DE60124832T2

DE60124832T2 - Bürstenloser Motor

Info

Publication number: DE60124832T2
Application number: DE60124832T
Authority: DE
Inventors: c/o Seiko Instruments Inc. Toshiaki Chiba-shi Kawashima
Original assignee: BOC Edwards Japan Ltd
Current assignee: Edwards Japan Ltd
Priority date: 2000-09-18
Filing date: 2001-09-18
Publication date: 2007-05-31
Anticipated expiration: 2021-09-19
Also published as: EP1705792A1; JP4249916B2; EP1705792B1; KR20020022040A; US6759827B2; DE60124832D1; DE60134062D1; EP1189335A2; EP1189335A3; EP1189335B1; KR100712673B1; JP2002176793A; US20020047683A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen bürstenlosen Motor.
Für gewöhnlich wird der Startvorgang eines bürstenlosen Motors wie folgt ausgeführt.
Es gibt einen bürstenlosen Motor mit einem Rotor mit einem Permanentmagneten mit zwei Polen und drei Motorphasenwicklungen zum Erzeugen eines Magnetfeldes um den Rotor, um diesen zu drehen.
In einem solchen bürstenlosen Motor gibt es eine Struktur, in der als Steuerschaltung des sensorlosen bürstenlosen Motors, die nicht mit einem Sensor zum Detektieren von Positionen von Magnetpolen bereitgestellt ist, Strom zum Antreiben des Motors zu zwei Motorwicklungen von drei Motorwicklungen fließen gelassen wird, um dadurch einen Rotor zu drehen, durch Drehen des Rotors Positionen von Magnetpolen des Rotors aus der induzierten elektromotorischen Kraft, die in einer übrigen der Motorwicklungen erzeugt wird, detektiert werden, und auf der Basis der Positionen der Magnetpole der Strom der Motorwicklung der Reihe nach umgeschalten wird.
Es folgt eine Erklärung eines Beispiels der zuvor beschriebenen herkömmlichen Steuerschaltung für einen bürstenlosen Motor unter Bezugnahme auf 8 und 9.
8 ist eine Konzeptansicht, die einen bürstenlosen Motor mit einem Dreiphasen-Allwellensystem zeigt. Ein Rotar 150 ist mit einem Permanentmagneten mit zwei Polen bereitgestellt. Motorwicklung der U-Phase, V-Phase und W-Phase 151U, 151V und 151W sind um den Rotor angeordnet. Strom wird fließen gelassen, um zwei der Motorwicklungen zu erregen und der Rotor 150 wird durch die Anziehungskraft der Magnetkraft gedreht. Die erregten der Motorwicklungen 151U, 151V und 151W werden der Reihe nach in Überein stimmung mit den Positionen der Magnetpole des Rotors 150 umgeschalten, um dadurch die Drehung des Rotors 150 fortzusetzen. Die Positionen der Magnetpole werden durch Detektieren der Spannung, die in einer übrigen der Motorwicklungen induziert wird, die nicht erregt wird, detektiert.
Wie durch 9 dargestellt ist, gibt es sechs Arten von Antriebsspannungsvektoren die an die Motorwicklungen 151U, 151V und 151W des bürstenlosen Motors des Dreiphasen-Allwellensystems ausgegeben werden.
Der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der U-Phase zu der Motorwicklung der V-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 1 definiert, der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der U-Phase zu der Motorwicklung der W-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 2 definiert, der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der V-Phase zu der Motorwicklung der W-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 3 definiert, der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der V-Phase zu der Motorwicklung der U-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 4 definiert, der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der W-Phase zu der Motorwicklung der U-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 5 definiert, der Antriebsspannungsvektor ist, wenn Strom von der Motorwicklung der W-Phase zu der Motorwicklung der V-Phase fließt, als Antriebsspannungsvektor 6 definiert, und in der Folge werden die Antriebsspannungsvektoren voneinander durch die Bezugszeichen unterschieden.
Die Bezugszeichen der Antriebsspannungsvektoren sind durch eingekreiste Zahlen in 9 angegeben.
Ferner ist Strom, der von der Motorwicklung der V-Phase zu der Motorwicklung der W-Phase fließt, als Strom in V → W Richtung und dergleichen angegeben.
Die Steuerschaltung des Motors erzeugt einen Impuls pro Drehung des Rotors 150 synchron mit der Drehung des Rotors 150 aus den detektierten Positionen der Magnetpole. Der Impuls wird in eine PLL-(Phase Lock Loop)Schaltung, nicht dargestellt, eingegeben, und die PLL-Schaltung erzeugt sechs Impulse, die jeweils eine Periode haben, die das Sechsfache der Drehung des Rotors 150 ist. Synchron mit den sechs Impulsen werden die zuvor beschriebenen sechs Antriebsspannungsvektoren der Reihe nach geschalten, um dadurch die Drehung des Rotors 150 fortzusetzen. Das heißt, die Positionen der Magnetpole des Rotors 150 werden aus der Spannung der Motorwicklung detektiert, die eine nicht leitende Phase darstellen, und die Spannungsvektoren, die an die Motorwicklungen 151U, 151V und 151W ausgegeben werden, werden umgeschalten, während eine Rückkopplung durch die detektieren Werte stattfindet.
Übrigens sind zum Verriegeln (Betreiben) der PLL-Schaltung mindestens etwa 20 Hertz für eine Frequenz eines Eingangssignals erforderlich. Das heißt, wenn der Rotor 150 nicht etwa 20 Mal pro Sekunde gedreht wird, kann die PLL-Schaltung nicht betrieben werden.
Für gewöhnlich werden die entsprechenden Antriebsspannungsvektoren durch einen offenen Regelkreis geschalten, bis der Motor gestartet wird und eine Drehzahl des Rotors 150 auf eine Drehzahl erhöht wird, die die PLL-Schaltung verriegeln kann, Das heißt, die Spannungsvektoren, die an die Motorwicklungen 151U, 151V und 151W angelegt werden, werden zunächst der Reihe nach bei einer geringen Geschwindigkeit nahe dem Gleichstrom geschalten, ohne überhaupt einen Rückkopplungsvorgang auszuführen, die Schaltgeschwindigkeit wird allmählich beschleunigt und der Rotor wird angezogen und zum Folgen gebracht, und dadurch wird der Rotor auf die Drehzahl beschleunigt, die die PLL-Schaltung verriegeln kann.
Als Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors zum Umschalten der Antriebsspannungsvektoren durch Erzeugen von Impulsen synchron mit einem vielfachen Wert einer Drehzahl eines Rotors unter Verwendung einer PLL-Schaltung auf derartige Weise, gibt es die Erfindung der Japanischen Patent-Auslegeschrift Nr. 47285/1996. Gemäß der Erfindung werden Positionen von Magnetpolen durch Hall-Sensoren detektiert und Antriebsspannungsvektoren werden durch eine Rückkopplungssteuerung gesteuert.
Drei Hall-Sensoren sind um Magnetpole eines Rotors in Winkelabständen von 120° angeordnet, und wenn der Rotor bei geringer Drehzahl gedreht wird, wodurch eine PLL-Schaltung beim Starten eines Motors nicht verriegelt werden kann, werden Antriebsspannungsvektoren durch detektierte Signale von den drei Hall-Sensoren gesteuert, und wenn eine Drehzahl des Rotors eine Drehzahl erreicht, die die PLL-Schaltung verriegeln kann, erzeugt die PLL-Schaltung vervielfachte synchronisierte Impulse, die jeweils eine Periode aufweisen, die das Dreifache der Drehzahl des Rotors ist, von den detektieren Signalen eines der Hall-Sensoren, und die Antriebsspannungsvektoren werden durch die vervielfachten synchronisierten Impulse umgeschalten.
Ferner ist die Technologie auch durch Detektieren der elektromotorischen Zählerspannung, die an den Motorwicklungen erzeugt und durch Drehung des Rotors produziert wird, ohne Verwendung der Hall-Sensoren anwendbar. Das heißt, die Technologie ist bei einer Motorantriebsschaltung anwendbar, die eine PLL-Schaltung ohne Hall-Sensoren verwendet.
Ein herkömmlicher bürstenloser Motor wird von einer Steuerschaltung gesteuert, die wie folgt arbeitet.
Die Steuerschaltung des sensorlosen bürstenlosen Motors steuert Ströme, die in Motorwicklungen fließen, durch eine Rückkopplungssteuerung, während Positionen von Magnetpolen eines Rotors detektiert werden. Die Positionen der Magnetpole des Rotors werden von einer detektierenden Spannung detektiert, die in den Motorwicklungen durch Drehen des Rotors erzeugt wird, das heißt, eine induzierte elektromotorische Kraft. Zum Beispiel wird im Falle eines bürstenlosen Dreiphasenmotors Spannung an die zwei Motorwicklungen angelegt und Spannung, die in der übrigen nicht leitenden Phase induziert wird, wird detektiert. Ferner werden auf der Basis der Positionen der Magnetpole, die durch die Spannung detektiert werden, die zwei Motorwicklungen, an die Spannung angelegt wird, bestimmt, und an diese wird Spannung angelegt. Bei dieser Gelegenheit wird die induzierte elektromotorische Kraft der Motorwicklung, die die nicht leitende Phase darstellt, detektiert, und die Positionen der Magnetpole werden dadurch detektiert. Der Motor wird durch kontinuierliches Ausführen des Prozesses angetrieben.
20 zeigt Diagramme, die Zeitpunkte des Detektierens der Positionen der Magnetpole der Steuerschaltung in dem herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motor zeigen. Wellenformen 201a, 201b und 201c sind Wellenformdiagramme einer Spannung, die in einer bestimmten Motorwicklung induziert wird. Wie später erwähnt, zeigt 20(a) einen Fall, in dem eine Phase eines drehenden Feldes, das durch Strom der Motorwicklung erzeugt wird, weiter vorgerückt ist als eine Drehphase des Rotors, 20(b) zeigt einen Fall, in dem die Phasen von beiden miteinander übereinstimmen, und 20(c) einen Fall, in dem die Phase eines drehenden Feldes stärker verzögert ist als die Phase des Rotors.
Die Positionen der Magnetpole werden durch Abtasten von Schnittpunkten 203a, 203b und 203c imaginärer neutraler Punktpotenziale 202a, 202b und 203c und den Wellenformen 201a, 201b und 203c detektiert.
Die Steuerschaltung ist mit einem Antriebsmodus zur Ausgabe einer Spannung an die Motorwicklung und einem Abtastmodus ohne Ausgabe einer Spannung an diese bereitgestellt. Wie durch 20 dargestellt, wird während einer Zeitperiode von 2/3 einer Drehperiode des Rotors, Spannung an die Motorwicklung im Antriebsmodus ausgegeben, und während einer übrigen Zeitperiode von 1/3 der Periode wird im Abtastmodus keine Spannung ausgegeben. Dadurch wird verhindert, dass die Wellenformen 201a, 201b und 201c beim Detektieren der Positionen der Magnetpole mit Rauschen überlagert werden.
Die Schnittpunkte 203a, 203b und 203c werden in der Zeitperiode des Abtastmodus detektiert.
20(a) zeigt den Fall, in dem die Phase des drehenden Feldes weiter vorgerückt als die Drehphase des Rotors und eine Fläche, die von der Wellenform 201a und dem imaginären neutralen Potenzial 202a an der linken Seite des Schnittpunkts 201a umgeben ist, wird kleiner als eine Fläche, die von der Wellenform 201a und dem imaginären neutralen Potenzial 202a an der rechten Seite des Schnittpunkts 201a umgeben ist. 20(b) zeigt den Fall, in dem die Phasen von beiden miteinander übereinstimmen, und die zuvor beschriebenen linken und rechten Flächen gleich werden. 20(c) zeigt den Fall, in dem die Phase des drehenden Feldes hinter der Phase des Rotors nacheilt und die Fläche an der linken Seite des Schnittspunkts 203c größer wird als die Fläche an der rechten Seite.
Die herkömmliche Steuerschaltung steuert die Spannung, die an die Motorwicklung ausgegeben wird, durch eine Rückkopplungssteuerung, so dass die Flächen an der linken Seite und der rechten Seite des Schnittspunkts immer gleich zueinander werden, wie bei dem Schnittpunkt 203b.
Wenn der herkömmliche sensorlose bürstenlose Motor bei einer Vakuumpumpe einer Turbomolekularpumpe oder dergleichen angewendet wird, stellt sich ferner das folgende Problem.
Es gibt einen Fall, dass ein Motorabschnitt einer Turbomolekularpumpe durch einen bürstenlosen Gleichstrommotor gebildet ist, der aus einer Rotorwelle mit einem Permanentmagneten und mehreren Stücken von Elektromagneten gebildet ist, die um den Permanentmagneten in vorbestimmten Intervallen angeordnet sind.
Wenn jedoch gemäß dem herkömmlichen Startverfahren die Geschwindigkeit des Umschaltens der Spannungsvektoren der Motorwicklungen 151U, 151V und 151W rasch erhöht wird oder die Last des Rotors 150 rasch geändert wird, gibt es einen Fall, in dem der Rotor 150 dem Magnetfeld nicht folgen kann, das durch die Motorwicklungen 151U, 151V und 151W erzeugt wird, und phasenverschoben wird und nicht starten kann. Wenn ferner die Geschwindigkeit des Umschaltens der Spannungsvektoren allmählich in einer langen Zeitperiode erhöht wird, ist eine lange Zeitperiode erforderlich, damit der Rotor 150 eine Drehzahl erreicht, die imstande ist, die PLL-Schaltung zu verriegeln. Wenn ferner eine Unterbrechung oder dergleichen verursacht wird, und ein Neustart erforderlich ist, bevor der Rotor 150 die Drehzahl erreicht, die imstande ist, die PLL-Schaltung zu verriegeln, nachdem der Motor gestartet wurde, muss der Rotor 150 einmal durch Gleichstrombremsung gestoppt werden, da die Positionen der Magnetpole nicht von der Steuerschaltung des herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors detektiert werden können, und danach muss der Rotor 150 neugestartet werden. Insbesondere ist im Falle einer Turbomolekularpumpe etwa eine Minute zur Beschleunigung der Drehzahl des Rotors 150 notwendig, um etwa 20 Umdrehungen pro Sekunde zu erreichen, so dass die PLL-Schaltung verriegelt werden kann, und daher ist der Zeitverlust durch die zuvor beschriebene Ursache enorm.
Gemäß der Steuerschaltung des herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors müssen übrigens die Schnittpunkte 203a, 203b und 203c zum Beispiel in den Abtastmodus gebracht werden, wenn eine Schwankung einer Last in dem Rotor verursacht wird, und die Schnittpunkte 203a, 203b und 203c weichen vom Abtastmodus ab, und es gibt einen Fall, in dem die Positionen der Magnetpole gestört sind, und ein phasenverschobener Zustand herbeigeführt wird. Ferner gibt es einen Fall, in dem ein Rauschen über die Spannung der Motorwicklungen beim Detektieren des Magnetpols des Rotors überlagert wird und die Positionen der Magnetpole nicht exakt detektiert werden können.
Da ferner in dem Fall, in dem der Rotor des bürstenlosen Motors axial von einem Magnetlager gestützt wird, zum Beispiel, wenn der Rotor einer Gleichstrombremsung beim Starten unterzogen wird, um dadurch die Magnetpole in vorbestimmte Positionen zu stellen, keine Reibung in dem Magnetlager vorhanden ist, entsteht das Problem, dass der Rotor, zentriert auf der vorbestimmten Position zu vibrieren beginnt, und die Vibration nicht rasch abgeschwächt wird. Ferner wird das Magnetfeld langsam durch eine offene Schleife gedreht, bis die Drehzahl der Rotorwelle eine Drehfrequenz erreicht, die die PLL-Schaltung verriegeln kann (Drehzahl des Rotors pro Zeiteinheit, etwa 20 [Hz] in diesem Fall), und daher braucht das Starten Zeit, und ferner, wenn die Drehzahl der Rotorwelle signifikant im eingeschwungenen Betrieb geändert wird, gibt es einen Fall, in dem die Positionen der Magnetpole nicht detektiert werden können und eine Phasenverschiebung herbeigeführt wird.
Die Japanische Patentschrift Nr. 11-146685 offenbart eine Steuerung für einen bürstenlosen Gleichstrommotor. Ein Inverter wird zum Antreiben des Motors verwendet und eine Positionsdetektionsschaltung ist für eine Rückkopplung zu einer Haupt-CPU bereitgestellt.
Die Europäische Patentveröffentlichung Nr. 1020987 offenbart die Detektion der Position eines Rotors unter Verwendung einer Spannung, die in Statorspulen induziert wird. Die Positionsinformationen werden zur Steuerung des Motors verwendet. Insbesondere offenbart sie einen bürstenlosen Motor, umfassend:
einen Rotor mit Magnetpolen;
Mehrphasenmotorwicklungen zum Drehen des Rotors;
ein Stromzuleitungsmittel zum Zuleiten von Strömen zu den Mehrphasenmotorwicklungen;
ein Drehmittel zum Drehen des Rotors, indem ein Strom zu der Antriebswicklung fließen gelassen wird;
ein Spannungserfassungsmittel zum Erfassen einer Spannung, die in der Basiswicklung induziert wird;
ein Magnetpolpositionserfassungsmittel zum Erfassen der Magnetpolpositionen der Magnetpole aus der Spannung, die von dem Spannungserfassungsmittel erfasst wird; und
ein Stromumschaltmittel zum derartigen Umschalten des Stroms, dass eine Richtung eines Magnetfeldes durch die Antriebswicklung gemäß der Magnetpolposition geändert wird, die von dem Magnetpolpositionserfassungsmittel erfasst wird.
Die Japanische Patentschrift Nr. 11-313471 offenbart einen bürstenlosen Gleichstrommotor, der in einer Turbomolekularpumpe verwendet wird.
Es ist eine erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuerschaltung eines Motors bereitzustellen, die die Positionen der Magnetpole des Rotors 150 ohne Verwendung von Sensoren detektiert, selbst bei einer niederen Drehzahl von 20 Umdrehungen pro Sekunde oder weniger, die für gewöhnlich durch eine offene Schleife betrieben wurde, und das Umschalten von Spannungsvektoren, die an die Motorwicklungen angelegt werden durch eine Rückkopplungsteuerung unter Verwendung des detektierten Wertes steuert.
Es ist eine zweite Aufgabe der Erfindung, eine Steuervorrichtung eines sensorlosen bürstenlosen Motors zur richtigen Steuerung des Stroms der Motorwicklungen bereitzustellen, indem Positionen der Magnetpole eines Rotors selbst dann exakt detektiert werden, wenn die Drehzahl des Rotors durch eine Änderung der Last oder dergleichen signifikant geändert wird, oder Rauschen auf die Spannung der Motorwicklungen überlagert wird.
Es ist eine dritte Aufgabe der Erfindung, eine Steuerschaltung für einen sensorlosen bürstenlosen Motor, ein Gerät mit sensorlosem, bürstenlosen Motor und eine Vakuumpumpenvorrichtung, die den Motor verwendet, bereitzustellen, die imstande ist, ein Umschalten eines Magnetfeldes durch eine Rückkopplungssteuerung durch Detektieren von Magnetpolen eines Rotors selbst bei einer niederen Drehzahl von 20 Umdrehungen pro Sekunde oder weniger zu steuern, und imstande ist, eine Rückkopplungsteuerung durch exaktes Detektieren von Positionen der Magnetpole auszuführen, selbst wenn die Drehzahl des Rotors signifikant geändert wird, oder Rauschen auf die Spannung der Motorwicklungen überlagert wird.
Ein Aspekt der Erfindung ist in Anspruch 1 definiert (erste Struktur).
Gemäß der ersten Struktur werden die Positionen der Magnetpole durch Detektieren der Spannung erfasst, die in der zweiten Motorwicklung induziert wird, in der kein Strom zum Drehen des Rotors fließen gelassen wird, und daher kann das Magnetfeld, das auf den Rotor wirkt, durch eine Rückkopplungssteuerung gesteuert werden, ohne Sensoren zum Detektieren der Positionen der Magnetpole zu verwenden.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist in Anspruch 2 definiert (zweite Struktur).
Gemäß der zweiten Struktur werden die Positionen der Magnetpole durch Überwachen der Spannungen der Motorwicklungen erfasst, die Antriebsspannungsvektoren ausgeben. Wenn die Antriebsspannungsvektoren passend gewählt werden, kann der Spannungsabfall durch die Induktanzen, die in den Motorwicklungen auftreten, zwischen den zwei Motorwicklungen ausgeglichen werden. Indem die Differenz dazwischen ermittelt wird, kann der Spannungsabfall behoben werden und die Positionen der Magnetpole können aus einem Signal von diesen ermittelt werden. Ferner können die Antriebsspannungsvektoren durch eine Rückkopplungssteuerung von den Positionen der Magnetpole gesteuert werden.
Eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 3 definiert (dritte Struktur).
Durch Schwächen des Rauschens durch Integrieren der Spannung des Spannungserfassungsmittels oder der Spannungsdifferenz durch das Spannungsdifferenzerfassungsmittel in der dritten Struktur durch die Integratoren, können Signale, die in dem Rauschen eingebettet sind, detektiert werden. Ferner ist das Gleichstromsperrfilter in Serie mit einer Eingangsseite des Integrators angeschlossen, um eine Gleichstromkomponente eines Signals zu sperren, das in den Integrator eingegeben wird, und zu verhindern, dass die Gleichstromkomponente des Signals, die dem Integrator eingegeben wird, integriert wird.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 4 definiert (vierte Struktur).
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 5 definiert (fünfte Struktur).
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 6 definiert (sechste Struktur).
Dadurch kann ein Fehler einer detektierten Position der Welle des Magnetlagers verringert werden und das Auftreten eines anomalen Tons oder einer Vibration von dem Magnetlager kann verhindert werden.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 7 definiert (siebente Struktur).
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung ist in Anspruch 8 definiert (achte Struktur).
Es werden nun Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung nur anhand eines Beispiels und unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, von welchen:
1 ein Blockdiagramm ist, das eine Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
2 ein Wellenformdiagramm einer Steuerschaltung des bürstenlosen Motors gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung ist.
3 ein Blockdiagramm ist, das eine Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
4 ein Wellenformdiagramm der Steuerschaltung des bürstenlosen Motors gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung ist.
5 ein Blockdiagramm ist, das eine Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
6 ein Wellenformdiagramm der Steuerschaltung des bürstenlosen Motors gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung ist.
7 eine Tabelle ist, die ein Verhältnis zwischen einer Phasendifferenz Y, Antriebsspannungsvektoren und einem Ausmaß einer Phasenverzögerung D zeigt.
8 ein Diagramm ist, das eine Struktur eines bürstenlosen Motors zeigt.
9 ein Diagramm ist, das Antriebsspannungsvektoren zeigt.
10 ein Diagramm ist, das Widerstandswerte und Induktanzen von Motorwicklungen und Widerstandswerten von Verbindungskabeln zeigt.
11 ist Blockdiagramm ist, das eine Steuerschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt.
12 ein Wellenformdiagramm ist, das Wellenformen des Stroms und der Spannung von Motorwicklungen, ein Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v, ein ROT-Signal und so weiter zeigt, wenn ein Rotor unter Verwendung der Schaltung gedreht wird.
13 ein Blockdiagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform zeigt.
14 ein Blockdiagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform zeigt.
15 ein Blockdiagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einer siebenten Ausführungsform zeigt.
16 ein Blockdiagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einer achten Ausführungsform zeigt.
17 ein Vektordiagramm ist, das ein Verhältnis der Motorspannung und dergleichen der achten Ausführungsform zeigt.
18 ein Vektordiagramm ist, das ein Verhältnis unter Vektoren zeigt, die durch Integrieren entsprechender Vektoren von 17 erhalten werden.
19 ein Diagram ist, das eine Verschiebung eines ROT-Signals zeigt, wenn ein Rotor frei läuft und wenn dem Rotor ein Antriebsstrom gemäß der achten Ausführungsform zugeführt wird.
20 ein Diagramm ist, das Zeitpunkte des Detektierens von Positionen von Magnetpolen eines Rotors eines herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors zeigt.
21 ein Diagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einer neunten Ausführungsform zeigt.
22 ein Diagramm ist, das ein Verhältnis zwischen Betriebsmoden der Steuerschaltung gemäß der Ausführungsform und einer Drehfrequenz eines Rotors zeigt.
23 ein Diagramm ist, das ein Verhältnis zwischen Nummer von Antriebsspannungsvektoren, Richtungen des Stroms, der in Motorwicklungen fließt, und Transistoren, die auf EIN gestellt sind, zeigt.
24A eine Ansicht ist, die einen Fall zeigt, in dem der Rotor durch ein Magnetfeld beschleunigt wird, und 24B eine Ansicht ist, die einen Fall zeigt, in dem der Rotor durch ein Magnetfeld verlangsamt wird.
25 ein Diagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einem modifizierten Beispiel der neunten Ausführungsform zeigt.
26A ein Diagramm ist, das eine Gleichstromkomponente zeigt, die von einem Differenzialverstärker 8 ausgegeben wird, 26B ein Diagramm ist, das die Gleichstromkomponente zeigt, die von einem Gleichstromsperrfilter 2 ausgegeben wird, wenn ein Ausgang von einem Vervielfacher 10 auf Null gestellt ist, und 26C ein Diagramm ist, das die Gleichstromkomponente zeigt, die von dem Gleichstromsperrfilter 2 ausgegeben wird, wenn ein vorbestimmtes Signal von dem Vervielfacher 10 ausgegeben wird.
27 ein Diagramm ist, das Änderungen einer Gleichstromkomponente eines Signals eines Differenzialverstärkers, eines Magnetfluss-Vorhersagesignals und eines Stroms der W-Phase zeigt, wenn ein Modus von einem 2-Phasen-Verlangsamungsmodus auf einen 3-Phasenbeschleunigungsmodus über eine Pausenzeitperiode umgeschalten wird.
28 ein Diagramm ist, das Änderungen des Differenzialverstärkers, des Magnetfluss-Vorhersagesignals und des Stroms der W-Phase zeigt, wenn ein schwacher Strom zu einer Motorwicklung 7 beim Umschalten des Modus von einem 2-Phasenmodus in einen 3-Phasenmodus geleitet wird.
29A ein Diagramm ist, das eine Frequenzcharakteristik zeigt, wenn eine Sperrfrequenz auf f1 und f2 durch ein Hochpassfilter mit einer variablen Sperrfrequenz gestellt ist, 29B ein Diagramm ist, das eine Frequenzcharakteristik eines Integrators zeigt, und 29C ein Diagramm ist, das eine Frequenzcharakteristik einer Schaltung kombiniert mit einem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator zeigt.
30 ein Diagramm ist, das eine Struktur einer Steuerschaltung gemäß einem modifizierten Beispiel 3 der neunten Ausführungsform zeigt.
31 eine Ansicht ist, die ein Beispiel einer Schnittansicht einer Turbomolekularpumpe zeigt.
32 eine schematische Ansicht ist, die einen Schnitt eines Motorabschnitts zeigt.
33 eine Ansicht ist, die ein Beispiel einer Struktur eines Motors vom Außenrotortyp zeigt.
(Erste Ausführungsform)
Es folgt eine Erklärung einer ersten Ausführungsform einer Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf 1 und 2. 1 ist ein Diagramm, das eine prinzipielle Struktur einer Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt.
Eine Steuerschaltung 141 gemäß der Ausführungsform ist mit einem Motor 105, der einen Rotor 112 mit einem Permanent magneten aus zwei Polen und Motorwicklungen 107U, 107V und 107W in Sternverbindung zum Drehen des Rotors 112 umfasst, einer Motorantriebssteuerschaltung 15 zum Zuleiten von Strom zu den Motorwicklungen 107U, 107V und 107W, einem Mikrocomputer 130 zum Steuern der Motorantriebssteuerschaltung und Widerständen 108U, 108V und 108W in Sternverbindung, die jeweils gleiche Widerstandswerte aufweisen, bereitgestellt.
Obwohl in 1 die entsprechenden Motorwicklungen 107U, 107V und 107W und der Rotor 112 der Einfachheit wegen separat dargestellt sind, sind die Motorwicklungen 7 eigentlich an dem äußeren Umfangsabschnitt des Rotors 112 angeordnet.
Die Motorantriebsschaltung 115 ist mit einer Gleichstromenergiequelle 116 und sechs Transistoren 121a, 121b, 121c, 121d, 121e und 121f bereitgestellt, die eine Dreiphasenbrücke bilden. Basen der entsprechenden Transistoren 121a, 121b, 121c, 121d, 121e und 121f sind jeweils an den Mikrocomputer 130 angeschlossen. Die entsprechenden Transistoren 121a, 121b, 121c, 121d, 121e und 121f werden durch Gate-Antriebsimpulse von dem Mikrocomputer 130 EIN/AUS geschalten und leiten einen vorbestimmten Strom zu den Motorwicklungen 107U, 107V und 107W.
Die Motorantriebsschaltung 115 leitet einen vorbestimmten Strom zu den Motorwicklungen 107U, 107V und 107W, während sie vom Mikrocomputer 130 gesteuert wird.
Die Widerstände 108U, 108V und 108W sind jeweils an die Motorwicklungen 107U, 107V und 107W angeschlossen. Wie durch 1 dargestellt, sind die Widerstände 108U, 108V und 108W und die Motorwicklungen 107U, 107V und 107W in symmetrischen Formen verdrahtet und ein Potenzial eines neutralen Punkts 110 der Widerstände 108U, 108V und 108W ist gleich jenem eines neutralen Punkts 109 der Motorwicklungen 7.
Die Steuerschaltung 141 ist des Weiteren mit einem Differenzialverstärker 103, einem Gleichstromsperrfilter 102, einem Integrator 101 und einem Komparator 104 bereitgestellt.
Der Differenzialverstärker 103 ist an den neutralen Punkt der Widerstände 108U, 108V und 108W angeschlossen, und der Widerstand 108U gibt eine Potenzialdifferenz über beide Enden des Widerstands 108U aus, das heißt, eine Spannung, die beim Widerstand 108U auftritt. In diesem Fall sind die Potenziale des neutralen Punkts 109 und des neutralen Punkts 110 dieselben, und ferner wird, wie später beschrieben wird, fließt kein Strom zum Antreiben des Rotors 112 zu der Motorwicklung 107U und daher wird die Spannung, die vom Differenzialverstärker 103 ausgegeben wird, gleich der Spannung, die in der Motorwicklung 107U durch Drehen des Rotors 112 induziert wird. In der Folge wird das Potenzial des V-Phase mit dem neutralen Punkt 109 als Referenz mit Vu – n bezeichnet. Das Suffix u bezeichnet eine U-Phasen-Anschlussklemme und das Suffix n bezeichnet den neutralen Punkt 109.
Gemäß der Ausführungsform wird der Rotor 112 durch abwechselndes Ausgeben der Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 gedreht. Das heißt, Strom fließt abwechselnd zu den Motorwicklungen 107V und 107W in die V → W Richtung und W → V Richtung und die Motorwicklung 107U wird eine nicht leitende Phase. Wenn der Rotor 112 gedreht wird, wird an der Motorwicklung 107U eine induzierte elektromotorische Kraft durch Drehen des Rotors 112 erzeugt. Die Spannung zieht eine Sinuskurve gemäß der Drehung des Rotors 112 und es gibt ein entsprechendes Verhältnis zwischen der Phase der Sinuskurve und einer Position des Magnetpols des Rotors 112. Ferner sind, wie zuvor erwähnt, die Spannung, die an der Motorwicklung 107U erzeugt wird, und die Spannung, die an dem Widerstand 108U erzeugt wird, dieselben, und daher wird die Spannung, die an dem Widerstand 108U erzeugt wird, von dem Differenzialverstärker 103 detektiert und durch richtige Verarbeitung des Signals kann die Position des Rotors 112 detektiert werden.
Obwohl die Spannung, die an der Motorwicklung 107U erzeugt wird, durch Anschließen einer Minus-Anschlussklemme des Differenzialverstärkers 103 nicht an den neutralen Punkt 110, sondern direkt an den neutralen Punkt 109 des Motors 105, detektiert werden kann, kann angesichts der Struktur des Motors, die Anschlussklemme des Differenzialverstärkers 103 nicht an den neutralen Punkt 109 angeschlossen werden, und daher wird ein Verfahren zum Detektieren der induzierten elektromotorischen Kraft indirekt durch den Widerstand 108 angewandt.
Das Gleichstromsperrfilter 107 sperrt eine Gleichstromkomponente der induzierten elektromotorischen Kraft, die in der Motorwicklung 107U von dem Differenzialverstärker 103 induziert wird. Der Grund ist, dass, wenn die Gleichstromkomponente in dem Ausgang des Differenzialverstärkers 193 enthalten ist, der Integrator 101 die Gleichstromkomponente integriert und daher die Gleichstromkomponente zuvor durch das Gleichstromsperrfilter 102 entfernt wird. Das Gleichstromsperrfilter 102 kann auch unter Verwendung eines Hochpassfilters ausgeführt werden.
Der Integrator 101 integriert den Ausgang des Differenzialverstärkers 103, von dem die Gleichstromkomponente entfernt wurde, und entfernt elektrisches Rauschen, das auf den Ausgang des Differenzialverstärkers 103 überlagert ist. Wenn der Motor betrieben wird, werden verschiedene elektrische Geräusche erzeugt. Das Signal, das vom Differenzialverstärker 103 bereitgestellt wird, ist von den Geräuschen überlagert und das Signal kann als solches nicht verwendet werden. Wenn das Signal, das in den Geräuschen eingebettet ist, von dem Integrator 101 integriert wird, werden die Geräusche gemittelt, und nur das Signal, das in den Geräuschen eingebettet ist, kann bereitgestellt werden.
Der Grund ist, dass die Geräusche, die dem Signal überlagert sind, zufällig durch im Wesentlichen gleiche Raten, positiv und negativ in Bezug auf das Signal, erzeugt werden und daher die Geräusche gemittelt werden und einander aufheben, wenn das Signal integriert wird.
Das Signal, das vom Integrator 101 ausgegeben wird, wird als Magnetfluss-Vorhersagesignal bezeichnet. Der Grund ist, dass, wenn die Spannung, die an der Motorwicklung erzeugt wird, integriert wird, ein verbindender Magnetfluss der Motorwicklung 107U hervorgerufen wird.
Die Eingangsklemmen des Komparators 104 sind an den Integrator 101 und die Erde angeschlossen, und seine Ausgangsklemme ist an den Mikrocomputer 130 angeschlossen. Der Komparator 104 gibt ein Binärwertsignal aus (ein Signal in Übereinstimmung mit zwei Arten von Hoch- und Niederspannungen, und ein Signal mit Hochspannung wird als Hi bezeichnet, und ein Signal mit Niederspannung wird als Lo bezeichnet).
Der Komparator 104 vergleicht das Magnetfluss-Vorhersagesignal und den Erdpegel, gibt Hi aus, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal größer als der Erdpegel ist, und gibt Lo aus, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal kleiner als der Erdpegel ist. Der Ausgang des Komparators 104 wird als ROT-Signal ("Rotationsimpuls"-Signal) bezeichnet. Auf diese Weise erzeugt der Komparator 104 ein Impulssignal synchron mit dem Rotor 112.
Der Mikrocomputer 130 empfängt das ROT-Signal vom Komparator 104, schaltet die Transistoren 121c, 121d, 121e und 121f der Motorantriebsschaltung 115 synchron mit dem ROT-Signal um und gibt vorbestimmte Antriebsspannungsvektoren an die Motorwicklungen 107V und 107W aus. Wenn das ROT-Signal Lo ist, werden die Transistoren 121f und 121c auf EIN gestellt und der Antriebsspannungsvektor 3 wird ausgegeben, und wenn das ROT-Signal Hi ist, werden die Transistoren 121e und 121d auf EIN gestellt und der Antriebsspannungsvektor 6 wird ausgegeben.
Die Steuerschaltung 141 des bürstenlosen Motors gemäß der Ausführungsform dreht den Rotor 112 durch abwechselndes Ausgeben der Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 an die Motorwicklungen 107V und 107W der Motorwicklungen 107U, 107V und 107W. Ferner werden durch Drehen des Rotors 112, von der Spannung, die in der Motorwicklung 107U induziert ist, die Positionen der Magnetpole des Rotors 112 detektiert, und die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 werden durch eine Rückkopplungssteuerung nach einem detektierten Ergebnis zum Umschalten gesteuert.
2 zeigt ein Verhältnis zwischen dem Strom Iu, Iv und Iw, der in den Motorwicklungen 107U, 107V und 107W fließt, dem Ausgang Vu – n des Differenzialverstärkers 103, dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n, das vom Integrator 101 ausgegeben wird, dem ROT-Signal, das vom Komparator 104 ausgegeben wird, und den Antriebsspannungsvektoren 3 und 6.
Es folgt eine Erklärung eines Betriebs der Steuerschaltung 141 des bürstenlosen Motors unter Bezugnahme auf die Wellenformdiagramme von 2.
Beim Starten des Motors werden abwechselnd der Antriebsspannungsvektor 3, das heißt, der Fall, in dem der Strom in die V → W Richtung fließt, und der Antriebsspannungsvektor 6, das heißt, der Fall, in dem der Strom in die W → V Richtung fließt, bei einer Frequenz nahe dem Gleichstrom wiederholt, und die Magnetpole des Rotors 112 werden von einem Magnetfeld, das von der Motorwicklung 107V und der Motorwicklung 107W erzeugt wird, angezogen und folgen diesem. Wenn der Rotor 112 etwa eine Umdrehung pro Sekunde gedreht wird, kann die Spannung, die in der Motorwicklung 107U induziert wird, detektiert werden.
In einer Zeitperiode der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors 3 fließt Strom in die V → W Richtung, während einer Zeitperiode der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors 6 fließt Strom in die W → V Richtung, es fließt kein Strom in der Motorwicklung 107U und daher sind die Wellenformen des Stroms Iu, Iv und Iw jeweils wie in 2 dargestellt. Iu ist 0.
Wenn die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 abwechselnd ausgegeben werden und der Rotor 112 gedreht wird, wird die induzierte elektromotorische Kraft Vu – n, wie in 2 dargestellt, in der Motorwicklung 107U erzeugt. Wie zuvor erwähnt, wird die Spannung zur Sinuskurve synchron mit der Drehung des Rotors 112. Die Spannung wird von dem Differenzialverstärker 103 detektiert, der an beide Enden des Widerstands 108U angeschlossen ist.
Vu – n, die von dem Differenzialverstärker 103 ausgegeben wird, wird von der Gleichstromkomponente durch das Gleichstromsperrfilter 102 befreit und in den Integrator 101 eingegeben.
Anschließend wird Vu – n durch den Integrator 101 integriert und zu dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n umgewandelt. Durch Integrieren des Signals werden Geräusche, die Vu – n überlagert sind, entfernt, und das Signal, das in den Geräuschen eingebettet ist, kann detektiert werden.
Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n wird durch Integrieren von Vu – n gebildet und daher eilt seine Phase um 90° nach, wie in 2 dargestellt ist.
Der Komparator 104 vergleicht den Erdpegel und das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n und erzeugt das ROT-Signal. Wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n gleich oder größer als der Erdpegel ist, wird das Lo-Signal ausgegeben, und wenn das Signal gleich oder kleiner als der Erdpegel ist, wird das Hi-Signal ausgegeben. Das ROT-Signal wird durch eine Wellenform gebildet, die in 2 dargestellt ist. Das ROT-Signal ist mit der Drehung des Rotors 112 synchronisiert und wiederholt abwechselnd Hi und Lo bei jeder halben Umdrehung des Rotors 112.
Anschließend empfängt der Mikrocomputer 130 das Signal von dem Komparator und schaltet vorbestimmte Transistoren der Motorantriebsschaltung 115 auf der Basis des Signals um.
Der Mikrocomputer 130 stellt die Transistoren 121f und 121c der Motorantriebsschaltung 115 auf EIN, wenn das ROT-Signal Lo ist, und schaltet die Transistoren 121e und 121d auf EIN, wenn das ROT-Signal Hi ist.
Die Motorantriebsschaltung 115 gibt den Antriebsspannungsvektor 3 an den Motor 105 in der Zeitperiode aus, in der die Transistoren 121f und 121c auf EIN sind, und gibt den Antriebsspannungsvektor 6 an den Motor 105 in der Zeitperiode aus, in der die Transistoren 121e und 121d auf EIN sind.
Ferner werden die Ströme, die in den Motorwicklungen 107V und 107W durch die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 fließen, durch eine PWM-(Impulsbreitenmodulations-)Steuerung durch den Mikrocomputer 130 gesteuert.
Die anderen Antriebsspannungsvektoren 1, 2, 4 und 5 werden nicht ausgegeben.
Wie zuvor erwähnt, wird gemäß der Ausführungsform der Rotor 112 durch abwechselnde Ausgabe der Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 angetrieben und die Positionen der Magnetpole des Rotors 112 werden aus der Spannung detektiert, die in der Motorwicklung 107U induziert wird, die nicht zum Antreiben des Rotors 112 verwendet wird. Ferner werden die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 in Übereinstimmung mit den detektierten Positionen der Magnetpole umgeschalten. Obwohl die Spannung, die an der Motorwicklung 107U induziert wird, mit Geräuschen überlagert ist, werden die Geräusche durch Integrieren der Spannung entfernt, und daher können die Positionen der Magnetpole selbst bei einer geringen Drehzahl detektiert werden, wenn die Drehung des Rotors 112 etwa eine Umdrehung pro Sekunde ist. Selbst bei der geringen Drehzahl des Rotors 112, wenn die PLL-Schaltung nicht verriegelt werden kann, können daher die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 durch die Rückkopplungssteuerung durch die Positionen der Magnetpole gesteuert werden.
Wie zuvor erwähnt, werden die Antriebsspannungsvektoren für gewöhnlich durch eine offene Schleife beim Starten des Motors umgeschalten und Zeitperioden des Umschaltens der Antriebsspannungsvektoren werden auf eine solche Länge eingestellt, dass der Rotor der Änderung des Magnetfeldes folgen kann. Übrigens können die Antriebsspannungsvektoren gemäß der Ausführungsform rasch in Übereinstimmung mit der Erhöhung der Drehzahl des Rotors umgeschalten werden, und daher kann eine Zeitperiode zum Starten des Motors verkürzt werden.
Selbst wenn bei der geringen Drehzahl des Rotors die Position des Rotors detektiert werden kann und selbst wenn daher die Drehzahl des Rotors rasch durch Ändern der Last des Rotors geändert werden kann, kann ferner das Umschalten der Antriebsspannungsvektoren der Änderung der Drehzahl des Rotors folgen. Selbst wenn eine Unterbrechung beim Starten des Motors zum Zeitpunkt einer Wiederherstellung der Energieversorgung verursacht wird, kann ferner der Startvorgang ohne Stoppen der Drehung des Rotors neu gestartet werden.
Obwohl gemäß der Ausführungsform die Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 verwendet werden und die Positionen der Magnetpole durch die Motorwicklung 107U detektiert werden, kann eine Struktur konstruiert werden, in der die Antriebsspannungsvektoren 1 und 4 verwendet werden und die Positionen der Magnetpole durch die Motorwicklung 107W detektiert werden, oder es kann eine Struktur konstruiert werden, in der die Antriebsspannungsvektoren 2 und 5 verwendet werden und die Positionen der Magnetpole durch die Motorwicklung 107V detektiert werden.
Wenn ferner der Motorantrieb in einem Magnetlager verwendet wird, gibt es einen Fall, in dem sich ein Umschaltgeräusch eines Motorantriebs zu einem Sensor, wie einem Verschiebungssensor oder einem Temperatursensor, des Magnetlagers über einen Lagerhauptkörper oder eine Schaltung fortpflanzt. Insbesondere, wenn das Magnetlager unter Verwendung eines Digitalsignalprozessors oder dergleichen digital gesteuert wird, wird ein Verschiebungssignal durch Abtasten und Detektieren des Signals durch einen A/D-(Analog/Digital-)Wandler detektiert, und daher gibt es einen Fall, in dem das Verschiebungssignal des Magnetlagers in einem Moment abgetastet wird, in dem es mit einem Rauschen überlagert ist, und ein Verschiebungssignal, das einen Fehler enthält, detektiert wird, und somit ein Rauschen oder eine Vibration von dem Magnetlager verursacht wird. Wenn daher der Motorantrieb, der in dem Magnetlager verwendet wird, so gestaltet ist, dass ein Umschalten des Motors unterbrochen ist oder ein Umschalten in dem Moment verhindert wird, wenn das Signal des Verschiebungssensors abgetastet wird (zum Beispiel 2 Mikrosekunden), kann das Entstehen eines Rauschens oder einer Vibration beim Magnetlager verhindert werden.
(Zweite Ausführungsform)
Es folgt eine Erklärung einer zweiten Ausführungsform eines Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors gemäß der Erfindung unter Bezugnahme auf 3 und 4.
Gemäß der Ausführungsform werden der Antriebsspannungsvektor 3 und der Antriebsspannungsvektor 5 abwechselnd ausgegeben, um dadurch abwechselnd ein Magnetfeld in den Motorwicklungen 107V und 107W und den Motorwicklungen 107W und 107U zu erzeugen, und der Rotor 112 wird zu dem Magnetfeld gezogen und gedreht. Ferner wird das ROT-Signal durch eine Differenz zwischen Spannungen der U-Phasen-Anschlussklemme und der V-Phasen-Anschlussklemme erzeugt, und die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 werden durch eine Rückkopplungssteuerung unter Verwendung des ROT-Signals gesteuert.
3 ist ein Diagramm, das eine Steuerschaltung 142 gemäß der Ausführungsform zeigt. Abschnitte mit denselben Funktionen wie jene der Steuerschaltung 141 gemäß der ersten Ausführungsform sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Ein Unterschied in der Struktur zwischen der Steuerschaltung 141 und der Steuerschaltung 142 liegt darin, dass die Steuerschaltung 142 nicht mit den Widerständen 108U, 108V und 108W in Sternverbindung bereitgestellt ist, und dass der Differenzialverstärker 103 eine Differenz zwischen Spannungen der U-Phasen-Anschlussklemme und der V-Phasen-Anschlussklemme detektiert. Die Strukturen von anderen Abschnitten der Steuerschaltung 141 und der Steuerschaltung 142 sind dieselben.
Gemäß der ersten Ausführungsform fließt kein Motorantriebsstrom in der Motorwicklung 107U und daher stellt Vu – n eine regelmäßige Sinuskurve dar, aber gemäß der Ausführungsform werden Spannungen Vv – n und Vu – n überwacht, die in den Motorwicklungen 107V und 107U erzeugt werden, in welchen der Motorantriebsstrom fließt, und daher erscheinen Spannungen 117 und 118 in einer Zackenform, die durch Induktanzen der Motorwicklungen 107U, 107V und 107W verursacht werden, in diesen Spannungen wie durch 4 dargestellt ist. Zur Beseitigung der Spannungen 117 und 118 in Zackenform wird eine Differenz zwischen diesen durch den Differenzialverstärker 103 ermittelt. Die Spannungen 117 und 118 in Zackenform mit derselben Größe erscheinen in den Spannungen Vv – n und Vu – n bei derselben Phase und daher können sie durch Ermitteln der Differenz beseitigt werden.
Es folgt eine Erklärung der Struktur der Steuerschaltung 142 des bürstenlosen Motors.
Der Motor 105 besteht aus den Motorwicklungen 107U, 107V und 107W in Sternverbindung und dem Rotor 112 mit zwei Magnetpolen, dem N-Pol und dem S-Pol.
Durch abwechselndes Ausgeben der Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 erzeugen die Motorwicklungen 107V und 107W und die Motorwicklungen 107V und 107U abwechselnd das Magnetfeld und die Magnetpole des Rotors 112 werden von diesem angezogen und gedreht. Gemäß der ersten Ausführungsform wird der Rotor 112 durch abwechselndes Ausgeben der Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 gedreht und daher gibt es den Fall, in dem der Rotor 112 abhängig von den Positionen der Magnetpole des Rotors 1112 nicht gestartet werden kann (da Magnetfelder, die von den Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 erzeugt werden, parallel zueinander liegen und daher in dem Fall, in dem eine Richtung des Magnetfeldes und eine Richtung der Magnetpole parallel zueinander liegen, wenn der Rotor 112 gestoppt ist, kein Drehmoment erzeugt wird und der Rotor 112 nicht gestartet werden kann), aber gemäß der Ausführungsform kann der Rotor 112 selbst dann gestartet werden, wenn der Rotor 112 an einer beliebigen Position beim Starten angeordnet ist.
Ferner kann auch in der ersten Ausführungsform der Motor durch Erzeugen eines Magnetfeldes über eine kurze Zeitperiode beim Starten gestartet werden, das nicht jenes der Antriebsspannungsvektoren 3 und 6 ist.
Die Eingangsklemmen des Differenzialverstärkers 103 sind an die Motorwicklungen 107U und 107V angeschlossen und eine Differenz von Spannungen Vu – v zwischen diesen zwei Anschlussklemmen wird ausgegeben.
Wie in 4 dargestellt ist, erscheinen die Spannungen 117 und 118 in Zackenform, die durch die Induktanzen der Motorwicklungen 107U, 107V und 107W verursacht werden, in Vu – n und Vv – n. Die Größe und die Phasen bei deren Erzeugung sind dieselben und daher können diese beseitigt werden, indem die Differenz von dem Differenzialverstärker 103 ermittelt wird. Eine Wellenform, die durch eine Punktlinie Vu – v von 4 angegeben ist, zeigt den Ausgang von dem Differenzialverstärker 103. Obwohl die Spannungen 117 und 118 in Zackenform in der Wellenform eliminiert sind, enthält die Wellenform noch eine Gleichstromkomponente 110. Die Gleichstromkomponente 119 wird durch Widerstandswerte der Motorwicklungen 107U, 107V und 107W erzeugt.
Das Gleichstromsperrfilter 102 sperrt die Gleichstromkomponente 119 und eine Wellenform, die durch eine fette Linie Vu – v in 4 dargestellt ist, wird von dem Gleichstromsperrfilter 102 bereitgestellt.
Der Integrator 101 integriert Vu – v und gibt das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v aus. Die Phase des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v eilt um 90° hinter Vu – v durch Integration nach. Ferner werden Geräusche, die auf Vu – v überlagert sind, durch die Integration eliminiert.
Der Komparator 104 vergleicht das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v mit dem Erdpegel und gibt das ROT-Signal aus. Ähnlich wie in der ersten Ausführungsform wird das ROT-Signal hoch, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal größer als der Erdpegel ist, und wird das Signal Lo, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ kleiner als der Erdpegel ist.
Der Mikrocomputer 130 schaltet die Transistoren 121b, 121c, 121e und 121f der Motorantriebsschaltung 115 synchron mit dem ROT-Signal EIN/AUS.
Die Motorantriebsschaltung 115 gibt den Antriebsspannungsvektor 3 an die Motorwicklungen 107V und 107W aus, wenn die Transistoren 121c und 121f EIN geschaltet sind, und gibt den Antriebsspannungsvektor 5 an die Motorwicklungen 107W und 107U aus, wenn die Transistoren 121e und 121b EIN geschaltet sind.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 142, die derart konstruiert ist.
Beim Starten des Motors werden der Antriebsspannungsvektor 3, das heißt, wenn der Strom in die V → W Richtung fließt, und der Antriebsspannungsvektor 5, das heißt, wenn der Strom in die W → U Richtung fließt, wiederholt abwechselnd durch eine Frequenz nahe dem Gleichstrom angelegt. Der Rotor 112 wird zu einem Magnetfeld angezogen, das durch die Motorwicklungen 107V und 107W erzeugt wird, wenn der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben wird, und zu einem Magnetfeld, das durch die Motorwicklungen 107W und 107U erzeugt wird, wenn der Antriebsspannungsvektor 5 ausgegeben wird, und beginnt zu drehen. Wenn die Drehzahl des Rotors 112 etwa 1 Umdrehung pro Sekunde wird, können die Positionen der Magnetpole detektiert werden.
Ströme, die mit Iu, Iv und Iw von 4 bezeichnet sind, fließen zu der Motorwicklung 107U, der Motorwicklung 107V beziehungsweise der Motorwicklung 107W. In einer Zeitperiode, in der der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben wird, fließt Strom von der Motorwicklung 107V zu der Motorwicklung 107W, und in einer Zeitperiode, in der der Antriebsspannungsvektor 5 ausgegeben wird, fließt Strom von der Motorwicklung 107W zu der Motorwicklung 107U.
Die Wellenform Vu – n von 4 stellt eine Spannung der U-Phasen-Anschlussklemme mit dem neutralen Punkt 109 als Referenz dar. Wie zuvor erwähnt, wird die Spannung 117 in Zackenform, die an Abschnitten in der Wellenform erscheint, durch den Einfluss eines Spannungsabfalls durch die Induktanz der Motorwicklung 7 verursacht.
Die Wellenform Vv – n von 4 zeigt die Spannung der V-Phasen-Anschlussklemme mit dem neutralen Punkt 109 als Referenz. Die Spannung 118 in Zackenform erscheint an Abschnitten der Wellenform aus demselben Grund wie jene von Vu – n.
Gemäß den Spannungen 117 und 118 in Zackenform, die in den zwei Wellenformen erscheinen, sind Phasen der Erzeugung der Spannungen dieselben und die Größen sind untereinander gleich.
Die Wellenformen Vu – n und Vv – n werden dem Differenzialverstärker 103 eingegeben und eine Differenz zwischen diesen wird ausgegeben.
Die Wellenform Vu – v von 4, die durch die Punktlinie angegeben ist, zeigt das Ausgangssignal des Differenzialverstärkers 103. Wie zuvor erwähnt, sind Stellen der Erzeugung der Spannungen 117 und 118 in Zackenform, die in Vv – n und Vu – n erscheinen, und deren Größen untereinander gleich, und daher können sich diese gegenseitig aufheben, indem eine Differenz zwischen ihnen durch den Differenzialverstärker 3 ermittelt wird.
Die Gleichstromkomponente 119 ist auf das Ausgangssignal des Differenzialverstärkers 103 überlagert und die Gleichstromkomponente 119 wird durch das Gleichstromsperrfilter 102 gesperrt. Dies dient dazu, eine Integration der Gleichstromkomponente durch den Integrator 101 zu verhindern. Die Wellenform Vu – v, die durch die fette Linie von 4 dargestellt ist, wird von dem Gleichstromsperrfilter 102 bereitgestellt.
Vu – v, das von der Gleichstromkomponente durch das Gleichstromsperrfilter 102 befreit wurde, wird von dem Integrator 101 integriert und zu dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v umgewandelt, das in 4 dargestellt ist. Geräusche, die auf Vu – v durch Integration überlagert sind, werden entfernt, und es wird nur ein gewünschtes Signal bereitgestellt. Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v wird synchron mit dem Rotor 112 geändert.
Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v, das von dem Integrator 101 ausgegeben wird, wird mit dem Erdpegel vom Komparator 104 verglichen, und das ROT-Signal (Rotationsimpulssignal), das in 4 dargestellt ist, wird ausgegeben. Das ROT-Signal wird Lo, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v größer als der Erdpegel ist, und wird Hi, wenn das Signal kleiner als der Erdpegel ist.
Der Mikrocomputer 130 empfängt das ROT-Signal von dem Komparator und stellt die Transistoren 121f und 121c der Motorantriebsschaltung 115 in der Zeitperiode auf EIN, in der das ROT-Signal Lo ist, und stellt die Transistoren 121e und 121b in der Zeitperiode auf EIN, in der das ROT-Signal Hi ist.
Wie durch 4 dargestellt ist, wenn das ROT-Signal Lo ist, wird der Antriebsspannungsvektor 5 an die Motorwicklungen 107V und 107W ausgegeben, und wenn das ROT-Signal Hi ist, wird der Antriebsspannungsvektor 3 an die Motorwicklungen 107W und 107U ausgegeben.
Ferner wird Strom, der in Motorwicklungen durch die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 fließt, von dem Mikrocomputer 130 durch eine PWM-Steuerung gesteuert. Die Antriebsspannungsvektoren 1, 2, 4 und 6 werden nicht ausgegeben.
Gemäß der Erfindung kann der Rotor 112 nach Bedarf gestartet werden, unabhängig von Stopp-Positionen der Magnetpole des Rotors 112. Der Grund ist, dass ein Drehmoment in dem Rotor erzeugt wird, selbst wenn Magnetpole an beliebigen Positionen gestoppt werden, da Magnetfelder, die durch die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 erzeugt werden, nicht parallel zueinander liegen.
Ferner ist es gemäß der Steuerschaltung 141 der Ausführungsform nicht notwendig, Widerstände zum Detektieren von Spannungen der Motorwicklungen einzubauen, und die Antriebsspannungsvektoren können durch eine einfache Schaltungsstruktur durch eine Rückkopplungssteuerung so gesteuert werden, das sie durch Detektieren der Position des Rotors 112 umgeschalten werden, selbst wenn der Rotor 112 bei geringer Drehzahl gedreht wird und die PLL-Schaltung nicht verriegelt werden kann.
Ferner kann eine Zeitperiode zum Starten des Motors verkürzt werden, und selbst wenn die Energieversorgung nach einer Änderung der Last des Rotors 112 oder Unterbrechung der Elektrizität wiederhergestellt wird, kann der Motor 105 gesteuert werden, ohne in einen phasenverschobenen Zustand gebracht zu werden, ähnlich wie in der ersten Ausführungsform.
Obwohl gemäß der Ausführungsform der Motor unter Verwendung der Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 angetrieben wird, ist ein Möglichkeit zum Auswählen der Antriebsspannungsvektoren nicht darauf beschränkt, sondern es können zum Beispiel die Antriebsspannungsvektoren 5 und 1 und die Antriebsspannungsvektoren 1 und 3 verwendet werden. Das heißt, das Magnetfluss-Vorhersagesignal kann bereitgestellt werden, indem die Antriebsspannungsvektoren derart gewählt werden, dass die Spannungen in Zackenform, die durch die Induktanzen der Motorwicklungen 7 erscheinen, durch den Differenzialverstärker 3 gegenseitig aufgehoben werden können.
(Dritte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform wird ein Fall erklärt, in dem, nachdem die Drehzahl des Rotors des Motors, der mit Hilfe der zweiten Ausführungsform gestartet wurde, eine Drehzahl erreicht, die imstande ist, eine PLL-Schaltung zu verriegeln (etwa 20 Umdrehungen pro Sekunde), der Motor in einen eingeschwungenen Betrieb unter Verwendung der PLL-Schaltung geschalten wird.
Während in dem eingeschwungenen Betrieb des Motors die Positionen der Magnetpole detektiert werden, werden in der PLL-Schaltung bei jeder Drehung des Rotors 6 Impulse erzeugt, und die Antriebsspannungsvektoren werden der Reihe nach in der Reihenfolge 1 → 2 → 3 → 4 → 5 → 6 → 1 → ... synchron mit dem Impulsen umgeschalten, um dadurch den Rotor zu drehen.
Übrigens wird der Rotor 112 gemäß der zweiten Ausführungsform durch abwechselndes Umschalten der Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 gedreht.
Wenn daher der Betrieb als Mittel der zweiten Ausführungsform in den normalen Betrieb unter Verwendung der PLL-Schaltung umgeschalten wird, ist es notwendig, den An triebsspannungsvektor, der anfänglich ausgegeben wird, und einen Zeitpunkt der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors richtig zu berechnen. Wenn beim Umschalten in den normalen Betrieb ein unpassender Antriebsspannungsvektor ausgegeben wird, oder ein Zeitpunkt der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors falsch ist, wird der Motor in einen phasenverschobenen Zustand gebracht oder ein anomaler Ton ausgegeben.
5 ist ein Diagramm, das eine Steuerschaltung 143 eines bürstenlosen Motors gemäß der Ausführungsform zeigt. Gemäß der Steuerschaltung 143 ist die Steuerschaltung 142 des bürstenlosen Motors gemäß der zweiten Ausführungsform des Weiteren mit einem Drehzahlsensor 125, einer Drehzahldetektionsschaltung 126, einer PLL-Schaltung 127 und einem Speicherabschnitt 128 bereitgestellt. Abschnitte mit Funktionen, die dieselben sind, wie jene der Steuerschaltung 142 des bürstenlosen Motors gemäß der zweiten Ausführungsform sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
Der Drehzahlsensor 125 ist an der Außenseite des Motors 105 angebracht, detektiert ein Ziel, das an einer Rotorwelle befestigt ist, und erzeugt ein Signal synchron mit der Drehung des Rotors 112. Zum Beispiel ist der Drehzahlsensor 125 durch ein Hall-Element oder dergleichen gebildet und das Ziel ist durch einen Magneten oder dergleichen gebildet. Der Drehzahldetektor kann durch eine Struktur konstruiert sein, in der der Drehzahldetektor an der Innenseite des Motors 105 eingebaut ist, um die Magnetpole des Rotors 112 direkt zu detektieren. Eine regelmäßige Wellenform, die nicht mit elektrischem Rauschen überlagert ist, kann von dem Drehzahlsensor 125 bereitgestellt werden.
Der Drehzahlsensor 125 ist an die Drehzahldetektionsschaltung 126 angeschlossen. Die Drehzahldetektionsschaltung 126 berechnet die Drehzahl des Rotors 112 aus einem Ausgangssignal des Drehzahlsensors 125 und gibt ein ROTA-Signal (zweites Rotationsimpulssignal) in Impulsform aus. Das ROTA-Signal wird durch Signale aus Binärwerten gebildet (Signalen, die zwei Arten von Hoch- und Niederspannung entsprechen, und das Signal mit Hochspannung ist mit Hi bezeichnet und das Signal mit Niederspannung ist mit Lo bezeichnet).
Das ROTA-Signal wird in einer Zeitperiode, in der der Rotor 112 um eine halbe Umdrehung gedreht wird, Hi, und wird bei einer folgenden halben Umdrehung Lo.
Der Mikrocomputer 130 und die PLL-Schaltung 127 sind an die Drehzahldetektionsschaltung 126 angeschlossen und empfangen das ROTA-Signal von der Drehzahldetektionsschaltung 126. Die PLL-Schaltung 127 erzeugt ein 6 × f ROTA-Signal oder ein synchronisiertes Signal in Impulsform synchron mit einer Frequenz, die das Sechsfache einer Frequenz des ROTA-Signals ist. Das synchronisierende Signal wird beim Umschalten der sechs Antriebsspannungsvektoren verwendet.
Der Mikrocomputer 130 berechnet den Antriebsspannungsvektor, der anfänglich ausgegeben wird, und einen Zeitpunkt der Ausgabe des synchronisierenden Signals, das von der PLL-Schaltung 127 ausgegeben wird, beim Umschalten in den normalen Betrieb von dem ROT-Signal und dem ROTA-Signal.
Ferner ist der Mikrocomputer 130 mit dem Speicherabschnitt 128 verbunden. Der Grund ist, dass, wenn die Drehzahl des Rotors 1 erhöht wird, ein Fall eintritt, in dem das Ausgangssignal des Drehzahlsensors 125 hinter einem Zeitpunkt nacheilt, zu dem das Ziel eine detektierte Position erreicht, und ein Wert, der dies korrigiert, zuvor im Speicherabschnitt 128 gespeichert wird. Der Mikrocomputer 130 korrigiert die Anstiegszeit und Abfallzeit des ROTA-Signals unter Verwendung des Korrekturwertes in Übereinstimmung mit der Drehzahl des Rotors 112.
Der Mikrocomputer 130 führt eine vorbestimmte Berechnung von diesen Werte aus, und Impulse zum Antreiben der Gates der Transistoren 121a, 121b, 121c, 121d, 121e und 121f der Motorantriebsschaltung 115 werden von jenen des Startvorgangs gemäß der zweiten Ausführungsform zu jenen des normalen Betriebs umgeschalten.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 143 des bürstenlosen Motors, der wie zuvor beschrieben konstruiert ist.
Der Motor 105 wird durch die Methode angetrieben, die in der zweiten Ausführungsform erklärt ist, bis der Motor 105 gestartet wird, und die Drehzahl des Rotors 112 eine Drehzahl erreicht, die imstande ist, die PLL-Schaltung zu verriegeln (zum Beispiel 20 Umdrehungen pro Sekunde). Das heißt, die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 werden abwechselnd ausgegeben, das ROT-Signal wird durch Integrieren der Differenz zwischen den Spannungen der V-Phasen-Anschlussklemme und der U-Phasen-Anschlussklemme erzeugt, und die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 werden synchron mit dem ROT-Signal umgeschalten.
Wenn die Drehzahl des Rotors 112 eine minimale Drehzahl erreicht, die imstande ist, die PLL-Schaltung zu verriegeln, berechnet der Mikrocomputer 130 den Antriebsspannungsvektor, der anfänglich beim Umschalten in den normalen Betrieb ausgegeben wird, und den Zeitpunkt der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors und schaltet den Motor 105 in den normalen Betrieb.
Der Antriebsspannungsvektor, der anfänglich beim Umschaltvorgang ausgegeben wird, wird wie folgt berechnet.
Der Mikrocomputer 130 detektiert und speichert eine Periode T des ROT-Signals. Ferner detektiert der Mikrocomputer 130 eine Zeitdifferenz Ta des ROT-Signals und ROTA-Signals und speichert diese.
Die Bezeichnung ROT von 6 bezeichnet das ROT-Signal und die Bezeichnung ROTA gibt das ROTA-Signal an. Ferner bezeichnet das Bezugszeichen ⌀u – n das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – n, das vom Integrator 101 ausgegeben wird.
Anschließend wird eine Phasendifferenz Y zwischen dem ROT-Signal und dem ROTA-Signal durch die folgende Formel berechnet. Y = Ta/T (1)
7 zeigt den Wert von Y und Nummern der Antriebsspannungsvektoren, die anfänglich beim Umschalten in den normalen Betrieb ausgegeben werden.
Wenn zum Beispiel 3/12 ≤ Y ≤ 5/12, wird mit dem Umschalten von dem Antriebsspannungsvektor 1 begonnen. Wenn die Antriebsspannungsvektoren gemäß der Tabelle von 7 ausgegeben werden, werden die Positionen der Magnetpole des Rotors 112 und des Magnetfeldes, das von den Antriebsspannungsvektoren erzeugt wird, in ein passendes Positionsverhältnis gebracht.
Die Nummern der Antriebsspannungsvektoren in einer Spalte "Spannungsvektor, der in einem 3-Phasen-Vollwellenmodus angetrieben wird" von 6 und die Magnetfluss des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v zeigen ein entsprechendes Verhältnis der beiden.
Ferner sind ⌀u – v und das ROT-Signal miteinander synchronisiert und daher ist auch ein entsprechendes Verhältnis zwischen dem ROT-Signal und den Antriebsspannungsvektoren aus dem Wellenformdiagramm bekannt. Zum Beispiel ist ein Anstieg des ROT-Signals in einer Mitte einer Zeitperiode der Ausgabe des Antriebsspannungsvektors 4 angeordnet.
Die Antriebsspannungsvektoren können in einer Reihenfolge 1 → 2 → 3 → ... synchron mit dem ROT-Signal durch Teilen einer Periode des ROT-Signals in 6 ausgegeben werden.
Die Wellenform des ROTA-Signals wird durch paralleles Bewegen der Wellenform des ROT-Signals gebildet und daher können durch Y in Formel (1), wie in 7 dargestellt ist, das ROTA-Signal und Werte der Antriebsspannungsvektoren miteinander in Entsprechung gebracht werden.
Anschließend berechnet der Mikrocomputer 130 wie sehr das 6 × f ROTA-Signal, das das sechsfach synchronisierte Signal des ROTA-Signals ist, von dem ROT-Signal verzögert ist und ausgegeben wird. Durch die Formel (1) wird der Wert des Antriebsspannungsvektors, der entsprechend dem ROTA-Signal ausgegeben wird, berechnet, und daher wird anschließend die Zeitsteuerung des 6 × f ROTA-Signals fein eingestellt, um dadurch die Zeitpunkte des Anstiegs und Abfalls des 6 × f ROTA-Signals auf Zeitpunkte des Anstiegs und Abfalls des ROTA-Signals auszurichten.
Eine Spalte "Ausmaß D der Phasenverzögerung" in 7 zeigt eine Phasenverzögerung in Übereinstimmung mit dem entsprechenden Wert von Y. Der Mikrocomputer 130 berechnet eine Phasenverzögerungszeitperiode Td aus der Periode T des ROTA-Signals und das Ausmaß D der Phasenverzögerung durch die folgende Formel. Td = T × D (2)
Ferner verzögert der Mikrocomputer 130 das 6 × f ROTA-Signal, das von der PLL-Schaltung 127 erzeugt wird, um Td und gibt einen Gate-Antriebsimpuls in Übereinstimmung mit der Nummer des Vektors aus, der von der Motorantriebsschaltung 115 angetrieben wird. Der Gate-Antriebsimpuls aktualisiert den Antriebsspannungsvektor in einer Reihenfolge 1 → 2 → 3 → 4 → ... bei jedem Anstieg des 6 × f ROTA-Signals, um dadurch den eingeschwungenen Betrieb des Motors 105 auszuführen.
Wenn ferner die Drehzahl des Rotors 112 erhöht wird, gibt es einen Fall, in dem ein detektiertes Signal des Drehzahldetektionssensors 125 von dem Zeitpunkt, zu dem das Ziel die detektierte Position des Drehzahldetektionssensors 125 erreicht, verzögert ist. In diesem Fall wird das ROTA-Signal ausgegeben, wobei es zu dem Wert, der ursprünglich bereitgestellt ist, verzögert ist. Wenn ein Verhältnis zwischen dem Ausmaß der Verzögerung und der Drehzahl des Rotors 112 im Voraus bekannt ist, wird das Verhältnis in dem Speicherabschnitt für den korrigierten Wert 128 als korrigierter Wert gespeichert und das ROTA-Signal wird im Mikrocomputer 130 korrigiert.
Durch das zuvor beschriebene Mittel kann der Motor 105, der mittels der zweiten Ausführungsform gestartet wird, rasch durch das 6 × f ROTA-Signal der PLL-Schaltung 127 in den eingeschwungenen Zustand umgeschalten werden.
Obwohl es normalerweise für die Steuerung eines sensorlosen bürstenlosen Motors notwendig ist, die Impedanz einer Motorverdrahtung zu messen und den Strom des Motors zu überwachen und zu korrigieren, sind gemäß der Steuerschaltung 143 des bürstenlosen Motors der Ausführungsform diese Operationen nicht erforderlich, und daher kann die Schaltung vereinfacht und können die Kosten verringert werden.
Auch wenn der Motor 105, der durch die Steuerschaltung 141 des bürstenlosen Motors gemäß der ersten Ausführungsform gestartet wird, in einen eingeschwungenen Betrieb umgeschalten wird, kann ferner das Umschalten ähnlich wie in der Ausführungsform ausgeführt werden.
(Vierte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform werden die Positionen der Magnetpole des Rotors durch eine Änderung im Magnetfluss detektiert, der in den Motorwicklungen verursacht wird.
Zunächst werden theoretische Formeln abgeleitet, die die Basis bei der Ausführung der Ausführungsform darstellen.
10 ist ein Diagramm, das Widerstandswerte und Induktanzen von Kabeln zeigt, die den Motor und die Motorwicklungen verbinden. Die Motorwicklungen der U-Phase, V-Phase und W-Phase sind durch eine Sternverbindung verbunden.
Viu – n, mit dem Bezugszeichen 1 bezeichnet, ist eine Spannung, die in der U-Phasen-Motorwicklung durch Drehung des Rotors erzeugt wird. Die U-Phasen-Motorwicklung ist mit einer Impedanz Lu und einem Widerstandswert Ru bereitgestellt. Ferner ist das Kabel mit einem Verdrahtungswiderstandswert Rc bereitgestellt. V-Phase und W-Phase sind in ihrer Struktur zu der U-Phase symmetrisch und daher werden durch Ändern des Suffixes u zu v beziehungsweise v zu u Werte bereitgestellt, die der V-Phase beziehungsweise W-Phase entsprechen. Ferner ist Strom, der in der U-Phase, V-Phase und W-Phase strömt, mit dem Bezugszeichen Iu, Iv beziehungsweise Iw bezeichnet.
Hier sind Rp, Lp und Viu – v wie folgt. Rc + Ru = Rc + Rw = Rc + Rv = Rp Lu = Lw = Lv = Lp (Viu – n) – (Viv – n) = Viu – v
Die folgende Formel wird aus den obenstehenden Formeln abgeleitet. Vu – v = Viu – v + Rp(Iu – Iv) + Lp × d(Iu – Iv)/dt
Hier wird Vu – v durch Subtrahieren der Spannung der V-Phasen-Motorwicklung von der Spannung der U-Phasen-Motorwicklung gebildet. Wenn die obenstehende Formel integriert wird, wird Formel (3) wie folgt erhalten. ∫Vu – Vdt = ∫(Viu – v + Rp × (Iu – Iv))dt + Lp × (Iu – Iv) (3)
Hier wird das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v, das den Magnetfluss in der U-Phasen-Motorwicklung und der V-Phasen-Motorwicklung angibt, durch die Formel (4) wie folgt dargestellt. ⌀u – v = ∫Viu – vdt (4)
Hier sind verschiedene Mengen zu. beachten, die durch die Formeln (5), (6), (7) wie folgt dargestellt werden. ∫Vu – vdt (5) ∫Rp × (Iu – Iv)dt (6) Lp × (Iu – Iv) (7)
Es ist bekannt, dass durch Formel (3), wenn die Formeln (6) und (7) von Formel (5) subtrahiert werden, der Magnetfluss ⌀u – v berechnet wird.
Gemäß der Ausführungsform werden die Verhältnisse durch Verwendung einer elektrischen Schaltung erreicht, die Magnetflussvorhersage ⌀u – v wird berechnet, und auf der Basis des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v werden Ströme der Motorwicklungen umgeschalten.
11 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur einer Steuerschaltung 41 eines sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß der vierten Ausführungsform zeigt.
Die Steuerschaltung 41 ist mit einem Motor 5, einer Motorantriebsschaltung 17 und einer Antriebssteuerschaltung 19 bereitgestellt.
Ein Motor 5 wird durch Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und einen Rotor 6 mit einem Paar von Magnetpolen, einem N-Pol und einem S-Pol gebildet. Obwohl die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und der Rotor 6 der einfachen Darstellung wegen getrennt dargestellt sind, sind eigentlich die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W um den Rotor 6 angeordnet. Beim Antreiben des Motors fließt Strom zu zwei der Motorwicklungen, zum Beispiel fließt Strom zu den Motorwicklungen 7U und 7V in die U → V Richtung, die Magnetpole des Rotors 6 werden zu dem Magnetfeld gezogen, das von den Motorwicklungen durch den Strom erzeugt wird, und gedreht. Durch aufeinanderfolgendes Umschalten der Motorwicklungen, damit der Strom fließt und die Richtungen des Stroms auf den Positionen der Magnetpole des Rotors 6 beruhen, dreht der Rotor 6 weiter.
Die Motorantriebsschaltung 17 ist durch eine Gleichstromenergiequelle 18 und sechs Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f gebildet, die eine Dreiphasenbrücke bilden. Basen der entsprechenden Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f sind jeweils an einen Mikrocomputer 30 in der Antriebssteuerschaltung 19 angeschlossen und werden durch Gate-Signale von dem Mikrocomputer 30 EIN/AUS geschalten, um einen vorbestimmten Strom zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zu leiten.
Ferner enthält die Steuerschaltung 41 Schaltelemente zur Berechnung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v durch Ausführen der Berechnung von Formel (4) bis Formel (7), die oben erwähnt sind. Die Schaltungselemente sind durch Differenzialverstärker 8 und 9, Vervielfacher 10 und 12, Addierer 11 und 13, einen Integrator 1 und ein Gleichstromsperrfilter 2 gebildet.
Der Differenzialverstärker 8 ist an die Motorwicklungen 7U und 7V angeschlossen und gibt einen Wert Vu – v aus, der durch Subtrahieren der Spannung der Motorwicklung 7V von der Spannung der Motorwicklung 7U erhalten wird.
Der Differenzialverstärker 9 detektiert Ströme Iu und Iv, die in den Motorwicklungen 7U und 7V fließen, und gibt eine Differenz dazwischen Iu – Iv aus.
Der Vervielfacher 10 ist an den Differenzialverstärker 9 und eine Rp-Signaleinstellschaltung 14 in der Antriebssteuerschaltung 19 angeschlossen. Die Rp-Signaleinstellschaltung 14 gibt einen synthetisierten Widerstandswert eines Widerstandswertes einer der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W aus (drei von diesen sind mit demselben Widerstandswert bereitgestellt) und eines Widerstandswertes eines der Kabel 3U, 3V und 3W zum Verbinden der Motorwicklungen und der Motorantriebsschaltung 17 (drei von diesen sind mit demselben Widerstandswert bereitgestellt) aus. Der Vervielfacher 10 empfängt Iu – Iv von dem Differenzialverstärker 9 und Rp von der Rp-Signaleinstellschaltung 14 und gibt Rp × (Iu – Iv) aus, das ein Produkt von beiden ist.
Der Addierer 11 ist an den Differenzialverstärker 8 und den Vervielfacher 10 angeschlossen und der Addierer 11 empfängt Vu – v von dem Differenzialverstärker 8 und Rp × (Iu – Iv) von dem Vervielfacher 10 und gibt eine Differenz, die durch Subtrahieren von Rp × (Iu – Iv) von Vu – v erhalten wird, das heißt (Vu – v) – Rp × (Iu – Iv), aus. Dies ist der Wert, der in Formel (6) integriert wird.
Der Ausgang des Addierers 11 wird über das Gleichstromsperrfilter 2 in den Integrator 1 eingegeben. Dies soll verhindern, dass eine Gleichstromkomponente, die in dem Ausgang des Addierers 11 enthalten ist, durch den Integrator 2 integriert wird.
Der Integrator 1 integriert den Ausgang des Addierers 11, von dem die Gleichstromkomponente entfernt ist, und gibt ∫((Vu – v) – Rp × (Iu – Iv))dt aus. Der Ausgang des Integrators 1 entspricht dem Fall der Subtraktion von Formel (6) von Formel (5). Ferner wird durch Integration elektrisches Rauschen entfernt, das auf das Eingangssignal des Integrators 1 überlagert ist, das heißt, (Vu – v) – Rp × (Iu – Iv). Der Grund ist, dass Geräusche willkürlich positiv und negativ mit dem Signalwert als Referenz erzeugt werden, und wenn diese daher integriert und addiert werden, sie einander aufheben.
Der Vervielfacher 12 ist an den Differenzialverstärker 9 und eine Lp-Signaleinstellschaltung 15 angeschlossen, empfängt Iu – Iv von dem Differenzialverstärker 9 und Lp von der Lp-Signaleinstellschaltung 15 und gibt ein Produkt von beiden aus, das heißt, Lp × (Iu – Iv). Der Wert entspricht Formel (7).
Der Addierer 13 gibt einen Wert, der durch Subtraktion des Ausgangs des Addierers 12, das heißt, Lp × (Iu – Iv), von dem Ausgang des Integrators 1, das heißt, ∫((Vu – v) – Rp × (Iu – Iv))dt, erhalten wird, aus. Der Ausgang des Addierers 13 entspricht dem Wert, der durch Subtraktion der Formel (6) und der Formel (7) von der Formel (5) erhalten wird, und ist gleich dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v. Die Wellenform des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v wird eine Sinuskurve synchron mit der Drehung des Rotors 6.
Die Antriebssteuerschaltung 19 besteht aus einem Komparator 4, einer PLL-(Phase Lock Loop)Schaltung 16, der Lp-Sig naleinstellschaltung 15, der Rp-Signaleinstellschaltung 14 und dem Mikrocomputer 30. Der Komparator 4 ist mit zwei Eingangsklemmen bereitgestellt, und eine von diesen ist an das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v angeschlossen und die andere ist an die Erde angeschlossen. Der Komparator 4 gibt Binärwertsignale aus (Signale in Übereinstimmung mit zwei Arten von Hoch- und Niederspannungen, und das Signal mit Hochspannung wird als Hi bezeichnet, und das Signal mit Niederspannung wird als Lo bezeichnet).
Der Komparator 4 vergleicht ferner das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v und den Erdpegel, gibt Lo aus, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v kleiner als der Erdpegel ist, und gibt Hi aus, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v größer als der Erdpegel ist.
Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v wird eine Sinuswelle synchron mit dem Rotor 6 und daher gibt der Komparator 4 Hi in einer Zeitperiode der Drehung des Rotors um eine halbe Umdrehung aus, und gibt Lo in einer Zeitperiode einer anschließenden halben Umdrehung aus. Das Signal wird als ROT-Signal (Rotationsimpulssignal) bezeichnet. Die Ausgangsklemme des Komparators 4 ist an den Mikrocomputer 30 und die PLL-Schaltung 16 angeschlossen.
Die PLL-Schaltung 16 empfängt das ROT-Signal, erzeugt ein 12 × f ROT-Signal, das ein vervielfachtes synchronisiertes Signal ist, synchron mit einer Frequenz, die das Zwölffache der Drehzahl des Rotors 6 ist, und gibt das Signal an den Mikrocomputer 30 aus.
Die Rp-Signaleinstellschaltung gibt den Wert des Widerstandswertes Rp, der im Mikrocomputer 30 gespeichert ist, an den Vervielfacher 10 aus.
Die Lp-Signaleinstellschaltung gibt den Induktanzwert Lp, der in dem Mikrocomputer 30 gespeichert ist, an den Vervielfacher 12 aus.
Der synthetisierte widerstandswert Rp des Widerstandswertes der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und des Widerstandswertes der Kabel 3U, 3V und 3W, die die Motorwicklungen und die Motorantriebsschaltung 17 verbinden, und die Induktanz Lp der Motorwicklungen werden zuvor durch ein Messinstrument gemessen und im Mikrocomputer 30 gespeichert.
Der Mikrocomputer 30 leitet vorbestimmte Gate-Signale zu den Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f auf der Basis des 12 × f ROT-Signals der PLL-Schaltung 16 und schaltet die Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W der Reihe nach um.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 41 des sensorlosen bürstenlosen Motors, der wie zuvor beschrieben konstruiert ist, unter Bezugnahme auf das Wellenformdiagramm von 12.
Ein Frequenz, die die PLL-Schaltung 16 verriegeln (betreiben) kann, ist etwa 20 [Hz], und Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W werden durch eine offene Schleife nach dem Starten des Motors 5 umgeschalten, bis die Drehzahl des Rotors 6 etwa 20 Umdrehungen pro Sekunde erreicht.
Wenn die Drehzahl des Rotors 6 etwa 20 Umdrehungen pro Sekunde erreicht, wird das ROT-Signal von dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v erzeugt, wodurch Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W durch eine Rückkopplungssteuerung zum Umschalten gesteuert werden können.
Die Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W sind jeweils in Wellenformen Iu, Iv und Iw von 12 gebildet. Der Mikrocomputer 30 steuert Spannungen, die an die Motorwick lungen 7U, 7V und 7W angelegt werden, durch PWM (Impulsbreitenmodulation), so dass die Ströme rechteckige Wellen werden.
Der Differenzialverstärker 8 empfängt die Differenz zwischen den Spannungen der Motorwicklungen 7U und 7V und gibt eine Wellenform aus, die durch Vu – v in 12 dargestellt ist. Eine Spannung 20 in Zackenform, die beim Umschalten von Strömen der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W erscheint, wird durch die Induktanzen Lp verursacht, die den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W bereitgestellt werden, und eine abgestufte Differenz 21 zwischen angrenzenden Wellenformen gibt einen Spannungsabfall an, der durch den synthetisierten Widerstandswert Rp des Widerstandswertes der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und des Widerstandswertes der Kabel 3U, 3V und 3W, die diese und die Motorantriebsschaltung 17 verbinden, verursacht wird.
Der Differenzialverstärker 9 gibt eine Differenz zwischen Iu und Iv aus, und deren Wellenform wird eine Wellenform, die durch Iu – Iv in 12 dargestellt ist.
Der Vervielfacher 10 multipliziert Iu – Iv mit Rp.
Der Addierer 11 gibt (Vu – v) – Rp × (Iu – Iv) aus. Das Signal wird in den Integrator 1 eingegeben, nachdem die überlagerte Gleichstromkomponente durch das Gleichstromsperrfilter 2 entfernt wurde.
Der Integrator 1 gibt ∫((Vu – v – Rp × (Iu – Iv))dt aus, das zu einer Wellenform wird, die mit dem Bezugszeichen X in 12 versehen ist. Eine abgestufte Differenz, die in der Wellenform X erkennbar ist, wird durch die Induktanz der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W verursacht.
Der Ausgang des Integrators 1 wird von Lp × (Iu – Iv) durch den Addierer 13 subtrahiert. Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v, das durch eine Wellenform ⌀u – v von 12 angegeben ist, wird von dem Addierer 13 ausgegeben. Wie aus der Wellenform bekannt ist, wird das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v eine Sinuswelle, die eine Periode durch eine Drehung des Rotors 6 darstellt.
Der Komparator 4 vergleicht das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v und den Erdpegel und gibt das ROT-Signal aus. Wie zuvor erwähnt, wird das ROT-Signal Hi, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v kleiner als der Erdpegel ist, und das Signal Lo, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v größer als der Erdpegel ist. Das ROT-Signal wird in der Zeitperiode einer halben Umdrehung des Rotors 6 Hi und während einer Zeitperiode einer folgenden halben Umdrehung Lo, wie durch die Wellenform von ROT in 12 dargestellt ist.
Die PLL-Schaltung 16 empfängt das ROT-Signal von dem Komparator 4 und erzeugt das vervielfachte synchronisierte Signal 12 × f ROT-Signal mit einer Frequenz, die das Zwölffache jener des ROT-Signals ist.
Es gibt insgesamt sechs Arten des Umschaltens der Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W, zum Beispiel die W → V Richtung oder U → V Richtung, und wenn daher im Prinzip das vervielfachte synchronisierte Signal 2 × f ROT-Signal mit einer Frequenz, die das Sechsfache jener des ROT-Signals ist, erzeugt wird, können synchron mit dem Signal die zuvor beschriebenen sechs Ströme umgeschalten werden. Hier wird das 12 × f ROT-Signal mit der Frequenz, die das Zwölffache jener des ROT-Signals ist, zur Korrektur einer Phasenverschiebung von ⌀u – v durch die Integration erzeugt.
Eine weitere ausführliche Erklärung folgt.
Der Mikrocomputer 30 schaltet die Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W bei jeder Drehung des Rotors 6 um 60° um.
Vertikale Linien von 2 bezeichnen den Zeitpunkt des Umschaltens der Ströme und ein Intervall dazwischen ist 60° der Drehung des Rotors 6. Übrigens ist die Phase ⌀u – v um 90° von der Phase des ursprünglichen Signals durch Integration vorgerückt. Daher ist die Phase des ROT-Signals, das aus ⌀u – v erzeugt wird, auch um 90° vorgerückt, und ein Anstieg und Abfall des ROT-Signals und die Zeitpunkte des Umschaltens der Ströme weichen voneinander um 30° ab. Wenn somit das 12 × f ROT-Signal mit der Periode, die das Zwölffache jener des ROT-Signals ist, erzeugt wird, können die Zeitpunkte des Umschaltens der Ströme und des Anstiegs des 12 × f ROT-Signals miteinander in Übereinstimmung gebracht werden.
Wenn die Zeitpunkte zum Umschalten der Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und der Anstieg des 12 × f ROT-Signals auf diese Weise miteinander in Übereinstimmung gebracht werden, und die Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W bei jedem zweifachen Anstieg des 12 × f ROT-Signals umgeschalten werden, kann der Motor 5 betrieben werden.
In dem Mikrocomputer 30 ist ein Programm zum Zuleiten vorbestimmter Gate-Signale zu den Basen der Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f durch das ROT-Signal und 12 × f ROT gespeichert, und er schaltet die Transistoren in Übereinstimmung mit den entsprechenden Zahlen ein, wie durch 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f in 12 dargestellt ist. Wenn zum Beispiel die Transistoren 21d und 12e auf EIN gestellt sind, fließt Strom in den Motorwicklungen 7V und 7W in die W → V Richtung. Wie zuvor erwähnt, werden ferner die Ströme, die in den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W fließen, durch die PWM-Steuerung auf vorbestimmte Werte durch den Mikrocomputer 30 gesteuert.
Gemäß der Ausführungsform werden Rp und Lp zuvor gemessen, und daher kann anstelle des Vervielfachers 10 ein Verstärker mit einer Verstärkung von Rp verwendet werden, und ferner kann anstelle des Vervielfachers 1 ein Verstärker mit einer Verstärkung von Lp verwendet werden.
Obwohl gemäß der Ausführungsform der Strom und die Spannung der Motorwicklungen 7U und 7V überwacht werden, ist die Ausführungsform ferner nicht darauf beschränkt, sondern Spannung und Strom beliebiger Motorwicklungen können überwacht werden.
Gemäß der Steuerschaltung 41 des sensorlosen bürstenlosen Motors der Ausführungsform können die Positionen der Magnetpole des Rotors 6 immer überwacht werden, und selbst wenn daher die Drehzahl des Rotors 6 durch eine Änderung in der Last signifikant geändert wird, kann der Motor 5 passend gesteuert werden, ohne in einen phasenverschobenen Zustand gebracht zu werden. Ferner wird das Signal zum Detektieren de Position des Magnetpole des Rotors 6 integriert und daher können die Positionen der Magnetpole exakt detektiert werden, ohne durch elektrische Geräusche beeinflusst zu werden, die dem Signal überlagert sind.
(Fünfte Ausführungsform)
Obwohl gemäß der vierten Ausführungsform der synthetisierte widerstandswert Rp des Widerstandswertes der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und des Widerstandswertes der Kabel 3U, 3V und 3W, die diese und die Motorantriebsschaltung 17 verbinden, zuvor durch ein Messinstrument gemessen wird und die Werte im Mikrocomputer 30 gespeichert werden, wird gemäß der Ausführungsform ein Fall beschrieben, in dem Rp automatisch gemessen und in dem Mikrocomputer 30 gespeichert wird.
13 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur einer Steuerschaltung 42 eines sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß der fünften Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Die Steuerschaltung 42 gemäß der Ausführungsform wird durch neu Hinzufügen von Tiefpassfiltern 22 und 23 zu der Steuerschaltung 41 der vierten Ausführungsform gebildet. Die andere Struktur ist dieselbe wie jene der Steuerschaltung 41 und daher sind Bezugszeichen, die dieselben wie jene der Steuerschaltung 41 sind, den Bauelementen zugeordnet.
Das Tiefpassfilter 22 ist an den Differenzialverstärker 9 und den Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung 19 angeschlossen.
Das Tiefpassfilter 22 empfängt Iu – Iv von dem Differenzialverstärker 9, entfernt Hochfrequenzrauschen, das darauf überlagert ist, und gibt danach das Signal an den Mikrocomputer 30 aus.
Das Tiefpassfilter 23 ist an den Differenzialverstärker 8 und den Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung 19 angeschlossen. Das Tiefpassfilter 23 empfängt die Zwischenkabelspannung Vuv der Kabel 3U und 3V von dem Differenzialverstärker 8, entfernt Hochfrequenzrauschen, das darauf überlagert ist, und gibt danach das Signal an den Mikrocomputer 30 aus.
Da das Signal Iu – Iv, das von dem Differenzialverstärker 9 ausgegeben wird, und das Signal Vu – v, das von dem Differenzialverstärker 9 ausgegeben wird, mit Hochfrequenzrauschen überlagert sind, das durch Umschalten der Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und die PWM-Steuerung dieser verursacht wird, werden die Tiefpassfilter 22 und 23 auf diese Weise verwendet, um das Hochfrequenzrauschen zu entfernen und die Messgenauigkeit zu erhöhen.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuervorrichtung 42 des sensorlosen bürstenlosen Motors, der wie zuvor beschrieben konstruiert ist.
Ferner wird hier nur eine Prozedur einer automatischen Messung von Rp erklärt. Der andere Betrieb der Steuerschaltung 42 ist derselbe wie jener der Steuerschaltung 41 gemäß der vierten Ausführungsform.
Beim Starten des Motors 5 fließt Gleichstrom in die Motorwicklungen 7U und 7V in die U → V Richtung und die Zwischenkabelspannung der Kabel 3U und 3V wird durch den Differenzialverstärker 8 gemessen.
Rauschen wird von der Spannung durch das Tiefpassfilter 23 entfernt, und der Wert wird im Mikrocomputer 30 gespeichert.
Anschließend wird ein Wert von Strom, der in den Kabeln 3U und 3V fließt, durch den Differenzialverstärker 9 gemessen, Hochfrequenzrauschen, das auf den Wert überlagert ist, wird durch das Tiefpassfilter 22 entfernt, und der Wert wird in dem Mikrocomputer 30 gespeichert.
Der Mikrocomputer 30 berechnet Rp durch die folgende Formel. Rp = (Vu – v)/(Iu – Iv) (8)
Der Mikrocomputer 30 speichert Rp, das durch die Formel (8) berechnet wurde, und gibt Rp an die Rp-Signaleinstellschaltung 14 aus, wenn der Motor 5 betrieben wird. Ferner wird Rp mit Iu – Iv durch den Vervielfacher 10 multipliziert und zur Berechnung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v verwendet.
Ferner kann beim Messen von Rp die Messgenauigkeit gefördert werden, indem der Transistor 21d eingeschalten gehalten wird und nur der Transistor 21a durch PWM-Steuerung gesteuert wird.
Obwohl ferner Iu – Iv hier durch den Differenzialverstärker 9 berechnet wird, kann eine Struktur konstruiert werden, in der Iu und Iv jeweils detektiert und eine Differenz dazwischen durch den Mikrocomputer 30 berechnet wird.
Wenn ferner eine Sicherheitsvorrichtung eingebaut ist, in der ein Alarm ausgegeben wird, wenn der Wert von Rp, der als Ergebnis der Berechnung erhalten wird, einen Normalwertbereich überschreitet (zum Beispiel von 0,5 [Ω] bis 10 [Ω]), so dass der Motor 5 nicht angetrieben wird, kann die Sicherheit erhöht werden.
Gemäß der Ausführungsform wird der synthetisierte Widerstandswert der Widerstandswerte der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und der Widerstandswerte der Kabel 3U, 3V und 3W automatisch beim Starten des Motors 5 gemessen, der Wert wird an den Vervielfacher 10 als Rp ausgegeben und daher ist es nicht notwendig, zuvor Rp unter Verwendung eines Messinstruments zu messen, wie in der Steuerschaltung des herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors.
Obwohl daher für gewöhnlich, wenn die Kabel 3U, 3V und 3W verlängert werden, oder der Motor 5 durch einen anderen Motor an der Stelle der Verwendung des sensorlosen bürstenlosen Motors getauscht wird, notwendig ist, Rp erneut unter Verwendung des Messinstruments zu messen, entfällt gemäß der Steuerschaltung 42 der Ausführungsform ein solcher Vorgang.
(Sechste Ausführungsform)
Obwohl gemäß der vierten Ausführungsform die Impedanz Lp der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zuvor durch ein Messinstrument gemessen wird und in dem Mikrocomputer 30 gespeichert wird, wird gemäß der Ausführungsform ein Fall einer automatischen Messung von Lp und Speicherung von Lp in dem Mikrocomputer 30 beschrieben.
14 ist ein Blockdiagramm, das eine Struktur einer Steuerschaltung 43 eines sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß der sechsten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
Gemäß der Steuerschaltung 43 der Ausführungsform sind die Tiefpassfilter 22 und 23 der Steuerschaltung 42 gemäß der fünften Ausführungsform durch Tiefpassfilter 24 und 25 ersetzt, insbesondere zur Entfernung einer Hochfrequenz. Die andere Struktur ist dieselbe wie jene der Steuerschaltung 42 und Bezugszeichen, die dieselben sind wie jene der Steuerschaltung 42, sind denselben Bauelementen zugeordnet.
Gemäß der Ausführungsform wird zur Berechnung der Impedanz der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W eine Wechselspannung hoher Frequenz von zum Beispiel etwa 1 [kHz] verwendet. Ferner wird die Wechselspannung durch eine PWM-Steuerung durch den Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung 19 gesteuert und daher wird die Wechselspannung mit Rauschen einer PWM-Frequenz, zum Beispiel 50 [kHz], überlagert. Somit kann zum Beispiel unter Verwendung des Tiefpassfilters mit einer Sperrfrequenz von 5 [kHz] Rauschen, das durch die PWM-Steuerung verursacht wird, von einem gewünschten Signal entfernt werden und die Messgenauigkeit erhöht werden.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 43 des sensorlosen bürstenlosen Motors, der wie zuvor beschrieben konstruiert ist.
In dem Zustand, in dem der Rotor 6 gestoppt ist, wird an die Motorwicklungen 7U und 7V eine Wechselspannung Vu – v mit Hochfrequenz in U → V Richtung angelegt, auf die der Rotor 6 nicht drehend reagieren kann (zum Beispiel ft = 1 [kHz)]). Der Rotor 6 kann einem invertierenden Magnetfeld nicht folgen, das durch die Motorwicklungen 7U und 7V erzeugt wird, und dreht nicht.
Anschließend detektiert der Differenzialverstärker 9 Wechselstrom Iu – Iv bei dieser Gelegenheit. Der Wert wird von dem Hochfrequenzrauschen durch das Tiefpassfilter 25 befreit und im Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung gespeichert.
Übrigens detektiert der Differenzialverstärker 8 eine Zwischenkabelspannung der Kabel 3U und 3V. Der Wert wird von dem Hochfrequenzrauschen durch das Tiefpassfilter 24 befreit und im Mikrocomputer 30 gespeichert.
Der Mikrocomputer 30 berechnet Lp durch die Formel (9) wie folgt aus der gespeicherten Wechselspannung Vu – v und dem gespeicherten Wechselstrom Iu – Iv. Lp = (Vu – v)/(2 × π × ft × (Iu – Iv)) (9)
Der Mikrocomputer 30 speichert einen Wert, der durch die Formel (9) erhalten wird, als Lp. Wenn der Motor 5 betrieben wird, wird ferner der Wert an die Lp-Signaleinstellschaltung 15 ausgegeben. Lp wird mit Iu – Iv durch den Vervielfacher 12 multipliziert und in der Berechnung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v verwendet. Die andere Operation der Steuerschaltung 43 ist dieselbe wie jene der vierten Ausführungsform.
Wenn ferner eine Sicherheitsvorrichtung eingebaut ist, in der ein Alarm ausgegeben wird, wenn ein Wert von Lp, der als Ergebnis der Berechnung erhalten wird, einen normalen Wertbereich (zum Beispiel von 0 [mH] bis 1 [mH]) überschreitet, so dass der Motor 5 nicht angetrieben wird, kann die Sicherheit erhöht werden.
Gemäß der Ausführungsform wird die Impedanz der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W automatisch beim Stoppen des Motors 5 gemessen, der Wert wird an die Lp-Signaleinstellschaltung 15 als Lp ausgegeben und daher ist es nicht notwendig, zuvor Lp unter Verwendung eines Messinstruments im Voraus zu messen, wie in der Steuerschaltung des herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors.
Wenn der Motor 5 daher durch einen anderen Motor getauscht wird, ist es nicht notwendig, wenn auch üblich, Lp erneut unter Verwendung eines Messinstruments an einer Stelle der Verwendung des sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß der Steuerschaltung 43 der Ausführungsform zu messen, so dass auf diesen Vorgang verzichtet wird.
Ferner kann auch Rp auf gleiche Weise wie in der fünften Ausführungsform durch die Struktur der Steuerschaltung 43 gemessen werden, und sowohl Rp wie auch Lp können automatisch gemessen werden.
Da Lp eines sensorlosen bürstenlosen Motors, der in einer Turbomolekularpumpe vom Magnetlagertyp verwendet wird, der bei hoher Drehzahl gleich oder höher 300 Umdrehungen pro Sekunde dreht, klein ist, kann ferner der Motor 5 durch Unterlassen der Detektion von Lp und Einstellen von Lp im Voraus auf einen vorbestimmten Wert (zum Beispiel mehrere Hundert [μH]) und Verwendung des Lp betrieben werden.
(Siebente Ausführungsform]
Gemäß der Ausführungsform wird ein Fall einer automatischen Messung der Induktanz Lp der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W durch ein anderes Mittel als jenes der sechsten Ausführungsform beschrieben.
15 ist ein Blockdiagramm, das eine Steuerschaltung 44 eines sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß einer siebenten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Die Steuerschaltung 44 wird gebildet, indem ferner eine Abtastschaltung 26 der Steuerschaltung 41 der vierten Ausführungsform hinzugefügt wird. Die Abtastschaltung 26 ist an den Integrator 1 und den Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung angeschlossen. Wenn die Abtastschaltung 26 einen Abtastsignalausgabefehl von dem Mikrocomputer 30 empfängt, tastet die Abtastschaltung 26 einen Wert des Ausgangs X des Integrators ab und überträgt das Abtastsignal zu dem Mikrocomputer 30.
Die andere Struktur ist dieselbe wie jene der Steuerschaltung 41 und daher sind dieselben Bezugszeichen den Bauelementen zugeordnet, die dieselben wie jene der Steuerschaltung 41 sind.
Anschließend folgt eine Erklärung theoretischer Formeln, die die Basis für die Durchführung der Ausführungsform darstellen.
Der Ausgang X des Integrators 1, der von der Abtastschaltung 26 abgetastet wird, wird wie folgt durch die Formel (10) dargestellt. X = Lp × (Iu – Iv) + ∫Viu – vdt (10)
Wenn hier Ströme der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W umgeschalten werden, wird der erste Term Lp × (Iu – Iv) der Formel (10) signifikant geändert während jedoch eine Änderung des zweiten Terms ∫Viu – vdt gering ist. Ferner werden die Ströme Iu, Iv und Iw, die dem Motor 5 zugeleitet werden, durch PWM-Steuerung durch die Antriebssteuerschaltung 19 derart gesteuert, dass die Ströme den eingeschwungenen Wert Ip erhalten, und daher wird unter Berücksichtigung der Formel (10) X(Punkt 32) – X(Punkte 31), was eine Differenz zwischen zwei Punkten ist, die durch Punkt 31 und Punkt 32 auf dem Wellenformdiagramm von X in 12 dargestellt ist, durch die Formel (11) wie folgt ausgedrückt. X(Punkt 32) – X(Punkt 31) = Lp × Ip (11)
Hier ist die Steuerschaltung 44 nur durch Hinzufügen der Abtastschaltung 26 zu der Steuerschaltung 41 gebildet und daher wird ein Wellenformdiagramm der Steuerschaltung 44 dasselbe wie jenes der Steuerschaltung 41.
Lp wird durch die Formel (12) von Formel (11) ausgedrückt. Lp = (X(Punkt 32) – X(Punkt 31))/Ip (12)
Wenn ferner eine Differenz zwischen zwei Punkten, die durch Punkt 33 und Punkt 34 auf dem Wellenformdiagramm von X in 12 (12) dargestellt ist, und ein Durchschnitt davon berechnet wird, kann eine Messgenauigkeit erhöht werden. Gemäß der Ausführungsform wird Lp durch Berechnen des Durchschnittswerts, der durch die Formel (13) ausgedrückt wird, durch den Mikrocomputer 30 berechnet. Lp = (X(Punkt 32) – X(Punkt 31) + X(Punkt 33) – X(Punkt 34))/2(2 × Ip) (13)
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 44 des sensorlosen bürstenlosen Motors, der wie zuvor unter Bezugnahme auf das Wellenformdiagramm in 12 beschrieben konstruiert ist. Ferner werden Abschnitte von Erklärungen, die Wiederholungen jener der vierten Ausführungsform sind, unterlassen.
Zum Zeitpunkt von Punkt 31, das heißt, unmittelbar vor dem Umschalten des Stroms der Motorwicklungen 7U und 7V in die U → V Richtung, gibt der Mikrocomputer 30 den Abtastsignalausgabebefehl an die Abtastschaltung 26 aus und die Abtastschaltung 26 tastet den Ausgang X(Punkt 31) des Integrators 1 ab. Ferner empfängt der Mikrocomputer 30 X(Punkt 30) von der Abtastschaltung 26 und speichert X(Punkt 30).
Anschließend empfängt der Mikrocomputer 30 auf gleiche Weise den Ausgang X(Punkt 32) des Integrators 1 über die Abtastschaltung 26 zum Zeitpunkt von Punkt 32, das heißt, unmittelbar nach dem Umschalten des Stroms der Motorwicklungen 7U und 7V in die U → V Richtung und speichert X(Punkt 32).
Übrigens erscheint ein Rauschen in dem Ausgang X des Integrators 1 unmittelbar nach dem Umschalten des Stroms der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und daher wird eine kurze Zeitperiode bis zum Verschwinden des Rauschens (zum Beispiel 50 μm Sekunden) von einem inneren Zeitgeber des Mikrocomputers 30 gezählt und danach wird X(Punkt 32) abgetastet.
Ebenso werden X(Punkt 33) und X(Punkt 34) abgetastet und deren Werte werden im Mikrocomputer 30 gespeichert.
Ferner wird der Sollwert von Ip im Mikrocomputer 30 gespeichert.
Anschließend berechnet der Mikrocomputer 30 Lp durch Einsetzen des gespeicherten Ausgangs X(Punkt 31), X(Punkt 32), X(Punkt 33) und X(Punkt 34) des Integrators 1 in die Formel (13). Der Mikrocomputer 30 speichert den Lp. Wenn der Motor 5 betrieben wird, wird ferner Lp an die Lp-Signaleinstellschaltung 15 ausgegeben. Lp wird mit Iu – Iv durch den Vervielfacher 12 multipliziert und zur Berechnung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀u – v verwendet. Der andere Betrieb der Steuerschaltung 43 ist derselbe wie jener der vierten Ausführungsform.
Ferner werden gemäß der Steuerschaltung 44 Iu und Iv durch den Differenzialverstärker 9 überwacht und daher kann auch der überwachte Wert auch als Ip verwendet werden.
Wenn eine Sicherheitsvorrichtung eingebaut ist, die einen Alarm ausgibt, wenn der Wert von Lp, der als Ergebnis einer Berechnung ausgegeben wird, einen Normalwertbereich überschreitet (zum Beispiel 0 [mH] bis 1 [mH]), so dass der Motor 5 nicht angetrieben wird, kann die Sicherheit erhöht werden.
Gemäß der Ausführungsform ist es nicht notwendig, zuvor die Impedanz der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zu messen, und ferner ist es nicht notwendig, selbst wenn der Motor 5 durch einen anderen Motor getauscht wird, die Impedanz der Motorwicklungen erneut zu messen, was dasselbe ist wie in der sechsten Ausführungsform.
(Achte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform wird ein Fall erklärt, indem der synthetische Widerstandswert Rp der Widerstandswerte der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und der Widerstandswerte der Kabel 3U, 3V und 3W und die Induktanz Lp der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W durch ein anderes Mittel gemessen werden.
Gemäß der Ausführungsform werden Rp und Lp aus einer Verschiebung zwischen dem ROT-Signal, wenn der Rotor frei bei einer bestimmten Drehzahl läuft, und dem ROT-Signal unmittelbar nach dem Zuführen einer Antriebsspannung, eine Spannung, die in der Motorwicklung induziert wird, wenn der Rotor frei läuft, und die Antriebsspannung gemessen.
16 ist ein Blockdiagramm, das die Struktur einer Steuerschaltung 45 eines sensorlosen bürstenlosen Motors gemäß der achten Ausführungsform der Erfindung zeigt. Die Steuerschaltung 45 wird durch Hinzufügen eines Kabels 27 zu der Steuerschaltung 41 der vierten Ausführungsform konstruiert. Das Kabel 27 überträgt den Ausgang X des Integrators 1 zu dem Mikrocomputer 30, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung.
Die andere Struktur ist dieselbe wie jene der Steuerschaltung 41 und daher sind dieselben Bezugszeichen den Bauelementen zugeordnet, die dieselben wie jene der Steuerschaltung 41 sind.
Anschließend folgt eine Erklärung theoretischer Formeln, die die Basis der Ausführungsform darstellen.
Winkelfrequenz des Rotors = ω
Ausgang des Differenzialverstärkers 9 Iu – Iv = I
Differenz der Spannung zwischen Motorwicklungen 7U und 7V in dem Antriebsmotor 5 Vu – v = vd
Tatsächlicher Wert der induzierten elektromotorischen Kraft der Motorwicklung in dem frei laufende Rotor 6 Viu – v = Vir
Geschätzter Wert der induzierten elektromotorischen Kraft der Motorwicklung in dem frei laufende Rotor 6 Viu – v = Vie
Tatsächlicher Wert von Rp = Rpr
Geschätzter Wert von Rp = Rpe
Tatsächlicher Wert von Lp = Lpr
Geschätzter Wert von Lp = Lpe
Phasendifferenz von Vir und Vd = θ1
Phasendifferenz von Vir und Vie = θ2
Hier sind der geschätzte Wert Rpe von Rp und der geschätzte Wert Lpe von Lp angenommene Werte, die im Mikrocomputer 30 gespeichert werden. Als Ausgangswerte werden Rpe = Lpe = 0 und Rpr und Lpr wiederholt mehrere Male gemessen und der Reihe nach durch einen tatsächlichen Wert von Rpr und einen tatsächlichen Wert von Lpr aktualisiert, die zu entsprechenden Zeitpunkten berechnet werden.
Diese Verhältnisse werden durch ein Spannungsvektordiagramm dargestellt, wie in 17 gezeigt ist.
Ein detektierter Wert der Spannung wird mit einer Anzahl von Hochfrequenzgeräuschen überlagert, und wenn daher Rpr und Lpr aus Werten berechnet werden, die durch Integrieren der verschiedenen Größen von 17 erhalten werden, wird die Berechnungsgenauigkeit erhöht.
18 wird durch Integrieren verschiedener Größen von 17 erhalten. Obwohl, wenn die verschiedenen Größen von 17 integriert sind, werden die verschiedenen Vektoren um 90° gegen den Uhrzeigersinn gedreht, das heißt, die Phasen sind um 90° relativ zu dem Spannungsvektor verzögert, und zeigt 18 diese durch Drehen derselben um 90° im Uhrzeigersinn, so dass sie leicht erkennbar sind.
Die folgenden Verhältnisse gelten aus dem Vektordiagramm von 18. θ2 = θ1 – arcsin(ω × LPe × I/Vd) Vie/ω = Vd × cos(θ1 – θ2)/ω-RpeI/ω I ×(Rpr – Rpe)/ω = (Vie – Vir·cosθ2)/ω I × Lpr – I × Lpre = Vir × sinθ2/ω
Aus den Verhältnissen werden Formel (14) und Formel (15) wie folgt berechnet. Rpr = (Vie – Vir × cosθ2)/I + Rpe (14) Lpr = Vir × sinθ2/(ω × I) + Lpe (15)
Das heißt, wenn Vd/ω, Vir/ω und θ1 gemessen werden, kann Rpr durch die Formel (14) berechnet werden, und Lpr kann durch die Formel (15) berechnet werden.
Es folgt eine Erklärung des Betriebs der Steuerschaltung 45 des sensorlosen bürstenlosen Motors.
Wie zuvor erwähnt, werden Rpe und Lpe, die im Mikrocomputer 30 gespeichert sind, initialisiert, so dass Rpe = Lpe = 0.
Der Rotor 6 wird aus einem stationären Zustand durch eine offene Schleife gestartet und auf eine vorbestimmte Drehzahl ω (zum Beispiel 20 Umdrehungen pro Sekunde) beschleunigt.
Wenn die Drehzahl des Rotors einen vorbestimmten Wert ω erreicht, wird Strom, der dem Motor 5 zugeführt wird, sofort gestoppt, und der Rotor 6 läuft frei. Bei dieser Gelegenheit wird der tatsächliche Wert Vir der induzierten elektromotorischen Energie der Motorwicklung von dem Differenzialverstärker 8 berechnet. Der Ausgang des Integrators 1 wird im Mikrocomputer 30 durch das Kabel 27 gespeichert.
Anschließend wird unmittelbar nach der Messung von Vir Strom der Reihe nach zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W geleitet. Die Differenz Vd der Spannung zwischen den Motorwicklungen 7U und 7V wird bei dieser Gelegenheit durch den Differenzialverstärker 8 gemessen. Der Ausgang des Integrators 1 wird im Mikrocomputer 30 über das Kabel 27 gespeichert. Ferner wird θ1 gleichzeitig mit dem zuvor beschriebenen Vorgang zum EIN/AUS-Schalten des Stroms durch eine Methode ermittelt, die später erklärt wird.
Es folgt eine Erklärung der Messung von θ1.
Wenn der Rotor 6 frei läuft, empfängt der Mikrocomputer 30 das ROT-Signal, wie in 19 dargestellt ist, von dem Komparator 4, nicht dargestellt, in der Antriebssteuerschaltung 19.
Der Mikrocomputer 30 ist mit einem innerem Zeitgeber bereitgestellt (der zum Beispiel alle 10 μm Sekunden aufwärts zählt), und zählt Impulse des Zeitgebers in einer Zeitperiode der Drehung des Rotors 6 um eine Umdrehung synchron mit dem ROT-Signal aufwärts. Wenn zum Beispiel der Rotor 6 um eine Umdrehung für 0,1 Sekunden gedreht wird, wird ein Zählwert Nr des Zeitgebers 1000.
Unmittelbar danach startet der Mikrocomputer 30 wieder mit der Zählung bei 0, sobald der Zählwert des Zeitgebers 1000 wird. Die Drehzahl des Rotors 6 ist in der Zeitperiode des freien Laufs im Wesentliche konstant, und daher sind das ROT-Signal und der Zählvorgang des Zeitgebers miteinander synchronisiert.
Anschließend speichert der Mikrocomputer 30 einen Zählwert Ne an einem Punkt des Umschaltens des ROT-Signals, wenn der Strom wieder den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zugeführt wird. Obwohl die Periode des ROT-Signals im Wesentlichen dieselbe wie die Periode des ROT-Signals im freien Lauf ist, wie durch 19 dargestellt ist, wird die Phase um θ1 vorgerückt.
Der Mikrocomputer 30 berechnet θ1 aus den Werten von Nr und Ne.
Wenn zum Beispiel der Zählwert Nr = 1000 und der Zählwert Ne = 900, wird die Verschiebung θ1 zwischen den Phasen von Vir und Vd wie folgt berechnet. θ1 = (Nr – Ne)/Nr × 360° = 36°
Wie zuvor beschrieben, werden VD ω, Vir/ω und θ1 berechnet und daher berechnet der Mikrocomputer 30 Rpr und Lpr gemäß der Formel (14) und der Formel (15).
Anschließend aktualisiert der Mikrocomputer 30 die Werte von Rpe und Lpe durch die Werte von Rpr und Lpr.
Durch mehrmaliges Wiederholen der zuvor beschriebenen Prozedur beim Starten des Motors 5 können exaktere Werte für Rpr und Lpr berechnet werden.
Die Steuervorrichtung 45 berechnet das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v durch Rpe und Lpe, die durch die zuvor beschriebene Prozedur ermittelt wurden, und steuert den Motor 5 durch die Rückkopplungssteuerung. Der Betrieb ist derselbe wie jener der vierten Ausführungsform.
Wenn ferner eine Sicherheitsvorrichtung eingebaut ist, in der ein Alarm ausgegeben wird, wenn Werte von Rpe und Lpe, die als Ergebnis einer Berechnung bereitgestellt werden, einen Normalwertbereich überschreiten (zum Beispiel 0,5 [Ω] bis 10 [Ω] und von m0 [mH] bis 1 [mH]), so dass der Motor 5 nicht angetrieben wird, kann die Sicherheit erhöht werden.
Gemäß der Ausführungsform werden Rpr und Lpr automatisch beim Starten des Motors 5 gemessen, das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀u – v wird durch die Werte berechnet, und daher ist es nicht notwendig, Rpr und Lpr zuvor unter Verwendung eines Messinstruments zu messen, wie in der Steuerschaltung des herkömmlichen sensorlosen bürstenlosen Motors.
Daher ist für gewöhnlich an einer Stelle der Verwendung des sensorlosen bürstenlosen Motors, wenn der Motor 5 durch einen anderen Motor getauscht wird, notwendig, Rpr und Lpr unter Verwendung eines Messinstruments erneut zu messen, aber ein solcher Vorgang entfällt gemäß der Steuerschaltung 45 der Ausführungsform.
Ferner können gemäß der Ausführungsform nur durch Installieren des Kabels 27 von dem Integrator 1 zu dem Mikrocomputer 30 Rpr und Lpr gemessen werden, und daher ist die Schaltungsstruktur einfacher als jene der Steuerschaltungen der sechsten Ausführungsform und der siebenten Ausführungsform.
Obwohl gemäß der Ausführungsform Rpr und Lpr unter Verwendung der Motorwicklungen 7U und 7V berechnet werden, ist die Ausführungsform nicht darauf beschränkt, sondern Rpr und Lpr können durch beliebige Motorwicklungen gemessen werden.
Gemäß dieser Ausführungsform kann, wenn die Startzeitperiode etwa 3 bis 10 Minuten in einer Turbomolekularpumpe vom magnetischen Schwebetyp ist, θ1 bei geringer Beschleunigung des Rotors und mit hoher Genauigkeit gemessen werden.
(Neunte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform kann durch Hinzufügen einer Funktion des vorübergehenden Nullsetzens des Widerstandswertsignals Rp und des Induktanzwertsignals Lp zu der Steuerschaltung 41 gemäß der vierten Ausführungsform (11) oder dergleichen, eine Funktion wie jene der Steuerschaltung 42 gemäß der zweiten Ausführungsform (3) unter Verwendung der Steuerschaltung 41 erhalten werden. Dadurch kann auch die Funktion der Steuerschaltung 142 von der Steuerschaltung 41 verwendet werden, der die neue Funktion hinzugefügt wird, und der Motor 5 kann von einer geringen Drehzahl betrieben werden, in der die PLL-Schaltung 16 nicht zu einer eingeschwungenen Drehung verriegelt werden kann. Ferner bezieht sich die eingeschwungene Drehung auf die Drehung des Rotors bei einer vorbestimmten Drehfrequenz (zum Beispiel 30 000 Umdrehungen pro Minute) im eingeschwungenen Zustand.
21 ist ein Diagramm, das eine Struktur einer Steuerschaltung 47 gemäß der Ausführungsform zeigt. Die Steuerschaltung 47 ist dieselbe wie die Steuerschaltung 41 gemäß der vierten Ausführungsform (11), mit der Ausnahme, dass der Ausgang der Rp-Signaleinstellschaltung 14 entweder auf das Widerstandswertsignal Rp oder 0 gestellt werden kann, und dass der Ausgang der Lp-Signaleinstellschaltung 15 entweder auf das Induktanzwertsignal Lp oder 0 gestellt werden kann.
Es folgt eine Erklärung eines Schemas einer Struktur der Steuerschaltung 47.
Die Motorantriebsschaltung 17 stellt ein Stromversorgungsmittel zum Zuleiten von Strom zu dem Motor 5 dar.
Die Rp-Signaleinstellschaltung 14, der Differenzialverstärker 9, der Vervielfacher 10 und der Addierer 11 bilden ein Widerstandsausmaßkorrekturmittel zum Korrigieren des Ausmaßes des Widerstands durch Subtrahieren eines korrigierten Wertes einer Änderung in der Spannung, die durch den synthetischen widerstand der Verdrahtungen von der Energiequellenvorrichtung und der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W von der Zwischenkabelspannung erzeugt wird.
Der Differenzialverstärker 8 stellt ein Zwischenkabelspannungserfassungsmittel dar, um die Zwischenkabelspannung der Motorwicklungen 7U und 7V zu ermitteln. Der Integrator 1 stellt ein Magnetfluss-Vorhersagesignalerfassungsmittel zum Ermitteln eines Magnetfluss-Vorhersagesignals (das ein Signal zur Vorhersage des verknüpften Magnetflusses der Motorwicklungen 7U und 7V ist und daher als Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ in der Folge beschrieben ist) durch Integrieren der Zwischenkabelspannung dar.
Die Lp-Signaleinstellschaltung 15, der Differenzialverstärker 9, der Vervielfacher 12 und der Addierer 13 stellen eine Reaktanzausmaßkorrekturmittel dar zum Korrigieren des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ durch Subtrahieren einer Änderung in der Spannung, die durch die Reaktanz der Motorwicklungen 7U und 7V des Vervielfachers von dem Ausgang des Integrators 1 erhalten wird.
Der Komparator 4 stellt ein Magnetpolpositionserfassungsmittel dar. Die Phase des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ ist mit einem entsprechenden Verhältnis zu den Positionen der Magnetpole des Rotors 6 bereitgestellt und daher können die Positionen der Magnetpole durch Detektieren der Phase des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ detektiert werden. Somit kann der Komparator 4 die Positionen der Magnetpole durch Detektieren eines Punkts, an dem die Phase des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ 2nπ oder (2n – 1) π wird, durch einen Vergleich des Erdpegels und des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ detektieren. Übrigens bezeichnet das Zeichen n eine ganze Zahl.
Übrigens gibt die Rp-Signaleinstellschaltung 14 selektiv zwei Werte des Widerstandswertsignals Rp (= Rc + Ru = Rc + Rw = Rc + Rv) und Null durch das Signal von dem Mikrocomputer 30 aus.
Ferner gibt die Lp-Signaleinstellschaltung 15 auch selektiv zwei Werte des Induktanzwertsignals Lp (= Lu = Lw = Lv) und Null durch das Signal von dem Mikrocomputer 30 aus.
Wenn beide der Ausgänge der Rp-Signaleinstellschaltung 14 und der Lp-Signaleinstellschaltung 15 auf Null gestellt sind, werden beide Ausgänge, des Vervielfachers 12 und des Vervielfachers 10, Null, und es kann eine Schaltung mit einer Struktur erhalten werden, die gleich jener der Schaltung ist, die durch den Differenzialverstärker 103, das Gleichstromsperrfilter 102, den Integrator 101 und den Komparator 104 der Steuerschaltung 142 gemäß der zweiten Ausführungsform gebildet wird. Wenn zum Beispiel ein Fall, in dem die Steuerschaltung 47 auf gleiche Weise wie die Steuerschaltung 142 arbeitet, als erster Modus definiert ist, und ein Fall, in dem die Steuerschaltung 47 auf gleiche Weise wie Steuerschaltung 41 arbeitet, als zweiter Modus definiert ist, arbeitet die Steuerschaltung 47 durch den zweiten Modus, indem das Widerstandswertsignal Rp und das Impedanzwertsignal Lp ausgegeben wird, und arbeitet durch den ersten Modus, indem die Signale auf Null gesetzt werden.
Der Mikrocomputer 30 überwacht die Drehfrequenz des Rotors 6 zum Beispiel durch das ROT-Signal, das vom Komparator 4 empfangen wird.
Das ROT-Signal, das vom Komparator 4 ausgegeben wird, wiederholt Hi und Lo bei jeder Drehung des Rotors 6 synchron mit der Drehung des Rotors 6 und daher kann durch Zählen des Anstiegs oder Abfalls des ROT-Signals pro Zeiteinheit die Drehfrequenz des Rotors 6 berechnet werden.
Der Mikrocomputer 30 lässt die Rp-Signalerzeugungsschaltung 14 und die Lp-Signalerzeugungsschaltung 15 das Widerstandswertsignal Rp beziehungsweise das Induktanzwertsignal Lp ausgeben, wenn die berechnete Drehfrequenz des Rotors 6 größer als ein vorbestimmter Wert ist (30 [Hz] bei der Beschleunigung, 60 [Hz] bei der Verlangsamung). Da in diesem Fall das Widerstandswertsignal Rp und das Induktanzwertsignal Lp ausgegeben werden, ist die Schaltungsstruktur dieselbe wie jene der Steuerschaltung 41.
Ferner betreibt der Mikrocomputer 30 den Motor 5 auf gleiche Weise wie in der vierten Ausführungsform. Das heißt, der Komparator 4 erzeugt das ROT-Signal von dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ und die PLL-Schaltung 16 erzeugt das 12 × f ROT-Signal aus dem ROT-Signal. Ferner schaltet der Mikrocomputer 30 die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e, 21f der Motorantriebsschaltung 17 synchron mit dem 12 × f ROT-Signal EIN/AUS und lässt den Dreiphasen-Wechselstrom zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W fließen, um dadurch den Rotor 6 zu drehen (zweiter Modus).
Der Mikrocomputer 30 stellt die Ausgänge der Rp-Signalerzeugungsschaltung 14 und der Lp-Signalerzeugungsschaltung 15 auf Null, wenn die berechnete Drehfrequenz des Rotors 6 kleiner als der vorbestimmte Wert ist. In diesem Fall werden die Ausgänge der Vervielfacher 10 und 12 auf Null gestellt, und daher wird die Schaltungsstruktur dieselbe wie jene der Steuerschaltung 142.
Ferner betreibt der Mikrocomputer 30 den Motor 5 auf gleiche Weise wie in der zweiten Ausführungsform. Das heißt, synchron mit dem ROT-Signal vom Komparator 4 werden die Transistoren 21b, 21c, 21e und 21f EIN/AUS geschalten und Strom fließt abwechselnd in die V → W Richtung (wenn der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben wird) und in die W → U Richtung (wenn der Antriebsspannungsvektor 5 ausgegeben wird), um dadurch den Rotor 6 zu drehen (erster Modus).
Auf diese Weise stellt der Mikrocomputer 30 ein Selektionsmittel zum wählen des ersten Modus und des zweiten Modus in Übereinstimmung mit der Drehfrequenz des Rotors 6 dar und stellt auch ein Korrekturnullsetzungsmittel zum Nullsetzen der Korrektur durch die Addierer 11 und 13 dar, indem das Widerstandswertsignal Rp und das Induktanzwertsignal Lp auf Null gesetzt werden, wenn der Motor 5 durch den ersten Modus angetrieben wird.
Ferner stellt der Mikrocomputer 30 auch das Antriebszeitsteuerungserfassungsmittel der Antriebsspannungsvektoren dar, ermittelt eine Antriebszeitsteuerung (erste Antriebszeitsteuerung) der Antriebsspannungsvektoren von dem Rot-Signal des Komparators 4 im ersten Modus, und ermittelt eine Antriebszeitsteuerung (zweite Antriebszeitsteuerung) von dem 12 × f ROT-Signal der PLL-Schaltung 16 im zweiten Modus. Ferner stellt der Mikrocomputer 30 das erste Antriebsspannungsvektor-Ausgabemittel dar, um die Transistoren 21b, 21c, 21e und 21f in Übereinstimmung mit dem erste Modus durch die erste Antriebszeitsteuerung EIN/AUS zu schalten, und das zweite Antriebszeitsteuerung-Ausgabemittel, um die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21, 21e und 21f in Übereinstimmung mit dem zweiten Modus durch die zweite Antriebszeitsteuerung EIN/AUS zu schalten.
22 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen Betriebsmoden der Steuerschaltung 47 und der Drehfrequenz des Rotors 6 gemäß der Ausführungsform zeigt.
Ein Fall, in dem die Steuerschaltung 47 auf gleiche Weise wie die Steuerschaltung 147 arbeitet und der Rotor 6 beschleunigt oder durch eine eingeschwungene Drehung gedreht wird, wird als 2-Phasen-Beschleunigungsmodus bezeichnet, und ein Fall, in dem der Rotor 6 im Gegensatz dazu verlangsamt wird, wird als 2-Phasen-Verlangsamungsmodus bezeichnet. Wenn die zwei Fälle nicht voneinander unterschieden werden, werden die Fälle ferner einfach als 2-Phasenmodus bezeichnet.
Ferner wird ein Fall, in dem die Steuerschaltung 47 auf gleiche Weise wie die Steuerschaltung 41 arbeitet und der Rotor 6 beschleunigt oder durch eine eingeschwungene Drehung gedreht wird, als 3-Phasen-Beschleunigungsmodus bezeichnet, und ein Fall, in dem der Rotor 6 im Gegensatz dazu verlangsamt wird, wird als 3-Phasen-Verlangsamungsmodus bezeichnet. Wenn die zwei Fälle nicht voneinander unterschieden werden, werden die Fälle ferner einfach als 3-Phasenmodus bezeichnet.
Der 2-Phasen-Verlangsamungsmodus und der 3-Phasen-Verlangsamungsmodus werden jeweils durch Umkehr des Feldes des 2-Phasen-Beschleunigungsmodus und des 3-Phasen-Beschleunigungsmodus erreicht. Das heißt, die Phase des Feldes ist um 180 Grad verschoben.
Wenn die Polarität des Feldes auf diese Weise umgekehrt wird, wie später erklärt wird, erzeugt das Feld ein Drehmoment in umgekehrter Richtung der Drehung des Rotors 6.
ES gibt acht Arten, von <1> bis <8>, wie in 22 dargestellt ist, zum Umschalten der Moden.
Der Modusumschaltvorgang von <1> zeigt einen Fall, in dem, während der Rotor 6 im 2-Phasen-Beschleunigungsmodus beschleunigt wird, der Modus umgeschalten wird, und der Rotor 6 im 2-Phasen-Verlangsamungsmodus verlangsamt und gestoppt wird. Zum Beispiel ist dies der Fall, wenn ein Benutzer den Motor 5 stoppt, wenn die Drehfrequenz kleiner als 30 [Hz] nach dem Start ist, um den Rotor 6 zu drehen, oder ein Fall, wenn der Motor 5 durch Betätigen einer Sicherheitsvorrichtung gestoppt wird.
In der Folge ist der Modusumschaltvorgang <2> ein Fall, in dem vom 2-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <3> ist ein Fall, in dem vom 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <4> ist ein Fall, in dem vom 3-Phasen-Beschleunigungsmodus in den 2-Phasen-Verlangsamungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <5> ist ein Fall, in dem vom 2-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <6> ist ein Fall, in dem vom 3-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 2-Phasen-Verlangsamungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <7> ist ein Fall, in dem vom 3-Phasen-Beschleunigungsmodus in den 3-Phasen-Verlangsamungsmodus umgeschalten wird. Der Modusumschaltvorgang <8> ist ein Fall, in dem vom 3-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird.
Die Steuerschaltung 47 gemäß der Ausführungsform, die wie zuvor beschrieben konstruiert ist, arbeitet wie folgt. Ferner wird hier ein Fall erklärt, in dem der Rotor 6 von einem stationären Zustand einer eingeschwungenen Drehung (zum Beispiel 30 000 Umdrehungen pro Minute) über den 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus und den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus gedreht wird, und danach durch den 3-Phasen-Verlangsamungsmodus und den 2-Phasen-Verlangsamungsmodus verlangsamt und gestoppt wird. Das heißt, wenn in der Beschleunigung die Drehfrequenz des Rotors 30 [Hz] ist, wird der Modusumschaltvorgang <3> ausgeführt, und in der Verlangsamung, bei 60 [Hz], wird der Modusumschaltvorgang <6> ausgeführt.
[Fall einer Beschleunigung vom stationären Zustand zur eingeschwungenen Drehung]
Die Steuerschaltung 47 startet den Motor 5 durch den 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus. Das heißt, der Mikrocomputer 30 setzt die Ausgänge der Rp-Signaleinstellschaltung 14 und der Lp-Signaleinstellschaltung 15 auf Null und schaltet danach die Transistoren 21b, 21c, 21e und 21f der Motorantriebsschaltung 17 EIN/AUS, um dadurch abwechselnd den Antriebsspannungsvektor 3 und den Antriebsspannungsvektor 5 auszugeben. Wenn die Transistoren 21c und 21f EIN geschaltet werden, wird der Antriebsspannungsvektor 3 an die Motorwicklungen 7V und 7W ausgegeben, und wenn die Transistoren 21e und 21b EIN geschaltet werden, wird der Antriebsspannungsvektor 5 an die Motorwicklungen 7W und 7U ausgegeben.
Ferner zeigt 23 ein Verhältnis von Nummern der Antriebsspannungsvektoren, Richtungen des Stroms, der in den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W fließt, und der Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f zum Umschalten. Wie zum Beispiel aus 23 hervorgeht, wenn der Antriebsspannungsvektor 1 ausgegeben wird, ist eine Richtung eines Stroms, der der Motorantriebsschaltung 17 zugeführt wird, eine Richtung von der Motorwicklung 7U zu der Motorwicklung 7V und die Transistoren, die EIN geschaltet werden, sind die Transistoren 7a und 7d. Das Verhältnis unter anderen Antriebsspannungsvektoren, Richtungen des Stroms und der Transistoren, die EIN geschaltet sind, kann auf gleiche Weise aus 13 gelesen werden.
Unmittelbar nach dem Starten des Motors 5 gibt der Mikrocomputer 30 abwechselnd die Antriebsspannungsvektoren 3, 5 bei einer niederen Frequenz nahe dem Gleichstrom aus. Dann wird der Rotor 6 zu dem Magnetfeld gezogen und beginnt zu drehen. Wenn die Drehfrequenz des Rotors etwa 1 [Hz] wird, kann das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ ausgegeben werden und der Komparator 4 kann das Rot-Signal ausgeben.
Der Mikrocomputer 30 gibt abwechselnd den Antriebsspannungsvektor 3 und den Antriebsspannungsvektor 5 aus, indem er die Transistoren 21b, 21c, 21e und 21f synchron mit dem ROT-Signal, das vom Komparator 4 empfangen wird, EIN/AUS schaltet. Wenn ferner das ROT-Signal Hi ist, wird der Antriebsspannungsvektor 5 ausgegeben, und wenn das ROT-Signal Lo ist, wird der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben. Wenn die Drehfrequenz des Rotors auf diese Weise 6 etwa 1 [Hz] wird, können die Ausgänge der Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 durch eine Rückkopplungssteuerung durch Detektieren der Positionen der Magnetpole des Rotors 6 gesteuert werden.
Die Drehung des Rotors 6 wird durch die zuvor beschriebene Steuerung beschleunigt. Wenn ferner der Mikrocomputer 30 aus dem ROT-Signal detektiert, dass die Drehzahl des Rotors 30 [Hz] erreicht, werden alle Transistoren der Motorantriebsschaltung 17 AUS geschaltet, um dadurch die Motorantriebsschaltung 17 sofort für etwa 10 [μ Sekunden] bis 1,0 [Sekunden] pausieren zu lassen, und danach wechselt der Motor in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus. Dies soll verhindern, dass die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f beim Umschalten des Modus kurzgeschlossen werden.
Wenn der Mikrocomputer 30 in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus wechselt, lässt der Mikrocomputer 30 die Rp-Signaleinstellschaltung 14 und die Lp-Signaleinstellschaltung 15 das Widerstandswertsignal Rp beziehungsweise das Induktanzwertsignal Lp ausgeben, und startet mit der Zuleitung der Antriebsspannungsvektoren 1 bis 6 zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W, indem die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f der Motorantriebsschaltung 17 EIN/AUS geschalten werden.
Das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ wird dadurch von dem Addierer 13 bereitgestellt und das ROT-Signal wird vom Komparator 4 bereitgestellt. Die PLL-Schaltung 16 erzeugt das 12 × f ROT-Signal von dem ROT-Signal, das vom Komparator 4 empfangen wird.
Der Mikrocomputer 30 empfängt das 12 × f ROT-Signal von der PLL-Schaltung 13 und steuert das Umschalten des Stroms, der den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zugeführt wird, durch eine Rückkopplungssteuerung ähnlich wie in der vierten Ausführungsform.
Der Rotor 6 wird auf etwa 30 000 Umdrehungen pro Minute durch den zuvor beschriebenen 3-Phasen-Beschleunigungsmodus beschleunigt und führt eine eingeschwungene Drehung aus.
[Fall einer Verlangsamung zum Stoppen aus der eingeschwungenen Drehung]
Wenn der Motor 5 gestoppt wird, wird der Motor 5 durch Einwirken des Magnetfeldes, das durch die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W erzeugt wird, auf die Magnetpole des Rotors 6 gebremst. Zuerst wird eine Methode zum Verlangsamen des Rotors 6 beschrieben.
24 zeigt Zeichnungen zur Erklärung des Mechanismus zum Verlangsamen des Rotors 6 durch das Feld.
24A ist eine Ansicht, die einen Fall zum Beschleunigen des Rotors 6 zeigt. Der Rotor 6 wird im Uhrzeigersinn in Bezug auf die Papierfläche gedreht. Magnetpole, die über und unter dem Rotor 6 angeordnet sind, stellen schematisch das Feld dar, das durch die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W erzeugt wird. Im Falle von 24A wird gezeigt, dass das Feld durch die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zu einer oberen Seite der Papierfläche entsteht.
Wenn das Feld, das durch die Magnetpole der Rotorwelle 6 und die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W erzeugt wird, in dem Verhältnis ist, das durch die Zeichnungen dargestellt ist, das heißt, wenn das Feld zum Anziehen der Magnetpole der Rotorwelle 6 in eine Richtung zum Drehen der Rotorwelle 6 gebildet ist, wird die Rotorwelle 6 beschleunigt.
Wenn übrigens das Feld so gebildet ist, dass die Magnetpole der Rotorwelle 6 in die Richtung der Drehung der Rotorwelle 6 abgestoßen werden, wie durch 24B dargestellt ist, wird die Rotorwelle 6 verlangsamt.
Aus dem zuvor beschriebenen Überblick ist bekannt, dass, wenn die Rotorwelle 6 verlangsamt wird, die Antriebsspannungsvektoren in Richtungen, die jenen der Antriebsspannungsvektoren entgegengesetzt sind, die bei einer Beschleunigung ausgegeben werden, synchron mit dem ROT Signal im Falle des 2-Phasen-Verlangsamungsungsmodus ausgegeben werden können, und synchron mit dem 12 × f ROT-Signal im Falle des 3-Phasen-Verlangsamungsmodus.
Im Falle des Stoppens des Rotors 6 bei einer eingeschwungenen Drehung (etwa 30 000 Drehungen pro Minute), schaltet der Mikrocomputer 30 von dem 3-Phasen-Beschleunigungsmodus zu dem 3-Phasen-Verlangsamungsmodus. Ferner leitet der Mikrocomputer 30 vorbestimmte Gate-Signale zu den Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f auf der Basis des 12 × f ROT-Signals, das von der PLL-Schaltung 16 ausgegeben wird, und schaltet der Reihe nach den Strom der Motorwicklungen 7U, 7V und 7W um. In diesem Fall fließt Strom, der den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zugeführt wird, in eine Richtung, die jener des 3-Phasen-Beschleunigungsmodus entgegengesetzt ist. Zum Beispiel werden im Fall des 3-Phasen-Beschleunigungsmodus unter Bezugnahme auf 12 in dem Moment des Anstiegs des ROT-Signals, der einen Beginn des 12 × f ROT-Signals darstellt, die Transistoren 21c und 1b EIN geschaltet und der Strom fließt in die V → U Richtung (Antriebsspannungsvektor 1). Um das Feld, das von den Motorwicklungen 7U und 7V erzeugt wird, in die Gegenrichtung zu lenken, kann Strom zum Fließen in die U → V Richtung gebracht werden (Antriebsspannungsvektor 4). Für diesen Zweck kann der Mikrocomputer 30 die Transistoren 21a und 21d EIN schalten.
Auf diese Weise verlangsamt der Mikrocomputer 30 den Rotor 6, indem den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W synchron mit dem 12 × f ROT-Signal Strom in Richtungen entgegengesetzt zu dem Fall des 3-Phasen-Beschleunigungsmodus zugeführt wird.
Der Mikrocomputer 30 überwacht die Drehfrequenz des Rotors 6 durch das ROT-Signal, das von dem Komparator 4 ausgegeben wird, und schaltet den Steuermodus der Motorantriebsschaltung 17 von dem 3-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 2-Phasen-Verlangsamungsmodus um, wenn der Mikrocomputer 30 detektiert, dass die Drehfrequenz des Rotors 5 auf 60 [Hz] verringert ist. Auch im Modusumschaltvorgang wird die Motorantriebsschaltung 17 sofort zum Pausieren gebracht um zu verhindern, dass die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f kurzgeschlossen werden.
Der Mikrocomputer 30 setzt beide Ausgänge der RP-Signaleinstellschaltung 14 und der Lp-Signaleinstellschaltung 15 auf Null, wenn der 2-Phasen-Verlangsamungsmodus eingeleitet wird, und gibt abwechselnd den Antriebsspannungsvektor 3 und den Antriebsspannungsvektor 5 aus, indem die Transistoren 21b, 21c, 21e und 21f EIN/AUS geschaltet werden. Im Gegensatz zu dem Fall des 2-Phasen-Beschleunigungsmodus jedoch wird der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben, wenn das ROT-Signal Hi ist, und der Antriebsspannungsvektor 5 wird ausgegeben, wenn das ROT-Signal Lo ist.
Wie zuvor beschrieben, wird der Rotor 6 rasch durch die Verwendung sowohl des 3-Phasen-Verlangsamungsmodus wie auch des 2-Phasen-Verlangsamungsmodus gestoppt.
Gemäß der zuvor beschriebenen Ausführungsform kann der folgende Effekt erreicht werden.
Da die Funktion der Steuerschaltung 142 gemäß der zweiten Ausführungsform (3) durch Verwendung von Abschnitten der Steuerschaltung 41 gemäß der vierten Ausführungsform (11) erzielt werden, kann unter Verwendung der Steuerschaltung 47, selbst wenn der Rotor 6 bei der Drehfrequenz gleich oder kleiner als die Frequenz gedreht wird, bei der der Rotor 6 die PLL-Schaltung 16 verriegeln kann (zum Beispiel etwa 20 [Hz]), das Feld durch die Rückkopplungssteuerung durch Detektieren der Positionen der Magnetpole gesteuert werden, und ferner, wenn der Motor 5 im eingeschwungenen Zustand betrieben wird, kann selbst in dem Fall, in dem eine rasche Variation der Last verursacht wird, der Betrieb aufrechterhalten werden, ohne den Motor 5 in einen phasenverschobenen Zustand zu bringen.
Daher kann nicht nur die Zeitperiode des Startvorgangs des Motors 5 verkürzt werden, sondern auch die Stabilität im eingeschwungenen Betrieb erhöht werden.
Ferner kann entweder der Startvorgang oder der eingeschwungene Betrieb des Motors 5 durch die einzige Steuerschaltung 47 gesteuert werden, und daher ist es nicht notwendig, die Steuerschaltung 142 der Steuerschaltung 41 hinzuzufügen, und die Herstellungskosten können verringert werden.
Obwohl gemäß der Ausführungsform das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀, das vom Integrator 1 ausgegeben wird, in den Komparator 4 über den Addierer 13 eingegeben wird, kann der Betrieb der Steuerschaltung 47 aus folgendem Grund weiter stabilisiert werden, wenn das Gleichstromsperrfilter zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 4 eingesetzt ist.
Gemäß dem 2-Phasen-Modus wird das Signal, das von der Lp-Signaleinstellschaltung 15 ausgegeben wird, auf Null gesetzt und daher wird der Ausgang der Vervielfachers 12 theoretisch auf Null gesetzt. Da jedoch der Vervielfacher 12 durch Kombinieren verschiedener Elemente, wie Operationsverstärker, hergestellt wird, wird, selbst wenn das Induktanzwertsignal Lp auf Null gesetzt wird, durch Eigenschaften der Elemente ein Fall herbeigeführt, in dem eine Versatzspannung (Gleichstrom) von dem Vervielfacher ausgegeben wird.
Daher wird im Fall des 2-Phasen-Modus eine Gleichstromkomponente auf das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ überlagert, das vom Addierer 13 ausgegeben wird. Übrigens vergleicht der Komparator 4 den Pegel des Magnetfluss-Vorhersagesignals und den Erdpegel, und wenn daher das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ versetzt ist, kann der Komparator 4 nicht richtig arbeiten. Wenn somit das Gleichstromsperrfilter zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 4 eingesetzt ist, um die überlagerte Gleichstromkomponente am Addierer 13 zu entfernen, kann der Komparator 4 weiter richtig betrieben werden.
Das Gleichstromsperrfilter, das zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 14 eingesetzt ist, kann angebracht bleiben, selbst wenn die Steuerschaltung 47 im 3-Phasen-Modus betrieben wird. Der Grund ist, dass vorzugsweise das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀, das in den Komparator 4 eingegeben wird, von der Gleichstromkomponente befreit wird, und selbst wenn das Gleichstromsperrfilter an der Eingangsseite des Komparators 4 bereitgestellt ist, kommt es daher zu keinem negativen Einfluss, und ferner, wenn der Ausgang des Vervielfachers 12 mit einer Gleichstromkomponente im 3-Phasenmodus aufgrund von Eigenschaften von Elementen oder dergleichen bereitgestellt ist, kann die Gleichstromkomponente entfernt werden.
(Modifiziertes Beispiel 1 der neunten Ausführungsform)
25 ist eine Zeichnung, die eine Struktur einer Steuerschaltung 49 gemäß dem modifizierten Beispiel zeigt. Im 2-Phasen-Modus setzt die Steuerschaltung 49 nur den Ausgang der Lp-Signaleinstellschaltung 15 und die Ausgänge des Widerstandswertsignals Rp von der Rp-Signaleinstellschaltung 14 auf Null, unabhängig von den Moden, und die andere Schaltungsstruktur ist gleich jener der Steuerschaltung 47. Wenn das Widerstandswertsignal Rp im 2-Phasen-Modus ausgegeben wird, kann die Charakteristik der Steuerschaltung 47 unmittelbar nach dem Start aus folgendem Grund verbessert werden.
Das Gleichstromsperrfilter 2 (21) wird zum Beispiel durch Kombinieren eines Hochpassfilters und eines Integrators gebildet, und ist normalerweise mit einer Integrationscharakteristik versehen. Daher wird eine Verzögerung beim Ansprechen auf ein eingegebenes Signal verursacht, und selbst wenn das Eingangssignal rasch geändert wird, kann das Gleichstromsperrfilter 2 dem nicht unmittelbar folgen.
Daher kann während einer vorbestimmten Zeitperiode, unmittelbar nach dem Starten der Steuerschaltung 47 (etwa 1 Sekunde), das Gleichstromsperrfilter 2 die Gleichstromkomponente nicht ausreichend sperren, und die Gleichstromkomponente wird an den Integrator 1 ausgegeben.
Übrigens subtrahiert der Addierer 11 den Ausgang des Vervielfachers 10 (Gleichstromkomponente des Differenzialverstärkers 8) von dem Ausgang des Differenzialverstärkers 8. Das heißt, durch Eingabe des Ausgangs des Vervielfachers 10 in den Addierer 11 wird die Gleichstromkomponente des Ausgangs des Differenzialverstärkers 8 beseitigt.
Selbst wenn übrigens im 2-Phasen-Modus das Widerstandswertsignal Rp von der Rp-Signaleinstellschaltung 14 an den Vervielfacher 10 ausgegeben wird, dient der Ausgang des Vervielfachers 10 ursprünglich zur Beseitigung der Gleichstromkomponente des Differenzialverstärkers 8 und daher wird der Betrieb des Motors 5 nicht beeinflusst. Das heißt, die Gleichstromkomponente wird aus dem Ausgang des Differenzialverstärkers 8 durch den Addierer 11 entfernt, und die Gleichstromkomponente wird ferner durch das Gleichstromsperrfilter 2 entfernt. Ferner wird die Gleichstromkomponente durch den Addierer unmittelbar nach dem Starten des Motors 5 entfernt.
26 zeigt Diagramme zur Erklärung unterschiedlicher Ausgänge des Gleichstromsperrfilter 2 durch das Vorhandensein oder Fehlen der Ausgabe des Widerstandswertsignals Rp.
26A ist ein Diagramm, das eine Gleichstromkomponente zeigt, die von dem Differenzialverstärker 8 ausgegeben wird, die Ordinate bezeichnet die Spannung und die Abszisse bezeichnet die Zeit. Wenn die Steuerschaltung 47 zum Zeitpunkt t1 gestartet wird, wird das Signal vom Differenzialverstärker 8 ausgegeben, und das Signal enthält die Gleichstromkomponente. Das heißt, wie in der Zeichnung dargestellt ist, wenn die Steuerschaltung 47 gestartet wird, erscheint die Gleichstromkomponente 81 von dem Differenzialverstärker 8 in einer Stufenform.
26B ist ein Diagramm, das die Gleichstromkomponente des Signals zeigt, das von dem Gleichstromsperrfilter 2 ausgegeben wird, wenn der Ausgang der Rp-Signaleinstellschaltung 14 auf Null gesetzt wird und der Ausgang des Vervielfachers 10 auf Null gesetzt wird, wobei die Ordinate die Spannung bezeichnet, und die Abszisse die Zeit bezeichnet. Der Ursprungspunkt der Zeitachse ist mit jenem von 26A ausgerichtet.
Wie durch 26B dargestellt ist, wenn der Ausgang des Vervielfachers 10 auf Null gesetzt wird, wird die Gleichstromkomponente 82 unmittelbar nach dem Starten der Steuerschaltung 47 ausgegeben, und wird nach einer vorbestimmten Zeitperiode abgeschwächt.
26C ist ein Diagramm, das die Gleichstromkomponente des Signals zeigt, das von dem Gleichstromsperrfilter 2 ausgegeben wird, wenn das Widerstandswertsignal Rp von der Rp-Signaleinstellschaltung 14 ausgegeben wird. Die Ordinate bezeichnet die Spannung und die Abszisse bezeichnet die Zeit. Der Ursprungspunkt der Zeitachse ist mit jenem von 26A ausgerichtet.
Wie durch 26C dargestellt ist, kann in diesem Fall das Gleichstromsperrfilter 2 die Gleichstromkomponente unmittelbar nach dem Starten der Steuerschaltung 47 sperren.
Wie zuvor beschrieben, kann im 2-Phasen-Modus durch Ausgabe des widerstandswertsignals Rp von der Rp-Signaleinstellschaltung 14 die Gleichstromkomponente von dem Gleichstromsperrfilter 2 unmittelbar nach dem Starten der Steuerschaltung 47 an einer Ausgabe gehindert werden.
Auf diese Weise kann gemäß dem modifizierten Beispiel die Charakteristik der Steuerschaltung 47 unmittelbar nach dem Starten verbessert werden.
(Modifiziertes Beispiel 2 der neunten Ausführungsform)
Wie in dem modifizierten Beispiel 1 der neunten Ausführungsform erklärt wurde, gibt es acht Arten eines Umschaltvorganges zwischen dem 2-Phasen-Modus und dem 3-Phasen- Modus (22). Es hat sich nun herausgestellt, dass es einen Fall gibt, in dem von den acht Arten beim Umschalten vom 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus, das heißt, in dem Modusumschaltvorgang <3> und <5>, das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀, das von dem Addierer 13 ausgegeben wird (21), instabil wird.
Gemäß dem modifizierten Beispiel wird zur Erhöhung der Stabilität des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀, wenn der Modus vom 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus umgeschalten wird, ein schwacher Strom in einem Ausmaß, das keinen Einfluss auf das Drehmoment des Rotors 6 hat, für eine bestimmte Zeitperiode (etwa 1 bis 5 Sekunden) zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W geleitet.
Zunächst wird ein Betrieb des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ erklärt, wenn beim Umschalten des Modus vom 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus kein schwacher Strom zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W geleitet wird.
27 ist ein Diagramm, das Änderungen der Gleichstromkomponente des Signals des Differenzialverstärkers 8, des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ und des Stroms Iw der W-Phase zeigt, nachdem der Modus vom 2-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus nach einer Pausenperiode umgeschalten wurde (Modusumschaltvorgang <5>), und die Abszisse bezeichnet die Zeit. Der Mikrocomputer 30 stellt eine vorbestimmte Pausenzeitperiode (etwa 10 μ Sekunden bis 0,1 Sekunden) zwischen dem 2-Phasen-Modus und dem 3-Phasen-Modus bereit, um zu verhindern, dass die Transistoren 21a, 21b, 21c, 21d, 21e und 21f kurzgeschlossen werden, wenn der Modus vom 2-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird.
Wenn der Mikrocomputer 30 den Motor 5 durch den 3-Phasen-Modus nach der Pausenzeitperiode antreibt, erscheint eine Variation (ein Versatz) 71 der Gleichstromspannung des Signals in dem Differenzialverstärker 8. Die Variation wird durch eine Dispersion in der Charakteristik des Motors 5 oder des Schaltungselements verursacht.
Das Gleichstromsperrfilter 2 ist mit einem Integrationsbetrieb bereitgestellt und daher ist eine Zeitperiode bis zu einem gewissen Grad erforderlich, um die Variation 71 der Gleichstromspannung zu sperren. Daher kann unmittelbar nach dem Auftreten der Variation 71 der Gleichstromspannung die Variation nicht ausreichend gesperrt werden, und daher integriert der Integrator 1 die Gleichstromkomponente. Infolgedessen schwankt das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀. Wenn der Betrieb in dem 3-Phasen-Modus auf der Basis des schwankenden Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ ausgeführt wird, gibt es einen Fall, in dem Phasen, in denen die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W leiten, nicht durch korrekte Zeitpunkte umgeschalten werden können, und der Beschleunigungsvorgang nicht regulär ausgeführt werden kann.
Das Bezugszeichen 72 bezeichnet das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ und das Bezugszeichen 73 bezeichnet eine Hülle des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀. Wie durch die Zeichnungen dargestellt ist, wenn der Modus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird, schwankt das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ signifikant positiv und negativ, und die Schwankung lässt nicht rasch nach.
Übrigens wird den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W Strom wie folgt zugeführt. Das Bezugszeichen 74 bezeichnet Iw und das Bezugszeichen 75 bezeichnet eine Hülle von Iw. Wie durch die Zeichnung dargestellt ist, wenn der Modus von dem 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus umgeschalten wird, setzt der Mikrocomputer 30 Iw vorübergehend auf Null (auch Iu, Iv), um dadurch die Motorantriebsschaltung 17 pausieren zu lassen, und erhöht anschließend die Amplitude von Iw synchron mit dem ROT-Signal, das von dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ erzeugt wird, und wechselt in den 3-Phasenmodus.
Da der Komparator 4 das ROT-Signal erzeugt, indem der Pegel des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ mit dem Erdpegel verglichen wird, stimmt übrigens, wenn das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ schwankt, das ROT-Signal nicht mit den Positionen der Magnetpole des Rotors 6 überein, und Iw wird nicht zu der korrekten Phase geleitet, wie durch einen Abschnitt dargestellt ist, der mit dem Bezugszeichen 76 bezeichnet ist.
Es scheint, dass die Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ nicht rasch konvergiert wird, da eine neue Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ durch Zuleiten von Strom des 3-Phasen-Beschleunigungsmodus zu dem Motor 5 erzeugt wird, bevor die Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ durch die Variation 71 konvergiert wird.
Anschließend folgt eine Erklärung des Betriebs des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀, wenn ein schwacher Strom zu den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W vor dem Umschalten des Modus von dem 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus geleitet wird.
28 ist ein Diagramm, das Änderungen der Gleichstromkomponente des Differenzialverstärkers 8, des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ und des Stroms Iw der W-Phase in diesem Fall zeigt.
Wenn gemäß dem Beispiel der Modus von dem 2-Phasen-Verlangsamungsmodus (Abschnitt 51) in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus (Abschnitt 55) geändert wird, stellt der Mikrocomputer 30 vorübergehend die Stromversorgung des Motors 5 durch die Motorantriebsschaltung 17 auf AUS (Abschnitt 52, Zeitperiode ist etwa 10 μ Sekunden bis 0,1 Sekunden) und danach wird ein schwacher Strom von drei Phasen in einem Ausmaß, das das Drehmoment des Motors 5 nicht beeinflusst, zu dem Motor 5 über eine konstante Zeitperiode (etwa 1 Sekunde bis 5 Sekunden) geleitet (Abschnitt 53). Danach erhöht der Mikrocomputer 30 allmählich den Stromwert des 3-Phasenstroms (Abschnitt 54) und wechselt in den 3-Phasen-Modus (Abschnitt 55).
Ferner ist die Größe von Iw im 3-Phasen-Beschleunigungsmodus etwa 6 [A] und die Größe des schwachen 3-Phasenstroms ist etwa 0,1 bis 0,5 [A].
Wenn der Mikrocomputer 30 mit dem Leiten des schwachen 3-Phasenstroms beginnt, wird eine Variation 57 in der Gleichstromkomponente des Signals verursacht, das von dem Differenzialverstärker 8 ausgegeben wird. Obwohl die Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ verursacht wird (Abschnitt 57), wird dann die Schwankung rasch in der Zeitperiode konvergiert, in der der schwache Phasenstrom zugeleitet wird.
Obwohl die Variation 58 der Gleichstromkomponente zu einem Zeitpunkt verursacht wird, zu dem der 3-Phasen-Modus gestartet wird, wird gemäß dem Beispiel kein starker 3-Phasenstrom zu dem Motor 5 geleitet, bis die Variation des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ konvergiert ist, und daher wird keine neue Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ durch Strom verursacht, der den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W zugeleitet wird, so dass die Schwankung des Magnetfluss-Vorhersagesignals ⌀ rasch konvergiert werden kann.
Obwohl ferner, wie zuvor beschrieben, eine Erklärung für den Fall gegeben wurde, dass der Modus von dem 2-Phasen-Verlangsamungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird, kann, selbst wenn der Modus vom 2-Phasen-Beschleunigungsmodus in den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus umgeschalten wird, durch Zuleiten eines schwachen 3-Phasenstroms zu dem Motor 5 nach einer vorbestimmten Pausenzeitperiode die Schwankung im Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ rasch konvergiert werden.
Gemäß dem zuvor beschriebenen modifizierten Beispiel kann die Stabilität der Steuerschaltung 47 beim Wechsel von dem 2-Phasen-Modus in den 3-Phasen-Modus erhöht werden, wodurch der Rotor 6 normal beschleunigt werden kann.
(Modifiziertes Beispiel 3 der neunten Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform wird das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ durch das Gleichstromsperrfilter geleitet, bevor es in den Komparator 4 eingegeben wird, und die Sperrfrequenz des Gleichstromsperrfilters wird umgeschalten, abhängig davon, ob die Rotorwelle 6 bei niederer Drehzahl oder hoher Drehzahl gedreht wird.
Wie in der neunten Ausführungsform beschrieben ist, gibt es einen Fall, in dem die Steuerschaltung 47, selbst wenn der Ausgang der Lp-Signaleinstellschaltung 15 auf Null gesetzt wird, der Vervielfacher 12 eine Versatzspannung ausgibt, die nicht auf Null gesetzt ist, wodurch die Gleichstromkomponente dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ überlagert wird, das vom Addierer 13 ausgegeben wird. Somit kann durch Einsetzen des Gleichstromsperrfilters zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 4 die Gleichstromkomponente, die dem Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ überlagert ist, entfernt werden.
Da die Steuerschaltung 47 den Motor 5 durch die Rückkopplungssteuerung durch das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ vom Start des Rotors 6 bis zur eingeschwungenen Drehung steuert, ist es übrigens notwendig, dass das Gleichstromsperrfilter sogar das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ mit einer geringen Frequenz von etwa 1 [Hz] in der Drehfrequenz durchlässt.
Übrigens wird das Gleichstromsperrfilter durch Verwendung zum Beispiel eines Hochpassfilters gebildet. Daher tritt gemäß der Frequenzcharakteristik einer Schaltung, kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter 2 und dem Integrator 1, wie zuvor erklärt, ein Fall ein, in dem, wenn die Sperrfrequenz verringert wird, die Verstärkung erhöht wird und selbst ein schwaches Gleichstromrauschen auch verstärkt wird. Wenn das Gleichstromrauschen durch die Schaltung verstärkt wird, die mit dem Gleichstromsperrfilter 2 und dem Integrator 1 kombiniert ist, kann der Komparator 4 das ROT-Signal nicht korrekt ausgeben.
Somit wird gemäß dem modifizierten Beispiel das Gleichstromsperrfilter zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 4 eingesetzt, und die Sperrfrequenz des Gleichstromsperrfilters wird umgeschalten, abhängig davon, ob der Rotor 6 bei geringer Drehzahl oder bei hoher Drehzahl gedreht wird, um dadurch ein korrekteres Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ zu erzeugen.
Das Gleichstromsperrfilter, das in dem modifizierten Beispiel verwendet wird, wird durch ein Hochpassfilter gebildet. Daher wird die Frequenzcharakteristik (Verstärkungsfrequenzcharakteristik) der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator durch Hinzufügen der Frequenzcharakteristik des Hochpassfilters und der Frequenzcharakteristik des Integrators geschaffen.
Es folgt eine Erklärung deren Frequenzcharakteristiken unter Bezugnahme auf 29.
29A ist ein Diagramm, das die Frequenzcharakteristiken zeigt, wenn eine Sperrfrequenz des Hochpassfilters mit der variablen Sperrfrequenz auf f1 und f2 eingestellt ist.
Wenn die Sperrfrequenz f1 ist, wie durch eine Kurve 62 dargestellt, wird die Verstärkung rasch von einer Niederfrequenzseite auf die Frequenz f1 erhöht, und bei Frequen zen von mehr als der Frequenz f1 wird die Verstärkung auf einen vorbestimmten konstanten Wert gesättigt.
Ebenso, wenn die Sperrfrequenz f2 ist (f2 > f1), wie durch eine Kurve 61 dargestellt ist, wird die Verstärkung rasch von einer Niederfrequenzseite auf die Frequenz f2 erhöht, und bei Frequenzen von mehr als der Frequenz f2 wird die Verstärkung auf einen vorbestimmten konstanten Wert gesättigt.
29B ist ein Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik des Integrators zeigt. Wie durch eine gerade Linie 63 dargestellt ist, wird die Verstärkung des Integrators linear verringert, wenn die Frequenz zunimmt.
29C ist ein Diagramm einer Frequenzcharakteristik der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator. Da das Gleichstromsperrfilter durch das Hochpassfilter gebildet wird, wird die Verstärkung der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator durch Hinzufügen der Frequenzcharakteristik des Hochpassfilters und der Frequenzcharakteristik des Integrators geschaffen.
Wenn gemäß der Frequenzcharakteristik der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator die Frequenzcharakteristik des Hochpassfilters durch die Kurve 61 dargestellt ist, wird die Verstärkung, wie durch eine Kurve 64 gezeigt, bei der Sperrfrequenz f2 maximal, und wenn die Frequenzcharakteristik des Hochpassfilters durch die Kurve 62 dargestellt ist, wird die Verstärkung, wie durch eine Kurve 65 gezeigt, bei der Sperrfrequenz f1 maximal.
Wie aus 29C hervorgeht, wenn die Sperrfrequenz der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator durch Senken der Sperrfrequenz des Hochpassfil ters verringert wird, kann die Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator ferner ein Signal bei einer niederen Frequenz durchlassen, aber die Verstärkung wird um Δ erhöht.
Wenn die Sperrfrequenz der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator gesenkt wird, wird auf diese Weise, obwohl das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ bei niederer Frequenz durchgehen kann, die Verstärkung erhöht und daher wird auch Gleichstromrauschen (die Gleichstromkomponente des Rauschens) verstärkt.
Wenn die Sperrfrequenz der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator gesenkt wird, wird der Betrieb beim Starten des Motors stabilisiert, da das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ bei einer niederen Frequenz durchgehen kann, aber es tritt der Fall ein, dass der Betrieb instabil wird, wenn der Motor im eingeschwungenen Zustand betrieben wird, da das Gleichstromrauschen verstärkt wird. Wenn übrigens die Sperrfrequenz der Schaltung kombiniert mit dem Gleichstromsperrfilter und dem Integrator erhöht wird, obwohl der eingeschwungene Betrieb des Motors stabilisiert ist, da das Gleichstromrauschen nicht verstärkt wird, tritt der Fall ein, dass der Betrieb beim Starten des Motors instabil wird, da das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ bei einer niederen Frequenz kaum durchgehen kann.
Daher ist bevorzugt, die Sperrfrequenz des Hochpassfilters zu ändern, wenn der Motor 5 gestartet wird (es ist notwendig, das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ bei einer niederen Frequenz durchgehen zu lassen) und zu einem Zeitpunkt, zu dem die Drehzahl des Rotors 6 bis zu einem gewissen Maße erhöht wird.
30 ist ein Diagramm, das eine Struktur einer Steuerschaltung 48 gemäß dem modifizierten Beispiel zeigt. Die Steuerschaltung 48 ist so konstruiert, dass ein Gleichstromsperrfilter 28 der Steuerschaltung 47 gemäß der neunten Ausführungsform zwischen dem Addierer 13 und dem Komparator 4 neu hinzugefügt wird, und ein Sperrfrequenzänderungssignal zu dem Gleichstromsperrfilter 28 und dem Gleichstromsperrfilter 2 von dem Mikrocomputer 30 zugeleitet wird. Dieselben Bezugszeichen sind Bauelementen zugeordnet, die jenen der Steuerschaltung 47 entsprechen. Ferner kann gemäß der Ausführungsform die Sperrfrequenz auch in Bezug auf das Gleichstromsperrfilter 2 gemeinsam mit dem Gleichstromsperrfilter 28 geändert werden. Diese soll verhindern, dass die Gleichstromkomponente von dem Integrator 1 durch Erhöhen der Sperrfrequenz integriert wird, wenn die Drehzahl des Rotors 6 bis zu einem gewissen Grad erhöht wird. Ferner kann eine Struktur konstruiert werden, in der die Sperrfrequenz nur bei dem Gleichstromsperrfilter 28 geändert wird.
Beide Gleichstromsperrfilter 28 und 2 werden durch Hochpassfilter gebildet. Es ist nicht bevorzugt, dass die Gleichstromkomponente in den Integrator 1 eingegeben und von diesem integriert wird, und daher wird gemäß dem modifizierten Beispiel die Sperrfrequenz des Gleichstromsperrfilters 2 variabel gemacht.
Der Mikrocomputer 30 stellt die Sperrfrequenzen der Gleichstromsperrfilter 28 und 2 während einer bestimmten Zeitperiode ab dem eingeschwungenen Zustand des Motors 5 nach dem Starten des Motors 5 (zum Beispiel 10 Sekunden) auf f1 [Hz], und stellt die Erhöhung der Sperrfrequenz nach Verstreichen der vorbestimmten Zeitperiode auf f2 (f1 < f2) [Hz].
Der Mikrocomputer 30 kann die Sperrfrequenzen auf f1 [Hz] stellen, indem das Sperrfrequenzänderungssignal auf eine Rückstellseite gestellt wird, und das Sperrfrequenzänderungssignal zu den Gleichstromsperrfiltern 28 und 2 über tragen wird, und die Sperrfrequenzen auf f2 stellen, indem das Sperrfrequenzänderungssignal auf eine Einstellseite gestellt wird, und das Sperrfrequenzänderungssignal zu den Gleichstromsperrfiltern 28 und 2 übertragen wird. Das heißt, der Mikrocomputer 30 stellt ein Umschaltmittel zum Umschalten der Sperrfrequenzen dar.
Gemäß dem modifizierten Beispiel ist f1 = 0,05 [Hz] und f2 = 0,5 [Hz].
Die Verstärkung ist proportional zu der Frequenz und daher ist die Verstärkung bei der Sperrfrequenz f1 zehnmal so groß wie die Verstärkung bei der Sperrfrequenz f2.
Die Steuerschaltung 48, die wie zuvor beschrieben konstruiert ist, arbeitet wie folgt.
Wenn der Motor 5 von dem stationären Zustand gestartet wird, gibt der Mikrocomputer 30 das Sperrfrequenzänderungssignal an die Gleichstromsperrfilter 28 und 2 aus, indem das Signal auf die Rückstellseite eingestellt wird, und stellt die Sperrfrequenzen auf f1 = 0,05 [Hz].
Wenn danach die Motorantriebsschaltung 17 im 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus gestartet wird, startet der Mikrocomputer 30 gleichzeitig die Messung einer verstrichenen Zeitperiode, sobald der Motor 5 gestartet wurde.
Wenn 10 Sekunden nach dem Starten des Motors 5 vergangen sind, gibt der Mikrocomputer 30 das Sperrfrequenzänderungssignal an die Gleichstromsperrfilter 28 und 2 aus, indem das Signal auf die Stellseite gestellt wird und die Sperrfrequenzen auf f2 = 0,5 [Hz] gestellt werden.
Danach wird der Motor 5 gleich wie in der neunten Ausführungsform betrieben.
Gemäß dem zuvor beschriebenen modifizierten Beispiel wird der Motor 5 durch Verringern der Sperrfrequenzen der Gleichstromsperrfilter 28 und 2 nur in einer kurzen Zeitperiode nach dem Starten der Drehung (zum Beispiel, 10 Sekunden) (zum Beispiel 0,05 [Hz]) und Einstellen der Sperrfrequenzen auf etwas höher (zum Beispiel 0,5 [Hz)) nach dem Verstreichen der kurzen Zeitperiode betrieben, und daher werden Signale zum Vorhersagen der Positionen der Magnetpole beim Starten und bei der eingeschwungenen Drehung des Motors 5 (Magnetfluss-Vorhersagesignal 4), ROT-Signal usw.) stabilisiert und die Stabilität des Motors wird erhöht.
Ferner kann gemäß dem modifizierten Beispiel auch eine Struktur konstruiert werden, in der der Mikrocomputer 30 von dem ROT-Signal detektiert, ob die Drehfrequenz des Rotors 6 größer oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und wenn die Drehfrequenz gleich oder kleiner als der vorbestimmte Wert ist, stellt der Mikrocomputer 30 die Sperrfrequenzen der Gleichstromsperrfilter 28 und 2 auf f1 [Hz], und wenn die Drehfrequenz größer als der vorbestimmte Wert ist, stellt der Mikrocomputer 30 die Sperrfrequenzen der Gleichstromsperrfilter 28 und 2 auf f2 (f1 < f2) [Hz].
Wie zuvor beschrieben, wurde eine neunte Ausführungsform und das erste modifizierte Beispiel bis zum dritten modifizierten Beispiel der neunten Ausführungsform erklärt und die Ausführungsformen und die modifizierten Beispiele können einzeln ausgeführt werden oder können durch beliebige Kombinationen ausgeführt werden.
(Zehnte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform wird eine Vakuumpumpe erklärt, in der ein Motor durch die Steuerschaltung 47 gesteuert wird, die in der neunten Ausführungsform erklärt wurde.
In dieser Ausführungsform wird eine Turbomolekularpumpe vom Magnetlagertyp als ein Beispiel einer Vakuumpumpe erklärt.
31 ist eine Ansicht, die ein Beispiel einer Schnittansicht einer Turbomolekularpumpe 301 in einer Achsenlinienrichtung einer Rotorwelle 303 zeigt.
Ein Gehäuse 316 ist mit einer zylindrischen Form bereitgestellt und bildet ein Außenelement der Turbomolekularpumpe 301.
Die Rotorwelle 303 ist in der Mitte des Gehäuses 316 eingebaut.
Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 sind jeweils an einem oberen Abschnitt, einem unteren Abschnitt und einem Bodenabschnitt der Rotorwelle 303 in der Ansicht der Papierfläche bereitgestellt. Wenn die Turbomolekularpumpe 301 betrieben wird, schwebt die Rotorwelle 303 magnetisch und wird durch die Magnetlagerabschnitte 308 und 312 in radialer Richtung (Durchmesserrichtung der Rotorwelle 303) in kontaktlosem Zustand gehalten und durch den Magnetlagerabschnitt 320 in einer Schubrichtung (axialen Richtung der Rotorwelle 303) in einem magnetischen Schwebezustand und axial gestützt gehalten.
Diese Magnetlagerabschnitte stellen ein Magnetlager eines sogenannten fünfachsigen Steuerungstyps dar und die Rotorwelle 303 und ein Rotor 311, der fest an der Rotorwelle 303 befestigt ist, können um die Achsenlinie der Rotorwelle 303 gedreht werden.
An dem Magnetlagerabschnitt 308 sind vier Elektromagneten um die Rotorwelle 303 angeordnet, so dass sie einander alle 90° gegenüberliegen. Die Rotorwelle 3 ist aus einem Material mit hoher Permeabilität, wie Eisen, gebildet und wird durch magnetische Kraft der Elektromagneten angezogen.
Ein Verschiebungssensor 303 ist ein radialer Sensor zum Detektieren der Verschiebung der Rotorwelle 303 in radialer Richtung. Wenn eine Steuervorrichtung 325 durch ein Verschiebungssignal von dem Verschiebungssensor 309 detektiert, dass die Rotorwelle 303 von einer vorbestimmten Position in die radiale Richtung verschoben ist, arbeitet die Steuervorrichtung 325, um die Rotorwelle 303 in die vorbestimmte Position zurückzustellen, durch Einstellen der magnetischen Kraft der jeweiligen Elektromagneten. Die magnetische Kraft der Elektromagneten wird durch Steuern eines Erregerstroms der entsprechenden Elektromagneten durch eine Rückkopplungssteuerung eingestellt.
Auf diese Weise steuert ein Steuerabschnitt 25 die Steuervorrichtung 325 durch eine Rückkopplungssteuerung auf der Basis eines Signals des Verschiebungssensors 309, wodurch die Rotorwelle 303 mit einem vorbestimmten Abstand zu den Elektromagneten in dem Magnetlagerabschnitt 308 magnetisch in die radiale Richtung zum Schweben gebracht wird und in einem Raum im kontaktlosen Zustand gehalten wird.
Die Struktur und der Betrieb des Magnetlagerabschnitts 312 sind gleich jenen des Magnetlagerabschnitts 308.
In dem Magnetlagerabschnitt 312 sind vier Elektromagneten um die Rotorwelle 303 alle 90° angeordnet, und durch die Anziehungskraft der magnetischen Kraft der Elektromagneten wird die Rotorwelle 303 durch den Magnetlagerabschnitt 312 in radialer Richtung in einem kontaktlosen Zustand gehalten.
Ein Verschiebungssensor 313 ist ein radialer Sensor zum Detektieren der Verschiebung der Rotorwelle 303 in radialer Richtung.
Wenn die Steuervorrichtung 325 ein Verschiebungssignal in radialer Richtung der Rotorwelle 303 von dem Verschiebungssensor 313 empfängt, steuert die Steuervorrichtung 325 einen Erregungsstrom der Elektromagneten durch eine Rückkopplungssteuerung, so dass die Rotorwelle 303 durch Korrektur der Verschiebung an einer vorbestimmten Position gehalten wird.
Die Steuervorrichtung 325 steuert den Magnetlagerabschnitt 312 durch eine Rückkopplungssteuerung auf der Basis des Signals des Verschiebungssensors 313, wodurch die Rotorwelle 303 durch den Magnetlagerabschnitt 312 in radialer Richtung in einem magnetischen Schwebezustand gehalten wird, und in einem Raum in einem kontaktlosen Zustand gehalten wird.
Der Magnetlagerabschnitt 320, der an einem unteren Ende der Rotorwelle 303 bereitgestellt ist, besteht aus einer Metallscheibe 318, Elektromagneten 314 und 315 und einem Verschiebungssensor 317 und hält die Rotorwelle 303 in der Schubrichtung.
Die Metallscheibe 318 ist aus einem Material mit hoher Permeabilität, wie Eisen, gebildet, und ist orthogonal an der Rotorwelle 303 in ihrer Mitte befestigt. Der Elektromagnet 314 ist über der Metallscheibe 318 eingebaut und der Elektromagnet 315 ist darunter eingebaut. Der Elektromagnet 314 zieht die Metallscheibe 315 in einer oberen Richtung durch die magnetische Kraft an, und der Elektromagnet 315 zieht die Metallscheibe 318 in eine untere Richtung. Die Steuervorrichtung 325 stellt die Magnetkräfte richtig ein, die auf die Metallscheibe 318 durch die Elektromagneten 314 und 315 ausgeübt werden, und dadurch wird die Rotorwelle 303 in die Schubrichtung in einen magnetischen Schwebezustand gebracht und in einem Raum in einem kontaktlosen Zustand gehalten.
Der Verschiebungssensor 317 ist ein Axialsensor zum Detektieren der Verschiebung der Rotorwelle 303 in Schubrichtung und überträgt ein detektiertes Signal zu der Steuervorrichtung 325. Die Steuervorrichtung 325 detektiert die Verschiebung der Rotorwelle 303 in Schubrichtung durch das detektierte Signal der Verschiebung, das von dem Verschiebungssensor 317 empfangen wird.
Wen die Rotorwelle 303 aus einer vorbestimmten Position durch eine Bewegung zu einer Seite in die Schubrichtung verschoben wird, stellt die Steuervorrichtung 325 die magnetische Kraft durch Steuern des Erregerstroms der Elektromagneten 314 und 315 durch eine Rückkopplungssteuerung ein, um die Verschiebung zu korrigieren, und arbeitet, um die Rotorwelle 303 in die vorbestimmte Position zurückzustellen. Durch die Rückkopplungssteuerung der Steuervorrichtung 325 wird die Rotorwelle 303 in einen magnetischen Schwebezustand gebracht und an der vorbestimmten Position in Schubrichtung gehalten.
Wie zuvor erklärt wurde, wird die Rotorwelle 303 in radialer Richtung durch die Magnetlagerabschnitte 308 und 312 gehalten, und wird durch den Magnetlagerabschnitt 320 in die Schubrichtung gehalten, und daher wird die Rotorwelle 303 axial in einem kontaktlosen Zustand um die Achsenlinie durch magnetisches Schweben gehalten.
In der Achsenlinienrichtung der Rotorwelle 303 ist ein Schutzlager 306 über dem Magnetlagerabschnitt 308 bereitgestellt, und ein Schutzlager 307 ist unter dem Magnetlagerabschnitt 312 bereitgestellt.
Obwohl die Rotorwelle 303 in einen magnetischen Schwebezustand gebracht wird und in einem kontaktlosen Zustand in dem Raum durch die Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 gehalten wird, gibt es einen Fall, in dem die Rotorwelle 303 signifikant aus der Halteposition verschoben ist, indem eine Ablenkung um die Achsenlinie der Rotorwelle 303 verursacht wird. Die Schutzlager 306 und 307 sollen verhindern, dass die Rotorwelle 303 mit den Elektromagneten der Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 in Kontakt gebracht wird, oder verhindern, dass ein Permanentmagnet mit Elektromagneten an einem Motorabschnitt 310 in einem solchen Fall in Kontakt gebracht wird.
Wenn die Rotorwelle 303 aus der vorbestimmten Position um ein bestimmtes Maß oder mehr bewegt wird, wird die Rotorwelle 303 mit den Schutzlagern 306 und 307 in Kontakt gebracht, und eine Bewegung der Rotorwelle 303 ist physisch eingeschränkt.
Die Rotorwelle 303 ist mit dem Motorabschnitt 310 zwischen den Magnetlagerabschnitten 308 und 312 bereitgestellt. Der Motorabschnitt 310 ist durch einen bürstenlosen Gleichstrommotor gebildet, und es folgt später eine ausführliche Erklärung unter Bezugnahme auf 32. Der Motorabschnitt 310 erzeugt ein Drehmoment und dreht die Rotorwelle 303.
Der Rotor 311 ist an der Rotorwelle 303 durch eine Schraube 305 befestigt, und wenn die Rotorwelle 303 durch den Motorabschnitt 310 angetrieben und gedreht wird, wird der Rotor 311 mit ihr mitgedreht.
An einer Seite einer Einlassöffnung 324 des Rotors 311 sind mehrere Stufen von Rotorschaufeln 321 radial von dem Rotor 311 befestigt, während sie zu einer Ebene orthogonal zu der Achsenlinie der Rotorwelle 303 in einem vorbestimmten Winkel geneigt sind. Die Rotorschaufeln 321 sind fest an dem Rotor 311 befestigt und werden bei hoher Drehzahl gemeinsam mit dem Rotor 311 gedreht.
Ferner sind an dem Gehäuse 316 Statorschaufeln 322 abwechselnd mit den Stufen der Rotorschaufeln 321 zu einer Innenseite des Gehäuses 316 befestigt. Ferner sind die Stator schaufeln 322 an dem Gehäuse 316 mit einem vorbestimmten Winkel zu einer Ebene orthogonal zu der Achsenlinie der Rotorwelle 303 befestigt.
Eine äußere Umfangsfläche des Abschnitts des Rotors 311 an einer Seite einer Auslassöffnung 319 ist durch einen Zylinder gebildet. An einem äußeren Umfang des Rotors 311 ist ein Schraubennutabstandshalter 302 in zylindrischer Form mit einem vorbestimmten Abstand zu der äußeren Umfangsfläche angeordnet. Der Schraubennutabstandshalter 302 ist zum Beispiel aus Aluminium gebildet. Ein Schraubenutpumpabschnitt wird durch den Schraubennutabstandshalter 302 und den Rotor 311 gebildet.
Eine innere Umfangsfläche des Schraubennutabstandshalters ist mit einer Schraubennut 304 in Spiralform gebildet und eine Tiefe der Schraubennut 304 ist zu den unteren Stufen hin verringert. Wenn der Rotor 311 gedreht wird, wird ein Gas zu den unteren Stufen der Schraubennut 304 transportiert und die Tiefe der Schraubennuten 304 ist zu den unteren Stufen hin verringert und daher wird das Gas komprimiert, indem es in der Schraubennut 304 transportiert wird.
Die Steuervorrichtung 325 ist an ein Verbindungsstück 4 der Turbomolekularpumpe 1 angeschlossen und steuert die Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 und den Motorabschnitt 310.
Die Steuervorrichtung 325 ist mit der Steuerschaltung 47, die in der neunten Ausführungsform beschrieben ist, gelagert, und die Steuerschaltung 47 steuert den Motorabschnitt 310.
Das Gas, das von der Einlassöffnung 324 angesaugt wird, wird durch den Betrieb der Rotorschaufeln 321 und der Statorschaufeln 322 komprimiert und an den Schraubennutpumpabschnitt abgegeben.
Das Gas, das zu dem Schraubennutpumpabschnitt übertragen wird, wird zu den unteren Stufen transportiert, während es in der Schraubennut 304 geleitet wird, weiter komprimiert, und danach von dem Auslassabschnitt 319 ausgegeben.
32 ist eine schematische Ansicht, die einen Schnitt in X-X Richtung des Motorabschnitts 310 zeigt (31). Der Motorabschnitt 310 ist ein Abschnitt in Übereinstimmung mit dem Motor 5 der Steuerschaltung 47 und besteht aus einem Motor vom Innenrotortyp, der durch die Rotorwelle 303, die fest mit dem Permanentmagnet verbunden ist, und die Elektromagneten (Statorspulen), die um diese angeordnet sind, gebildet wird.
Der Motorabschnitt 10 ist mit den entsprechenden Elektromagneten von U-Phasen-Elektromagneten 326e und 326f, V-Phasen-Elektromagneten 326c und 326d und W-Phasen-Elektromagneten 326a und 326b bereitgestellt. Die Elektromagneten sind konzentrisch alle 60 Grad angeordnet und derart, dass die Elektromagneten derselben Phasen einander gegenüberliegen, und die entsprechenden Elektromagneten mit den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W in Übereinstimmung mit den entsprechenden Phasen umwickelt sind. Kerne dieser Elektromagneten werden durch laminierte Stahlbleche oder dergleichen gebildet und werden erregt, wenn den Motorwicklungen Strom zugeführt wird. Ferner sind die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W so gewickelt, dass Polaritäten der entsprechenden Elektromagneten, die einander gegenüberliegen, entgegengesetzt sind, so dass zum Beispiel, wenn Strom zu der Motorwicklung 7U fließt, der U-Phasen-Elektromagnet 326e den N-Pol darstellt und der U-Phasen-Elektromagnet 326f den S-Pol darstellt.
Das Beispiel von 32 zeigt, dass der Antriebsspannungsvektor 1 ausgegeben wird (Strom fließt von der Motorwicklung 7U zu der Motorwicklung 7V) und die Elektromagneten 326c und 326e S-Pole darstellen. Wenn die ausgegebenen Antriebsspannungsvektoren geändert werden, so dass 2 → 3 → 4 → 5 → 6, werden die Elektromagneten, die S-Pole darstellen, geändert, so dass 326e, 326b → 326b, 326d → 326d, 326f → 326f, 326a → 326a und 326c (die Elektromagneten, die gegenüberliegen, stellen jeweils N-Pole dar), und wenn die Antriebsspannungsvektoren eine Drehung von 1 zu 6 machen, macht das Magnetfeld, das an der Rotorwelle 303 erzeugt wird, eine Drehung in die Drehrichtung der Rotorwelle 303.
Übrigens sind zwei Permanentmagneten 328 und 329 fest an der Rotorwelle 303 befestigt und Flächen der Elektromagneten, die den entsprechenden Elektromagneten gegenüberliegen, bilden den N-Pol (Permanentmagnet 328) und S-Pol (Permanentmagnet 329) bei jeder halben Drehung der Rotorwelle 303 in Umfangsrichtung.
Wie durch 32 dargestellt ist, wenn der Antriebsspannungsvektor 1 ausgegeben wird, bilden die Elektromagneten 326c und 326e S-Pole und die Elektromagneten 326d und 326f bilden N-Pole, und wenn ferner der Permanentmagnet 328 an der oberen Seite der Papierfläche angeordnet ist und der Permanentmagnet 329 an der unteren Seite der Papierfläche angeordnet ist, wird der Permanentmagnet 328 zu den Elektromagneten 326c und 326e angezogen, der Permanentmagnet 329 wird zu den Elektromagneten 326d und 326f angezogen, und daher wird das Drehmoment im Uhrzeigersinn, von der Papierfläche betrachtet, in der Rotorwelle 303 erzeugt.
Auf diese Weise kann durch aufeinanderfolgendes Ausgeben der Antriebsspannungsvektoren, so dass 1 → 2 → 3 → 4 → 5 → 6, um dadurch das Drehmoment in der Rotorwelle 303 zu erzeugen, während die Positionen der Magnetpole 328 und 329 detektiert werden, die Rotorwelle 303 gedreht werden. Ferner werden die Positionen der Magnetpole 328 und 329 durch das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ detektiert.
Wenn im Gegensatz dazu die Elektromagneten 326c und 326e die N-Pole bilden, und die Elektromagneten 326d und 326f die S-Pole bilden (d.h., wenn die Polaritäten umgekehrt sind), wird in dem Fall, in dem die Permanentmagneten 328 und 329 an Positionen angeordnet sind, die in 32 dargestellt sind, ein Drehmoment gegen den Uhrzeigersinn in der Rotorwelle 303 erzeugt, und die Rotorwelle 303 (unter der Annahme, dass sie im Uhrzeigersinn gedreht wird), kann gebremst werden.
Die Turbomolekularpumpe 301, die wie zuvor beschrieben konstruiert ist, wird wie folgt betrieben. Wenn die Turbomolekularpumpe 301 aus dem stationären Zustand gestartet wird, treibt die Steuervorrichtung 325 die Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 an, um dadurch die Rotorwelle 303 magnetisch schweben zu lassen, und treibt danach den Motorabschnitt 310 durch den 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus an, um dadurch die Rotorwelle 303 zu drehen.
Wenn die Drehfrequenz des Rotors 303 eine Frequenz erreicht, die die PLL-Schaltung verriegeln kann (zum Beispiel 30 Hz), schaltet die Steuerschaltung 325 zum Antrieb des Motorabschnitts 310 durch den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus um und beschleunigt die Rotorwelle 303 auf eine eingeschwungene Drehung (zum Beispiel 30 000 Umdrehungen pro Minute). Ferner wird die Drehung der Rotorwelle 303 durch den 3-Phasen-Beschleunigungsmodus unverändert beibehalten.
Wenn die Rotorwelle 303 gedreht wird, wird ein Gas in einer Kammer (einem zu entleerenden Gefäß), die mit der Turbomolekularpumpe 301 verbunden ist, von der Einlassöffnung 324 angesaugt und durch den Betrieb der Rotorschaufeln 321 und der Statorschaufeln 322 komprimiert.
Das Gas, das durch die Rotorschaufeln 321 und die Statorschaufeln 322 komprimiert wird, wird weiter komprimiert, während es in der Schraubennut 304 des Schraubennutpumpenabschnitts transportiert wird, und danach aus der Auslassöffnung 319 abgegeben.
Wenn die Turbomolekularpumpe 309 aus einem konstanten Betriebszustand gestoppt wird, verlangsamt die Steuervorrichtung 325 die Drehung der Rotorwelle 303 auf eine vorbestimmte Drehfrequenz (zum Beispiel etwa 60 [Hz]) durch den 3-Phasen-Verlangsamungsmodus und verlangsamt danach die Drehung durch Umschalten des Modus in den 2-Phasen-Verlangsamungsmodus weiter, und stoppt die Drehung. Die Steuervorrichtung 325 stoppt die Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 nach dem Stoppen der Drehung der Rotorwelle 303.
Ferner wird, wie zuvor beschrieben, die Turbomolekularpumpe 301 in einer Reihenfolge von 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus → 3-Phasen-Beschleunigungsmodus → 3-Phasen-Verlangsamungsmodus → 2-Phasen-Verlangsamungsmodus betrieben, aber es gibt acht Arten eines Modusumschaltvorganges, wie in der neunten Ausführungsform erklärt.
Gemäß der zuvor beschriebenen Ausführungsform kann die folgende Wirkung erzielt werden.
Gemäß dem 2-Phasen-Beschleunigungsungsmodus kann die Drehung der Rotorwelle 3 unabhängig von den Ausgangspositionen der Magnetpole 328 und 329 gestartet werden, und daher ist es nicht notwendig, die Magnetpole 328 und 329 durch Gleichstrom beim Starten der Rotorwelle 3 zu bremsen.
Selbst bei einer Drehfrequenz, die die PLL-Schaltung 16 nicht verriegeln kann, kann das Feld durch eine Rückkopplungssteuerung gesteuert werden, indem die Positionen der Magnetpole 328 und 329 durch das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ detektiert werden.
Durch die zwei zuvor beschriebenen Punkte kann eine Zeitperiode des Startvorgangs der Turbomolekularpumpe 301 verkürzt werden und ein Versagen beim Starten kann verhindert werden.
Selbst wenn die Drehfrequenz der Rotorwelle 3 signifikant verändert wird, indem eine Störung, zum Beispiel ein Eindringen von Außenluft, beim Betreiben der Turbomolekularpumpe 301 verursacht wird, kann ferner die Rotorwelle 3 durch das Magnetfluss-Vorhersagesignal ⌀ gesteuert werden, ohne in einen phasenverschobenen Zustand gebracht zu werden.
Obwohl gemäß der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Motorabschnitt 310 aus den zwei Permanentmagneten, die fest an der Rotorwelle 3 befestigt sind, und den sechs Elektromagneten, die um diese herum angeordnet sind (3 Phasen, 2 Pole), gebildet wird, ist die Ausführungsform nicht darauf beschränkt, sondern kann durch Permanentmagneten und Elektromagneten in einer anderen Zahl konstruiert sein.
Obwohl es denkbar ist, die Vibration der Rotorwelle 303 abzuschwächen, wenn die Permanentmagneten 328 und 329 durch den Gleichstrom beim Starten durch mechanische Reibung unter Verwendung der Schutzlager 306 und 307, ohne Verwendung der Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320, gebremst werden, ist es ferner notwendig, die Schaltung zum Stoppen und Bremsen der Magnetlagerabschnitte 308, 312 und 320 durch Gleichstrom zu konstruieren, und ferner kommt es zu einem Abrieb der Schutzlager 306 und 207 und daher ist der Abschwächungsvorgang nicht bevorzugt.
Obwohl gemäß der Ausführungsform als Steuerschaltung des Motorabschnitts 310, die Steuerschaltung 325 mit der Steu erschaltung 47 gemäß der neunten Ausführungsform montiert ist, ist ferner die Ausführungsform nicht darauf beschränkt, sondern die Steuervorrichtung 325 kann mit der Steuervorrichtung (Steuerschaltung) gemäß der ersten Ausführungsform bis zur achten Ausführungsform und den entsprechenden modifizierten Beispielen der neunten Ausführungsform montiert sein. Wenn ferner die Steuerschaltung 143 gemäß der dritten Ausführungsform verwendet wird, ist der Drehzahlsensor 125 in der Nähe der Rotorwelle 103 befestigt. Zum Beispiel kann eine Struktur konstruiert sein, in der ein Permanentmagnet an dem unteren Ende der Rotorwelle 303 als Ziel befestigt ist und das Ziel von einem Hall-Sensor oder dergleichen detektiert wird.
Obwohl gemäß der Ausführungsform das Beispiel der Turbomolekularpumpe vom Magnetlagertyp angeführt ist, ist das System des Lagers nicht darauf beschränkt, sondern es kann eine Struktur unter Verwendung eines Lagers vom mechanischen Typ konstruiert werden, wie ein Walzenlager oder ein Gleitlager. Als Gleitlager kann ein Lager mit statischem Druck oder ein Lager mit dynamischem Druck durch Gas oder Flüssigkeit verwendet werden.
(Elfte Ausführungsform)
Gemäß der Ausführungsform wird der Motor 5 durch einen Motor vom Außenrotortyp gebildet. Es folgt eine Erklärung eines Beispiels einer Struktur des Motors 5 vom Außenrotortyp unter Bezugnahme auf 33. Ferner sind die Struktur und der Betrieb der Steuerschaltung 47 gleich jenen der neunten Ausführungsform und daher wird deren Erklärung unterlassen.
Der Rotor 6 ist aus Permanentmagneten 86 und 87, einem Joch 8 und einer Rotorwelle, nicht dargestellt, gebildet.
Das Joch 88 besteht aus Eisen oder dergleichen, ist zu einer zylindrischen Form gebildet und die Permanentmagneten 86 und 87 sind fest an dessen Innenfläche befestigt. Gemäß der Ausführungsform bilden die Permanentmagnete zwei Pole und die entsprechenden Innenflächenseiten bilden einen S-Pol an der Seite des Permanentmagneten 86 und einen N-Pol an der Seite des Permanentmagneten 87.
Übrigens ist ein Stator durch einen Statorkern 85 und die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W und so weiter gebildet. Der Statorkern 85 ist mit Magnetpolen der U-Phase, V-Phase und W-Phase alle 120 Grad gebildet und die entsprechenden Magnetpole sind mit den Motorwicklungen 7U, 7V und 7W umwickelt.
Der auf diese Weise konstruierte Motor 5 arbeitet wie folgt.
[Fall eines 2-Phasen-Modus]
Der Mikrocomputer 30 (Steuerschaltung 47, siehe 11), schaltet die Transistoren 7b, 7c, 7e und 7f der Motorantriebsschaltung 17 synchron mit dem ROT-Signal ein, das von dem Komparator 4 ausgegeben wird, und gibt die Antriebsspannungsvektoren 3 und 5 abwechselnd an die Motorwicklungen 7U, 7V und 7W aus. Dadurch wird der Rotor 6 gedreht.
Wenn ferner der Antriebsspannungsvektor 3 ausgegeben wird, fließt Strom in die V → W Richtung und wenn der Antriebsspannungsvektor 5 ausgegeben wird, fließt Strom in die W → U Richtung.
Der Mikrocomputer 30 setzt die Ausgänge des Vervielfachers 12 und des Vervielfachers 10 auf Null, indem das Induktanzwerksignal Lp und das Widerstandswertsignal Rp auf Null gesetzt werden.
[Fall eines 3-Phasen-Modus]
Der Mikrocomputer 30 stellt die Transistoren 7a, 7b, 7c, 7d, 7e und 7f der Motorantriebsschaltung 17 synchron mit dem 12 × f ROT-Signal, das von der PLL-Schaltung 16 ausgegeben wird, EIN/AUS und gibt den Antriebsspannungsvektor 1 bis Antriebsspannungsvektor 6 der Reihe nach an die Motorwicklungen 7U, 7V und 7WW aus. Dadurch wird der Rotor 6 gedreht.
Der Mikrocomputer 30 lässt die Rp-Signaleinstellschaltung 14 und die Lp-Signaleinstellschaltung das Widerstandswertssignal Rp beziehungsweise das Induktanzwertsignal Lp ausgeben.
Obwohl gemäß dem zuvor beschriebenen Beispiel der Motor 5 durch die Steuerschaltung 47 gemäß der neunten Ausführungsform angetrieben wird, kann der Motor 5 unter Verwendung der Steuervorrichtung der ersten Ausführungsform bis achten Ausführungsform und den entsprechenden modifizierten Beispielen der neunten Ausführungsform angetrieben werden. Wenn der Motor 5 von diesen durch die Steuerschaltung 143 gemäß der dritten Ausführungsform angetrieben wird, ist der Drehzahlsensor 125 (5) an dem Motor 5 eingebaut.
Ferner kann der Motor 5 durch den Motor gemäß der anderen Ausführungsform gebildet sein, wie einen Motor, in dem zum Beispiel eine Anzahl von Polen der Statorspule 6 ist und eine Anzahl von Polen des Rotors 6 6 ist.
Obwohl der Motor 5 der Ausführungsform ein Motor vom radialen Luftspalttyp mit einem Luftspalt in radialer Richtung ist, kann der Motor 5 ein Motor vom axialen Luftspalttyp sein mit einem Luftspalt in axialer Richtung (Richtung der Drehwelle).
Gemäß der Steuerschaltung eines bürstenlosen Motors ist es selbst bei der geringen Drehzahl des Rotors, bei der die PLL-Schaltung nicht verriegelt werden kann, möglich, dass die Positionen der Magnetpole des Rotors ohne Verwendung von Sensoren erfasst werden, wobei die Antriebsspannungsvektoren durch eine Rückkopplungssteuerung gesteuert werden, und daher kann eine Zeitperiode zum Starten des Motors verkürzt werden. Selbst wenn die Last des Motors geändert wird und die Drehzahl des Rotors geändert wird, kann der Rotor ferner dem drehenden Magnetfeld folgen, ohne in einen phasenverschobenen Zustand gebracht zu werden, und ferner, selbst wenn die Energieversorgung nach einer Unterbrechung wiederhergestellt wird, ist es nicht notwendig, den Rotor durch Gleichstrombremsen zu stoppen und der Startvorgang kann fortgesetzt werden.
Gemäß der Steuerschaltung des sensorlosen bürstenlosen Motors werden in einer Zeitperiode des Antriebs des sensorlosen bürstenlosen Motors die Positionen der Magnetpole des Rotors ständig überwacht, und selbst wenn daher die Drehzahl des Rotors durch Laständerungen oder dergleichen signifikant geändert wird, kann der Rotor stabil gesteuert werden, ohne in einen phasenverschobenen Zustand gebracht zu werden. Selbst wenn Geräusche den Motorwicklungen überlagert werden, können die Geräusche ferner durch Integrieren der Geräusche entfernt werden und daher können Positionen der Magnetpole des Rotors exakt detektiert werden.
Ferner misst die Steuerschaltung des sensorlosen bürstenlosen Motors automatisch den synthetisierten Widerstandswert Rp der Widerstandswerte der Motorwicklungen und der Widerstandswerte von Kabeln, die den Motor und die Motorwicklungen verbinden, und die Induktanz Lp der Motorwicklungen, und selbst wenn daher eine Kabellänge geändert wird oder der Motor durch einen anderen Motor an einer Verwendungsstelle getauscht wird, kann der sensorlose bürstenlose Motor sofort verwendet werden, ohne Rp und Lp erneut unter Verwendung von Messinstrumenten zu messen.
Ferner ist die Startgeschwindigkeit hoch und der bürstenlose Motor kann stabil betrieben werden.

Claims

Bürstenloser Motor, umfassend: einen Rotor (112) mit Magnetpolen; Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) zum Drehen des Rotors (112); ein Stromzuleitungsmittel (115) zum Zuleiten von Strömen zu den Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W); ein Einstellmittel zum Festlegen einer der Motorwicklungen von den Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) als Basiswicklung (107U) und anderer Motorwicklungen als Antriebswicklungen (107V, 107W); ein Drehmittel zum Drehen des Rotors (112), indem ein Strom zu der Antriebswicklung (107V, 107W) fließen gelassen wird; ein Spannungserfassungsmittel (103) zum Erfassen einer Spannung, die in der Basiswicklung (107U) induziert wird; ein Magnetpolpositionserfassungsmittel zum Erfassen der Magnetpolpositionen der Magnetpole aus der Spannung, die von dem Spannungserfassungsmittel (103) erfasst wird; und ein Stromumschaltmittel zum derartigen Umschalten des Stroms, dass eine Richtung eines Magnetfeldes durch die Antriebswicklung (107V, 107W) gemäß der Magnetpolposition geändert wird, die von dem Magnetpolpositionserfassungsmittel erfasst wird.
Bürstenloser Motor, umfassend: einen Rotor (112) mit Magnetpolen; Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) zum Drehen des Rotors (112); ein Stromzuleitungsmittel (115) zum Zuleiten von Strömen zu den Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W); ein Einstellmittel zum Festelegen von mindestens zwei der Motorwicklungen von den Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) als Basiswicklungen (107U, 107V); ein Drehmittel zum Drehen des Rotors (112), indem Ströme zu mindestens zwei Motorwicklungen in den Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) fließen gelassen werden, in welchen Phasen und Größen des Spannungsabfalls durch Induktanzen der Motorwicklungen einander gleich sind; ein Spannungsdifferenzerfassungsmittel (103) zum Erfassen einer Differenz zwischen Spannungen, die in den zwei Basiswicklungen mit den gleichen Phasen und Größen des Spannungsabfalls induziert werden; ein Magnetpolpositionserfassungsmittel zum Erfassen von Positionen der Magnetpole aus der Differenz zwischen den Spannungen, die von dem Spannungsdifferenzerfassungsmittel (103) erfasst werden; und ein Stromumschaltmittel zum Umschalten der Ströme gemäß der Position der Magnetpole, die von dem Magnetpolpositionserfassungsmittel erfasst wird.
Bürstenloser Motor nach Anspruch 1 oder 2, des Weiteren umfassend: einen Integrator (101) zum Integrieren der Spannung, die von dem Spannungserfassungsmittel (103) erfasst wird, oder der Spannungsdifferenz, die von dem Spannungsdifferenzerfassungsmittel (103) erfasst wird; und ein Gleichstromsperrfilter (102).
Bürstenloser Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei, wenn eine Drehzahl des Rotors (112) gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, die Ströme der Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) gemäß den Magnetpolpositionen umgeschaltet werden, die von dem Magnetpolpositionserfassungsmittel erfasst werden.
Bürstenloser Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei, wenn eine Drehzahl des Rotors (112) einen vorbestimmten Wert überschreitet, die Steuerschaltung unter Verwendung einer PLL-Schaltung (127) zu einem Motorantriebssystem zum Erzeugen eines Motorantriebsimpulses umgeschaltet wird.
Bürstenloser Motor nach Anspruch 1 oder 2, des Weiteren umfassend: einen Sensor (125) zum Detektieren der Magnetpolpositionen des Rotors (112); ein Drehzahldetektionsmittel (126) zum Detektieren einer Drehzahl des Rotors aus den Magnetpolpositionen, die von dem Sensor (125) detektiert werden; und ein Drehzahlbestimmungsmittel (126) zum Bestimmen, ob die Drehzahl, die von dem Drehzahldetektionsmittel (126) detektiert wird, gleich oder größer als eine vorbestimmte Drehzahl ist; wobei, wenn die Drehzahl gleich oder größer als die vorbestimmte Drehzahl ist, die Ströme der Mehrphasenmotorwicklungen (107U, 107V, 107W) gemäß den Magnetpolpositionen umgeschaltet werden, die von dem Sensor (125) detektiert werden; und wobei, wenn die Drehzahl, die von dem Drehzahldetektionsmittel (126) detektiert wird, kleiner als die vorbestimmte Drehzahl ist, die Ströme der mehrphasigen Motorwicklungen (107U, 107V, 107W) gemäß den Magnetpolpositionen umgeschaltet werden, die von dem Magnetpolpositionserfassungsmittel erfasst werden.
Bürstenloser Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei ein Magnetlager den Rotor (112) stützt; und wobei, wenn ein Verschiebungssignal des Magnetlagers abgetastet wird, die Ströme der Motorwicklungen gesperrt werden oder die Ströme nicht umgeschaltet werden.
Vakuumpumpenvorrichtung, umfassend: ein äußeres Element (316), von dem ein Ende mit einer Einlassöffnung (324) gebildet ist und das andere Ende mit einer Auslassöffnung (319) gebildet ist; einen Rotor (303, 311, 321), der axial drehbar von einem Magnetlager (308, 312, 320) oder einem mechanischen Lager (306, 307) an einer Innenseite des äußeren Elements (316) gestützt wird; einen Motor (310) zum Drehen des Rotors (303, 311, 321); und einen Stator (322, 302), der an der Innenseite des äußeren Elements (316) angeordnet ist; wobei der Motor (310) durch den bürstenlosen Motor nach einem der Ansprüche 1 bis 7 gebildet wird.