator für
einen Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler zur Verwendung in einem
System gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung zeigt;
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5A und 5B schematische
darstellende graphische Ansichten von Signalen an zwei Stellen innerhalb
des in 3 gezeigten Schaltkreises zeigen;
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6 eine
schematische darstellende graphische Ansicht einer Übertragungsfunktionswelligkeit
eines Systems gemäß einer
Ausführungsform der
Erfindung für
ein Signal mit einem hohen Spitze-zu-Spitze-Mittelwertverhältnis zeigt;
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7A–7D schematische
darstellende graphische Ansichten von Signalen an vier Stellen innerhalb
des in 3 gezeigten Schaltkreises zeigen; und
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8 eine
schematische darstellende graphische Ansicht einer Übertragungsfunktion
eines Systems gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der Erfindung zeigt.
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Die
Zeichnungen sind nur für
darstellende Zwecke gezeigt.
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Detaillierte Beschreibung der dargestellten
Ausführungsformen
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Die
Erfindung stellt Systeme bereit, welche verwendet werden können, um
die Linearität
einer Übertragungsfunktion
eines Effektivwertdetektors zu verbessern (d. h., auf weniger als
+/– 0,3
dB über
einen Dynamikbereich von über
50 dB).
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Ein
Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler, wie z. B. der AD8362, welcher
von Analog Devices aus Norwood Massachusetts verkauft wird, kann
Effektivwertspannungen über
einen Bereich von über 60
dB über
einen Frequenzbereich, welcher von sehr niedrigen Frequenzen bis
zu näherungsweise
2,7 GHz reicht, messen. 1 zeigt die Übertragungsfunktion des AD8362
bei 2,2 GHz im Hinblick auf Ausgangsspannungen über eine Eingangssignalstärke in dBm
bezogen auf einen 50 Ω Widerstand.
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Wie
in 1 gezeigt, zeigt die Übertragungsfunktion eines logarithmischen
Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandlers in dB ein lineares Verhältnis zwischen
der Ausgabespannung (welche in Volt auf der Achse der linken Seite
skaliert ist) und dem in dB skalierten Eingangssignal, wie mit 12 gezeigt. 1 stellt
ferner die Abweichung dieser Übertragungsfunktion
von einer Ausgleichsgeraden (welche auf der Achse der rechten Seite
skaliert ist) dar, wie mit 10 gezeigt. Diese Linie weist
eine Steigung und einen Abschnitt auf, welche unter Verwendung einer
linearen Regression aus den gemessenen Daten berechnet werden können. Sobald
die Steigung und der Abschnitt der Linie berechnet sind, kann eine graphische
Fehlerdarstellung, welche in dB skaliert ist, aufgetragen werden.
Diese graphische Darstellung zeigt eine reproduzierbare Welligkeit.
Die Welligkeit kann Spitze-zu-Spitze 0,75 dB betragen. Diese Spitze-zu-Spitze-Welligkeit
führt zu
einer gleichmäßig großen Messungenauigkeit.
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Ein
System gemäß einer
Ausführungsform der
Erfindung kann einen Verstärker
mit veränderlicher
Verstärkung 14,
einen Niederbereichsdetektor 16 (wie z. B. einen Effektivwertdetektor)
und einen Fehlerverstärker 18 aufweisen.
Das System kann ferner einen Rückkopplungspfad 20 von
dem Ausgang des Fehlerverstärkers 18 zu
einem Verstärkungssteuereingang
des Verstärkers
mit veränderlicher Verstärkung 14 aufweisen.
Der Fehlerverstärker 18 empfängt eine
Referenzspannung (Vref) an dem positiven
Eingangsanschluss und die Ausgabe des Detektors über einen Widerstand (Rflt) an dem negativen Eingangsanschluss.
Der Fehlerverstärker
weist ferner einen Rückkopplungspfad
von seinem Ausgang zu dem positiven Eingang über eine Kapazität (Cflt) auf. Der Ausgangspfad des Systems weist
einen RC-Schaltkreis
mit einem Reihenwiderstand 19 und einer Kapazität nach Masse 21 wie
gezeigt auf. Während
eines Betriebs weist der Rückkopplungspfad 20 zu
dem Verstärker 14 eine
Wechselstromkomponente, wie z. B. Rauschen, auf. Es wurde herausge funden,
dass das Vorhandensein dieser Störung
die Welligkeit der Übertragungsfunktion
verbessert. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann ein Rauschsignal
an dem Referenzeingang zu dem Fehlerverstärker 18 eingeführt werden
oder kann auf dem Signal, welches von dem Detektor ausgegeben wird,
vorhanden sein. Bei weiteren Ausführungsformen kann das System
in einem Strommodus arbeiten, in welchem ein Stromsignal von dem
Detektor ausgegeben wird und mit einem Referenzstromsignal kombiniert
wird, um ein Ausgabestromsignal bereitzustellen.
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Eine
spezielle Ausführungsform
eines Schaltkreises gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung kann ein in 3 gezeigter
logarithmischer Effektivwert-zu-Gleichstrom-Schaltkreis sein. Der Schaltkreis
weist einen in dB linearen Verstärker
mit veränderlicher
Verstärkung
(VGA), welcher ein spannungsgesteuertes Dämpfungsglied 22 und
einen Verstärker
mit fester Verstärkung 24 aufweist,
einen Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler mit geringem Dynamikbereich 26 und
einen Fehlerverstärker 28 auf.
Das differenzielle Eingangssignal 30, 32 zu dem Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler
wird zu dem Eingang zu dem VGA geführt. Die Ausgabe des VGA wird
dem Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler mit niedrigem Bereich 26 zugeführt. Die
Ausgabe des Detektors wird mit einer Sollwertspannung verglichen,
was ein Fehlersignal erzeugt, welches zu dem Verstärkungssteuereingang
des VGA über
einen Verstärker 38 zurückgekoppelt
wird. Die Ausgabe des Detektors ist proportional zu der Effektivwertspannung
des VGA-Ausgabesignals (und ist nicht proportional zu dem Logarithmus
des Eingangssignals).
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Eine
feste Referenzspannung 40, welche auch als Zielspannung
bezeichnet wird, wird einem Verstärker 42 und einem
Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler mit niedrigem Dynamikbereich 44, welcher
identisch zu dem Wandler 26 ist, zugeführt. Die Ausgaben der zwei
Detektoren werden einem Fehlerverstärker/Generator 34 zugeführt, welcher das
Fehlersignal erzeugt. Die Verstärkungssteuerungsübertragungsfunktion
des VGA ist negativ, so dass eine ansteigende Spannung die Verstärkung verringert.
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Wenn
dem Schaltkreis bei 30, 32 ein kleines Eingangssignal
zugeführt
wird, wird die anfangs geringe Spannung von dem Signalpfaddetektor
klein sein, was ein abnehmendes Fehlersignal, welches den VGA ansteuert,
erzeugt. Dieses Fehlersignal erhöht
die VGA-Verstärkung
bis die Ausgabe des Signalpfaddetektors gleich der Ausgabe des Referenzdetektors
ist. Ebenso wird ein großes
Eingangssignal ein anwachsendes Fehlersignal erzeugen, welches die
Verstärkung
des VGA verringert, bis die Spannung von dem Signalpfaddetektor
gleich der des Referenzdetektors ist. Wenn das System ein Gleichgewicht
erreicht, regelt sich auf jeden Fall die Eingangsspannung zu dem
Detektor auf den gleichen Wert. Demzufolge braucht der Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler
mit niedrigem Bereich einen sehr kleinen Betriebsbereich, um den
Schaltkreis zu betreiben. Die Übertragungsfunktion
des VGA ist in dB linear, d. h., die Verstärkung in dB ist umgekehrt proportional
zu der Steuerspannung, welche in Volt skaliert ist. Bei der vorliegenden
Ausführungsform
beträgt
die Steigung der Verstärkungssteuerung
des VGA näherungsweise
50 mV/dB. Dies führt
zu einer Übertragungsfunktion
für den
gesamten Schaltkreis (d. h., das Verhältnis zwischen der Eingabe
zu dem VGA und der Ausgabe von dem Fehlerverstärker), welche logarithmisch
ist, so dass die Ausgangsspannung proportional zu dem Logarithmus
der Effektivwerteingangsspannung ist.
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Die
Quelle der Welligkeit, welche in der Anpassungskurve in 1 gezeigt
ist, ist ein Gauss-Interpolator, welcher die Knoten bestimmt, von
welchen das Signal von dem veränderlichen
Dämpfungsglied
genommen wird, um dann zu dem Verstärker mit fester Verstärkung zugeführt zu werden,
welcher die Ausgangsstufe des Verstärkers mit veränderlicher
Verstärkung
umfasst. Wie in 4 gezeigt, weist der Dämpfungsglied-
und Gauss-Interpolator-Schaltkreis für den Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler
der vorliegenden Ausführungsform mehrere
Abschnitte auf, welche mit dem Gauss-Interpolator 48 gekoppelt
sind, und deren erster Abschnitt mit einem differenziellen Eingangsanschluss bei 50, 52 (welche
mit den Eingangsanschlüssen 30, 32 der 3 gekoppelt
sind) und einem DECL-Anschluss 54 gekoppelt
ist. Jeder Abschnitt (Abschnitte a, b und c sind gezeigt) weist
eine Transkonduktanzstufe 56, ein Paar von Teiler-Widerständen 58, 60 und
ein Paar von Widerständen 62, 64 auf.
Der Schaltkreis stellt die spannungsgesteuerte Dämpfung innerhalb des Dämpfungsgliedes 22 bereit.
Obwohl das Vorhandensein des Gauss-Interpolators ein durchgängiges Verhältnis zwischen
Ausgangsspannung und Steuerspannung ergibt, weist das Verhältnis eine
periodische Welligkeit auf. Jeder Abschnitt (a, b und c sind gezeigt)
der Eingangsstufendämpfung
dämpft
das Eingangssignal um 6,33 dB. Das Eingangssignal wird von diesen
Abschnitten über
variable Transkonduktanzstufen abgegriffen. Der Gauss-Interpolator
bestimmt basierend auf dem Steuersignal, welches zu dem Steueranschluss
des variablen Dämpfungsglieds
zugeführt
wird, welche Transkonduktanzstufen aktiv sind, wodurch der Betrag
einer Dämpfung,
welche auf das Eingangssignal ausgeübt wird, bestimmt wird.
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Dämpfungspegel,
welche zwischen Abgreifpunkte fallen, erfordern, dass benachbarte
Transkonduktanzstufen gleichzeitig ak tiv sind, um einen gewichteten
Mittelwert dieser Abgreifpunkte herzustellen, gemäß derer
die Transkonduktanzzelle ferner zum Leiten eines Stroms geführt wird.
Die Art und Weise in welcher sich die Konduktanz von benachbarten
Stufen ändert,
um den Abgreifpunkt entlang der Dämpfung zu verschieben, ist
für die
in den Anpassungskurven beobachtete Welligkeit verantwortlich.
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Die
quadrierende Zelle in dem Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandler mit niedrigem
Bereich erzeugt eine Gleichstrom Komponente zusammen mit einer Komponente
mit doppelter Eingangsfrequenz. Dies folgt aus der trigonometrischen
Identität: cos2(ωt) = ½(1 + cos(2ωt))
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Wenn
dieses Signal eine einzelne Sinustonwelle ist, wird die Ausgabe
der quadrierenden Zelle eine Gleichstromkomponente und eine Sinustonwelle
mit doppelter Eingangsfrequenz sein. Der dominante Pol des Fehlerverstärkers/Integrators
wird die doppelte Frequenzkomponente herausfiltern, was nur die
Gleichstromkomponente zurücklässt. Wenn das
Eingangssignal eines Breitbandsignals, wie z. B. eines CDMA oder
Breitband-CDMA (WCDMA)
Signals, ist, erstreckt sich die Komponente, welche als Gleichstrom
erscheint, nun über
den Bereich vom Gleichstrom bis zur Hälfte der ursprünglichen
Signalbandbreite. Sobald die doppelte Frequenz herausgefiltert wurde,
enthält
daher die Ausgabe des Schaltkreises, welche dem VGA zurückgekoppelt
ist, immer noch eine erhebliche Wechselstromkomponente, welche wie
ein rauschähnliches
Signal erscheint, welches einem Gleichstrompegel überlagert
ist. Das herkömmliche
Verfahren ist, das Filtern in dem Fehlerverstärker zu einem derartigen Grad
zu erhöhen, dass
das Rauschen auf dem Signal an dem Ausgang des Fehlerverstärkers wesentlich
ver ringert wird. Dies führt
zu einer rauschfreien Ausgabe aus dem gesamten Schaltkreis.
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Wie
ferner in 3 gezeigt, kann die Übertragungsfunktionswelligkeit
in einem Schaltkreis entfernt werden, welcher das Basisbandrauschen
wie nachfolgend beschrieben verwendet. Das System der 3 kann
wahlweise einen Reihenwiderstand 70 in dem Ausgabepfad
und eine Kapazität 72 nach Masse
an der Ausgangsseite des Widerstandes 70 aufweisen. Die
Größe der externen
Filterkapazität 74 des
Integrators ist erheblich verringert, aber dennoch groß genug,
um eine gültige
Effektivwert-zu-Gleichstrom-Mittelung zu bewirken. Die externe Filterkapazität ist vorzugsweise
kleiner als näherungsweise 500
pF und kann in einer Ausführungsform
insbesondere 440 pF haben. Wenn ein Breitbandsignal als eine Eingabe
zu dem Schaltkreis zugeführt
wird, enthält
die Ausgabe des Fehlerverstärkers
ein erhebliches Rauschen, aber ist dennoch auf den richtigen Effektivwertausgabepegel
zentriert. Der Rauschpegel an der Ausgabe des Fehlerverstärkers wird
auf einen Pegel von mindestens 300 mVpp gesetzt, wobei 300 mV der
Abstand in dB zwischen benachbarten Abgriffen auf dem R-2R-Netz
des VGA mal der Verstärkungssteuerungssteilheit
des VGA (d. h., 50 mV/dB·6dB)
ist. Solange dieser Ausgaberauschpegel mindestens 300 mVpp beträgt, ist
sein aktueller Wert nicht kritisch.
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Das
leicht gefilterte Signal, welches von dem Verstärker 28 ausgegeben
wird (und welches mit 80 in 5A gezeigt
ist), wird zu dem VGA-Steuereingang zurückgekoppelt. Das Rauschen,
welches in diesem Signal enthalten ist, bewirkt, dass die Verstärkung des
VGA um einen Mittelpunkt schwankt. Die Verstärkungssteuerungssteilheit des
VGA beträgt
50 mV/dB. Demzufolge wird das Rauschen bewirken, dass die momentane
Verstär kung
des VGA sich um näherungsweise
6 dB ändert.
Dies neigt dazu, die Welligkeit der Übertragungsfunktion des VGA
auszugleichen, was wiederum die Übertragungsfunktion des
gesamten Schaltkreises ausgleicht. Der Abtaster des Gauss-Interpolators wird
daher über
näherungsweise
einen Abgriff des R-2R-Netzes vor- und zurückbewegt. Da die Verstärkungssteuerungsspannung
sich ständig über mindestens
einen Abgriff des Gauss-Interpolators bewegt, wird das Verhältnis zwischen
der Effektivwertsignalstärke
des VGA-Ausgangs und der VGA-Steuerspannung
unabhängig von
der Verstärkungssteuerwechselstromkomponente
des VGA. Das Signal, welches zu der quadrierenden Zelle zugeführt wird,
ist nun leicht AM-moduliert. Dies ändert jedoch nicht das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis des
Signals. Aufgrund der verringerten Filterkapazität enthält die Effektivwertspannung, welche
an dem Ausgang des Fehlerverstärkers
erscheint, nun ein erhebliches Spitzezu-Spitze-Rauschen. Obwohl
es entscheidend ist, dieses Signal zu dem VGA-Verstärkungsteuerungseingang
mit dem ganzen Rauschen zurückzuführen, kann
die Effektivwertspannung, welche zu dem externen Messknoten 76 geht,
unter Verwendung eines einfachen RC-Filter 70, 72 gefiltert
werden, um eine im Wesentlichen rauschfreie Effektivwertspannung,
wie mit 82 in 5B gezeigt, zu erzielen.
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6 zeigt
die resultierende Verringerung bei der Übertragungsfunktionswelligkeit
des in 3 gezeigten Effektivwert-zu-Gleichstrom-Wandlers
für ein
Signal mit hohem Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis (Einzelträger WCDMA,
Testmodell 16, 2,2 GHz). Die Spannung ist mit 90 bezeichnet
und ist auf der linksseitigen Achse skaliert und der Fehler ist
mit 92 bezeichnet und ist auf der rechtsseitigen Achse skaliert.
Das Spitze-zu-Spitze-Rauschen von 600 mV, welches zu dem VGA-Verstärkungssteueranschluss
zurückgeführt wird,
kann als un nötig
groß angesehen
werden, da nur ausreichend Rauschen benötigt wird, um die Verstärkungssteuerspannung über 6 dB
(einen Abgriff auf dem R-2R-Netz) zu bewegen. Wenn sich die Anrufbelastung
in einem CDMA-Frequenzspreizungssignal jedoch verringert, verringert
sich auch das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis des
Signals. Dies führt
dazu, dass weniger Rauschen an dem Detektorausgang auftritt. Demzufolge
wird das Spitze-zu-Spitze-Rauschen derart eingestellt, dass es mindestens
einen Abgriff auf dem R-2R-Netz umfasst.
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Wenn
eine Sinuswelle dem obigen veränderten
Schaltkreis zugeführt
wird, ergibt sich keine Verringerung bei der Übertragungsfunktionswelligkeit, da
kein Basisbandrauschen an dem Ausgang des Effektivwertdetektors
mit niedrigem Bereich erzeugt wird. Wenn die Sinuswelle der quadrierenden
Zelle zugeführt
wird, haben die Ausgabeprodukte die doppelte Frequenz und einen
Gleichspannungspegel. Da die Sinuswelle schmalbandig ist, treten
keine rauschähnlichen
Spannungen nahe dem Gleichstrom auf. Sobald die doppelte Frequenz
entfernt ist, ist keine Wechselstromkomponente vorhanden, um die
Verstärkungssteuerungseingabe
des VGA über einen
beliebigen Bereich zu bewegen.
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Bei
weiteren Ausführungsformen
der Erfindung kann ein Schaltkreis für bestimmte Anwendungen verwendet
werden, z. B., wenn das Eingabesignal ein Einzeltonsignal ist, welches
kein wesentliches Mehrfrequenzbasisbandrauschen erzeugt. Wiederum
Bezug nehmend auf 3 kann ein wahlweises Wechselstromsignal
bei bestimmten Ausführungsformen
verwendet werden. Das Wechselstromsignal wird benötigt, um
den VGA in Bewegung zu halten und wird am Knoten 84 durch
eine Reihenkapazität 85 bereitgestellt.
Das Wechselstromsignal wird zu der Referenzspannung 40 (welche
auch Zielspannung genannt wird) zuge führt. Dies erzeugt eine Störung an
dem Ausgang des Fehlerverstärkers,
welcher mit dem VGA-Verstärkungssteuerungseingang rückgekoppelt
ist. Das Signal, welches auf das VREF-Signal gekoppelt ist, kann entweder
Rauschen oder ein kohärentes
Signal, wie z. B. eine Sinuswelle, sein. Wenn ein Eingangssignal
in der Ausgestaltung einer Sinuswelle, (wie in 7A mit 100 gezeigt)
an dem Eingang 86 der 3 bereitgestellt
wird und das Wechselstromsignal (wie in 7B mit 102 gezeigt) an
einem Knoten 84 bereitgestellt wird und das Eingangssignal
zu dem Verstärker 28 leicht
gefiltert ist (wie in 7C mit 104 gezeigt),
dann wird die Systemausgabe am Knoten 76 welligkeitsfrei
sein (wie in 7D mit 106 gezeigt).
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8 zeigt
die Übertragungsfunktion
dieses Schaltkreises, wenn eine Sinuswelle als ein Eingangssignal
zugeführt
wird. Die Spannung ist mit 110 bezeichnet und an der linksseitigen
Achse skaliert und der Fehler ist mit 112 bezeichnet und
an der rechtsseitigen Achse skaliert. Die VTGT-Spannung, welche
nominal 1 Vdc beträgt,
weist nun eine auf ihr überlagerte
Sinuswelle mit 500 mVpp und 10 KHz auf. Eine Übertragungsfunktionswelligkeitsverringerung
wird erzielt, welche vergleichbar zu dem Fall des WCDMA-Signals
ist. Die Frequenz des Schwankungssignals ist nicht bedeutend. Sie
sollte hoch genug eingestellt sein, so dass das Ausgaberauschen einfach
herausgefiltert werden kann, wobei immer noch die gewünschte Impulsantwortzeit
erzielt wird.
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Dem
Fachmann wird verständlich
sein, dass zahlreiche Veränderungen
und Abweichungen an den zuvor offenbarten Ausführungsformen ausgeführt werden
können,
ohne von dem Umfang der Erfindung abzuweichen.