DE60019953T2 - Leistungspulsanordnung mit hoher pulsrate, kurzer anstiegszeit und niedrigem leckstrom - Google Patents

Leistungspulsanordnung mit hoher pulsrate, kurzer anstiegszeit und niedrigem leckstrom Download PDF

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Description

  • Die vorliegende Erfindung ist eine Fortsetzungsanmeldung der Anmeldung mit der Nr. 08/990,848, die am 15. Dezember 1997 eingereicht wurde, und der Anmeldung mit der Nr. 09/118,773, die am 18. Juli 1998 eingereicht wurde. Die Erfindung betrifft Pulsleistungssysteme und insbesondere Pulsleistungssysteme mit hoher Pulsrate für elektrische Entladungslaser.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • In typischen Gasentladungslasern wird ein Verstärkungsmedium durch eine elektrische Entladung zwischen zwei langgezogenen Elektroden in einem zirkulierenden Gas erzeugt. Sehr hohe Spannungen sind normalerweise erforderlich, um die Entladung einzuleiten, aber wenn die Entladung einmal beginnt, wird ein Plasma erzeugt, das den elektrischen Widerstand zwischen den Elektroden auf beinahe Null reduziert, wobei effektiv beinahe ein Kurzschluss entsteht. Dies erfordert ein Verfahren, den Strom zu begrenzen, wenn die Entladung einmal begonnen hat. Ein allgemeines Verfahren, mit diesen beiden Punkten umzugehen, ist, einen „Anhebe" (peaking) Kondensator (Cp) parallel zu den Elektroden bereitzustellen. Der Anhebekondensator wird periodisch mit der Spannung aufgeladen, die benötigt wird, um die Entladung einzuleiten, aber mit nur so viel elektrischer Energie, dass sie für einen Puls reicht. Der beinahe Kurzschluss zwischen den Elektroden, der durch die Hochspannung entsteht, entlädt den Anhebekondensator von seiner Energie, was den Puls beendet. In elektrischen Entladungslasern mit hoher Pulsrate (z. B. 1000 Pulse/Sekunde) erzeugt ein Gaszirkulationssystem einen Gasfluss (wie z. B. 25,4 m/s (1,000 Zoll/Sekunde)) zwischen den Elektroden, wodurch das ionisierte Gas zwischen den Elektroden, das sich durch jeden Puls ergibt, schnell durch frisches Gas vor dem nächsten Puls ersetzt wird. Der nächste Puls wird durch eine andere schnelle Ladung des Anhebekondensators ähnlich zu dem vorherigen erzeugt. So ist es die Aufgabe des Pulsleistungssystems, dem Anhebekondensator genügend Spannung und elektrische Energie für einen Puls bei einer gewünschten Pulsrate, wie z. B. 1000 mal pro Sekunde bereitzustellen.
  • In einem Stand der Technik-System wird der Anhebekondensator aus einer 12–20 kV DC-Spannungsquelle aufgeladen, wobei ein Hochspannungsschalter zum Laden eines Ladekondensators, Co, und ein Hochspannungsschalter, wie z. B. ein Thyratron zum Übertragen der Energie von dem Ladekondensator auf den Anhebekondensator verwendet wird. Andere Pulsleistungssysteme des Standes der Technik verwenden magnetische Pulskompressionsschaltkreise, um das sich schnell wiederholende Hochspannungs-, Hochenergieladen des Anhebekondensators bereitzustellen. Beispiele werden in den US-Patenten Nr. 5,448,580 und 5,313,481 beschrieben. Diese Schaltkreise verwenden normalerweise mehrstufige LC-Netzwerke, die relativ lange, relativ niedrige Spannungspulse in die benötigten sehr kurzen Hochspannungspulse umwandeln.
  • Der Stand der Technik schließt Pulsleistungssysteme ein, die sehr kurze Pulse mit sehr hoher Spannung für industrielle Gasentladungslaser, wie z. B. Excimerlaser bei Pulsraten im Bereich von 1000 Hz zuführen. Diese Laser müssen verlässlich 24 Stunden pro Tag über viele Wochen mit nur kurzen Erholungszeiten für Routinewartung arbeiten. Es gibt eine Notwendigkeit für Pulsleistungssystem mit verbesserter Verlässlichkeit, die bei Pulsraten im Bereich von 2000 Hz bis 5000 Hz oder mehr arbeiten können.
  • WO 99/31773 offenbart eine Pulsleistungsquelle mit hoher Pulsrate, um hochenergetische elektrische Pulse kontrolliert bei Raten von 2000 Hz oder mehr zuzuführen. Die Quelle schließt einen Pulserzeugungsschaltkreis einschließlich eines Ladekondensators, eines Halbleiterschalters und einer Strombegrenzungsinduktivität ein. Pulse, die in dem Pulserzeugungsschaltkreis erzeugt werden, werden in mindestens zwei Pulskompressionsschaltkreisen komprimiert, und ein Aufwärtspulstransformator erhöht die Spitzenspannung auf mindestens 12000 Volt.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung stellt eine Pulsleistungsquelle mit hoher Pulsrate zum Zuführen von kontrollierten elektrischen Pulsen mit hoher Energie bei Raten von bis zu 4000 Hz oder mehr bereit. Die Quelle schließt einen Pulserzeugungsschaltkreis einschließlich eines Ladekondensators, eines Halbleiterschalters und einer Strombegrenzerinduktivität ein. Pulse, die in dem Pulserzeugungsschaltkreis erzeugt werden, werden in mindestens zwei Pulskompressionsschaltkreisen komprimiert und ein Aufwärtspultransformator erhöht die Spit zenspannung auf mindestens 12000 Volt. Eine sehr schnelle geregelte Stromversorgung wird bereitgestellt, um den Ladekondensator in weniger als 200 Mikrosekunden aufzuladen und ein Pulssteuersystem einschließlich eines programmierten Prozessors steuert das Laden des Ladekondensators mit einer Genauigkeit von weniger als ungefähr 1% bei einer Rate von bis zu 4000 Ladezyklen pro Sekunde oder mehr.
  • Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die nützlich für die Bereitstellung von elektrischen Pulsen für Excimerlaser ist, stellt Pulse von bis zu 5,5 Joule pro Puls bei Pulsraten von bis zu 4000 Hz oder mehr bereit. In dieser Ausführungsform wird der Anhebekondensator mit bis zu 5,5 Joule von Spannung Null bis zu einer Entladungsspannung im Bereich von 16000 Volt in ungefähr 100 ns geladen. Dies ist bedeutend schneller als bei den Stand der Technik-Konstruktionen und stellte eine bedeutende Verbesserung der Lasereffizienz bereit. Diese schnellere Anstiegszeit wird erreicht, indem zwei Pulskompressionsstufen und ein 1:23 Pulstransformator mit einem vierteiligen geraden Edelstahlstab als eine Sekundär-„Windung" zwischen der ersten und der zweiten Stufe verwendet werden. In dieser bevorzugten Ausführungsform wird die Pulsenergie von jedem Puls durch ein Rückkopplungssteuersystem gesteuert, indem die Energie des vorherigen Pulses gemessen wird und die Messungen verwendet werden, um eine Steuerspannung für einen Ladekondensator zu bestimmen. Dieser Ladekondensator wird dann auf die Steuerspannung durch Verwendung einer geregelten Stromversorgung aufgeladen Extrem schnelles präzises Aufladen wird bereitgestellt, bei der der Ladekondenstor bei einer Rate von ungefähr 3 Volt pro Mikrosekunde über der Steuerspannung aufgeladen, und dann durch einen Absenkschaltkreis auf die Steuerspannung abgesenkt.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 2 ist ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm der obigen bevorzugten Ausführungsform.
  • 3 ist eine Kombination aus einem Blockschaltbild und einem Schaltkreisdiagramm einer Hochspannungsversorgung, die Teil der obigen bevorzugten Ausführungsform ist.
  • 4 ist eine perspektivische Zeichnung des Aufbaus eines Pulstransformators, der in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet wird.
  • 5 ist eine Zeichnung einer primären Windung eines Pulstransformators, der in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet wird.
  • Die 6a, 6b und 6c sind Zeitdiagramme, die eine Pulskompression zeigen, die in der obigen bevorzugten Ausführungsform verwendet wird.
  • 7 ist ein vereinfachtes Schaltkreisdiagramm zur Bereitstellung bipolarer Pulse.
  • Die 8a und 8b sind Zeichnungen, die zwei Ansichten von sättigbaren Induktoren zeigen.
  • 9 ist die Zeichnung eines Schaltkreises, die eine Resonanzspannungsversorgung zeigt.
  • Die 10a und 10b zeigen einen montierten Kompressionskopf in einer bevorzugten Ausführungsform.
  • 11 ist eine Modifikation des Schaltkreisdiagramms von 2, die eine Ausführungsform mit reduziertem Leckstrom zeigt.
  • 12 ist eine Querschnittszeichnung, die ein Beispiel zeigt, das den Schaltkreis von 11 verwendet.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben werden.
  • ERSTE BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORM
  • Eine erste bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die das Pulsleistungssystem für einen industriellen Schmalband-KrF-Excimerlaser ist, wird in Form eines Blockdiagramms in 1 gezeigt. Eine vereinfachte Kombination eines Block- und eines Schaltkreisdiagramms dieser bevorzugten Ausführungsform wird in 2 gezeigt. Die Diagramme zeigen eine bevorzugte Ausführungsform, die von den Anmeldern aufgebaut und getestet wurde, um 208 Volt Dreiphasenstandardkraftwerkswechselstrom in 0,5 Joule bis 6,0 Joule, 12 kV bis 22 kV elektrische Pulse auf einem Anhebekondensator des Excimerlasers bei Pulsraten im Bereich von 2000 Hz oder mehr umzuwandeln. Zuerst wird unten eine Systembeschreibung gegeben, gefolgt von einer ausführlicheren Beschreibung von einigen wichtigen Details der einzelnen Module und Komponenten des Systems.
  • SYTEMBESCHREIBUNG
  • Diese bevorzugte Ausführungsform wird in vier getrennten Modulen hergestellt, wie es in den 1 und 2 gezeigt wird, wobei jedes Modul ein wichtiger Teil des Excimerlasersystems wird, und wobei jedes schnell ersetzt werden kann, wenn ein Teil eine Fehlfunktion aufweist, oder im Verlauf eines regulären vorsorglichen Wartungsprogramms. Diese Module werden von den Anmeldern bezeichnet als: Hochspannungsversorgungsmodul 20, Kommutatormodul 40, Kompressionskopfmodul 60 und Laserkammermodul 80.
  • Hochspannungsversorgungsmodul
  • Das Hochspannungsversorgungsmodul 20 umfasst einen 300 Volt Gleichrichter 22 zur Umwandlung der 208 Volt Dreiphasenkraftwerksspannung aus der Quelle 10 in 300 Volt DC (Gleichspannung). Der Inverter 24 wandelt den Ausgang des Gleichrichters 22 in 300 Volt Hochfrequenzpulse im Bereich von 100 kHz bis 200 kHz um. Die Frequenz und die AN-Periode des Inverters 24 werden durch die HV-Stromversorgungssteuerungsbaugruppe 21 gesteuert, um eine Regelung des Verlaufes der endgültigen Ausgabepulsenergie des Systems bereitzustellen. Der Ausgang des Inverters 24 wird bis ungefähr 1200 Volt in dem Aufwärtstransformator 26 angehoben. Der Ausgang des Transformators 26 wird von dem Gleichrichter 28, der einen Standardbrückengleichrichterschaltkreis 30 und einen Filterkondensator 32 einschließt, in 1200 Volt Gleichspannung umgewandelt. Die elektrische Gleich stromenergie von dem Schaltkreis 30 lädt den 8,1 μF Co Ladekondensator 42 in den Kommutatormodul 40 auf, wie es von der HV-Stromversorgungssteuerbaugruppe 21, die den Betrieb des Inverters 24, wie in 1 gezeigt ist, steuert, angewiesen wird. Sollwerte innerhalb der HV-Stromversorgungssteuerbaugruppe 21 werden von einer Lasersystemsteuerbaugruppe 100 eingestellt.
  • Der Leser sollte zur Kenntnis nehmen, dass in dieser Ausführungsform, wie in 1 gezeigt ist, die Pulsenergiesteuerung für das Lasersystem durch das Stromversorgungsmodul 20 bereitgestellt wird. Die elektrischen Schaltkreise in dem Kommutator und dem Kompressionskopf 60 dienen nur zur Verstärkung und zum Komprimieren der elektrischen Energie, die in dem Ladekondensator 42 gespeichert ist, durch das Stromversorgungsmodul 20. Als ein Beispiel dieser Steuerung zeigt 1 an, dass die Steuerbaugruppe 100 die Stromversorgung so gesteuert hat, dass sie 700 Volt bereitstellt, um den Ladekondensator 42 zu laden, der während des Ladezyklusses von den nachgeordneten Schaltkreisen durch einen Halbleiterschalter 46 isoliert ist.
  • Kommutatormodul
  • Das Kommutatormodul 40 umfasst Co-Ladekondensator 42, welcher in dieser Ausführungsform eine Bank mit Kondensatoren ist, die parallel verbunden sind, um eine Gesamtkapazität von 8,1 μF bereitzustellen. Ein Spannungsteiler 44 stellt ein Rückkopplungsspannungssignal an die HV-Stromversorgungssteuerbaugruppe 21 bereit, das von der Steuerbaugruppe 21 verwendet wird, um das Laden des Kondensators 42 auf die Spannung zu begrenzen (genannt die „Steuerspannung"), die die gewünschte Entladungsspannung an dem Anhebekondensator 82 und über den Elektroden 83 und 84 erzeugen wird, wenn sie in den Kommutator 40 und dem Kompressionskopf 60 zu einem elektrischen Puls geformt, komprimiert und verstärkt wird.
  • In dieser Ausführungsform (die konstruiert wurde, um elektrische Pulse im Bereich von 3 Joule und 14000 Volt bei einer Pulsrate von 2000 Pulse pro Sekunde bereitzustellen), sind ungefähr 250 Mikrosekunden (wie in 6a gezeigt wird) für die Stromversorgung 20 erforderlich, um den Ladekondensator 42 auf 700 Volt aufzuladen. Deshalb ist der Ladekondensator 42 voll geladen und bei der gewünschten Spannung stabil, wenn ein Signal von der Kommutatorsteuerbaugruppe 41 einen Halbleiterschalter 44 schließt, wodurch der sehr schnelle Schritt des Umwandelns der 3 Joule elektrische Energie, die auf dem Ladekondensator gespeichert sind, in eine 14000 Volt Entladung über den Elektroden 83 und 84 eingeleitet wird. Für diese Ausführungsform ist der Halbleiterschalter 46 ein IGBT-Schalter, obwohl andere Schaltertechnologien, wie z. B. SCR, GTO, MCT, etc. auch verwendet werden könnten. Eine 600 nH Ladeinduktivität 48 ist in Reihe mit dem Halbleiterschalter 46 geschaltet, um vorübergehend den Strom durch den Schalter 46 zu begrenzen, während er sich schließt, um den Co-Ladekondensator 42 zu entladen.
  • Pulserzeugungsstufe
  • Für die erste Stufe der Pulserzeugung wird auf diese Weise die Ladung auf dem Ladekondensator 42 in ungefähr 5 μs auf den C1 8,5 μF Kondensator 52 geschaltet, wie in 6b gezeigt ist.
  • Erste Stufe der Kompression
  • Eine sättigbare Induktivität (Induktor) 54 hält die Spannung auf dem Kondensator 52 und wird dann gesättigt, wobei die Übertragung der Ladung von dem Kondensator 52 durch einen 1:23 Aufwärtspulstransformator 56 auf den Cp-1 Kondensator 62 in einer Übertragungszeitdauer von ungefähr 550 ns ermöglich wird, wie in 6c gezeigt ist.
  • Die Konstruktion des Pulstransformators 56 wird unten beschrieben. Hinsichtlich der Leistungsfähigkeit stellt der Pulstransformators einen extrem effizienten Pulsumwandler dar, der einen 700 Volt, 17500 Ampere 55 ns Puls in einen 16100 Volt, 760 Ampere, 55 ns Puls um, der sehr kurzzeitig auf der Cp-1 Kondensatorbank 62 in dem Kompressionskopfmodul 60 gespeichert wird.
  • Kompressionskopfmodul
  • Das Kompressionskopfmodul 60 komprimiert den Puls weiter.
  • Zweite Stufe der Kompression
  • Eine Lp-1 sättigbare Induktivität (Induktor) 64 (mit ungefähr 125 nH Sättigungsinduktivität) hält die Spannung auf der 16,5 of Cp-1 Kondensatorbank 62 für ungefähr 550 ns und erlaubt dann, dass die Ladung von Cp-1 (in ungefähr 100 ns) auf den 16,5 nF Cp- Anhebekondensator 82 fließt, der oben auf der Laserkammer 80 angeordnet ist und der elektrisch parallel zu den Elektroden 82 und 84 geschaltet ist. Diese Umwandlung eines 550 ns langen Pulses in einen 100 ns langen Puls zum Aufladen des Cp-Anhebekondensators 82 macht die zweite Stufe und die letzte der Kompression aus.
  • Laserkammermodul
  • Ungefähr 100 ns nach dem die Ladung beginnt, auf den Anhebekondensator 82, der auf und als Teil des Laserkammermoduls 80 montiert ist, zu fließen, hat die Spannung an dem Anhebekondensator 82 ungefähr 14000 Volt erreicht und die Entladung zwischen den Elektroden beginnt. Die Entladung dauert ungefähr 50 ns. Während dieser Zeit tritt innerhalb der Resonanzkammer des Excimerlasers der Lasereffekt auf. Die Resonanzkammer wird durch ein Linienverengungspaket 86 definiert, das in diesem Beispiel einen Dreiprismenstrahlaufweiter, einen Einstellspiegel und ein Eschellegitter und einen Ausgabekoppler 88 umfasst, der in diesem Beispiel einen 10% R-Spiegel umfasst. Der Laserpuls für diesen Laser ist ein Schmalband 20 ns 248 nm Puls von ungefähr 10 mJ und die Wiederholungsrate ist 2000 Pulse pro Sekunde. Die Pulse definieren einen Laserstrahl 90 und die Pulse des Strahles werden durch eine Photodiode 92 überwacht.
  • Steuerung der Pulsenergie
  • Das Signal von der Photodiode 94 wird zum Prozessor 102 in der Steuerbaugruppe 100 übertragen und der Prozessor verwendet dieses Energiesignal und vorzugsweise andere historische Pulsenergiedaten, um die Kommandospannung für den nächsten und/oder die zukünftigen Pulse einzustellen. In einer bevorzugten Ausführungsform, in der der Laser in einer Reihe von kurzen Stößen arbeitet (wie z. B. 0,5 Sekunden Stöße mit 100 Pulse bei 2000 Hz getrennt durch eine Totzeit von ungefähr 0,1 Sekunde), ist der Prozessor 102 in der Steuerbaugruppe 100 mit einem speziellen Algorithmus programmiert, der das letzte Pulsenergiesignal zusammen mit den Energiesignalen von allen vorhergehenden Pulsen in dem Stoß zusammen mit anderen historischen Pulsprofildaten verwendet, um eine Steuerspannung für den nachfolgenden Puls auszuwählen, um so die Puls zu Puls Energievariationen zu minimieren und auch um die Stoß zu Stoß Energievariationen zu minimieren. Die Berechnung wird von Prozessor 102 in der Steuerbaugruppe 100 durchgeführt, wobei dieser Algorithmus während einer Periode von ungefähr 35 μs verwendet wird. Die Laserpulse treten ungefähr 5 μs nach der To, dem Abfeuern des IGBT-Schalters 46, der auf 6c gezeigt wird, auf, und ungefähr 20 μs werden benötigt, um die Laserpulsenergiedaten zu sammeln. (Der Start des Feuerns des Schalters 46 wird To genannt.) Somit ist ein neuer Steuerspannungswert ungefähr 70 Mikrosekunden nach dem Abfeuern des IGBT-Schalters 46 für den vorherigen Puls fertig (wie in 6a gezeigt ist) (bei 2000 Hz ist die Feuerperiode 500 μs). Die Merkmale dieses Algorithmusses werden genauer in der US-Patent-Anmeldung Nr. 09/034,870 beschrieben, die hier durch Bezugnahme enthalten ist.
  • Energiewiederherstellung
  • Diese bevorzugte Ausführungsform ist mit einem elektronischen Schaltkreis ausgestattet, der überschüssige Energie auf dem Ladekondensator 42 von dem vorhergehenden Puls wiederherstellt, wodurch Nachschwingen in der Laserkammer 80 praktisch eliminiert wird.
  • Dies wird durch den Energiewiederherstellungsschaltkreis 57 erreicht, der eine Energiewiederherstellungsinduktivität 58 und eine Energiewiederherstellungsdiode 59 enthält, wobei die Reihenschaltung der beiden parallel zu dem Co-Ladekondensator 42 geschaltet ist. Da die Impedanz des Pulsleistungssystems nicht genau an die der Kammer angepasst ist und auf Grund der Tatsache, dass sich die Kammerimpedanz um mehrere Größenordnungen während der Pulsentladung verändert, wird eine ins negative gehende „Reflexion" von dem Hauptpuls erzeugt, der sich nach hinten zu dem vorderen Ende des Pulserzeugungssystems fortsetzt. Nachdem sich die Überschussenergie nach hinten durch den Kompressionskopf 60 und den Kommutator 40 ausgebreitet hat, öffnet sich der Schalter 46 auf Grund des Wegnehmens des Triggersignals durch die Steuerung. Der Energiewiederherstellungsschaltkreis 57 kehrt die Polarität der Reflexion um, die eine negative Spannung an dem Ladekondensator 42 durch resonantes Freilaufen erzeugt hat (ein halber Zyklus des Nachschwingens des L-C-Schaltkreises, der von dem Ladekondensator 42 und der Energiewiederherstellungsinduktivität 58 gebildet wird), da er durch eine Diode 59 gegen die Umkehrung des Stromes in der Induktivität 58 geklemmt wird. Das Nettoergebnis ist, dass im Wesentlichen die gesamte reflektierte Energie von der Kammer 80 von jedem Puls wieder hergestellt wird und auf den Ladekondensator 42 als eine positive Ladung gespeichert wird, um für den nächsten Puls verwendet zu werden. 6 ist ein Zeitdiagramm, das die Ladungen auf den Kondensatoren Co, C1, Cp-1 und Cp zeigt. Das Diagramm zeigt den Prozess der Energiewiederherstellung auf Co.
  • Vormagnetisierung des magnetischen Schalters
  • Um den vollen Hub der B-H-Kurve der magnetischen Materialien, die in den sättigbaren Induktivitäten (Induktoren) verwendet werden, vollständig zu nutzen, wird ein DC-Vormagnetisierungsstrom bereitgestellt, so dass jede Induktivität zu dem Zeitpunkt, an dem ein Puls durch Schließen des Schalters 46 eingeleitet wird, umgekehrt gesättigt ist.
  • In dem Fall der sättigbaren Induktivitäten (Induktoren) 48 und 54 des Kommutators wird dies durch Bereitstellung eines Vormagnetisierungsstromflusses von ungefähr 15 A rückwärts (verglichen mit dem normalen Pulsstromfluss) durch die Induktivitäten durchgeführt. Der Vormagnetisierungsstrom wird durch eine Vormagnetisierungsstromquelle 120 durch die Isolationsinduktivität Lb1 bereitgestellt. Der tatsächliche Stromfluss setzt sich von der Stromversorgung durch die Erdverbindung des Kommutators, durch die primäre Windung des Pulswandlers, durch die sättigbare Induktivität 54, durch die sättigbare Induktivität 48 und durch die Isolationsinduktivität Lb1 zurück zu der Vormagnetisierungsstromquelle 120 fort, wie durch die Pfeile B1 gezeigt wird.
  • In dem Fall der sättigbaren Induktivität des Kompressionskopfes wird ein Vormagnetisierungsstrom B2 von ungefähr 5 A von der zweiten Vormagnetisierungsstromquelle 126 durch die Isolationsinduktivität Lb2 bereitgestellt. An dem Kompressionskopf teilt sich der Strom auf und der Großteil B2-1 geht durch die sättigbare Induktivität Lp-1 64 und durch die Isolationsinduktivität Lb3 zurück zu der zweiten Vormagnetisierungsstromquelle 126. Ein kleinerer Bruchteil des Stromes B2-2 läuft zurück durch das HV-Kabel, das den Kompressionskopf 60 und den Kommutator 40 miteinander verbindet, durch die Sekundärwindung des Pulsumformers zur Erde, und durch einen Vormagnetisierungswiderstand zurück zu der zweiten Vormagnetisierungsstromquelle 126. Dieser zweite kleinere Strom wird verwendet, um den Pulsumformer so vorzumagnetisieren, dass er für den gepulsten Betrieb auch zurückgesetzt ist. Der Strombetrag, der sich in jedem der beiden Zweige aufteilt, wird durch den Widerstand in jeden Pfad bestimmt und wird absichtlich so eingestellt, dass jeder Pfad den korrekten Betrag des Vormagnetisierungsstromes erhält.
  • Richtung des Stromflusses
  • In dieser Ausführungsform beziehen wir uns bei dem Fluss der Pulsenergie durch das System von der Kraftwerksstromquelle 10 zu den Elektroden und zur Erde über die Elektrode 84 auf einen „Vorwärtsfluss" und bei dieser Richtung auf eine Vorwärtsrichtung. Wenn wir eine elektrische Komponente, wie z. B. eine sättigbare Induktivität als vorwärtsleitend bezeichnen, meinen wir, dass sie in Sättigung vormagnetisiert ist, um „Pulsenergie" in Richtung zu den Elektroden zu leiten. Wenn sie umgekehrt leitend ist, ist sie in Sättigung vormagnetisiert, um Energie in einer Richtung weg von den Elektroden zu dem Ladekondensator zu leiten. Die tatsächliche Richtung des Stromflusses (oder des Elektronenflusses) durch das System hängt davon ab, wo man sich innerhalb des Systems befindet. Die Richtung des Stromflusses wird nun erklärt, um dies als eine mögliche Quelle der Verwirrung zu beseitigen.
  • In dieser bevorzugten Ausführungsform wird Co mit (z. B.) einer positiven Spannung von 700 Volt geladen, so dass, wenn der Schalter 46 geschlossen wird, Strom von dem Kondensator 42 durch die Induktivität 48 in eine Richtung zum C1 Kondensator 52 fließt (was bedeutet, dass Elektronen tatsächlich in umgekehrter Richtung fließen). Ähnlich ist der Stromfluss vom C1 Kondensator 52 durch die primäre Seite des Pulsumformers 56 zur Erde. So ist die Richtung des Stromes und der Pulsenergie die selbe von dem Ladekondensator 42 zu dem Pulsumformer 56. Wie unten in dem Abschnitt, der als „Pulsumformer" bezeichnet wird, erklärt wird, ist der Stromfluss sowohl in der primären Schleife als auch in der sekundären Schleife des Pulsumformers 56 in Richtung Erde. Das Ergebnis ist, dass der Stromfluss zwischen dem Pulsumformer 56 und den Elektroden während der Entladung in Richtung weg von den Elektroden zu dem Umformer 56 stattfindet. Deshalb ist die Richtung des Elektronenflusses während der Entladung von der Erde durch die Sekundärseite des Pulsumformers 56 zeitweise auf dem Cp-1 Kondensator 62 durch die Induktivität 64, zeitweise auf dem Cp Kondensator 82, durch die Induktivität 81, durch die Elektrode 84 (die die Entladungskathode ist) durch das Entladungsplasma, durch die Elektrode 83 und zurück zur Erde. So fließen Elektronen zwischen dem Pulsumformer 56 in der selben Richtung wie die Pulsenergie während der Entladung.
  • Unmittelbar nach der Entladung fließen der Strom und die Elektronen in umgekehrter Richtung, wie oben erklärt wurde, und besondere Vorkehrungen wurden unternommen in dieser Ausführungsform, um den umgekehrten Stromfluss handzuhaben, wie oben im Abschnitt mit dem Titel „Energiewiederherstellung" erklärt wurde.
  • Ausführliche Beschreibung der Stromversorgung
  • Ein ausführlicheres Schaltkreisdiagramm des Stromversorgungsbereiches der bevorzugten Ausführungsform wird in 3 gezeigt. Wie man in 3 sieht, ist der Gleichrichter 22 ein sechs-pulsphasengesteuerter Gleichrichter mit einem + 150 V bis – 150 V DC-Ausgang. Der Inverter 24 besteht tatsächlich aus drei Invertern 24a, 24b und 24c. Die Inverter 24b und 24c sind ausgeschaltet, wenn die Spannung an dem 8 μF Co-Ladekondensator 42 um 50 Volt geringer ist als die Kommandospannung, und Inverter 24a ist ausgeschaltet, wenn die Spannung an Co 42 leicht oberhalb der Kommandospannung liegt. Dieses Verfahren reduziert die Laderate nahe des Endes der Aufladung. Die Aufwärtstransformatoren 26a, 26b und 26c werden jeweils mit 7 kW versorgt und formen die Spannung auf 1200 Volt AC um.
  • Dreibrückengleichrichterschaltkreise 30a, 30b und 30c werden gezeigt. Die Hochspannungsstromversorgungssteuerbaugruppe 21 wandelt ein digitales 12 Bit-Kommando in ein analoges Signal um und vergleicht es mit dem Rückkopplungssignal 45 von der Co-Spannungsüberwachung 44. Wenn die Rückkopplungsspannung die Kommandospannung übersteigt, wird der Inverter 24a, wie oben diskutiert, ausgeschaltet, der Q2-Schalter 34 schließt sich, um die gespeicherte Energie innerhalb der Versorgung zu verbrauchen, der Q3-Isolationsschalter 36 öffnet sich, um zu vermeiden, dass irgendeine zusätzliche Energie die Versorgung verlässt, und Q1-Absenkschalter 38 schließt sich, um die Spannung an Co 42 abzusenken, bis die Spannung an Co gleich der Kommandospannung ist. Zu dieser Zeit öffnet sich Q1.
  • Ausführliche Beschreibung des Kommutators und des Kompressionskopfes
  • Die Hauptkomponenten des Kommutators 40 und des Kompressionskopfes 60 sind in den 1 und 2 gezeigt und werden oben mit Bezug auf den Betrieb des Systems beschrieben. In diesem Abschnitt beschreiben wir Details der Herstellung des Kommutators.
  • Halbleiterschalter
  • Der Halbleiterschalter 46 ist ein P-N CM 1000 HA-28H IGTB-Schalter, der von Powerex, Inc. mit Niederlassungen in Youngwood, Pennsylvania bereitgestellt wird.
  • Induktivitäten (Induktoren)
  • Die Induktivitäten (Induktoren) 48, 54 und 64 sind sättigbare Induktivitäten (Induktoren) ähnlich zu denen, die in den US-Patenten 5,448,580 und 5,315,611 beschrieben werden. Eine Ansicht von oben und ein Querschnitt der sättigbaren Induktivität 64 wird entsprechend in 8a und 8b gezeigt. Jedoch werden in den Induktivitäten dieser Ausführungsform kraftfluss-ausschließende Metallstücke 3301, 302, 303 und 304, wie in 8b gezeigt, hinzugefügt, um den Kraftfluss-Verlust in den Induktivitäten zu reduzieren. Diese kraftflussausschließenden Teile verbessern stark die pulsformende Eigenschaft des Induktors in dem System. Der Strom fließt durch vier Schleifen durch vertikale Leiter. Er tritt bei 305 ein, fließt durch einen Leiter mit großem Durchmesser in der Mitte mit der Bezeichnung „1" hinunter und in sechs kleineren Leitern in dessen Umgebung, die auch mit „1" bezeichnet werden, hinauf. Andere Schleifen sind ähnlich nummeriert und treten bei 306 aus. Es gibt eine zusätzliche äquivalente Wende, die durch das kraftfluss-ausschließende Metall selber gebildet wird, und die die dritte Windung in einer Induktivität mit 5 Windungen ist. Ein Vorteil besteht darin, dass die Spannung der kraftfluss-ausschließenden Metallkomponenten auf der Hälfte der vollen Spannung gehalten wird, was eine Reduktion des sicheren Freihalteabstandes zwischen den kraftfluss-ausschließenden Metallteilen und den Metallstäben der anderen Windungen erlaubt.
  • Kondensatoren
  • Alle Kondensatorbänke 42, 52 und 62 umfassen Bänke aus Standardkondensatoren, die parallel geschaltet sind. Diese Kondensatoren erhält man von Lieferanten, wie Murata mit Niederlassungen in Smyrna, Georgia. Das bevorzugte Verfahren der Anmelder für das Verbinden der Kondensatoren und der Induktivitäten ist, sie an positive und negative Anschlüsse auf speziellen gedruckten Leiterplatten mit stark nickelbeschichteten Kupferdrähten auf eine Art zu verschrauben, die ähnlich zu der ist, die in US-Patent-Nr. 5,448,580 beschrieben ist.
  • Pulsumformer
  • Der Pulsumformer 56 ist ähnlich zu dem Pulsumformer, der in den US-Patenten mit den Nr. 5,448,680 und 5,313,481 beschrieben wird; jedoch haben die Pulsumformer der vorliegenden Erfindung nur eine einzelne Windung in der sekundären Windung und 23 Induktionseinheiten äquivalent zu 1/23 einer einzelnen primären Windung. Eine Zeichnung eines Pulsumformers 56 wird in 4 gezeigt. Jede der 23 Induktionseinheiten umfasst eine Aluminiumspule 56a mit zwei Flansche (jede mit einem flachen Rand mit Gewindebohrungen), die an den positiven und negativen Anschlüssen auf der Leiterplatte 56b gebohrt sind, wie entlang dem unteren Rand von 4 gezeigt ist. Isolatoren 56c trennen den positiven Anschluss jeder Spule von dem negativen Anschluss der benachbarten Spule. Zwischen den Flanschen der Spule ist ein Hohlzylinder 26, 99 mm (1 1/16 Zoll) lang mit 0,875 OD mit einer Wanddicke von ungefähr 0,7938 mm (1/32 Zoll). Die Spule ist mit 25,4 mm (1 Zoll) breitem, 17,78 × 10–6 m (0,7 mil) dickem MetglasTM 2605 S3A und einem 2,54 × 10–6 m (0,1 mil) dickem Mylarfilm umhüllt, bis die OD der isolierten MetglasTM Umhüllung 56,9 mm (2,24 Zoll) ist. Eine perspektivische Ansicht einer einzelnen ummantelten Spule, die eine primäre Windung bildet, wird in 5 gezeigt.
  • Die Sekundärseite des Transformators ist ein einzelner OD Edelstahlstab, der innerhalb eines engen Formstückes einer isolierenden Röhre aus elektrischem Glas montiert ist. Die Windung ist in vier Abschnitte unterteilt, wie in 4 gezeigt ist. Die sekundäre Edelstahlwindung, die als 56D in 4 gezeigt ist, ist über einen Erdungsdraht auf der gedruckten Leiterplatte 56B bei 56E geerdet und der Hochspannungsanschluss wird bei 56F gezeigt. Wie oben gezeigt ist, erzeugt ein 700 Volt Puls zwischen den Plus – und Minusanschlüssen der Induktionseinheit einen – 16100 Volt Puls am Anschluss 56F auf der Sekundärseite. Diese Konstruktion stellt eine sehr geringe Streuinduktivität bereit, die eine extrem schnelle Anstiegszeit am Ausgang erlaubt.
  • Details der elektrischen Komponenten der Laserkammer
  • Der Cp-Kondensator 82 umfasst eine Bank von 28 Kondensatoren mit 0,59 nF, die auf der Oberseite des Kammerdruckgefäßes montiert sind. (Typischerweise wird ein KrF-Laser mit einem Lasergas betrieben, das 1,0% Krypton, 0,1% Fluor und dem Rest Neon enthält.).
  • Die Elektroden sind jeweils Vollmessingstäbe mit ungefähr 0,7112 m (28 Zoll) Länge, die um ungefähr 12,7 bis 25,4 mm (0,5 bis 1,0 Zoll) voneinander getrennt sind. In dieser Ausführungsform ist die obere Elektrode die Kathode und die untere Elektrode ist mit Erde verbunden wie in 1 gezeigt ist.
  • ANDERE AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Umgekehrte Polarität
  • In dem System, das oben beschrieben wurde, wird Co mit einer positiven Spannung aufgeladen und die Elektronen fließen zur Erdelektrode der Laserkammer. Der Schaltkreis kann leicht umgekehrt werden, wobei Co auf eine negative Ladespannung von ungefähr 700 Volt aufgeladen wird und die Elektronen von der Erdelektrode zu der Hochspannungselektrode fließen. Auch der umgekehrte Fluss der Elektronen über die Elektrodenlücke könnte durchgeführt werden, indem die Polarität der Sekundärwindung geändert würde (d. h. die Edelstahlröhre mit den vier Abschnitten).
  • Bipolarer Betrieb
  • 7 zeigt eine Modifikation, die einen bipolaren Betrieb des Lasers erlauben würde. In diesem Fall werden zwei Stromversorgungen bereitgestellt, eine davon führt + 1200 Volt zu und die andere – 1200 Volt. Zusätzlich ist Schalter 46 dupliziert, so dass wir 46A und 46B haben. Wenn 46A geschlossen ist, ist die Polarität des Systems wie ausführlich oben beschrieben wurde. Jedoch wenn 46A geöffnet und Schalter 46B geschlossen ist, ist der sich daraus ergebende Puls überall umgekehrt und der Elektronenfluss über die Entladungslücke erfolgt von der Erdelektrode zur Hochspannungselektrode (in diesem Fall ungefähr 14000 Volt). In diesem Fall wird der Energieherstellungsschaltkreis 57 nicht benötigt. Anstelle des Aufladens von (z. B.) CoA auf 700 V bei To, wird 46A geschlossen, wodurch CoA durch Induktivität 48 entladen werden kann, dann wird 46A geöffnet und 46A wird geschlossen, wodurch reflektierte Energie auf CoB wieder hergestellt werden kann, und nach der Wiederherstellung der Energie öffnet sich 46B. Dann wird CoB auf 700 V geladen und beim nächsten To schließt sich 46B, wodurch CoB durch den Schaltkreis entladen werden kann. Das Ergebnis ist eine abwechselnde Entladungsrichtung. Diese Ausführungsform sollte für eine gleichmäßigere Abnutzung der Elektroden sorgen.
  • Montage des Kompressionskopfes
  • Diese bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schließt eine Kompressionskopfmontagetechnik ein, die in den 10a und 10b gezeigt wird. 10 ist eine Schnittansicht von der Seite des Lasersystems, das die Lage des Kompressionskopfmoduls in Bezug auf die Elektroden 83 und 84 zeigt. Diese Technik wurde entworfen, die Impedanz zu minimieren, die in Zusammenhang mit der Verbindung zwischen Kompressionskopf und Kammer steht, und die zur selben Zeit ein schnelles Ersetzen des Kompressionskopfes erleichtert. Wie in den 10a und 10b gezeigt ist, erfolgt die Erdverbindung mit einer näherungsweise 28 Zoll langen Flachsteckverbindung entlang der Rückseite des Kompressionskopfes wie bei 81A in 10a und 81B in 10b gezeigt ist. Die obere Seite des Schlitzes ist mit einem flexiblen Fingerstock ausgestattet. Ein bevorzugtes Fingerstockmaterial wird unter dem Handelsnamen Multilam® verkauft.
  • Die Hochspannungsverbindung erfolgt zwischen einem 6 Zoll durchmessenden glatten Boden der sättigbaren Induktivität 64 und einem dazu passenden Array aus flexiblen Fingerstock bei 89 in 10a. Wie oben, ist das bevorzugte Fingerstockmaterial Multilam®. Die Anordnung erlaubt das Ersetzen des Kompressionskopfmoduls zur Reparatur oder zur vorsorglichen Wartung innerhalb von ungefähr 5 Minuten.
  • Topf- und Pfannengehäuse für sättigbare Induktivitäten (Induktoren)
  • In Pulsleistungssystemen des Standes der Technik waren Ölundichtigkeiten von elektrischen Komponenten ein Problem. In dieser bevorzugten Ausführungsform sind die ölisolierten Komponenten beschränkt auf die sättigbaren Induktivitäten. Weiterhin sind die sättigbaren Induktivitäten, wie in 8b gezeigt ist, in einem ölenthaltenden Gehäuse vom Topftyp gehäust, indem alle abgedichteten Verbindungen über dem Ölspiegel liegen, um im Wesentlichen die Möglichkeit einer Ölundichtigkeit zu beseitigen. Z. B. ist die niedrigste Dichtung in der Induktivität 64 bei 308 in 8b gezeigt.
  • Resonantes Laden
  • In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Stromversorgungsmodul, das für die erste bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, das zwei Gleichrichter, einen Inverter und einen Transformator, wie in den 1 und 2 gezeigt ist, verwendet, durch eine Standardstromversorgung und einen Resonanzladeschaltkreis ersetzt. Dieser Ansatz stellt eine viel schnellere Aufladung des Ladekondensators bereit.
  • Ein elektrischer Schaltkreis, der diese bevorzugte Ausführungsform zeigt, wird in 9 gezeigt. In diesem Fall wird eine Standardkondensatorladestromversorgung 200 mit einem 480 V AC/40 Amp Eingang und einem 1200 V DC/50 Amp Ausgang verwendet. Solche Stromversorgungen sind von Zulieferern, z. B. Ecgar, Maxwell, Kaiser und Ale, erhältlich. Diese Stromversorgung ändert kontinuierlich die Spannung eines 325 μF Kondensators 202 auf das Spannungsniveau, das von der Steuerbaugruppe 204 vorgegeben wurde. Die Steuerbaugruppe 202 weist auch den IGBT-Schalter 206 an, sich zu schließen und zu öffnen, um Energie von dem Kondensator 202 auf den Kondensator 42 zu übertragen. Die Induktivität 208 bestimmt die Übertragungszeitkonstante in Verbindung mit dem Kondensator 202 und 42. Die Steuerbaugruppe 202 empfängt eine Spannungsrückmeldung 212, die proportional zur Spannung an dem Kondensator 42 ist und eine Spannungsrückmeldung 214, die proportional zu dem Strom ist, der durch die Induktivität 208 fließt. Von diesen zwei Rückmeldesignalen kann die Steuerbaugruppe 204 in Echtzeit die Endspannung am Kondensator 42 berechnen, sollte sich der IGBT-Schalter 206 zu dieser Zeit offen sein. Deshalb kann mit einer Kommandospannung 210, die der Steuerbaugruppe 204 zugeführt wird, eine genaue Berechnung der gespeicherten Energie innerhalb des Kondensators 42 und der Induktivität 208 durchgeführt werden, um sie mit der erforderlichen zugewiesenen Ladespannung 210 zu vergleichen. Aus dieser Berechnung wird die Steuerbaugruppe 204 die exakte Zeit in dem Ladezyklus bestimmen, um den IGBT-Schalter 206 zu öffnen.
  • Nach dem sich der IGBT-Schalter 206 öffnet, wird die Energie, die in dem magnetischen Feld der Induktivität 208 gespeichert ist, zu dem Kondensator 42 durch die Diode 216 übertragen. Die Genauigkeit der Echtzeitenergieberechnung wird den Schwankungsbereich bestimmen, der auf der Endspannung des Kondensators 42 liegen wird. Auf Grund der ex tremen Laderate des Systems wird zu starkes Zittern auftreten, um die Anforderungen der Systemregelung von 0,05 % zu erreichen. Deshalb wird ein Absenkschaltkreis verwendet.
  • Der Absenkschaltreis 216 wird von der Steuerbaugruppe 204 angewiesen sich zu schließen, wenn der Strom aufhört durch die Induktivität 208 zu fließen. Die Zeitkonstante des Kondensators 42 und des Widerstandes 220 wird ausreichend schnell sein, um den Kondensator 42 auf die Kommandospannung 210 abzusenken, ohne dass er ein nennenswerter Betrag des gesamten Ladezyklusses wäre.
  • Schnellere Anstiegszeit
  • Aus neusten Testdaten, die aus einer Reihe von Excimerlasern entnommen wurden, erscheint es, dass Spannungspulse mit schnellerer Anstiegszeit, die an die Laserkammer angelegt werden, bedeutende Vorteile auf verschiedenen Gebieten haben können, einschließlich der Gesamtlasereffizienz, der Energiestabilität, etc. Die Vorteile der schnelleren Anstiegszeiten scheinen sogar noch stärker zu sein für die Laser der nächsten Generation (ArF und F2) als für die gegenwärtigen KrF-Laser.
  • Ein Grund dafür hängt mit den Kammerentladecharakteristiken zusammen. Bei typischen Drücken und Gemischen, die erforderlich sind, um schmalbandige etc. Anwendungsanforderungen zu erfüllen, kann der Kammerzusammenbruch vor der vollen Übertragung der Energie von der letzten Stufe in dem gepulsten Leistungsmodul auf den Anhebekondensator der Kammer auftreten. In diesem Fall erlaubt ein Ausgangspuls mit schnellerer Anstiegszeit einen effizienteren Energieübertrag auf den Anhebekondensator der Kammer, bevor die Kammerentladung beginnt.
  • Traditionell erfordern Pulse mit schnellerer Anstiegszeit von einem magnetischen Modulator einfach mehr Stufen der Pulskompressionszeit, da der Anfangsimpuls typischerweise durch primäre Schaltvorrichtungen begrenzt wird. Der Vorteil dieses speziellen Ansatzes ist, dass zusätzliche Pulskompressionsstufen (mit ihren zusätzlichen Komplikationen der reduzierten Effizienz, erhöhten Kosten, etc.) nicht erforderlich sind.
  • In diesem Fall wurde die schnellere Ausgangsanstiegszeit durch Verbesserungen in vorherigen Kompressionsstufenhardware als auch durch eine überarbeitete Ausgangsstufe bereitgestellt.
  • Um die Ausgabe des Pulsleistungssystems mit schnellerer Anstiegszeit zu erreichen, wurde der Ausgangsreaktor dieses speziellen Beispiels so überarbeitet, dass er weniger Windungen in dem Ringkern geformten Induktor verwendet. Zusätzliche Kernmaterialien wurden in dem überarbeiteten magnetischen Schalter einbezogen, indem ein anderer 12,7 mm (0,5'') dicker Kern einbezogen wurde. Da die gesättigte Induktivität mit dem Quadrat der Anzahl der Windungen in dem Schalter einhergeht, hat die Reduzierung der Anzahl der Windungen von 5 auf 2 einen bedeutenden Einfluss auf die Reduzierung der Gesamtinduktivität (trotz der Tatsache, dass sich die Höhe des Schalters erhöht hat). Der Nachteil dieses Ansatzes ist, dass eine zusätzliche Leckspannung an die Laserkammer während der Zeit angelegt wird, in der sich Spannung an dem Magnetschalter aufbaut, da die ungesättigte Induktivität ebenso auf Grund der Reduktion der Windungen reduziert wird. Wenn dies unerwünscht ist, sind andere Ansätze verfügbar, die Effekte dieser Leckspannung zu reduzieren.
  • Da das Volt-Sekundenprodukt des Schalters auch proportional zur Anzahl der Windungen ist, muss zusätzliches Material zu dem Schalter hinzugefügt werden, um das selbe Volt-Sekundenprodukt, das für die Konstruktion erforderlich ist, aufrecht zu erhalten. Unglücklicherweise sind auch Kernverluste proportional zum Volumen des magnetischen Materials. Als ein Ergebnis ist es wünschenswert, das Kernmaterial für die Effizienz als auch für die Anfangskosten des Materials zu minimieren. Wie oben beschrieben wurde, wurde ein zusätzlicher Kern zu den vorher existierenden 3 Kernen hinzugefügt und jeder Kern wurde neu konstruiert, um die Querschnittsfläche zu vergrößern. Jedoch tragen diese Modifikationen noch nicht völlig der Reduktion des Volt-Sekundenprodukts auf Grund der Reduzierung der Windungen Rechnung. Eine Lösung zu diesem Punkt ist, die Ausgangsanstiegszeit von vorangehenden Stufen zu verbessern, so dass eine schnellere Übertragungszeit bereitgestellt wird. Dies reduziert umgekehrt das erforderliche Volt-Sekundenprodukt und reduziert die Kernmaterialanforderungen für den Schalter der Ausgangsstufe.
  • Die Ausgangsanstiegszeit der vorherigen Stufe kann durch eine Kombination von Ansätzen reduziert werden. Ungefähr die Hälfte der Leitfähigkeit des existierenden Schaltkreises hängt mit der gesättigten Induktivität des vorherigen magnetischen Schalters zusammen.
  • Als ein Ergebnis kann der vorherige Schalter auch neu konstruiert werden, um diesen Parameter zu reduzieren. Dies kann auf ähnliche Weise zu dem Ansatz getan werden, der mit dem Schalter der Ausgangsstufe durchgeführt wurde (durch Reduzierung der Anzahl der Windungen). In diesem Fall jedoch verwendet der existierende Entwurf nur eine Windung. Als ein Ergebnis ist die einzige Alternative, die gesättigte Induktivität zu verändern, die magnetische Pfadlänge der Kerne zu vergrößern (da die gesättigte Induktivität umgekehrt proportional zu diesem Parameter ist). Andere Ansätze, die Schaltkreisinduktivität zu reduzieren, schließt die Reduzierung der Kabelverbindungslänge zwischen den zwei SSPPM-Modulen und die Reduzierung anderer verschiedener Schaltkreisstreuinduktivitäten ein (z. B. Erhöhung der Anzahl der einzelnen Kondensatoren, die mit jeder Energiespeicherstufe verbunden sind, da die Streuinduktivität die parallele Induktivität von jedem Kondensator ist). Die erste Pulserzeugungsstufe kann auch schneller gemacht werden, solange der „Start"-Schalter in der Lage ist, einen erhöhten Spitzenstromwert und dl/dt-Werte zu verarbeiten.
  • Reduzierter Leckstrom
  • Wie oben festgestellt wurde, ist ein potentielles Problem bei magnetischen Pulskompressionsschaltkreisen der Leckstrom von der Ausgangsstufe, der während des Aufladens der letzten Kompressionsstufe auftritt. Dieser Leckstrom kann zu einem Spannungsanstieg über den Laserelektroden führen, bevor der Hauptspannungspuls angelegt wird. Falls dieser Vorpulsspannungsanstieg zu groß ist, kann die Leistungsfähigkeit der Laserentladung nachteilig beeinflusst werden.
  • Ein Beispiel eines nachteiligen Effektes durch den Vorpulsspannungsanstieg ist das verfrühte „Licht aus" der Coronaröhre, die für die Vorionisation des Lasergases verwendet wird. Die Vorionisation in der Coronaröhre verwendet ein starkes elektrisches Feld über eine isolierende Oberfläche, um eine Corona in dem Lasergas nahe der isolierenden Oberfläche zu erzeugen. Diese Corona erzeugt kurzwellige UV-Strahlung, die umgekehrt das Lasergas innerhalb des Volumens zwischen den Laserelektroden ionisiert. Falls der Vorpulsspannungsanstieg, der durch Leckstrom von der Ausgangsstufe des magnetischen Kompressionsschaltkreises verursacht wird, zu groß wird, wird die Corona zu früh vor dem Hauptspannungspuls erzeugt und ein großer Teil der Ionisation geht vor dem Hauptentladungsereignis verloren.
  • Die Modifikationen, die unten beschrieben werden, stellen eine kompakte und effiziente Methode dar, um im Wesentlichen den Vorpulsspannungsanstieg verursacht durch diesen Leckstrom zu eliminieren. Die Modifikationen bestehen aus einer zusätzlichen Kompressionsstufe, die zu dem vorher beschriebenen magnetischen Pulskompressionsschaltkreis hinzugefügt wird. Diese zusätzliche Stufe kann so gestaltet werden, dass sie selbst keine Kompression liefert, aber einfach die Funktion ausführt zu verhindern, dass der Leckstrom von der vorherigen Stufe den Laser erreicht.
  • In dem magnetischen Pulskompressionsschaltkreis, der in 1 gezeigt ist, werden der Anhebekondensator und die Kopfinduktivität des Lasers durch Cp und Lp dargestellt. Der Kondensator und die sättigbare Induktivität der letzten Stufe des Kompressionsschaltkreises werden durch Cp-1 und Lp-1 dargestellt. Die Stufen vor der letzten Stufe werden durch C1 und L1 dargestellt.
  • Es ist das Leck, durch das Lp-1 und Cp-1 geladen wird, das einen Spannungsanstieg auf Cp verursacht, und so eine Spannung über die Laserelektroden legt. Ein allgemeines Verfahren, diesen Leckstrom zu entschärfen, ist, ein oder mehrere Stufen zwischen Cp-1 und Cp zu installieren.
  • Die Nachteile der Verwendung einer zusätzlichen Stufe zum einzigen Zweck des Leckstromes sind: zusätzliche Ausgaben, Größe, und, am wichtigsten, Energieverlust. Diese Stufe muss mit der Spannungsfreihaltung konstruiert werden, die in der Lage ist, die volle Energie des Hauptpulses, wie er auf dem Blockierkondensator gespeichert ist, hand zu haben. Das Volt/Sekunden-Produkt der sättigbaren Blockierinduktivität muss ebenso groß genug sein, freizuhalten bis der volle Transfer von Cp-1 auf den Blockierkondensator stattgefunden hat. Das Erstellen eines Entwurfs, der in der Lage ist, diese Anforderungen zu erfüllen, ist nicht unmöglich, erfordert aber die Verwendung von sehr vielen teueren Komponenten (d. h. Hochspannungskondensatoren, sättigbares Hochgeschwindigkeitsmagnetmaterial und Isolatoren mit großer dielektrischer Stärke).
  • Die Energieverluste, die mit dieser Blockierstufe einhergehen, können bedeutend sein. Da diese Stufe bei der Ladezeit für die letzte Ausgangsstufe arbeiten muss, typischerweise 50 bis 150 ns, können Verluste auf Grund von Energieumwandlung in den Hochspannungs kondensatoren und Sättigungsverluste in dem magnetischen Material der Induktivität bis zu 10 bis 20 % der gesamten Hauptpulsenergie betragen. Es mag möglich sein, den Energiebetrag, der in den Kompressionsschaltkreis eingespeist wird, zu erhöhen, um diesen Verlust auszugleichen, aber jede Stufe muss dann mit extra sättigbarem Material neu entworfen werden, um sie an diese zusätzlich gespeicherte Energie anzupassen.
  • Die Wärmelast, die auf dieser Blockierstufe lastet, kann auch problematisch sein. Da die letzte Stufe eine schnelle Anstiegszeit aufweisen muss, müssen Streuinduktivitäten klein gehalten werden. Um eine niedrige Streuinduktivität zu erreichen, müssen die Komponenten dicht beieinander gehalten werden. Solche Entwurfskriterien widersprechen den Anforderungen für viele effiziente Wärmeübertragungsmechanismen. Die Verwendung von Kühlfluiden, wie z. B. dielektrisches Öl kann bei dem Herausziehen der Wärme helfen, aber die Möglichkeit einer Ölverseuchung in einer modernen Herstellungsfabrik für integrierte Schaltungen ist nicht akzeptabel.
  • Ein typischer Vorpulsspannungsanstieg, der durch Leckstrom verursacht wird, wird in 6c gezeigt. (Siehe die Cp-Spannungskurve.) Eine Blockierstufe wie die, die oben beschrieben wurde, muss ein ausreichendes Volt/Sekundenprodukt aufweisen, um sowohl das Leck als auch den Haupt 20 kV-Puls abzuhalten. Die Fläche unter der Spannungskurve für das Leck ist um einen Faktor von bis zu 100 kleiner als die für den Hauptpuls. Wenn ein Schaltkreis implementiert wurde, der nur ein Volt/Sekunden-Produkt äquivalent zu der Fläche unter dem Leck abhält, wurde eine bedeutende Reduktion des magnetischen Materials realisiert.
  • Solch ein Schaltkreis wird in 11 gezeigt, der eine Modifikation der 2 ist. Der Anhebekondensator Cp des Lasers wird in zwei Gruppen aufgeteilt, genannt Cp und Cp2, so dass die Summe aus Cp1 und Cp2 gleich Cp in dem Schaltkreis von 2 gleicht. Der Cp2 Kondensator ist an der Kammer auf Standardweise angebracht und so hat die Induktivität zwischen Cp2 und den Laserelektroden, Lp2, den selben Wert wie in der Standardkonfiguration Lp. Der zweite Teil Cp2 ist von den Laserelektroden und von Cp2 durch eine sättigbare Induktivität Lp1 abgetrennt. Aus Gründen, die unten erläutert werden, kann die gesättigte Induktivität von Lp1 im Wert ähnlich zu der Standardkopfinduktivität Lp gemacht werden.
  • Da der Leckstrom durch Lp-1 hindurchgeht, während Cp-1 geladen wird, verursacht dieser Strom einen Spannungsanstieg an Cp1. Wegen der sättigbaren Induktivität Lp1 wird diese Spannung nicht über Cp2 oder die Laserelektroden angelegt. Das Volt/Sekunden-Produkt von Lp1 wird so gewählt, dass sie den Hauptpuls, der durch den Kompressionsschaltkreis erzeugt wird, abhält, sondern es ist stattdessen nur so ausgelegt, dass sie die Spannung an Cp1, die durch den Leckstrom von dem Kompressionsschaltkreis verursacht wird, abhält. Ist Cp-1 einmal voll geladen und Lp-1 gesättigt, geht Lp1 ebenso in Sättigung, so dass die Leitfähigkeit zwischen Cp1 und Cp2 bestehend aus der Serienschaltung von Lp1 (gesättigt) und Lp2 niedrig ist. Diese Reihenschaltung ist typischerweise zehn mal kleiner als die gesättigte Induktivität der letzten Kompressionsstufe Lp-1, so dass sie wenig oder gar keinen Effekt auf die Übertragungszeit von Cp-1 auf die Parallelkombination von Cp1 und Cp2 hat.
  • Der Grund dafür, dass die gesättigte Induktivität von Lp1 im Wesentlichen genauso groß wie Lp (und deshalb genauso groß wie Lp2) gemacht werden kann, ist, dass die Anforderungen an das Volt/Sekundenprodukt extrem klein sind und das maximale Spannungspotential, das jemals über Lp1 eingeprägt wurde, kleiner als 1 kV ist. Da die abgehaltene Spannung über Lp1 geringer als 1 kV ist, könnte ein einzelnes Blatt aus 0,127 mm (0,005'') dickem Kapton als Isolator zwischen dem Cp1 Kondensatorbus 102 und dem Cp2 Kondensatorbus verwendet werden. (Der Ort des dünnen Blattes wird bei 104 angezeigt, ist jedoch zu klein, um es auf der Zeichnung zu sehen.) Eine solch kleine Trennung zwischen jedem Kondensatorbus führt zu einer sehr kleinen Schleifenfläche und deshalb zu einer sehr niedrigen Induktivität.
  • Die sättigbare Induktivität Lp1 kann selbst eine sehr niedrige gesättigte Induktivität aufweisen, da die Menge des erforderlichen magnetischen Materials so klein ist. (Auf Grund der niedrigen Anforderungen an das Volt/Sekundenprodukt).
  • Eine ausführliche Zeichnung einer bevorzugten Ausführungsform wird in 5 gezeigt. Die massive Platte 100, die in 12 gezeigt ist, ist der Bus für die Verbindung des Cp2 Kondensators mit den elektrischen Durchführungen der Kammer. Die viel kleinere Platte 102 ist der Bus zur Verbindung des Cp1 Kondensators mit dem Kompressionskopf und mit der Oberseite der sättigbaren Induktivität Lp1, die mit Leitermaterial 106 und Spulen 108 eines Bands, das eine magnetische Metalllegierung, wie z. B. MetglasTM, umfasst, das ein allgemein verwendetes Material zur Konstruktion von sättigbaren Induktivitäten ist, gebildet wird.
  • Die Kombination aus Leiter und magnetischem Material dient auch dazu, L2 in der Ausführungsform zu definieren. In diesem Fall fließt Strom an Cp1 herunter und seitlich von Cp2.
  • Eine Wahl muss getroffen werden, wie der Cp Kondensator in Cp1 und Cp2 aufgeteilt wird. Es gibt zwei Überlegungen, die bei einer Entwurfentscheidung einfließen. Die erste ist die Größe von Cp1. Wenn Cp1 sehr klein gemacht wird, wird der Spannungsanstieg an Cp1, der durch den Leckstrom durch Lp1 verursacht wird, groß sein und das Volt/Sekundenprodukt der Lp1 sättigbaren Induktivität muss groß sein. Diese Überlegung neigt dazu, den Cp1 Wert auf einen größeren Anteil der Gesamt-Cp-Kapazität hochzutreiben. Die zweite Betrachtung betrifft die Größe von Cp2. Wenn Cp2 klein gemacht wird, können kleine störende Beträge elektrischer Energie, die sich zwischen dem Kompressionsstufen nach dem Hauptpuls ausbreiten, zu einer großen Spannungsspitze an Cp2 führen. Diese störenden Spannungsspitzen werden allgemein Nachzüglerechos genannt und es wurde gezeigt, dass sie eine Erosion der Elektrode verursachen, wenn sie genügend Spannung aufweisen, um das Lasergas zusammenzubrechen zu lassen. Erhöhung der Größe von Cp2 würde die Spannungspegel, die durch die Nachzüglerechos verursacht werden, reduzieren, und so die Möglichkeit eines Gaszusammenbruches entschärfen.
  • Unglücklicherweise führen diese zwei Betrachtungen zu entgegengesetzten Anforderungen für die Größen von Cp1 und Cp2. Man fand, dass ein Bereich für Cp1 zwischen 1/3 und 2/3 des gesamten Cp zu befriedigenden Ergebnissen führen kann. Solange die Energie in Nachzüglerechos minimiert werden kann, sollte Cp1 so groß wie möglich gemacht werden, um das erforderliche Volt/Sekundenprodukt für die Lp1 sättigbare Induktivität zu reduzieren. Reduzierung der Volt/Sekundenanforderungen auf Lp1 trägt zu geringeren Magnetmaterialanforderungen, geringerer Wärmelast und reduzierter gesättigter Induktivität bei.
  • Fachleute werden anerkennen, dass viele andere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung basierend auf der Lehre, die in der obigen Offenbarung ausgeführt wurde, möglich sind.
  • Deshalb sollte der Leser den Rahmen der vorliegenden Erfindung durch die beiliegenden Ansprüche und deren gesetzlichen Äquivalente bestimmen.

Claims (26)

  1. Pulsleistungsquelle für hohe Pulsraten, die eine Pulsleistung an einem paar Elektroden (83, 84) bereitstellt, die umfasst: A) einen Pulserzeugungsschaltkreis, der umfasst: 1) einen Ladekondensator (42), um eine Ladung bei Spannungen bis zu 600 Volt zu speichern, 2) einen Halbleiterschalter (46), und 3) einen Strombegrenzungsinduktor (48); um elektrische Pulse mit elektrischer Energie bis zu 3 Joule und mit Spannungsspitzen von mehr als 600 Volt zu erzeugen; B) mindestens zwei Pulskompressionsschaltkreise, die einen ersten Kompressionsschaltkreis (52, 54), der eine Pulskompression bereitstellt, und einen zweiten Kompressionsschaltkreis (62, 64), der eine zweite Pulskompression bereitstellt, definieren, wobei jeder Kompressionsschaltkreis eine Bank von Kondensatoren (52, 62) und einen sättigbaren Induktor (54, 64) umfasst; C) ein Aufwärtspulstransformator (56), um die Spitzenspannung des elektrischen Pulses auf mindestens 12000 Volt zu erhöhen, wobei der Pulstransformator (56) eine Vielzahl von elektrisch parallelen Primärwindungen (56a) und eine Sekundärwindung mit mindestens einem im Wesentlichen geraden Leiter umfasst; D) eine sehr schnelle geregelte Leistungsversorgung (20), um den Ladekondensator (42) mit mindestens 3 Joule elektrischer Energie bei Spannungen von mindestens 600 Volt in weniger als 400 Mikrosekunden aufzuladen; und E) ein sehr schnelles Pulssteuersystem (100), das einen Prozessor (102) zur Steuerung des Ladens des Ladekondensators (42) auf eine Genauigkeit von weniger als 1% bei einer Rate von mindestens 2000 Aufladungen pro Sekunde umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Pulskompressionsschaltkreis (62, 64) einen zweiten sättigbaren Induktor (Lp2) mit weniger als 6 Windungen umfasst.
  2. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin der sättigbare Induktor (Lp2) in dem zweiten Pulskompressionsschaltkreis weniger als drei Windungen umfasst.
  3. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin der zweite Pulskompressionsschaltkreis eine einzelne Bank von Anhebekondensatoren umfasst.
  4. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin der zweite Pulskompressionsschaltkreis zwei getrennte Bänke von Kondensatoren umfasst, wobei jede Bank von den Elektroden durch eine Induktivität isoliert ist.
  5. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 4, worin die Induktivität durch einen einzelnen sättigbaren Induktor bereitgestellt wird.
  6. Pulsleistungsquelle nach Ansprüch 1, worin der Aufwärtstransformator (56) ein Teil des ersten Kompressionsschaltkreises (52, 54) ist.
  7. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin der mindestens eine im Wesentlichen gerade Leiter vier gerade Stäbe umfasst, die elektrisch in Reihe geschaltet sind.
  8. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin die Vielzahl von Primärwindungen mindestens 20 Primärwindungen umfasst.
  9. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin die geregelte Leistungsquelle einen Absenkschaltkreis (216) umfasst, der einen Schalter und eine Widerstand (220) umfasst, um eine Spannung auf dem Ladekondensator (42) auf eine gewünschte Steuerspannung abzusenken.
  10. Elektrischer Entladungslaser (80), der die Pulsleistungsquelle wie in Anspruch 1 umfasst, worin die Quelle elektrische Pulse bereitstellt, um Entladungen zwischen Elektroden des Lasers zu erzeugen, um Laserpulse zu erzeugen, wobei jeder Puls eine Pulsenergie definiert.
  11. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 10, der weiterhin eine Pulsenergieüberwachungsvorrichtung zum Überwachen der Energie der Laserpulse umfasst.
  12. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 11, worin der Prozessor zur Steuerung des Ladens des Ladekondensators ein Programm mit einem Algorithmus zur Berechnung einer Steuerspannung für einen Puls auf der Basis der Pulsenergie von mindestens einem vorhergehenden Puls einschließt.
  13. Elektrischer Entladungsfaser (80) nach Anspruch 12, worin mindestens ein vorhergehender Puls alle Pulse in einem Stoß von Pulsen umfasst.
  14. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 13, worin mindestens ein Puls auch Pulse aus früheren Stößen einschließt.
  15. Pulsleistungsquelle nach Anspruch 1, worin die mindestens zwei Kompressionsschaltkreise zwei Kompressionsschaltkreise sind und der Kondensator in dem zweiten Kompressionsschaltkreis ein Anhebungskondensator ist.
  16. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 10, worin der Pulserzeugungsschaltkreis, die Kompressionsschaltkreise, der Pulstransformator (56) und die Leistungsversorgung (20) in zwei Modulen gefertigt werden, um Komponenten des elektrischen Entladungslasersystems, das zwei Elektroden (83, 84) definiert, zu bilden.
  17. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 16, worin das Lasersystem ein Excimerlasersystem ist.
  18. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 17, worin der Excimerlaser ein KrF-Lasersystem ist.
  19. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 18, worin die Module luftgekühlt sind.
  20. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 19, worin die sättigbaren Induktoren in Transformatoröl eingetaucht sind, das einen Ölspiegel definiert, der in einem topfartigen Container enthalten ist, mit mindestens einer realen Funktion worin der Ölspiegel unterhalb aller von der mindestens einen Dichtungsverbindung ist.
  21. Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, worin mindestens einer der sättigbaren Induktoren mindestens ein Flux ausschließendes Teil (301, 302, 303, 305) umfasst.
  22. Pulsleistungssystem nach Anspruch 1, worin der Kondensator und die Induktoren elektrisch verbunden sind unter Verwendung kupferkarschierter gedruckter Schaltungsplatten und Durchführungslöchern, um die Kondensatoren und die Induktoren mit der gedruckten Schaltkreisplatte zu verbinden.
  23. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 16, worin eine der zweite Elektroden mit Erdungspotential verbunden ist und das Pulsleistungssystem eine negative Hochspannung zu der anderen der zwei Elektroden bereitstellt.
  24. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 16, worin eine der zwei Elektroden mit einem Erdungspotential verbunden ist und das Pulsleistungssystem eine positive Hochspannung zu der anderen der zwei Elektroden bereitstellt.
  25. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 16, worin der Pulserzeugungsschaltkreis ein erster Pulserzeugungsschaltkreis zur Erzeugung negativer Pulse ist, und der weiterhin einen zweiten Pulserzeugungsschaltkreis zur Erzeugung positiver Pulse umfasst, worin der erste Pulserzeugungsschaltkreis und der zweite Pulserzeugungsschaltkreis so gesteuert werden, dass er abwechselnd Pulse erzeugt, um einen bipolaren Betrieb des elektrischen Entladungslasers hervorzurufen.
  26. Elektrischer Entladungslaser (80) nach Anspruch 17, worin das Excimerlasersystem ein ArF-Lasersystem ist.
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