DE60036079T2

DE60036079T2 - Verfahren und Vorrichtung zur Synchronisierung in einem drahtlosen Kommunikationssystem

Info

Publication number: DE60036079T2
Application number: DE2000636079
Authority: DE
Inventors: Gerhard Ammer; Jan Enno Meyer
Original assignee: Lucent Technologies Inc
Current assignee: Nokia of America Corp
Priority date: 2000-04-20
Filing date: 2000-04-20
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2020-04-21
Also published as: EP1148656B1; EP1148656A1; DE60036079D1

Description

Bereich der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Synchronisationsverfahren und einen Empfänger für ein Kommunikationssystem im Allgemeinen, welches im Besonderen einer Frequenzabweichung unterliegt.
Stand der Technik
Drahtlose digitale Kommunikationssysteme, insbesondere digitale Mobilfunknetzwerke, sind von steigendem Interesse für alle Arten von Datenübertragung. Ein digitales Funknetzwerk besteht aus einer Mehrzahl von Basisstationen (BS) und Mobilstationen (MS). Für Daten- oder Sprachübertragungen wird eine Zweiwege-Übertragung zwischen einer Mobilstation und einer Basisstation errichtet, das heißt, Sequenzen von auf eine Trägerfrequenz modulierten digitalen Symbolen werden von der Basisstation an die Mobilstation (Abwärtsstrecke) und umgekehrt (Aufwärtsstrecke) gesendet. Diese digitalen Symbole sind nicht notwendigerweise vom binären Typ; für digitale Funknetzwerke werden zum Beispiel weithin vierwertige komplexe Symbole verwendet. Diese Symbole werden auf verschiedenen Wegen verarbeitet; sie werden zum Beispiel mit Codesequenzen vor und nach der Modulation multipliziert. Eine Hauptfunktion des Empfängers in der Mobilstation und der Basisstation besteht darin, die gesendeten Daten wiederzugewinnen, wobei Zeitsteuerung und Frequenzsynchronität kritische Parameter darstellen.
Wenn eine Mobilstation, zum Beispiel ein Mobiltelefon in einem digitalen Mobilfunksystem, eine Basisstation zur kontaktieren wünscht, muss sie über eine exakte Kenntnis hinsichtlich des Funk-Datenübertragungsblocks und der Slot-Zeitsteuerung der Basisstation verfügen. Dies trifft insbesondere am Anfang nach dem Einschalten der Mobilstation für die Basisstation, bei der sie sich an melden will, zu, als auch wiederholt fortwährend für benachbarte Basisstationen, die Kandidaten für eine Zellen-Neuselektion (während des MS-Untätigkeitsmodus) oder während der Übergabe (im Verkehrsmodus) oder nach dem Synchronisationsverlust. Auch muss die Empfangsfrequenz der Mobilstation mit der Sendefrequenz der Basisstation innerhalb einer Genauigkeit im Bereich von Zehnteln von ppm synchron gehalten werden.
Bei der anfänglichen Synchronisation nach dem Einschalten der MS oder nach dem Verlust der Synchronisation kann infolge der Ungenauigkeit eines einen Bezugstakt in der Mobilstation zur Verfügung stellenden Kristalloszillators, von dem die Empfängerträgerfrequenz abgeleitet wird, ein bemerkenswerter Frequenzfehler in dem empfangenen Frequenzsignal liegen. Genauer gesagt, der Frequenzfehler wird durch eine Abweichung der Bezugstakt-Frequenz des Empfängers von der Frequenz des empfangenen Signals verursacht.
Herkömmliche Synchronisationsschemata leiden bereits heftig unter der anfänglichen Ungenauigkeit regulärer Kristalloszillatoren, so dass kostenintensive Maßnahmen vorgenommen werden müssen, um diese Ungenauigkeit sehr klein zu halten.
Da Trägerfrequenzen knapp sind, werden verschiedene Mehrfachzugriffstechniken zum optimalen Ausbeuten der verfügbaren Frequenzbänder eingesetzt. Die Synchronisationsschwierigkeiten betreffen mehr oder weniger alle Mehrfachzugriffstechniken, zum Beispiel die Zeitmultiplexzugriffs-(TDMA-)Norm, welche für das Netzwerk des globalen Mobilkommunikationssystems (GSM) verwendet wird. Inadäquate Zeitsteuerungssynchronisation wird jedoch zu einem noch schwerwiegenderes Problem für die nächste Generation zellularer Mobilfunknetzwerke, die Codemultiplexverfahren (CDMA) verwenden, zum Beispiel gemäß dem Partnerschaftsprojekt für die dritte Generation des Breitband-CDMA (WCDMA)(3GPP).
Bei CDMA wird das zu sendende Signal typischerweise auf ein Vielfaches seiner ursprünglichen Bandbreite aufgespreizt. Das Signal mit gespreizter Bandbreite ist weniger empfindlich gegenüber Interferenzen, und die spektrale Leistungsdichte ist vermindert. Üblicherweise wird Direktsequenz-CDMA verwen det, wobei die Symbole vor der Modulation durch eine Codesequenz gespreizt und verwürfelt werden. Bei Verwendung einer Mehrzahl von Codesequenzen, die orthogonal zueinander sind, kann eine Mehrzahl von Kommunikationsverbindungen dasselbe Frequenzband verwenden. Infolge der Orthogonalität der Codes kann das gesendete Signal ausschließlich in dem Empfänger decodiert oder entspreizt werden. Eine üblicherweise verwendete Gruppe von Codesequenzen sind die so genannten Bit-Sequenzen des Pseudorauschens (PN). CDMA, Spreizen/Entspreizen, Verwürfeln, Ent-Verwürfeln und Codes auf der Grundlage von Pseudorauschen sind Fachleuten bekannt.
Die Synchronisation in einer MS wird üblicherweise durch Suchen nach einer bekannten Symbolfolge durchgeführt, welche an einer festen Position in dem Funk-Datenübertragungsblock oder Slot des gemeinsamen Steuerkanals einer Basisstation gesendet wird. In einem 3GPP WCDMA-System ist dies einfacherweise eine Sequenz aus 256 Eins-Werten, die in den regulären informationstragenden Chipstrom eingebettet sind. Bei CDMA-Systemen werden die "Modulationssymbole" als Chips angegeben, wobei eine bestimmte Anzahl von Chips (üblicherweise 2ⁿ) zu einem Übertragungssymbol kombiniert wird. Im Fall von zweidimensionalen Symbolen sind auch die Chips komplexe Zahlen oder, mit anderen Worten, Vektoren in der komplexen Ebene. Eine detaillierte Beschreibung kann in der 3GPP Technical Specification 25.213, Version 3.1.1 (3G TS 25.213 V3.1.1) "Spreading and Modulation (FDD)" gefunden werden, wobei dieses Dokument frei verfügbar ist unter ftp://ftp.3gpp.org und insbesondere unter ftp://ftp.3gpp.org/Specs/December_99/25_series/. Darüber hinaus wird der Chipstrom beim Sender mit einem bestimmten Code verwürfelt und mit demselben bekannten, aber komplex-konjugierten Code am Empfänger ent-verwürfelt, aber dieser Prozess ist transparent, wenn der Code zeitlich abgeglichen ist, so dass er für die weitere Beschreibung behandelt wird, als ob die Chips diejenigen wären, die gesendet werden.
Insbesondere hängt die Qualität des Entspreizens in einem CDMA-Empfänger stark von der Zeitsteuerungssynchronisation zwischen dem empfangenen Chipstrom und der Codesequenz ab. Aber die Zeitsteuerungssynchronisation wird durch die Frequenzungenauigkeit in dem Empfänger verdorben; zum Beispiel durch einen Frequenzversatz zwischen den Taktgebern im Sender und im Empfänger. Eine typische Präzision eines Quarz- oder Kristalloszillators in einer Mobilfunkstation liegt in der Größenordnung von ± 10 ppm (± 10^–5), wobei ± 0,1 ppm oder besser für ein adäquates Entspreizen wünschenswert wären. Darüber hinaus sind Zeitsteuerungs- und Frequenzsynchronisation miteinander verkettet, so dass Verfahren nach dem Stand der Technik zuerst eine Zeitsteuerungssynchronisation vor einer Frequenzsynchronisation, das heißt, mit der unkorrigierten fehlerbehafteten Frequenz, liefern müssen.
Sobald eine Verbindung zwischen der Mobilstation und einer Basisstation existiert, wird die Frequenz der Mobilstation zum Beispiel durch Verändern der Ansteuerspannung des Kristalls auf die Frequenz der Basisstation einjustiert, was eine Frequenzgenauigkeit besser als ± 1 ppm ermöglicht. Eine Frequenzgenauigkeit in der Größenordnung von ± 0,01 ppm kann in einer Basisstation erzielt werden. Eine Frequenzsynchronisation ist jedoch beim Einschalten der Mobilstation, die eine neue Verbindung aufbaut, nicht verfügbar. Es ist auch vorgeschlagen worden, die Ansteuerspannung abzuspeichern, wenn die Mobilstation abgeschaltet wird, und dass die Ansteuerspannung nach dem nächsten Einschalten wieder aufgebaut wird. Dieses Verfahren ist jedoch nicht sehr zuverlässig, da die Bedingungen, die eine Frequenzungenauigkeit verursachen, wie Umweltbedingungen, zum Beispiel Temperatur, in der Zwischenzeit sich geändert haben können. Ebenso sind Anstrengungen zur Temperaturstabilisierung des Oszillators unternommen worden, um dessen Genauigkeit zu verbessern. Aber dies ist kostenintensiv und verbraucht viel Leistung. Zusammenfassend erzielt keines der zuvor vorgeschlagenen Verfahren eine befriedigende Zeitsteuerungs- und Frequenzsynchronisation, insbesondere mit vernünftigem Aufwand für einen mobilen Handapparat.
US 5,579,338 offenbart einen CDMA-Empfänger, welcher zwei Stufen zum Synchronisieren eines empfangenen Spreizspektrumsignals mit einem lokalen Zufallsrauschensignal verwendet: Eine Stufe zur anfänglichen Erfassung und Verfolgung der Synchronisation, und eine nachfolgende Stufe, die zum Korrigieren eines Frequenzversatzes in dem lokalen Oszillator ein Fehlersignal produziert.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und/oder eine Vorrichtung mit verbesserten Synchronisationsfähigkeiten für ein Kommunikationssystem vorzusehen.
Eine weitere Aufgabe besteht im Vorsehen eines Synchronisationsverfahrens und/oder einer Synchronisationsvorrichtung zur Zeitsteuerungssynchronisation in einem Kommunikationssystem, umfassend einen Empfänger und einen Sender, das bzw. die kostengünstig und robust gegenüber Frequenzfehlern oder einer Abweichung der Frequenz des empfangenen Signals von der Bezugsfrequenz des Empfängers ist, insbesondere gegen einen Frequenzversatz zwischen dem Sender und dem Empfänger.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Verfahren und/oder eine Vorrichtung für ein Kommunikationssystem vorzusehen, das eine kombinierte Frequenz← und Zeitsteuerungssynchronisation vorsieht.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Synchronisationsverfahren und/oder und eine Synchronisationsvorrichtung für ein Kommunikationssystem vorzusehen, das ein weniger verschlechtertes und hohes Ausgangssignal aus einer empfangenen Chip-Sequenz liefert.
Eine weitere Aufgabe ist es, ein Synchronisationsverfahren und/oder eine Synchronisationsvorrichtung für ein Kommunikationssystem vorzusehen, dass bzw. die eine verbesserte Qualität und Zuverlässigkeit der Datenübertragung liefert.
Darüber hinaus ist es eine weitere Aufgabe, ein Verfahren für eine einfache, zuverlässige und wenig Leistung verbrauchende Frequenzsynchronisation eines Kommunikationssystems vorzusehen, das verbesserte Fähigkeiten im Vergleich mit dem Stand der Technik aufweist.
Diese Aufgaben werden überraschend einfach bereits durch die Merkmale der unabhängigen Patentansprüche gelöst.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Synchronisationsverfahren für ein Kommunikationssystem vorgesehen, das einen Sender und einen Empfänger umfasst, wobei der Sender ein einen Signalteilbereich umfassendes elektromagnetisches Signal sendet und der Empfänger das elektromagnetische Signal empfängt, wobei das Kommunikationssystem eine Abweichung der Frequenz des empfangenen elektromagnetischen Signals von einer Bezugsfrequenz des Empfängers unterworfen ist, wobei das Verfahren umfasst:

a1) Unterteilen eines Signalabschnittes des empfangenen Signals in mindestens einen ersten und einen zweiten Unterabschnitt, wobei der Signalabschnitt mit dem gesendeten Signal-Teilbereich verknüpft ist,
b1) Integrieren über den ersten Unterabschnitt, um eine eine erste komplexe Zahl oder einen Vektor bestimmende erste Partialsumme zu erhalten, und Integrieren über den zweiten Unterabschnitt, um eine eine zweite komplexe Zahl oder einen komplexen Vektor bestimmende zweite Partialsumme zu erhalten, wobei die erste und die zweite komplexe Zahl oder der erste und der zweite Vektor zwischen sich einen Winkel festlegen;
c1) Abschätzen des Winkels; dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner umfasst:
d1) Rotieren der ersten komplexen Zahl oder des ersten Vektors um den Winkel, der diese bzw. diesen gleichphasig mit der zweiten komplexen Zahl bzw. dem zweiten Vektor macht;
e1) Aufsummieren der ersten und der zweiten Partialsumme, um eine eine dritte komplexe Zahl oder einen dritten Vektor bestimmende erste Summe zu erhalten; und
f1) Verwenden der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors zum Synchronisieren durch Bestimmen eines Maximums der Amplitude der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors.

Gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Empfänger für ein elektromagnetisches Signal vorgesehen, das einer Frequenzabweichung der Frequenz des empfangenen elektromagnetischen Signals von einer Bezugsfrequenz des Empfängers unterworfen ist, bevorzugterweise für das Verfahren gemäß einem der vorstehenden Ansprüche, umfassend:

a5) eine Einrichtung zum Unterteilen eines Signalabschnittes des empfangenen elektromagnetischen Signals in mindestens einen ersten Unterabschnitt und einen zweiten Unterabschnitt,
b5) eine eine erste Partialsumme und eine zweite Partialsumme liefernde Integrationsvorrichtung für den ersten Unterabschnitt bzw. für den zweiten Unterabschnitt, wobei die erste und die zweite komplexe Zahl oder der erste und der zweite Vektor einen dazwischen aufgespannten bzw. mit dem ersten und dem zweiten Unterabschnitt verknüpften Winkel festlegen,
c5) eine Abschätzvorrichtung für den Winkel zwischen der ersten komplexen Zahl und der zweiten komplexen Zahl oder dem ersten Vektor oder dem zweiten Vektor, dadurch gekennzeichnet, das der Empfänger weiterhin umfasst:
d5) Eine Vorrichtung zur Rotation der ersten und/oder zweiten komplexen Zahl oder des ersten Vektors und/oder des zweiten Vektors um den Winkel, und
e5) eine Aufsummiervorrichtung für die erste und die zweite Partialsumme zum Erhalten einer ersten Summe, die eine dritte komplexe Zahl oder einen dritten Vektor bestimmt, und
f5) eine Synchronisationsvorrichtung zum Ausführen einer Synchronisation durch Bestimmen des Maximums der Amplitude der dritten komplexen Zahl.

Vorteilhafterweise wird der negative Effekt des Frequenzfehlers oder der Abweichung der Bezugsfrequenz von der Frequenz des empfangenen Signals auf jede Partialsumme durch das Verhältnis der Länge der Partialsummen zu der Länge des gesamten Signalabschnittes vermindert. Die Erfindung erbringt ferner einen Rückrotationswinkel für die Partialsummen. Daher können die Partialsummen rückrotiert werden, um im Wesentlichen in Phase zu sein, dergestalt, dass der abträgliche Effekt der Phasenverschiebung infolge des Frequenzfehlers mindestens für die Aufsummierung über die Partialsummen vermindert wird. Daher liefert die erste Summe der Partialsummen eine große Amplitude und ist unempfindlich oder robust gegenüber einem unbekannten, aber im Wesentlichen feststehenden Frequenzfehler, insbesondere gegen eine Frequenzverschiebung zwischen einem Sender und einem Empfänger. Es sollte festgehalten werden, dass die Begriffe Integrieren oder Integration hier als Gattungsbegriffe verwendet werden einschließlich diskreter Addition wie auch kontinuierlicher Integration oder dergleichen.
Darüber hinaus kann die Frequenzabweichung aus den Rückrotationswinkeln abgeschätzt und zur Frequenzsynchronisation verwendet werden.
Darüber hinaus ist der Verarbeitungsaufwand für das erfindungsgemäße Verfahren akzeptabel; zum Beispiel braucht die codeadaptive Filteroperation nicht geändert zu werden, sie kann einfach segmentiert werden. Die Verarbeitung der Segmentresultate ist gut geeignet für digitale Signalprozessoren, da sie hauptsächlich Korrelationen und Multiplikationen enthält. Bevorzugterweise wird lediglich eine Division ausgeführt, aber gute suboptimale Implementationen können dies verhindern oder sogar eine Verwirklichung als Hardware möglich und attraktiv machen.
Die Erfindung liefert eine Zeitsteuerungssynchronisation eines Kommunikationssystems, bevorzugterweise eines mobilen Funkterminals, einer Mobilstation oder eines Handapparates in Richtung auf das Netzwerk einschließlich gemeinsamer Abschätzung und Kompensation des Frequenzfehlers. Daher ermöglicht die Erfindung eine gemeinsame Zeitsteuerung und Frequenzsynchronisation.
Bevorzugterweise ist das gesendete elektromagnetische Signal ein digitales Breitbandsignal gemäß der CDMA-Norm. Das CDMA-Signal beinhaltet einen Strom komplexer Chips, der auf die Trägerfrequenz von ungefähr 2 GHz aufmoduliert ist. Am Empfänger wird der Signalabschnitt, der eine Chip-Sequenz des Stromes ist, in k Unterabschnitte aufgeteilt, die Chip-Untersequenzen sind, welche alle separat integriert oder aufsummiert werden, dabei k Partialsummen ergebend. Bevorzugterweise ist dieser Unterteilungsfaktor k eine ganzzahlige Potenz von zwei, da dies den Verarbeitungsaufwand vermindert. Für jede Partialsumme wird die Phasenverschiebung oder der Drehwinkel bestimmt und die Rückrotation ausgeführt. Nach dem Aufaddieren wird eine Amplitude zum Peak-Suchen erhalten, die in hohem Maße unempfindlich gegenüber einem Frequenzfehler ist. Dann wird das gefundene Maximum verwendet, um die Zeitsteuerungssynchronisation in dem Empfänger zu verriegeln.
Bevorzugterweise wird der Signalabschnitt mit einem gesendeten komplex-konjugierten Signal-Teilbereich multipliziert, mit dem der Signalabschnitt ver knüpft ist, wobei der komplex-konjugierte Signal-Teilbereich, insbesondere eine komplex-konjugiert Codesequenz, vorher dem Empfänger bekannt ist, um die ursprünglichen zu sendenden Signale wiederzugewinnen.
Es sollte jedoch dem Fachmann deutlich sein, dass die Erfindung nicht allein auf CDMA-Systeme beschränkt ist; sie ist ebenfalls anwendbar auf nahezu alle anderen digitalen oder analogen drahtlosen Kommunikationssysteme, zum Beispiel gemäß dem Zeitmultiplexzugriffsstandard (TDMA) des globalen Systems zur Mobilkommunikation (GSM). Darüber hinaus ist die Erfindung sogar nicht einmal beschränkt auf drahtlose Datenkommunikation; sie ist ebenso anwendbar auf drahtgebundene Kommunikation, zum Beispiel unter Verwendung elektrischer oder optischer Datenübertragung.
Vorteilhafterweise arbeitet das System mit kostengünstigen Kristalloszillatoren, die beispielsweise eine Genauigkeit von ± 10 bis ± 20 ppm aufweisen, was einen anfänglichen Frequenzfehler von ± 20 bis ± 40 KHz innerhalb des eine Trägerfrequenz von ungefähr 2 GHz als eine Referenz zum Ableiten der Empfangsfrequenz in einem Mobiltelefon nutzenden 3GPP-Fall nach sich zieht. Darüber hinaus gibt es keine Notwendigkeit, eine Temperaturstabilisation oder -kompensation vorzusehen; daher liefert die Erfindung ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Einsparen von Leistung. Das Abspeichern und Wiederherstellen der Steuerspannung kann jedoch weiterhin genutzt werden, um die Unempfindlichkeit gegenüber einem Frequenzfehler weiter zu erhöhen.
Die Erfindung wird am vorteilhaftesten für einen ersten Empfangsvorgang auf der Abwärtsstrecke benutzt, nachdem eine Mobilstation eingeschaltet wurde oder ein Synchronisationsverlust eingetreten ist. In diesem Fall hat die Mobilstation keine Zeitsteuerungs-Daten oder Frequenzsynchronisations-Daten für die erste Abwärtsstrecken-Nachricht der Basisstation zur Verfügung, was in dem schädlichsten Effekt auf die Datenübertragung und -synchronisation resultiert. Der Frequenzfehler wird demgegenüber infolge der bereits erzielten Verriegelung der Frequenz der Mobilstation gegenüber der Frequenz der Basisstation wesentlich vermindert, wenn eine erste Zeitsteuerungs- und Frequenzsynchronisation durchgeführt worden ist. Sogar wenn der Frequenzfehler während einer existierenden Verbindung bereits korrigiert wurde, bleibt eine unbekannte Frequenzabweichung bestehen, zum Beispiel im so genannten wahlfreien Zugriffskanal (RACH) im Falle der Aufwärtsstrecke. Beispielsweise resultiert eine derartige restliche Frequenzabweichung aus einer Dopplerverschiebung infolge einer Bewegung der Mobilstation. Zum Beispiel resultiert im Falle von 3GPP aus einer radialen Geschwindigkeit von 500 km/h eine Hin- und Rückweg-Dopplerverschiebung von ungefähr ± 2 kHz, was um einen Faktor 10 bis 20 kleiner ist als das, was für den anfänglichen Verbindungsaufbau erwartet wird. Dies verursacht jedoch immer noch eine Verschlechterung des verarbeiteten Empfangssignals. Darüber hinaus wird es im Falle der Aufwärtsstrecke typischerweise über eine Sequenz von 16 bekannten Symbolen (die so genannte Präambel) aufsummiert, wodurch wiederum der abträgliche Effekt um einen Faktor 16 erhöht wird. Daher ist der resultierende Effekt von vergleichbarer Größe wie bei dem Fall der Abwärtsstrecke mit einem Symbol. Da das erfindungsgemäße Synchronisationsverfahren jedoch auch unempfindlich gegenüber diesem Restfrequenzfehler ist, verbessert es ebenfalls die Zuverlässigkeit und Qualität der Übertragung über die Aufwärtsstrecke.
Bevorzugterweise beinhaltet die unterteilte Chip-Sequenz ein oder mehrere komplexe Übertragungssymbole, da dies die Verarbeitung oder den mathematischen Aufwand vermindert.
Bevorzugterweise beinhaltet die Chip-Sequenz eine Trainingssequenz aus bekannten Symbolen, da diese in dem Empfänger verwendet werden kann, um eine Autokorrelationsfunktion zu bestimmen.
Bevorzugterweise wird ein Zuverlässigkeitsvorhersagewert für die Qualität der Abschätzung der Frequenzabweichung oder des Frequenzfehlers berechnet. Dieser Vorhersagewert kann bevorzugterweise leicht aus einer Autokorrelationsfunktion einer der Partialsummen extrahiert werden.
Die Zuverlässigkeitsvorhersage kann für eine Weiterentwicklung der Erfindung verwendet werden. In dieser Ausführungsform wird in einem ersten Schritt der Vorhersagewert unter Verwendung eines ersten Unterteilungsfaktors berechnet. Auf der Grundlage der resultierenden Vorhersage wird eine Entscheidung getroffen, welcher zweite Unterteilungsfaktor für die Synchronisation in einem zweiten Schritt verwendet werden sollte. Der erste Unterteilungsfaktor und der zweite Unterteilungsfaktor können unterschiedlich sein. Wenn sie unterschiedlich sind, resultiert dies in einer unterschiedlichen Anzahl von aufzusummierenden und in dem zweiten Schritt rückzurotierenden Untersequenzen, verglichen mit der Summation in dem ersten Schritt. Dieses Verfahren ist vorteilhaft, da der mathematische Aufwand für den zweiten Schritt an den abgeschätzten Frequenzfehler angepasst werden kann. Darüber hinaus liefern Aufsummierung und Rückrotation ein leicht vermindertes Verhältnis von Signal zu Rauschen; daher ist es vorteilhaft, den Unterteilungsfaktor auf ein infolge des Frequenzfehlers erforderliches Minimum zu begrenzen. Der zweite Unterteilungsfaktor kann auch gleich eins sein, das heißt, in dem zweiten Schritt findet keine Unterteilung statt, wodurch die Verminderung des Signal-zu-Rauschen-Verhältnisses vollständig vermieden wird. Beispielsweise kann mit einem Unterteilungsfaktor von acht begonnen werden. Wenn eine niedrige Zuverlässigkeitsvorhersage berechnet wird, kann der zweite Unterteilungsfaktor kleiner gewählt werden, beispielsweise vier oder zwei, eine Fehlsynchronisation vermeidend. Für den Fall, dass die Zuverlässigkeitsvorhersage extrem niedrig ausfällt, kann sogar das Zurückgreifen auf das herkömmliche Verfahren vorteilhaft sein.
Kurzbeschreibung der Figuren
Es zeigt:
1 ein Diagramm mit QPSK Standardsymbolen.
2 ein Blockdiagramm einer idealisierten transparenten Ansicht einer verriegelten Synchronisationssequenz mit Frequenzfehler.
3 ein Blockdiagramm eines Signalausbreitungspfades einschließlich einiger real existierender Beeinträchtigungen.
4 ein Blockdiagramm eines codeadaptiven Filters für das Suchverfahren aus dem Stand der Technik.
5 ein Diagramm der relativen Summenamplitude in dB als Funktion des Frequenzfehlers in Hz.
6 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens, eine Unterteilung einer 256-Chip-Synchronisationssequenz in 8 Untersequenzen darstellend, und
7 ein Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens, das die Rückrotation und Aufsummierung von 8 Partialsummen zeigt.
Detaillierte Beschreibung
Die Erfindung wird untenstehend in größerer Detailliertheit und im Hinblick auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben. Darüber hinaus wird ein Verfahren aus dem Stand der Technik gezeigt. Es wird auf die beigefügten Zeichnungen Bezug genommen. Ähnliche Bezugszeichen bezeichnen ähnliche Elemente in verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung und in dem Verfahren aus dem Stand der Technik.
1 zeigt vier komplexe Symbole gemäß der Quadraturphasenumtastungsmodulation (QPSK) in der komplexen Ebene, die durch die reelle Achse x und durch die imaginäre Achse y aufgespannt wird. Die vier Symbole werden durch die komplexen Zahlen oder Vektoren in der komplexen Ebene (+1+j), (–1+j), (–1-j) und (+1-j) repräsentiert, wobei j die imaginäre Einheit ist. Ein typisches digitales Signal auf einem gemeinsamen Steuerkanal besteht aus einer Sequenz von Datensymbolen mit einer Rate von 15.000 pro Sekunde. Vor der Übertragung wird das Signal aufgespreizt und mit einer Codesequenz verwürfelt. Die Codesequenzfrequenz ist um einen Faktor 2^N (Spreizungsfaktor) größer als die Datensymbolfrequenz. Hier beträgt der Spreizfaktor 256, das heißt, N = 8, was in einem Spreizspektrumsignal von 3,84 Mio. Chips/sec (3,84 Mcps) und einer Sequenz von 256 Chips pro Datensymbol resultiert. Im Empfänger wird das Spreizspektrum mit dem komplexkonjugierten des Spreiz- und Verwürfelungs-Codes ent-verwürfelt und ent-spreizt, um die ursprünglichen Symbole zurückzuerhalten.
Unter Bezugnahme auf 2 ist nunmehr ein idealisierter Empfänger 11 einschließlich einem Integrator 13 dargestellt. Ein empfangenes Signal bestehend aus einer Chip-Sequenz oder aus Eingangssymbolen 12 wird mit dem komplexkonjugierten des Spreiz- und Verwürfelungs-Codes (nicht dargestellt) multipliziert und weiter in dem Empfänger 11 verarbeitet. Die Chipsequenz 12 unterliegt der unbekannten und zeitabhängigen Phasenverschiebung e^jωt, die aus einem Winkelfrequenzfehler ω resultiert. In dem Integrator 13 findet eine Aufsummierung oder Integration über die 256 Chips statt, um die Signalhöhe zu erhöhen. Nach dem Integrator 13 wird die Amplitude des ausgehenden Signals 14 bestimmt (nicht dargestellt). Wenn die Zeitsteuerung makellos wäre, würden alle Chips in einer kohärenten Weise sich zu einer idealen Amplitude der Summe oder des Integrators gleich dem 256-fachen der Chip-Amplitude addieren. Wenn jedoch ein Frequenzversatz zwischen der empfangenen Chip-Sequenz 12 und der Bezugsfrequenz in dem Empfänger auftritt, vermindert sich die Amplitude des Integrals gemäß der Phasendrift der Chips relativ zueinander.
Die Detektion der Integralamplitude wird verwendet, um die Zeitsteuerung und die Frequenzsynchronisation miteinander zu verriegeln. Daher hat eine verminderte Amplitude einen negativen Effekt auf die Zuverlässigkeit der Synchronisation.
In einem realen System gibt es ebenfalls ein Bündel von Beeinträchtigungen wie Filterung im Sender 10 und im Empfänger 11, den Mobilfunk-Kanal, Rauschen, Interferenz von anderen Basisstationen oder von anderen Code-Kanälen auf derselben Basisstation, und wiederum den Frequenzfehler. Ein Modell für diese typischen Beeinträchtigungen sowie einen Teil der Signalverarbeitung ist in 3 dargestellt. Ein zu sendendes Digitalsignal 22, das aus einer Sequenz von Sendesymbolen besteht, wird mit einer Codesequenz c _s 23 in Schritt 24 gespreizt und verwürfelt, was in einer Sequenz von komplexen Chips oder Chip-Vektoren in der komplexen Ebene resultiert. Das Signal wird durch einen Senderfilter 25 gefiltert und durch eine Antenne abgestrahlt (nicht dargestellt). Die Übertragungsverbindung wird durch den Kanal 26 repräsentiert, und das Signal unterliegt auf Grund eines Frequenzfehlers einer zeitabhängigen Phasenverschiebung e^jωt. Weitere Beeinträchtigungen wie Interferenz 27, zum Beispiel von anderen Basisstationen, und Rauschen 28 in dem Empfänger 11, beeinträchtigen das Signal. In dem Empfänger 11 wird das Signal durch einen Empfängerfilter 35 gefiltert, und das gefilterte Signal 12a wird mit dem komplexkonjugierten c*_s 33 der Codesequenz c _s 23 multipliziert, um ein Signal 12 zu liefern, das aus einer Sequenz von Chips oder einer Chip-Sequenz besteht.
Es sollte hier festgehalten werden, dass die durch den Winkelfrequenzfehler ω verursachte Phasenverschiebung e^jωt in 3 zwischen dem Sender 10 und dem Empfänger 11 gezeigt ist, wohingegen gemäß 2 e^jωt in dem Empfänger 11 gezeigt ist. In der Tat hat der Einfluss des Frequenzfehlers in einem Kommunikationssystem keinen spezifische Ort, da er durch eine Differenz der Bezugfrequenzen des Senders 10 und des Empfängers 11 verursacht wird und daher eine Art von allgemeinem Merkmal des gesamten Kommunikationssystems ist.
Abgesehen von dem Frequenzfehler wird hier bei einer idealisierten Ansicht der Abwesenheit aller dieser Beeinträchtigungen geblieben, um einen klaren Blick auf die Erfindung zu erhalten. In der Praxis beeinflussen diese Beeinträchtigungen natürlich die Berechnungen mit einem Fehlersignal, aber sie ändern nicht das Prinzip.
Das herkömmliche Verfahren des Suchens nach der eingebetteten Chip-Sequenz von 256 Chips, in 4 im Detail gezeigt, besteht darin, das empfangene Signal von 256 Chips nach dem Ent-Verwürfeln aufzusummieren. Dies wird mindestens jedes Mal durchgeführt, wenn das Signal für einen neuen Chip empfangen wurde (zum Beispiel, jedesmal wenn eine neue Signalprobe genommen worden ist). Das Signal 12a besteht aus einem kontinuierlichen Strom von Chip-Sequenzen, von denen jede 256 Chips x₁, x₂, ..., x₂₅₆ einbettet. Die 256 Chips x₁, x₂, ..., x₂₅₆ repräsentieren ein aufgespreiztes Datensymbol, das durch Integration oder Aufsummieren über die 256 Chips x₁, x₂, ..., x₂₅₆ wiedergewonnen werden muss. Die Signal-Chips x₁, x₂, ..., x₂₅₅ werden durch Multiplizieren mit Codesequenzchips c*₁, c*₂, ..., c*₂₅₆ ent-verwürfelt, um die Chips wiederzugewinnen, wie sie vor dem Spreizen und Verwürfeln 24 im Sender 10 geliefert waren. Es wird in dem Integrator 13 über die ent-verwürfelten Chips x'₁, x'₂, ..., x'₂₅₆ aufsummiert. Nach einer Aufsummierung über die Chips x'₁, x'₂, ..., x'₂₅₆ wird in Schritt 15 der Absolutwert oder die Amplitude der Summe bestimmt. Die resultierende Sequenz von Summen wird dann nach einem deutlichen Amplituden-Peak abgesucht, der die Verriegelung der Synchronisationssequenz in Schritt 16 anzeigt.
Wenn die Synchronisationssequenz verriegelt ist, sind beim Aufsummieren alle Eins-Werte (idealisiert) transparent. Wenn es aber eine Zeitverschiebung gibt (keine Verriegelung), dann passen Verwürfelung und Ent-Verwürfelung nicht zueinander, und das resultierende verwürfelte Signal summiert sich zu Null auf (im Idealfall, im Mittel). In Wirklichkeit gibt es jedoch einige Abweichungen vom Null-Mittelwert infolge des nicht-idealen Verwürfelungs-Codes und der zeitbegrenzten Natur der Sequenz von Eins-Werten. Dieses herkömmliche Verfahren arbeitet bei der Abwesenheit eines Frequenzfehler makellos, aber bei Frequenzfehlern ergibt die Summe:
mit:

ω₀: = const., den Winkelfrequenzfehler darstellend,
ω₀: = 2πf₀, wobei f₀ der Frequenzfehler ist,
T_c: ist die Chip-Dauer und l die Chip-Nummer.

Für die weitergehende Theorie wird der Übergang auf eine kontinuierliche Zeit durchgeführt. Dies ist eine gültige Annäherung, wenn der Drehwinkel pro Chip infolge des Frequenzfehlers sehr klein ist, was in diesem Fall zutrifft. In jedem Fall ist die Verarbeitung in diskreter Zeit die Nachbildung von dem Original in kontinuierlicher Zeit.
Daher ergibt sich für A(ω₀) durch Ersetzen der Summe durch Integration und durch Verwenden von t₀ für die Integrationslänge gleich der Länge des Synchronisationssequenz:
Nach Ausführung der Integration über dτ wird für A(ω₀) erhalten:
5 zeigt die Amplitude von A(ω₀) gemäß Gleichung (3).
Aus Gleichung (3) folgt:

– Die Amplitude der Summe folgt einer sinc-Funktion (sinc(x) repräsentiert eine sin(x)/x-Funktion) über den Frequenzfehler bei einer gegebenen festen Länge der Synchronisationssequenz.
– Die maximale Amplitude der Summe kann lediglich bei Abwesenheit eines Frequenzfehlers (ω₀ = 0) erzielt werden und ist proportional zu der Länge der Korrelationssequenz t₀.
– Die Amplitude der Summe wird zu Null, wenn f₀t₀ irgendein ganzzahliger Wert außer Null ist oder – äquivalent – wenn (ω₀t₀)/2 irgendein ganzzahliges vielfaches von π mit Ausnahme von Null ist.
– In dem speziellen 3GPP-Fall, mit t₀ entsprechend 256 Chips bei einer Rate von 3,84 Mcps, wird der erste Nulldurchgang bei einem Frequenzfehler von f₀ = ± 15 kHz erreicht, was ungefähr ± 7,5 ppm Kristalloszillatorfrequenzfehler entspricht.
– Eine Verschlechterung von 1 dB resultiert aus einem 4 kHz (2 ppm) Frequenzfehler, und 8 kHz (4 ppm) ergibt 4,5 dB an Verschlechterung.

Der typischer Frequenzfehler regulärer Kristalloszillatoren liegt jedoch in dem Bereich von ± 10 bis ± 20 ppm oder ungefähr ± 20 bis ± 40 kHz bei 3GPP, so dass nachteiligerweise dieses Verfahren nicht geeignet ist, um mit normalen Kristallen verwendet zu werden.
Wenn der Frequenzfehler bekannt wäre, könnte er Chip für Chip oder Abtastwert für Abtastwert kompensiert werden. Dies würde jedoch einen enormen Verarbeitungsaufwand nach sich ziehen. Darüber hinaus ist der Frequenzfehler unglücklicherweise nicht bekannt.
Ein anderer Ansatz besteht darin, die Anzahl von Chips, die aufzusummieren sind, zu verkürzen und daher nur einen Teil der übertragenen Synchronisationssequenz beim Empfänger zu verwenden. Da die Zeit t₀, über die zu summieren ist, ein Faktor im Argument der sinc-Funktion ist (siehe Gleichung (3)), vermindert sich der Einfluss des Frequenzfehlers mit derselben Rate, wie t₀ abnimmt. Aber in diesem Fall vermindert sich auch die Amplitude der Summe, und der Peak ist weniger deutlich und schwerer zu finden.
An diesem Punkt sollte auch klar sein, dass im Fall der Aufwärtsstrecke, bei dem typischerweise über 16 Symbole aufsummiert wird, der negative Effekt des Frequenzfehlers um einen Faktor 16 erhöht wird, das heißt, proportional zu der Anzahl von Symbolen, über die aufzusummieren ist.
Daher ist es eine Herausforderung für die vorliegende Erfindung, ein Verfahren, einen Empfänger und weitere Komponenten eines Kommunikationssystems zu entwerfen, die gleich gut oder fast gleich gut bei einem unbekannten Frequenzfehler arbeiten, wie es das herkömmliche Verfahren in Abwesenheit eines Frequenzfehlers macht. Der Zielbereich für den Frequenzfehler beträgt ± 10 bis ± 20 ppm oder ungefähr ± 20 bis ± 40 kHz bei 3GPP.
Das erfindungsgemäße Verfahren liefert eine gemeinsame Abschätzung und Kompensation des Frequenzfehlers und einer Unterteilung oder Segmentierung der Summe in jeweils k Partialsummen P_n über die Zeit t₁ = t₀/k mit kohärenter Rekombination.
6 zeigt das Funktionsprinzip einer exemplarischen Ausführungsform der Erfindung für k = 8 Partialsummen einer 256-er Synchronisationssequenz.
Das Signal 12a besteht aus einem kontinuierlichen Strom von Chip-Sequenzen, wobei jede Chip-Sequenz 256 Chips x₁, x₂, ..., x₂₅₆ eingebettet aufweist, worin ty pischerweise, aber nicht notwendigerweise, jede Chip-Sequenz ein gespreiztes Datensymbol repräsentiert. Jede Chip-Sequenz x₁, x₂, ..., x₂₅₆ wird in 8 gleich große Chip-Untersequenzen S₁ bis S₈ unterteilt, x₁, x₂, ..., x₃₂ bis x₂₂₅, x₂₂₆, ..., x₂₅₆, von denen jede jeweils 32 Chips umfasst. In gleicher Weise wird die komplex-konjugierte Codesequenz c*₈ in 8 gleich große Untermengen CS₁ bis CS₈, jeweils c*₁, c*₂, ..., c*₃₂ bis c*₂₅₅, c*₂₂₆, ..., c*₂₅₆ unterteilt. Die Signal-Chips x₁, x₂, ..., x₃₂ der Untersequenz S₁ werden durch Multiplikation mit den entsprechenden Code-Chips der Untermenge c*₁, c*₂, ..., c*₃₂ ent-verwürfelt. In gleicher Weise findet das Ent-Verwürfeln für die anderen Chip-Untersequenzen S₂ bis S₈, x₃₃, x₃₂, ..., x₆₄ bis x₂₅₅, x₂₂₆, ..., x₂₅₆ entsprechend mit Code-Untermengen CS₂ bis CS₈, c*₃₃, c*₃₄, ..., c*₆₄ bis entsprechend c*₂₂₅, c*₂₂₆, ..., c*₂₅₆ statt. Es wird ferner über die ent-verwürfelten 8 Chip-Untersequenzen S'₁ bis S'₈ separat in 8 Integratoren 41 bis 48 aufsummiert, was 8 Partialsummen P₁ bis P₈ ergibt.
Somit werden in einem ersten Schritt k Partialsummen berechnet:
mit n = 0 ... k-1 und t₁ = t₀/k.
Dies wird umgeformt gemäß:
Aus der Gleichung (5) entnahmen die Erfinder folgende überraschende Resultate:

– Der Effekt des Frequenzfehlers auf die Partialsummen durch die sinc-Funktion wird um einen Faktor k vermindert, was bedeutet, dass zum Beispiel der erste Nulldurchgang von 15 kHz (siehe 5) nach k15 kHz wandert (siehe 5), da P_n(ω₀) äquivalent zu A(ω₀) ist außer dass es um einen Faktor k auf der f₀-Achse gestreckt ist. Mit anderen Worten, der Effekt des typischen Frequenzfehlers von ± 10 bis ± 20 ppm des Kristalls beeinträchtigt die Partialsumme wie ein ± 1,25 bis ± 2,5 ppm Frequenzfehler die Gesamtsumme beeinträchtigen würde.
– Die Maximalamplitude einer Partialsumme beträgt lediglich 1/k der ursprünglichen Gesamtsumme.
– Die Partialsummen rotieren um einen Winkel von ω₀t₁ von einer zu der nächsten.

Die nächsten zu lösenden Probleme bestehen darin, den Winkel ω₀t₁ zu bestimmen, die Partialsummen zu derotieren und sie aufzusummieren. Das Resultat ist dann, dass die erzielbare Amplitude identisch mit dem herkömmlichen Verfahren ist, aber dass der Einfluss des Frequenzfehlers derart ist, als ob er um einen Faktor k vermindert wäre.
Abschätzung des Winkels ω₀t₁ entsprechend dem Frequenzfehler
Es wird die diskrete Autokorrelationsfunktion (ACF) für die Partialsummen eingeführt:
wobei P'_n die Komplexkonjugierte von P_n ist. Hier werden die ACF(0) und ACF(1) benötigt:
welches nichts anderes ist als die mittlere Energie in einer Partialsumme oder das mittlere Quadrat der Amplitude.
Dieser Wert von ACF(1) weist bereits einen Winkel auf, der der Rückrotationswinkel – ω₀t₁ ist. Um die Rückrotation der Partialsummen P_n(ω₀) durchzuführen, ist es somit lediglich erforderlich, jede von diesen mit ihrem entsprechenden Rückrotationswert D_n zu multiplizieren, der definiert ist durch:
Die Aufsummierung über die Partialsummen ist in 7 veranschaulicht. Die 8 Partialsummen P₁ bis P₈ werden entsprechend durch Rückrotationswinkel D₁ bis D₈ rückrotiert. Rückrotierte Partialsummen P'₁ bis P'₈ werden in einer Aufsummierungseinheit oder in einem Integrator 49 aufsummiert, der eine Hauptsumme σ(ω₀) 50 gemäß folgender Formel liefert:
Infolge der Rückwärtsdrehung sind die Partialsummen im wesentlichen gleichphasig; daher beeinflusst der Frequenzfehler nicht oder nahezu nicht die Aufsummierung über die Partialsummen. Nach der Aufsummierung über die Partialsummen P'₁ bis P'₈ wird in Einheit 15 der Absolutwert oder die Amplitude der Hauptsumme 50 bestimmt. Dann wird die Amplitude der gesamten Hauptsumme 50 für die Peak- oder Amplitudenmaximumsuche in Einheit 16 wie im herkömmlichen Fall verwendet.
Es ist festzuhalten, dass in einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung der Unterteilungsfaktor k gleich der Anzahl von Chips in der Chip-Sequenz ist, so dass ein Rückdrehungswinkel für jeden einzelnen Chip bestimmt wird. Dann kollabieren die Partialsummen auf einen einzigen Chip.
Eine weitere vorteilhafte Errungenschaft der beschriebenen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass durch Berechnen der Autokorrelationsfunktion ACF(m) mit m ≠⁣ 0, insbesondere ACF(1), ein überraschend einfaches Verfahren gefunden worden ist, um den Frequenzfehler zu bestim men, das im Folgenden detailliert beschrieben wird. Durch Auswählen von m kann der Bereich für eine einzige Frequenzfehlerabschätzung gegen die Auflösung abgewogen werden. Es ist daher festzuhalten, dass es inhärentes Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, Zeitsteuerungs- und Frequenzsynchronisation gemeinsam zu liefern.
Aus dem Winkel – ω₀t₁ der ACF(1) wird auch der Frequenzfehler abgeleitet und kann zum Beispiel für eine Kristallkompensation vor den nächsten Synchronisationsschritten verwendet werden. Andere Verfahren zum Abschätzen des Winkels würden ebenfalls funktionieren, aber dieser scheint den Erfindern besonders einfach und klug zu sein.
Computersimulationen sind für die 3GPP-Synchronisation mit k = 8 durchgeführt worden, was bedeutet, dass 8 Partialsummen über 32 Chips verwendet wurden.
In dem beeinträchtigungsfreien Fall konnte das erwartete Verhalten (die Peak-Amplituden folgen den beiden unterschiedlichen sinc-Kurven, Frequenzfehlerabschätzung) exakt reproduziert werden. Bei hinzugefügtem weißen Gaussrauschen (AWGN) wies die Frequenzfehlerabschätzung selbstverständliche eine Streuung auf.
Die Gesamtsynchronisationsleistung beim frequenzfehlerfreien Fall ist um ungefähr 2 dB schlechter für das neue Schema, verglichen mit dem herkömmlichen Schema, aber die Gewinnschwelle wird bei einem Frequenzfehler von ungefähr 5,6 kHz (2,8 ppm) erreicht. Das neue Schema weist mit k = 8 eine Verschlechterung von seiner Maximalamplitude auf Grund von Frequenzfehler von lediglich 0,4 dB und 1,7 dB bei 20 kHz beziehungsweise 40 kHz (10 ppm, 20 ppm) auf.
Der Leistungsverlust des vorliegenden Schemas liegt an einer schlechten Abschätzung des Rückrotationswinkels, so dass eine Abschwächung stattfindet, wo die Synchronisationssequenz gesehen werden sollte, und eine Verstärkung tritt für das Rauschen ein.
Die Erfinder nehmen sehr stark an, dass sie in der Lage sind, dieses Problem mit dem folgenden vorgeschlagenen Verfahren anzugehen; es sind jedoch noch keine Simulationsdaten verfügbar:
Die ACF(1) und die ACF(0) weisen beide im Idealfall die gleichen Korrelationsleistung auf. Beim Vorliegen von Beeinträchtigungen stellt ACF(0) immer noch die Hauptleistung der Partialsummen, wohingegen ACF(1) abnimmt. Wenn das Signal lediglich Rauschen ist, wie es annähernd der Fall ist, wenn am "falschen Platz" gesucht wird, dann ist ACF(1) ebenfalls Rauschen mit einem Mittelwert gleich Null.
Daher wird der Absolutwert des Verhältnisses von ACF(1) zu ACF(0) als eine Vorhersage für die Zuverlässigkeit der Abschätzung des Winkels oder des Frequenzfehlers vorgeschlagen:
Wenn Φ nahe bei eins ist, dann ist die vorhergesagte Zuverlässigkeit ausgezeichnet. In einem Bereich um 0,5 herum kann das Ergebnis immer noch brauchbar sein; es ist jedoch gefährlich, es zu verwenden. Nahe bei Null ist das Ergebnis ziemlich nutzlos, keine Rückrotation und keine Frequenzfehlerabschätzung sollte durchgeführt werden.
Beste Schwellenwerte sind noch nicht simuliert worden, aber das Verfahren wird als äußerst vielversprechend eingeschätzt.
Im Besitz einer Zuverlässigkeitsvorhersage kann eine weitere bevorzugte Ausführungsform der Erfindung vorgesehen werden. Zuerst wird die Zuverlässigkeitsvorhersage gemäß Gleichung (11) berechnet. Wenn der Vorhersagewert Φ eine exzellente Zuverlässigkeit anzeigt (das heißt, er ist nahe bei 1), dann sollte der Fehler beim Abschätzen der Frequenzabweichung sehr klein sein und das in den 6 und 7 dargestellte Verfahren wird ausgeführt, wobei es wesentlich robuster gegenüber dem Frequenzfehler ist. Wenn Φ nicht nahe bei 1 ist, ist die Abschätzung dieser Frequenzabweichung wahrscheinlich schlecht, und das herkömmliche Verfahren, wie es in 4 gezeigt ist, wird ausgeführt. Der Hauptvorteil des Kombinierens des herkömmlichen Verfahrens mit dem neuen besteht darin, dass in dem Fall, bei dem kein oder fast kein Frequenzfehler auftritt, die ungefähr 2 dB betragende Verschlechterung des Rauschens, die aus dem Unterteilungsverfahren resultiert, umgangen wird.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform wird ein Zuverlässigkeitsvorhersagewert mit einem ersten Wert von k bestimmt, zum Beispiel im einfachsten Fall k = 8, und, abhängig von der Zuverlässigkeitsvorhersage, ein anderer Wert von k, größer oder kleiner, wird für die Unterteilung, Rückrotierung und Aufsummierung verwendet. Parameter für die Auswahl von k können auch von der Qualität des Quarzes, von Umweltbedingungen, von einem zuvor abgeschätzten Frequenzfehler oder dergleichen abhängig sein. Vorteilhafterweise kann hierdurch der mathematische Aufwand des Verfahrens an ein adäquates Maß angepasst werden.
Zum Schluss kommend, ist ein neues Verfahren, mit dem das Synchronisationsschema in einem Mobiltelefonsystem robust gegenüber Frequenzfehler gemacht werden kann, konstruiert worden, das mit einem billigen und einfachen Kristalloszillator verwendet werden kann. Sorgfalt ist angewendet worden, um den Verarbeitungsaufwand nicht aufzublähen, zum Beispiel der Betrieb der grundlegenden codeadaptiven Filter wird nicht geändert, er wird lediglich segmentiert.

Claims

Synchronisationsverfahren für ein einen Sender (10) und einen Empfänger (11) umfassendes Kommunikationssystem, wobei der Sender (10) ein einen Signal-Teilbereich umfassendes elektromagnetisches Signal sendet und der Empfänger (11) das elektromagnetische Signal empfängt, wobei das Kommunikationssystem einer Abweichung der Frequenz des empfangenen elektromagnetischen Signals von einer Bezugsfrequenz des Empfängers (11) unterworfen ist, wobei das Verfahren umfasst: a1) Unterteilen eines Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) des empfangenen Signals (12a) in mindestens einen ersten und einen zweiten Unterabschnitt (S₁, S₂), wobei der Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) mit dem gesendeten Signal-Teilbereich verknüpft ist, b1) Integrieren (41) über den ersten Unterabschnitt (S₁), um eine eine erste komplexe Zahl oder einen Vektor (P₁) bestimmende erste Partialsumme (P₁) zu erhalten, und Integrieren (42) über den zweiten Unterabschnitt (S₂), um eine eine zweite komplexe Zahl oder einen komplexen Vektor (P₂) bestimmende zweite Partialsumme (P₂) zu erhalten, wobei die erste und die zweite komplexe Zahl oder der erste und der zweite Vektor (P₁, P₂) zwischen sich einen Winkel festlegen; c1) Abschätzen des Winkels; dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner umfasst: d1) Rotieren (D₁) der ersten komplexen Zahl oder des ersten Vektors (P₁) um den Winkel, der diese bzw. diesen gleichphasig mit der zweiten komplexen Zahl bzw. dem zweiten Vektor (P₂) macht; e1) Aufsummieren (49) der ersten und der zweiten Partialsumme (P'₁, P'₂), um eine eine dritte komplexe Zahl oder einen dritten Vektor (50) bestimmende erste Summe (50) zu erhalten; und f1) Verwenden der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors (50) zum Synchronisieren durch Bestimmen eines Maximums (16) der Amplitude (15) der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das elektromagnetische Signal ein digitales Breitbandsignal gemäß einer Codemultiplexverfahrensnorm [code division multiple access standard] ist, wobei der Signalabschnitt eine Chip-Sequenz (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) ist und der erste und der zweite Unterabschnitt Untersequenzen (S₁, S₂) davon sind.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) vor dem Schritt b1) mit dem zuvor dem Empfänger (11) bekannten komplex-konjugierten Signal-Teilbereich multipliziert wird, wobei insbesondere der komplex-konjugierte Signal-Teilbereich eine komplex-konjugierte Codesequenz (c*₁, c*₂, ..., c*₂₅₆) ist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das gesendete elektromagnetische Signal komplexe, auf eine Trägerfrequenz modulierte Symbole umfasst.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der unterteilte Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) eine ganzzahlige Anzahl gespreizter komplexer Sendesymbole umfasst oder im wesentlichen aus diesen besteht.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das gesendete elektromagnetische Signal eine Trainingssequenz aus einem oder mehreren bekannten Symbolen umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Zeitsynchronisation zwischen dem Empfänger (11) und dem Sender (10) durch Verriegeln der Synchronisation auf die maximale Amplitude (16) der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors (50) bewerkstelligt wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) in eine Anzahl von Unterabschnitten (S₁, ..., S₈) unterteilt wird, wobei die Anzahl gleich der Anzahl der Symbole oder Chips des Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) ist und/oder wobei die Anzahl eine ganzzahlige Potenz von Zwei ist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Treiberspannung für einen Kristalloszillator in dem Empfänger (11) beim Abschalten abgespeichert und beim Einschalten des Empfängers (11) wiedergewonnen wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei eine Autokorrelationsfunktion der Partialsummen (P₁, ..., P₂) bestimmt wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei eine Verläßlichkeitsvorhersage für die Synchronisation berechnet wird, vorzugsweise durch eine oder mehrere Autokorrelationsfunktionen der Partialsummen (P₁, ..., P₂).
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Frequenzabweichung abgeschätzt wird, vorzugsweise durch eine oder mehrere Autokorrelationsfunktionen der Partialsummen (P₁, ..., P₂).
Synchronisationsverfahren nach Anspruch 1, wobei: der Schritt a1) das Unterteilen eines Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) des empfangenen Signales in eine erste Anzahl von Chip-Sequenzen (S₁, ..., S₈) beinhaltet, wobei die erste Zahl größer als zwei ist, wobei der Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) mit dem gesendeten Signal-Teilbereich verknüpft ist; der Schritt b1) das Integrieren (41, ..., 48) über mindestens zwei der Unterabschnitte (S₁, ..., S₈) zwecks Erhalten von mindestens zwei entsprechenden Partialsummen (P₁, ..., P₈) umfasst, wobei jede der Partialsummen (P₁, ..., P₈) eine komplexe Zahl oder einen Vektor (P₁, ..., P₈) bestimmt, welche bzw. welcher Winkel zwischen den eine erste Gruppe bildenden komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) festlegt; wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: c2) Berechnen einer Verläßlichkeitsvorhersage für die Synchronisation, basierend auf der ersten Gruppe komplexer Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈); und, abhängig von dem Ergebnis der Verläßlichkeitsvorhersage, entweder: Abschätzen der Winkel oder eines mittleren Winkels zwischen den komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) der ersten Gruppe, Rotieren von mindestens einer der komplexen Zahlen oder der Vektoren (P₁, ..., P₈) um den entsprechenden abgeschätzten Winkel oder um den mittleren Winkel, Aufsummieren (40) von mindestens zwei der komplexen Zahlen oder Vektoren (P'₁, ..., P'₈) der ersten Gruppe zum Erhalten einer ersten Summe (50) und Verwenden der ersten Summe (50) für die Synchronisation, oder Integrieren (13) über im wesentlichen den gesamten Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) zum Erhalten einer zweiten Summe (14) und Verwenden der zweiten Summe (14) für die Synchronisation.
Synchronisationsverfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt a1) das Unterteilen eines Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) des empfangenen Signals in eine erste Anzahl von Chip-Sequenzen (S₁, ..., S₈) beinhaltet, wobei die erste Anzahl größer als zwei ist, wobei der Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) mit dem gesendeten Signal-Teilbereich verknüpft ist; der Schritt b1) umfaßt das Integrieren (41, ..., 48) über mindestens zwei der Unterabschnitte (S₁, ..., S₈) zwecks Erhalten von mindestens zwei entsprechenden Partialsummen (P₁, ..., P₈), wobei jede der Partialsummen (P₁, ..., P₈) eine komplexe Zahl oder einen Vektor (P₁, ..., P₈) bestimmt, die bzw. der Winkel zwischen den eine erste Gruppe bildenden komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) bestimmt; wobei das Verfahren folgende Schritte beinhaltet: c2) Berechnen einen Verläßlichkeitsvorhersage für die Synchronisation basierend auf der ersten Gruppe komplexer Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈); und, b3) abhängig von dem Ergebnis der Verläßlichkeitsvorhersage, entweder: Abschätzen der Winkel oder eines mittleren Winkels zwischen den komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) der ersten Gruppe, Rotieren (P₁, ..., P₈) mindestens einer der komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) um den entsprechenden abgeschätzten Winkel oder um den mittleren Winkel, Aufsummieren (49) von mindestens zwei der komplexen Zahlen oder Vektoren (P'₁, ..., P'₈) der ersten Gruppe zum Erhalten einer ersten Summe (50) und Verwenden der ersten Summe (50) zur Synchronisation, oder Erzeugen einer zweiten Anzahl von Unterabschnitten (S₁, ..., S₈) des Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆), wobei die zweite Zahl mindestens Zwei ist, Integrieren über die zweite Anzahl von Unterabschnitten zum Erhalten von Partialsummen (P₁, ..., P₈), die komplexe Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) bestimmen, die eine zweite Gruppe bestimmen, wobei die komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) Winkel dazwischen festlegen, Abschätzen der Winkel zwischen den komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) der zweiten Gruppe, Rotieren (D₁, ..., D₈) mindestens einer der komplexen Zahlen oder Vektoren (P₁, ..., P₈) der zweiten Gruppe um den entsprechenden abgeschätzten Winkel oder um den mittleren Winkel, Aufsummieren (49) von mindestens zwei der komplexen Zahlen oder Vektoren (P'₁, ..., P'₈) der zweiten Gruppe zum Erhalten einer dritten Summe (50), und Verwenden der dritten Summe für die Synchronisation.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei die zweite Zahl größer oder kleiner als die zweite Zahl ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der erste Abschnitt (S₁) und der zweite Abschnitt (S₂) von gleicher Länge sind; und der Schritt c1) umfasst: Bilden der Komplexkonjugierten des ersten Abschnittes (S₁), Multiplizieren der Komplexkonjugierten des ersten Abschnittes (S₁) mit dem zweiten Abschnitt (S₂), resultierend in einem dritten Signalabschnitt, und Integrieren (41) über den dritten Signalabschnitt, resultierend in einer komplexen Zahl oder in einem Vektor.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei eine komplexe Autokorrelationsfunktion des Signals oder eines Signalabschnittes bestimmt und die Phase der komplexen Autokorrelationsfunktion zum Abschätzen der Frequenz des Signals verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 17, ferner umfassend: f4) Normalisieren der Autokorrelationsfunktion, und g4) Verwenden der normalisierten Autokorrelationsfunktion zum Abschätzen des Winkels zwischen dem ersten Signalabschnitt (S₁) und dem zweiten Signalabschnitt (S₂).
Verfahren nach einem der Ansprüche 16 oder 18, wobei das komplexe Signal eine Sequenz komplexer Zahlen, Vektoren oder Chips (x₁, x₂, ..., x₂₅₆), umfaßt oder aus dieser besteht, insbesondere gemäß einem CDMA-System.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 15, wobei eine Frequenzabschätzung gemäß einem der Ansprüche 17 bis 19 vorgesehen ist, insbesondere für eine Kompensation einer Abweichung von einer Bezugsfrequenz unter Verwendung einer integrierten Leistung der normalisierten Autokorrelationsfunktion.
Empfänger (11) für ein elektromagnetisches Signal, das einer Frequenzabweichung der Frequenz des empfangenen elektromagnetischen Signals von einer Bezugsfrequenz des Empfängers (11) unterworfen ist, aufweisend: a5) eine Einrichtung zum Unterteilen eines Signalabschnittes (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) des empfangenen elektromagnetischen Signals in mindestens einen ersten Unterabschnitt (S₁) und einen zweiten Unterabschnitt (S₂), b5) eine eine erste Partialsumme (P₁) und eine zweite Partialsumme (P₂) liefernde Integrationsvorrichtung (41, 42) für den ersten Unterabschnitt (S₁) und den zweiten Unterabschnitt (S₂), wobei die erste Partialsumme (P₁) und die zweite Partialsumme (P₂) eine entsprechende erste bzw. zweite komplexe Zahl oder Vektor (P₁, P₂) festlegen, wobei die erste und zweite komplexe Zahl oder der erste und zweite Vektor (P₁, P₂) einen dazwischen aufgespannten bzw. mit dem ersten und dem zweiten Unterabschnitt (S₁, S₂) verknüpften Winkel festlegen, c5) eine Abschätzvorrichtung für den Winkel zwischen der ersten komplexen Zahl und der zweiten komplexen Zahl oder dem ersten Vektor (P₁) und dem zweiten Vektor (P₂), dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger umfasst: d5) eine Vorrichtung für eine Rotation (D₁, D₂) der ersten und/oder zweiten komplexen Zahl oder des ersten Vektors und/oder des zweiten Vektors um den Winkel, und e5) eine Aufsummiervorrichtung (49) für die erste und die zweite Partialsumme (P₁, P₂) zum Erhalten einer ersten Summe, die eine dritte komplexe Zahl oder einen dritten Vektor (50) bestimmt; f5) eine Synchronisationsvorrichtung zum Ausführen einer Synchronisation durch Bestimmen eines Maximums (16) der Amplitude (15) der dritten komplexen Zahl oder des dritten Vektors.
Empfänger (11) nach Anspruch 21, welcher an ein digitales Breitbandsignal gemäß einer Codemultiplexverfahrensnorm [code division multiple access standard] angepasst ist, wobei der Signalabschnitt eine Chip-Sequenz (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) ist und der erste und der zweite Unterabschnitt Untersequenzen (S₁, S₂) davon sind.
Empfänger (11) nach Anspruch 21 oder 22, eine Multiplikationsvorrichtung aufweisend, die insbesondere angepasst ist, um das empfangene elektromagnetische Signal mit einer komplex-konjugierten Codesequenz (c*₁, c*₂, ..., c*₂₅₆) zu multiplizieren.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 23, welcher zum Empfangen und Verarbeiten eines elektromagnetischen Signales angepasst ist, welches auf eine Trägerfrequenz modulierte gespreizte komplexe Symbole aufweist.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 24, welcher an ein elektromagnetisches Signal angepasst ist, welches Chip-Sequenzen aufweist, von denen jede ein oder mehrere gespreizte komplexe Sendesymbole aufweist.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 25, mit einer Vorrichtung zum Bestimmen eines Maximums der Amplitude der ersten Summe.
Empfänger (11) nach Anspruch 26, eine Zeitsteuerungssynchronisation mit dem Sender (10) liefernd unter Verwendung der maximalen Amplitude der ersten Summe.
Empfänger (11) gemäß einem der vorstehenden Ansprüche 22 bis 27, der eine Unterteilung der Chip-Sequenz (x₁, x₂, ..., x₂₅₆) in eine Anzahl von Chip-Untersequenzen (S₁, S₈) liefert, wobei die Anzahl gleich der Anzahl der Chips der Chip-Sequenz ist und/oder die Anzahl gleich einer ganzzahligen Potenz von Zwei ist.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 28, der eine Entschlüsseln des Signals durch eine Pseudorauschen-Codesequenz (c*₁, c*₂, ..., c*₂₅₆) liefert.
Empfänger (11) nach einem der Ansprüche 21 bis 29, aufweisend einen durch eine Treiberspannung mit Strom versorgten Kristalloszillator und eine Einrichtung zum Abspeichern der Treiberspannung, wenn der Empfänger (11) abgeschaltet wird, und zum Wiederherstellen der Treiberspannung, wenn der Empfänger (11) eingeschaltet wird.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 30, der eine Verläßlichkeitsvorhersage für die Synchronisation mit dem Sender (10) liefert.
Empfänger (11) gemäß einem der Ansprüche 21 bis 31, der eine Verläßlichkeitsvorhersage unter Verwendung von Autokorrelationsfunktionen der Partialsummen liefert.
Empfänger (11) nach einem der Ansprüche 21 bis 32, weiterhin aufweisend: eine Rechenvorrichtung für eine Vorhersage der Synchronisationsverläßlichkeit, eine Vorrichtung zum Vergleichen der Verläßlichkeitsvorhersage mit einer vorbestimmten Zahl, und eine eine zweite Summe (14) liefernde Integrationsvorrichtung (13) für den Signalabschnitt (x₁, x₂, ..., x₂₅₆).
Empfänger (11) nach einem der Ansprüche 21 bis 33, der eine Berechnung einer Autokorrelationsfunktion der zweiten Summe (14) liefert.
Mobilfunkterminal oder Handapparat für ein digitales Kommunikationsnetzwerk, angepasst zur Implementation des Synchronisationsverfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 20 zur Zeitsteuerungs- und/oder Frequenzsynchronisation in Richtung auf das Netzwerk im Fall der Abwärtsstrecke.
Basisstation für ein digitales Kommunikationsnetzwerk, angepasst zur Implementation des Synchronisationsverfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis 20 zur Zeitsteuerungs- und/oder Frequenzsynchronisation in Richtung auf ein Mobilfunkterminal oder Handapparat im Fall einer Aufwärtsstrecke.