DE602004006468T2

DE602004006468T2 - Optisches Wellenlängenmonitorsystem

Info

Publication number: DE602004006468T2
Application number: DE602004006468T
Authority: DE
Inventors: Hongbin Marlboro Zhang; R. Brian Freehold Jander
Original assignee: Tyco Telecommunication US Inc
Current assignee: SubCom LLC
Priority date: 2003-06-25
Filing date: 2004-06-24
Publication date: 2008-01-17
Anticipated expiration: 2024-06-25
Also published as: EP1492255B1; JP2005017299A; US20040264981A1; EP1492255A2; CA2472408A1; EP1492255A3; DE602004006468D1

Description

Hintergrund der Erfindung
Aspekte der vorliegenden Erfindung betreffen optische Telekommunikationssysteme und insbesondere ein Wellenlängenüberwachungs- und Steuerungssystem und ein Verfahren zum Erreichen einer Performanceoptimierung eines optischen Übertragungssystems.
Wenn die verwendbare Übertragungsbandbreite eines Multiwellenlängen-, d. h. Multiterabit/s Wellenlängen gemultiplextes (WDM), Übertragungssystem gefüllt ist, muß der Verkehr umgeleitet werden auf ein anderes System oder das existierende System muß abgegraded werden, um höhere Datenübertragungsraten aufzunehmen.
Ein möglicher Abgradansatz involviert das Erhöhen der spektralen Effizienz (d. h. die Reduzierung des WDM-Kanalabstandes). In diesem Fall muß für Systeme mit sehr dichtem Kanalabstand, beispielsweise weniger als 35 GHz oder dergleichen, die Signalfrequenz vorsichtig bestimmt werden innerhalb eines kleinen Bereiches um ein fixiertes Frequenzraster, um Kanalübersprechen zwischen benachbarten Kanälen zu mildern. Das Frequenzsteuerungsraster kann ein absolutes Raster, d. h. basierend auf internationalen Telekommunikationsunion (ITU)-Standards, oder ein relatives Raster sein, bestimmt beispielsweise durch eine oder mehrere Schachtelfilter oder einzelne Kanalfilter.
Performancebasierte Frequenzeinstellungsalgorith men sind im allgemeinen nicht zufriedenstellend für die Positionierung von dicht beabstandeten Kanälen. Zur Zeit erhältliche 10 Gb/s Transponder-Systeme zweigen ab den optischen Line-Übertragungskanal von beispielsweise einer extern modulierten kontinuierlichen wellenverteilten Feedback(CW DFB)-Laserdiodenquelle. Um überzählige Kosten zu reduzieren, die verbunden sind mit Transponder-Schaltkreis-Packs, ist der Line-Übertrager/Transmitter des bekannten Systems derart designt worden, daß mehrere Codes das C-Band abdecken, wobei jeder Code einstellbar ist über 200 GHz. Jeder Transponder ist auswählbar zu einem gegebenen 50 GHz ITU-Kanal oder verwendet einen Bereitstellungs-Offset-Wert zu jedem Ort innerhalb des spezifischen 200 GHz-Abstimmbereiches.
Unähnlich zu bestimmten kommerziell erhältlichen Transpondern ist in diesem speziellen Setup eine Wellenlängenlogfrequenzsteuerungsmethode nicht in jeden Line-Transmitter designt. Während der Herstellung wird an Stelle dessen jeder Transmitterlaser kalibriert über seinen individuellen Tuning-Abstimmbereich und Betriebstemperaturbereich, dem Laser erlaubend, innerhalb von +/- 20 pm jeden gewünschten Betriebsspunkt bereitzustellen.
Um sich auf die Notwendigkeit einer Systemperformanceoptimierung während der Inbetriebnahme einzustellen und um sich einzustellen auf Langzeitalterungseffekte von landbasierendem Systemequipment und Unterwassersystemequipment (d. h. trocken und nasse Anlagen), ist ein Einstellungsalgorithmus, basierend auf Fernendkanal Q Performance zeitlich implementiert zu langsamem und periodischen Feintuning der Betriebs-DFB-Ladefrequenz. Dieser Einstellungsalgorithmusansatz, basierend auf aktueller Kanalperformance mit langsamem Frequenz-Dithering, reicht im wesentlichen, die Designnotwendigkeit für ein Wellenlängenlocking zu vermeiden.
Dieser Einstellungsalgorithmusansatz wurde etwas erfolgreich geprüft für das optimale Steuern einer Kanalfrequenz, solange der Kanalabstand größer ist als ungefähr 40 oder 50 GHz. Jedoch deckten praktische Experimente auf, daß dieser Ansatz sich negativ auswirken kann auf die gesamte Performance, wenn diesem erlaubt wird, bei engerem Kanalabstand zu operieren.
In einem Übertragungsexperiment, das durchgeführt wurde an einem Transatlantiksegment, wurde bestimmt, daß ein 1 dB-Performance-Verlust dann resultiert, wenn einer von zwei nahen Nachbar-25-GHz-Kanälen abgestimmt wurde in Richtung des anderen gemessenen Kanals um ungefähr 15 pm. In diesem Fall korrespondiert das Kanalfrequenz-Detuning (Verstimmen) zu ungefähr 7,5% des Kanalabstands.
Eine präzise Steuerung und relative Lokalisierung von Signalen zu jedem anderen zu erhalten und zum Rauschen, können Verweigerungsfilter erforderlich sein, wenn der Kanalabstand unter ungefähr 50 GHz erniedrigt wird. Tatsächlich ist für laufende Systeme, insbesondere solche, von denen erwartet wird, daß diese eine vollständige Kapazität bei ungefähr 33-GHz-Kanal-Abstand aufweisen, eine präzise Wellenlängenmessung und ein Steuerungssystem notwendig.
Solche Systeme sollten vorzugsweise WDM-Signale mit einer relativen oder absoluten hohen Genauigkeit messen und lokalisieren. Es wäre wünschenswert, ein System in den Händen zu halten, das einen Präzisionswellenlängenmonitor einsetzt und entweder eine Präzisionsreferenz- oder spezielle Terminalarchitektur notwendig macht, um ein Betriebsraster für die Kanalfre quenzen zu etablieren.
Eine optische Kanalmonitortechnologie für WDM- oder dichte WDM(DWDM)-Signale und Netzwerke sind käuflich erhältlich und können in verschiedene Gruppen klassifiziert werden. Diese beinhalten: 1) Optische High-End-Spektrum-Analyzer (OSAs), basierend auf Scanning-Filtern, wie beispielsweise abstimmbare Diffraktionsgitterfilter oder abstimmbare Fabry-Perot-Filter; 2) optische Kanal-Performance-Monitore, basierend auf optischen Wellenlängensplittern mit Dioden-Array; und 3) Präzisionswellenlängenmeter, basierend auf dem Michelson Interferometer. Es ist wünschenswert, einen Präzisionsaggregatkanalwellenlängenmonitor in den Händen zu halten.
US 4,856,899 offenbart einen optischen Frequenzanalyzer, verwendend einen Lokaloszillator, aufweisend einen optischen Frequenzsynthesizer oder einen abstimmbaren Laser.
Für aggregierte Return-to-Zero(RZ)- und gechirpte RZ(CRZ)-Eingangssignale ist es wünschenswert, eine hohe Differenzialgenauigkeit für lokalisierte Signale zu haben sowie eine vernünftigerweise hohe absolute Genauigkeit für die Positionsmessungsberichterstattung.
Darüber hinaus besteht ein Bedürfnis dahingehend, ein Equipment einzusetzen, das nicht eine periodische Rekalibrierung erfordert und im wesentlichen kontinuierlich über die Lebenszeit eines optischen Telekommunikationssystems betrieben werden kann. Aufgrund der gegebenen Performance-Beeinträchtigungen, die auftreten durch unsauber positionierte Kanalfrequenzen, sollten sowohl die Differenzialgenauigkeit als auch die absolute Genauigkeit geringer als +/- 3 pm sein, um weniger als einen 0,1 dB-Verlust zu erhalten bei Implementierung eines 25 GHz-Kanalabstandes. Die spezifizierte Wellenlängengenauigkeit sollte unempfindlich gegenüber der Umgebungstemperatur zwischen 10°C und 65°C, gegenüber dem Atmosphärendruck und der Luftfeuchtigkeit sein.
Aktuelle komerziele Produkte und Technologien erfüllen nicht leicht diese Anforderungen. Sowohl OSA-Techniken als auch optische Kanal-Performance-Monitore weisen eine nicht ausreichende differenzielle und absolute Genauigkeit auf. Beispielsweise weist Ando's neuestes OSA-Modell AQ6319 eine Wellenlängengenauigkeit von ungefähr 10 pm auf, während BaySpec's IntelliGuard^TM optischer Kanalmonitor eine Wellenlängengenauigkeit von 15 pm aufweist.
Im Falle eines Michelson-Interferometer-Wellenlängenmeters ist eine sub-pm absolute Genauigkeit möglich unter Verwendung eines 633 nm Helium-Neon-Referenzlasers und einer stringenten Steuerung des Refraktionsindexverhältnisses zwischen 633 nm und 1.550 nm. Jedoch variiert die Länge des Helium-Neon-Laserresonators und des Refraktionsindexverhältnisses mit der Temperatur. Daher scheint das ganze dahingehend, daß das Wellenlängenmeter für Laboratoriumsbedingungen eher geeignet ist als für die Langzeitfeldanwendung. Beispielsweise erfüllt Ando's AQ6141-Wellenlängenmeter seine statuierten Spezifikationen nur dann, wenn der Betrieb zwischen 10 °C und 30°C stattfindet. Dieser enge Bereich besteht häufig nicht, wenn nicht nie, im verwendeten System.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Demgemäß stellt ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung bereit ein System zum Detektieren einer Wellenlänge eines optischen Eingabesignals, wobei das System aufweist: einen lokalen Oszillator zum Bereitstellen eines optischen Lokaloszillatorsignals an ersten und zweiten Pfaden, eine Wellenlängenkalibrierungsvor richtung, die gekoppelt ist mit dem ersten Pfad zum Erzeugen von Echtzeittaktpulsen, korrespondierend mit einer Wellenlänge des lokalen Oszillatorsignals, einen optischen Signalkoppler zum Kombinieren des lokalen Oszillatorsignals am zweiten Pfad mit dem optischen Eingabesignal, um ein kombiniertes Signal bereitzustellen; und einen Detektionsschaltkreis zum Empfangen von wenigstens einem Teil des kombinierten Signals und Detektieren des optischen Eingabesignals unter Verwendung der Taktpulse für die Datenakquisition.
Vorzugsweise beinhaltet der Lokaloszillator einen in Echtzeit extern kalibrierten abstimmbaren Laser. Vorzugsweise streift der abstimmbare Laser im wesentlichen über den gesamten Wellenlängenbereich (C-Band) hinweg, wobei das Überlagerungssignal detektiert wird durch einen elektrischen Eng-Bandbreitenempfänger.
Bevorzugter zeigt die Detektion des Überlagerungssignales an, daß ein Eingabesignal innerhalb einer kleinen Region um den abstimmbaren Laser herum liegt.
Vorzugsweise kombiniert der zweite Abschnitt eine periodische Wellenlängenreferenz mit einer Wasserstoffcyanid(HCN)-Gas-Referenzzelle. Bevorzugter erzeugt die periodische Wellenlängenreferenz eine Sequenz an kalibrierten Wellenlängenzeitpulsen. Am meisten bevorzugt ist es, wenn jeder Puls zwischen ungefähr 0,4 pm und 50 pm Wellenlängeninkrementen korrespondiert.
Gemäß eines anderen Aspekts der vorliegenden Erfindung wird bereitgestellt ein Verfahren zum Detektieren einer Wellenlänge eines optischen Eingabesignals in einem optischen Kommunikationssystem, aufweisend: das Bereitstellen eines lokalen Oszillatorsignals an ersten und zweiten optischen Pfaden; das Koppeln eines lokalen Oszillatorsignals vom ersten Pfad in eine Wellenlängenkalibrierungsvorrichtung, gekoppelt zum Erzeugen von Echtzeittaktpulsen, korrespondierend mit einer Wellenlänge des lokalen Oszillatorsignals; das Koppeln des lokalen Oszillatorsignals vom zweiten Pfad in einen optischen Signalkoppler zum Kombinieren des lokalen Oszillatorsignals am zweiten Pfad mit dem optischen Eingabesignal, um ein kombiniertes optisches Signal bereitzustellen; und das Detektieren des optischen Eingabesignals vom kombinierten optischen Signal unter Verwendung der Taktpulse für die Datenakquisition.
Vorzugsweise korrespondieren die Taktkanten mit gleichmäßig beabstandeten optischen Frequenzintervallen, verwendet zur Trigger-Datenakquisition, in einem Detektionsschaltkreis. Darüber hinaus ist der Lokaloszillator gemischt in einem optischen 3 dB-Koppler mit einem zu messenden Aggregatkanalsignal. Am meisten bevorzugt ist es, wenn der Lokaloszillator bestimmt wird auf eine Frequenz dahingehend, daß die Überlagerungstöne zwischen dem Lokaloszillator und dem Eingangssignal innerhalb der Detektorbandbreite liegen, wobei das optische Spektrum des Eingabesignals übersetzt wird in eine ZF-Frequenz, die bestimmt wird durch die Überlagerungstöne. Am meisten bevorzugt ist es, wenn dort bereitgestellt wird ein symmetrischer/Gegentakt-Detektor, der gekoppelt ist mit dem optischen 3 dB-Koppler, um die Intensitätsmodulation des Eingabesignals zu canceln.
Am allermeisten bevorzugt ist es, wenn dort bereitgestellt wird ein Tiefpaßfilter, der gekoppelt ist zwischen dem 3 dB-Koppler und dem symmetrischen Detektor. Vorzugsweise reduziert der Polarisationsverwürfler DOP unter ungefähr 10% für eine 200 KHz-Bandbreite. Am bevorzugtesten ist es, wenn dort bereitgesellt wird ein A/D-Wandler, der gekoppelt ist mit dem Ausgang der periodischen Wellenlängenreferenz und dem symmetrischen Detektor.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Zu Zwecken der Illustrierung einzelner Aspekte der Erfindung werden die folgenden Zeichnungen dargestellt, wobei das ganze dahingehend zu verstehen ist, daß die hervorgehobenen Aspekte der Erfindung sich nicht auf die präzisen Anordnungen und gezeigten Instrumente beschränken, wobei:
1 ein Systemarchikturdiagramm einer Wellenlängenmonitorvorrichtung ist, basierend auf einer polarisations-diversifizierten heterodynen/Überlagerungsdetektion mit einem abstimmbaren Laser gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
die 2A–2D graphische Darstellungen eines optischen Spektrums an RZ-Signalen ohne Toninterferierung bei bestimmten Abständen gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind;
3 ein Grafikdiagramm einer Linien/Band-Breitenmessung des RZ-Signals mit einer elektrischen 125 MHz-Bandbreite ist;
4 ein Graph einer Differenzialgenauigkeit von RZ-Signalen ohne Interferenzton bei unterschiedlichen Abständen ist; und
5 ein Graph einer absoluten Genauigkeit an RZ-Signalen ohne Interferenzton bei unterschiedlichen Abständen ist.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Nunmehr bezugnehmend auf die Zeichnungen, wobei ähnliche Ziffern ähnliche Elemente aufweisen, wird dort bereitgestellt eine Systemarchitektur 10, wie in 1 dargestellt. Diese ist bevorzugt zusammengesetzt aus zwei Subsystemen: dem optischen Heterodyn-Setup, verwendend eine externe abstimmbare Kavitätslaserquelle (TLS) 16 als einen Lokaloszillator (LO), und das Sweepmeter^TM 14 zur Wellenlängenkalibrierung der LO; und einem Detektionssubsystem.
Die meisten abstimmbaren Laser scannen linear mit einer absoluten Wellenlängengenauigkeit von lediglich ungefähr 10 bis 50 pm. Bevorzugter ist es zum Erreichen einer relativ höheren Genauigkeit, ein durch Precision Photonics Sorp. für die Echtzeitwellenlängenkalibrierung entwickeltes Sweepmeter^TM zu verwenden.
Das Sweepmeter^TM arbeitet durch Kombinieren einer periodischen Wellenlängenreferenz mit einer Wasserstoffcyanid(HCN)-Gasreferenzzelle. Die periodische Wellenlängenreferenz erzeugt eine Sequenz eines Digitaltaktes, wobei ein Taktschlag korrespondiert mit ungefähr 0,4 pm Wellenlängeninkrementen. Der Taktschlag kann einen Bereich von ungefähr 0,4 pm bis ungefähr 50 pm umfassen. Das HCN-Absorptionsspektrum, welches unempfindlich ist gegenüber Umgebungstemperatur (lediglich besteht eine Temperaturabhängigkeit von ungefähr 0,01 pm/°C), Luftfeuchtigkeit und Luftdruck (nicht meßbar), weist eine absolute Genauigkeit von ungefähr 0,5 pm auf.
In 1 gezeigt, wird Licht von einer abstimmbaren Laserquelle (TLS) 16, das in das Sweepmeter^TM 14 via Pfad 18 eintritt, geteilt in zwei Pfade (nicht gezeigt). Ein erster optischer Pfad koppelt Licht in eine periodische Wellenlängenreferenz; ein zweiter optischer Pfad koppelt Licht in eine NIST-verfolgbare HCN-Gasreferenzzelle, beide enthalten innerhalb des Sweepmeters^TM.
Die periodische Wellenlängenreferenz erzeugt einen Echtzeittaktpuls 22. Die Taktpuls-22-Kanten korrespondieren mit gleichmäßig beabstandeten optischen Frequenzintervallen, die verwendet werden, um eine Daten akquisition im Detektionsschaltkreis zu triggern. Wenn die TLS 15 sweept, werden zwei Kalibrierungsnummern bereitgestellt aus dem Sweepmeter^TM 14: 1) die optische Frequenz, korrespondierend mit dem ersten Ausgangstakttrigger, und 2) die optische Frequenzschrittgröße zwischen den Taktausgängen. Die optische Frequenzachse der Messung kann daher aufgebaut sein mit einer Genauigkeit von < 1 pm rms, einer Auslösung bis zu 0,4 pm (50 MHz), und einer Scan-to-Scan-Wiederholbarkeit von < 0,2 pm rms. Durch Kalibrierung der TLS 16 mit der obigen Methode wird eine abstimmbare LO mit 0,4 pm optischen Frequenzschritten erzeugt. Wie oben diskutiert, können diese Schritte so viel betragen wie zwischen 0,4 pm und 50 pm.
Wie in 1 gezeigt, wird die TLS gemischt über den Pfad 20 in einem typischen optischen 3 dB-Koppler 24 mit einem Aggregatkanalsignal mit einem zu messenden Aggregatkanalsignal. Wird die TLS (LO) abgestimmt auf eine Frequenz, so daß die heterodynen Überlagerungstöne zwischen der TLS (LO) und dem Eingangssignal 26 innerhalb der Detektorbandbreite (detektiert durch LPF 28) liegt, wird das optische Spektrum des Eingangssignals 26 übersetzt in eine ZF-Frequenz, bestimmt durch den heterodynen Überlagerungston.
Zusätzlich zum heterodynen ZF-Überlagerungston fallen ebenso die Intensitätsmodulation des Eingangssignals 26 und das Schrotrauschen ebenso in die ZF-Bandbreite, und wird behandelt als Intensitätsrauschen.
In einer bevorzugten Ausführungsform eines Aspekts der Erfindung wird eine optimale Performance erreicht durch Verwendung eines symmetrischen Detektors 30, um die Intensitätsmodulation des Eingangssignals 26 zu canceln. In diesem Fall ist das dominante Rauschen das Schrotrauschen vom Lokaloszillator (LO). Durch weiteres Reduzieren der Detektorbandbreite kann das SNR ebenso verbessert werden. Jedoch kann die kleinste elektrische Bandbreite limitiert sein um die Hälfte des optischen Frequenzschrittes, so daß das Überlagerungssignal in wenigstens einem Datenakquisitionstakt vorhanden ist.
Um die Polarisationsempfindlichkeit der Technik zu minimieren, wird ein Schama zur Depolarisierung der TLS (LO) 16 unter Verwendung eines Polariationsverwürflers 32 vorzugsweise verwendet. Dieser Verwürfler 32 ist in der Lage, DOP unterhalb von 10% für eine 200 KHz-Bandbreite zu reduzieren, welches gerade adäquat ist zum Entfernen der unerwünschten Effekte, die verbunden sind mit dem Polarisations-Mismatching zwischen der TLS 16 und dem zufällig polarisierten Aggregatkanaltestsignal.
Nunmehr zu den 2A–2D kommend, bei denen das gemessene optische Spektrum eines modulierten RZ-Signals unter Verwendung der heterodynen Detektionsvorrichtung und -verfahrens von 1 gezeigt wird. Jedes optische Spektrum repräsentiert einen unterschiedlichen Zustand. Beispielsweise stellt 2A dar ein RZ-Signal, das moduliert ist mit 2^31 PRBS bei einer 11 Gb/s-Rate und ein Träger/Seitenbandverhältnis von ungefähr 7 dB aufweist. Die verbleibenden optischen Spektren repräsentieren drei zusätzliche Zustände zum Testen einer Wellenlängengenauigkeit durch Aufweisen von benachbarten CW-Tönen bei drei unterschiedlichen Abständen vom RZ-Signal. 2B zeigt einen CW-Ton, der lokalisiert ist bei ungefähr 37,83 GHz, 2C zeigt einen LW-Ton, der lokalisiert ist bei ungefähr 14,02 GHz und 2D zeigt einen CW-Ton, der lokalisiert ist bei ungefähr 1,11 GHz, sämtliche Töne entsprechend bezüglich der Zentrumsfrequenz des RZ-Signals. In allen drei Zuständen ist klar aus den gemessenen optischen Spektren zu erkennen, daß das RZ-Signal wiederherstellbar ist, ungeachtet der CW-Töne und deren bekannter Effekte der Benachbarung des RZ-Signals.
Ein passendes Tiefpaßfilter 28 (25–50 MHz) kann verwendet werden. Alternativ dazu kann jemand einen neuen Fokus O/E-Konverter mit einer elektrischen DC-125 MHz-Bandbreite verwenden. Während dieses nicht-optimale LPF die Wellenlängenmessungsauflösung reduziert, ist der Interferenzton nach wie vor spektral aufgelöst, erscheinend bei einer 1,11 GHz-Distanz vom RZ-Träger in 2(D).
3 zeigt eine Vergrößerung der Region um den RZ-Signalträger. Dieses illustriert den Linienbreitenverbreiterungseffekt aufgrund der ungenügenden Auflösungsbandbreite. Die gemessene Linienbreite könnte länger sein, wenn eine 50 MHz-Detektorbandbreite verwendet wird. Die Zentrumsfrequenz des RZ-Signals könnte jedoch nach wie vor bestimmt werden durch die symmetrische Linienform der gemessenen Daten.
Die differenzielle Genaugkeit ist definiert als der Fehler beim Messen der optischen Frequenzdifferenz zwischen zwei Signalen. Da die optische Frequenzdifferenz zwischen dem Träger und den RF-Seitenbanden eines RZ-Signals der RF-Taktfrequenz gleicht, involviert ein üblicher Ansatz zum Messen differenziellen Genauigkeit das Messen des Trägers zur Seitenbandfrequenzdifferenz. 4 beispielsweise zeigt die gemessene differenzielle Genauigkeit, die erhalten wird durch Evaluieren des gleichen RZ-Signals wie in 3 in Anwesenheit eines CW-interferierenden Kanals.
4 zeigt die gemessene differenzielle Genauigkeit, die erhalten wird durch Vergleichen der gemessenen optischen Frequenzdifferenz zwischen den RF-Seitenbanden und dem Träger mit der RF-Taktfrequenz. In diesem speziellen Beispiel beträgt die Taktfrequenz ungefähr 11 GHz. Wie aus den Daten ersichtlich ist, beträgt die differenzielle Genauigkeit ungefähr 0,1 GHz, wenn der interferierende CW-Ton nicht anwesend oder weit genug weg vom RZ-Signal ist (Fall A und B in 4).
Wenn der CW-Ton sich zu dicht an die linke Seitenbande des RZ-Signals bewegt, steigt die differenzielle Genauigkeit auf 0,2 GHz (Fall C in 4). Schließlich, im Fall D, beträgt die Distanz zwischen dem CW-Ton und dem RZ-Träger ungefähr 1 GHz. In diesem Fall verschlechtert sich die differenzielle Genauigkeit weiterhin auf 0,3 GHz. Die Verschlechterung der differenziellen Genauigkeit durch einen dichten Interferenz-Kanal wird verursacht durch die größere als benötigte Detektorbandbreite. Durch Optimieren der Detektorbandbreite auf 50 MHz wird erwartet, daß eine gleichförmige differenzielle Genauigkeit erreicht wird in Anwesenheit jedes interferierenden Tons.
Um die absolute Genauigkeit der hier beschriebenen heterodynen/Überlagerungsdetektionsmethode abzuschätzen, wird die gemessene Wellenlänge eines Testtons verglichen mit der aus einem Burleigh WA-7600-Wellenlängenmeter erhaltenen. Das Burleigh WA-7600-Wellenlängenmeter weist eine spezifische absolute 0,3 pm- und differenzielle Genauigkeit auf und eine +/- 0,2 ppm Wiederholbarkeit, wobei angenommen wird, daß dieses gut kalibriert ist. Das Burleigh WA-7600 weist ähnliche Spezifikationen mit anderen käuflich erwerblichen Wellenlängenmetern auf. In jedem Fall, korrespondierend mit den experimentellen Bedingungen der 2A bis 2C, würde man wiederholt 20 mal die Zentrumswellenlänge des RZ-Signals unter Verwendung einer Technik messen.
5 zeigt einen Vergleich der Durchschnitts werte von 20 Messungen für jeden Fall [korrespondierend mit den 2(A) bis 2(C)]. Die heterodyne Detektionsmethode ist im wesentlichen unempfindlich zum Nachbarstörkanal, während Burleigh-Wellenlängenmeter extrem empfindlich ist. Dieses Ergebnis kann erklärt werden aufgrund der Tatsache, daß die Burleigh-interferometrische Technik nicht in der Lage ist, Töne aufzulösen, die dichter als 30 pm beabstandet sind.
Daher ist die absolute Burleigh-Genauigkeit durch die Anwesenheit von nahen Interferenztönen mit Kompromissen behaftet. Eine akkurate Abschätzung der absoluten Genauigkeit des Burleighs kann erhalten werden lediglich durch Vergleich der Durchschnittswerte für Fall A und Fall B [korrespondierend mit den 2(A) bis s], wenn Töne nicht dichter als ungefähr 37 GHz liegen. In diesen zwei Fällen erfüllt das Burleigh-Wellenlängenmeter seine Designspezifikation von 0,3 pm absoluter Genauigkeit.
In 5 beträgt die Differenz zwischen dem Durchschnittswert, der erhalten wird mit der heterodynen Detektionsmethode und dem Burleigh-Wellenlängenmeter (bei Vergleich lediglich der Fälle A und B) ungefähr 0,7 pm. Die absolute 0,3 pm-Genauigkeit des Burleigh-Meters selbst berücksichtigend, beträgt die absolute Genauigkeit der heterodynen Detektion ungefähr 1 pm im Durchschnitt.
Neben den Vorteilen der bestimmten Aspekte der vorliegenden Erfindung stellt ein Wellenlängenmonitorschema, basierend auf einer heterodynen Detektion mit einem extern kalibrierten echtzeitabstimmbaren Laser, bereit ein genaueres Monitoring optischer Signale, insbesondere in den Fällen, in denen der Kanalabstand kleiner als ungefähr 35 GHz ist. Das Verfahren und die Vorrichtung kombinieren die hohe Wellenlängenauflö sungscharakteristika, die bereitgestellt werden durch die heterodyne Detektion, mit der hohen Wellenlängengenauigkeit, die bereitgestellt wird durch einen kalibrierten zeitabstimmbaren Laser (unter Verwendung einer HCN-Gasreferenzzelle).
Aspekte der vorliegenden Erfindung stellen bereit eine Wellenlängenauflösung (unter der Annahme einer LPF von ungefähr 50 MHz), die im wesentlichen vorteilhafter ist als die meisten käuflich erhältlichen Wellenlängenmeter (3 GHz), bei Erreichen einer absoluten Genauigkeit von 1 pm. Ein anderer wichtiger Vorteil resultiert aus der Unempfindlichkeit der Technik gegenüber Umgebungsfaktoren, Testkanalpolarisation und Spektralinhalten. Diese Technik kann nützlich sein für die Entwicklung von Frequenzsteuerungsapparaten, die benötigt werden für zukünftige Upgrades in Fernstrecken-Unterwasser-Kommunikationsnetzwerken.
Obwohl die Erfindung hier beschrieben worden ist unter Bezugnahme auf spezielle Ausführungsformen, ist das ganze dahingehend zu verstehen, daß diese Ausführungsformen im wesentlichen die Prinzipien und Anwendungen der vorliegenden Erfindung beschreiben. Das ganze ist daher dahingehend zu verstehen, daß verschiedene Modifikationen zu den dargestellten Ausführungsformen durchgeführt werden können und das andere Anordnungen daraus abgeleitet werden können, ohne den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung, wie in den angehängten Ansprüchen definiert, zu verlassen.

Claims

System zum Detektieren einer Wellenlänge eines optischen Eingabesignals, wobei das System aufweist: einen lokalen Oszillator (16) zum Bereitstellen eines optischen Lokaloszillatorsignals an ersten (18) und zweiten (20) Pfaden, eine Wellenlängenkalibrierungsvorrichtung (14), die gekoppelt ist mit dem ersten Pfad (18) zum Erzeugen von Echtzeittaktpulsen (22), korrespondierend mit einer Wellenlänge des lokalen Oszillatorsignals, einen optischen Signalkoppler (24) zum Kombinieren des lokalen Oszillatorsignals am zweiten Pfad (20) mit dem optischen Eingabesignal, um ein kombiniertes Signal bereitzustellen; und einen Detektionsschaltkreis (30) zum Empfangen von wenigstens einem Teil des kombinierten Signals und Detektieren des optischen Eingabesignals unter Verwendung der Taktpulse für die Datenakquisition.
System nach Anspruch 1, wobei die Wellenlängenkalibrierungsvorrichtung das lokale Oszillatorsignal kombiniert mit einer Wasserstoffcyanid(HCN)-Gasreferenzzelle.
System nach Anspruch 1, wobei Kanten der Taktpulse (22) korrespondieren mit Wellenlängeninkrementen des lokalen Oszillatorsignals zwischen ungefähr 0,4 pm und 50 pm.
Verfahren zum Detektieren einer Wellenlänge eines optischen Eingabesignals in einem optischen Kommunikationssystem, aufweisend: das Bereitstellen eines lokalen Oszillatorsignals an ersten und zweiten optischen Pfaden (18, 20); das Koppeln des lokalen Oszillatorsignals vom ersten Pfad (18) in eine Wellenlängenkalibrierungsvorrichtung (14), gekoppelt zum Erzeugen von Echtzeittaktpulsen (22), korrespondierend mit einer Wellenlänge des lokalen Oszillatorsignals; das Koppeln des lokalen Oszillatorsignals vom zweiten Pfad (20) in einen optischen Signalkoppler (24) zum Kombinieren des lokalen Oszillatorsignals am zweiten Pfad mit dem optischen Eingabesignal, um ein kombiniertes optisches Signal bereitzustellen; und das Detektieren des optischen Eingabesignals vom kombinierten optischen Signal unter Verwendung der Taktpulse für die Datenakquisition.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei das Verfahren weiterhin aufweist das Depolarisieren des lokalen Oszillatorsignals am zweiten Pfad (20) vor dem Kopplungsschritt.
System nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend einen symmetrischen/Gegentakt-Detektor (30), der gekoppelt ist mit einer Ausgabe des Kopplers, um eine Intensitätsmodulation des Eingabesignals zu canceln.
System nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend einen Tiefpaßfilter, der gekoppelt ist zwischen dem Koppler und dem Detektionsschaltkreis.
System nach Anspruch 1, weiterhin aufweisend einen Polarisationsverwürfler, der gekoppelt ist mit dem zweiten Pfad zwischen dem lokalen Oszillator und dem Koppler zum Depolarisieren des lokalen Oszillatorsignals.