DE69727965T2 - Leistungsmodulator - Google Patents

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Mikael Lindholm
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    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
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    • H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Description

  • TECHNISCHES GEBIET DER ERFINDUNG
  • Diese Erfindung betrifft allgemein Leistungs-Systeme und spezieller Leistungs-Modulatoren, auch als Impuls-Modulatoren bezeichnet.
  • ALLGEMEINER HINTERGRUND DIE ERFINDUNG
  • Hochleistungs-Impulse werden in einer breiten Vielfalt von Anwendungen verwendet. Zum Beispiel werden elektrische Hochleistungs-Impulse verwendet für das Versorgen von Mikrowellen-Verstärker-Röhren, verwendet für das Betreiben von Elektronen-Beschleuniger Systemen, und/oder Systemen zur Mikrowellen-Erzeugung für medizinische Strahlungs-Erzeugungs-Anwendungen und für Radar. Natürlich existieren einige andere Anwendungen. Die Qualitäts-Anforderungen an die erzeugten Impulse sind allgemein hoch. Impuls-Energie, Impulsbreite, Anstiegszeit, Abfallzeit und Impuls-Ebenheit sind einige der Parameter, gewöhnlich unter Betrachtung.
  • Systeme oder Schaltkreise, die für das Erzeugen dieser Hochleistungs-Impulse verwendet werden, werden allgemein als Leistungs-Modulatoren oder Impuls-Modulatoren bezeichnet. Die meisten Leistungs-Modulatoren verwenden Impuls-Transformatoren um die erforderliche Impuls-Energie zu erhalten. Jedoch, konventionelle Impuls-Modulatoren benötigen allgemein eine enorme Menge von Subsystemen und Impuls-Former-Netzwerken (PFNs) um den Impuls-Transformator anzusteuern. Folglich ist die physikalische Größe der Leistungs-Modulator-Systeme des Stands der Technik sehr groß. Zusätzlich, das Impuls-Former-Netzwerk eines Leistungs-Modulators älteren Typs arbeitet normalerweise mit Hochspannung, gesteuert durch Hochspannungs-Kondensatoren. Hochspannung involviert immer große Gefahr. Außerdem ist die erwartete Lebensdauer von konventionellen Leistungs-Modulator Systemen im allgemeinen niedrig.
  • Konventionelle Leistungs-Modulatoren verwendend Impuls-Former-Netzwerke
  • Ein Impuls-Modulator des konventionellen Stand-der-Technik Typs ist in 1 in dem vereinfachten schematischen Diagramm illustriert. Hier wird ein Impuls-Former-Netzwerk 11, zusammengesetzt aus einigen Spulen L und Kondensatoren C, die wie gezeigt verbunderen sind, schnell auf vielleicht 20 kV aufgeladen (typischer Bereich für die meisten Modulatoren ist 10 bis 40 kV) und momentan/kurzzeitig durch einen Hochspannungs-Schalter 12 (typisch ein ,Plasma' oder ,Ionisiertes-Gas' Schalter, wie eine Thyratron-Röhre) mit der Primärwicklung 13 eines Impuls-Transformators verbunden, wobei die Hälfte der Auflade-Spannung an den Impuls-Transformator (10 kV im gegenwärtigen Beispiel) übergeben wird. Normalerweise ist der Transformator ein Spannungs,Aufwärts'-Transformator mit einer Primärwicklung 13, einem Transformator-Kern 14 und einer Sekundärwicklung 15, wobei das Wicklungs-Verhältnis N:1 ist. Das PFN 11 entlädt in der Art einer Wanderwelle mit einem elektrischen Impuls der vom geschalteten Ende zum ,offen geschalteten' Ende wandert, von dieser offenen Schaltung reflektiert wird, und zurückkehrend zum geschalteten Ende während des Wanderns Energie aus den Kondensatoren C extrahiert und diese Energie in den Impuls-Transformator speist. Die Energie wird geleitet an einen Last-Widerstand 16, verbunden mit der Sekundärwicklung 15 des Impuls-Transformators, als ein rechteckiger Spannungs-Impuls (2), mit einer schnellen Anstiegszeit bis zur Spitze (Mikrosekunden Bereich), einem relativ ,flachen' Impuls-Dach, und einer relativ schnellen Impuls-Abfallzeit (ein Bruchteil der Impulsdauer), welche stattfindet, wenn die Wanderwelle die PFN Struktur 11 in beiden Richtungen durchwandert hat und die gesamte gespeicherte Energie aus dem Netzwerk extrahiert wurde.
  • Ein Impuls-Former-Netzwerk (PFN) wird benötigt um einen rechtwinkligen Ausgangs-Impuls zu erzeugen, so wie in allen konventionellen Hochleistungs-Modulatoren, datierend zurück bis zu zweiten Weltkrieg. Das Impuls-Former-Netzwerk (PFN) eines Modulators vom konventionellen Typ muss die gesamte Impuls-Energie speichern und muss einmal pro Impuls wieder auf eine hohe Spannung aufgeladen werden. Die PFN Struktur benötigt Hochspannungs-Kondensatoren und einen Hochspannungs-Schalter. Dieses Netzwerk füllt ein großes Volumen und seine Komponenten stehen bei hoher Spannung unter großer elektrischer und thermischer Beanspruchung. Außerdem erfordert die PFN Struktur komplexes ,Optimieren'. Diese Kombination von Anforderungen macht den Entwurf und die Implementierung eines zuverlässigen PFN zu einer größeren Herausforderung.
  • Um als Beispiel 140 kV auf der Transformator Sekundärseite zu erzeugen, ist ein Transformator Wicklungsverhältnis (die Zahl der Sekundärwindungen geteilt durch die Zahl der Primärwindungen) von 14 notwendig, in dem gegenwärtigen Beispiel. Dies ist ein typisches Wicklungsverhältnis für Hochspannungs-Transformatoren konventionellen Typs, welche eine Primärwicklung haben (manchmal zwei parallel geschaltete Primärwicklungen) und eine Sekundärwicklung (oder wieder zwei parallel geschaltete Sekundärwindungen).
  • Es gibt viele Hindernisse für den Thyratron-geschalteten Modulator-Typ. In einigen Fällen sind Schaltungs-Verbesserungen in den vergangenen fünf Dekaden erarbeitet worden, da dieser Modulator-Typ zuerst entwickelt wurde um die Härte dieser Nachteile zu reduzieren, aber keiner konnte wirklich eliminiert werden. Die prinzipiellen Probleme mit PFNs sind:
    • 1. Der verwendete Schalter ist eine Glüh-Kathoden Vakuum-Röhre, gefüllt mit Wasserstoff oder Deuterium bei niedrigem Druck. Wie alle Vakuum-Röhren hat diese ,Thyratron' Schalt- Röhre begrenzte Lebensdauer, da die Glüh-Kathoden Röhre eventuell ,durchbrennt' wie eine Glühbirne.
    • 2. Die Hochspannungs-Kondensatoren im PFN erfahren einen vollen Auflade/Entlade Zyklus während eines jeden Modulator-Impulses. Sie beginnen jede Impuls-Sequenz bei Null-Spannung, werden schnell auf die gewünschte Spannung aufgeladen und werden dann über den Impuls-Transformator entladen, produzieren dabei den Last-Impuls und beenden die Sequenz wieder bei Null-Spannung. Wenn der Modulator bei typischen Wiederholungs-Raten in dem 100 – 1000 Impulse-pro-Sekunde (100-1000 Hertz, oder Hz) Bereich arbeitet, dann werden diese Kondensatoren durch diese wiederholende Lade/Entlade Prozedur hoch beansprucht und müssen deshalb sehr groß sein (niedrige Energiedichte).
    • 3. Alle gegenwärtigen Modulatoren, die entweder Thyratron- oder SCR- (Silicon Controlled Rectifier) Schalter verwenden, haben ein Problem, wenn die Last während des Impulses einen Fehler (Kurzschluss) entwickelt. Diese Modulatoren können während des Last-Impulses nicht abgeschaltet werden und sehr große Fehler-Ströme können sich entwickeln, die manchmal beides beschädigen, die Last (Mikrowellen-Röhre, Elektronen-Kanone, etc.) und/oder den Modulator.
    • 4. Alle Modulatoren vom Thyratron- oder SCR- Typ erfordern ein PFN um die Ausgangs-Impuls Form zu erzeugen, wie früher diskutiert. 3 ist ein schematisches Blockdiagramm, welches die Gesamtstruktur eines konventionellen Modulators vom PFN-Typ 20 illustriert. Diese Struktur erscheint in allen konventionellen Modulatoren vom Impuls-Transformator Typ. Das PFN 24 entlädt sich vollständig während eines jeden Ausgangs-Impulses und muss wieder voll aufgeladen werden, bevor ein anderer Impuls erzeugt werden kann. Dies erfordert eine spezielle Stromversorgung, entweder bezeichnet als ,Resonanz-Ladegerät' oder als ,Gesteuertes Resonanz-Ladegerät' (eines das zu einer bestimmten Zeit eingeschaltet werden kann). Das Resonanz-Ladegerät 23 arbeitet im Wechsel von einer großen Bank von Hochspannungs-Kondensatoren 22, welche im Wechsel durch eine Hochspannungsversorgung 21 aufgeladen werden. Das PFN 24 ist verbunden mit einem Hochspannungs-Schalter 25, welcher die extrahierte Energie zu einem Impuls-Transformator transferiert, welcher im Wechsel verbunden ist mit einer Last 27.
  • Wie später erläutert wird, eliminiert der neue Impuls-Modulator, entsprechend der Erfindung, tatsächlich viele der obigen Nachteile von Hochspannungs-Modulatoren.
  • STAND DER TECHNIK
  • U.S. Patent No. 5,444,610 herausgegeben an Gaudreau et al. am 22. Aug. 1995 veröffentlicht einen Hochleistungs-Modulator. 4 sollte helfen die grundlegende Idee dieses Patents zu klären, welche darin besteht, große Zahlen von Niederspannungs-Schaltern in Serie zu verbinden, um hohe Spannungen für lang-andauernde Impulse, in der Länge von Millisekunden bis Sekunden, zu schalten. Impuls-Transformatoren werden nicht verwendet, da für derartig lange Impulse Impuls-Transformatoren ausschließend sperrig und teuer werden. Die Schaltkreise erfordern alle das Vorhandensein von D.C. Hochspannungs-Versorgungen mit dem selben oder höheren Spannungs-Potential wie der erwünschte Ausgangs-Impuls (da keine Transformatoren verwendet werden um die Spannung hoch zu transformieren).
  • Wenn wir diese Idee für einen 140 kV Leistungs-Modulator 30 zu erwägen hätten, hätten wir zuerst ein 150 kV negativ-DC Stromversorgungsgerät 31, wie in 4 gezeigt, bereitzustellen, und sicherzustellen, dass dieses Stromversorgungsgerät 100 Ampere Impuls-Ströme liefern kann. Das Stromversorgungsgerät 31 wäre sehr sperrig und gefährlich (hohe gespeicherte Energie). Dies ist 15 Megawatt Spitzenleistung, und das Stromversorgungsgerät 31 würde bedeutende gespeicherte Energie benötigen um seine Ausgangsspannung konstant. zu halten, auch nur für 10 Mikrosekunden. Als ein Beispiel, um die Spannung auf 1% konstant zu halten, was 1,4 kV ist, würde das Stromversorgungsgerät 31 einen kapazitiven Energie-Speicher von zumindest 0,71 Mikrofarad benötigen, welcher 8000 Joule bei 150 kV speichert. Man würde dann zumindest 150 Stück von 1200 Volt IGBT Schaltern S benötigen als ein ,pull-up' Schalter 32 um den Impuls an der Last 34 zu starten, dazu Schutz-Netzwerke (nicht gezeigt) um sie zu sichern, wenn einer fehlerhaft nicht schließt (andernfalls würde der offene Schalter den vollen 150 kV ausgesetzt und zerstört). Man würde wahrscheinlich einen zweiten identischen Aufbau von Schaltern S benötigen um als ,pull-down' Schalter 33 zu dienen, um die Spannung von der Last 34 am Ende des Pulses zu entfernen. Dieses müsste alles im Einklang arbeiten, und müsste so verdrahtet sein, dass die Induktivität der Anordnung unter einigen wenigen Mikrohenries gehalten wird. In Luft wäre die Anordnung zumindest zwei Meter lang. Wenn beide, der pull-up und der pull-down Schalter 32, 33 versehentlich gleichzeitig schließen, dann würden 300 IGBTs zerstört. 300 IGBTs gekauft habend, müsste man sicherstellen dass die Last 34 niemals einen Funkenüberschlag aufweisen darf, ansonsten würden die; IGBTs durch Überspannung zerstört.
  • U.S. Patent No. 4,682,114 herausgegeben an Aucouturier et al. Am 21. Juli 1987 veröffentlicht einen Leistungs-Modulator versehen mit einem Transformator. Der Transformator empfängt einen Niederspannungs-Impuls und transformiert diesen in einen Hochspannungs-Impuls. Die Primärseite des Transformators ist zusammengesetzt aus einer Vielzahl von Primärwicklungen, welche alle in parallel geschaltet sind. Die Primärwicklungen sind außerdem außen um die Sekundärwicklungen gewickelt und nicht innerhalb. Der Impuls-Transformator hat die Sekundärwicklung auf dem zentralen Schenkel der drei Schenkel des magnetischen Materials (siehe
  • 16), und die Primärwicklungen umgeben die Sekundärwicklung.
  • Mit dieser Wicklungs-Anordnung wird die Transformator-Induktivität hoch sein. Die ,Streu'-Kapazität wird ebenfalls groß sein, was Schwierigkeiten verursacht für das Erreichen einer schnellen Anstiegszeit. Zusätzlich ist der in dem 4,682,114 Patent gezeigte Schaltkreis ein Modulator vom ,alten' Typ mit einer getrennten Eingangs-Stromversorgung, einer Energie-Speicher Kondensatoren-Bank, Resonanz-Ladegerät, Impuls-Former-Netzwerk (PFN), Ausgangs-Schalter (des Typs der elektronisch eingeschaltet, aber nicht abgeschaltet werden kann) und Impuls-Transformator. Eine Tatsache, die im U.S. Patent 4,682,114 nicht erwähnt wird, ist das Transformator ,Reset' Problem. In einem Impuls-Transformator bewirkt die Erzeugung eines Impulses das Fließen von Strömen, welches anhält nach Fertigstellung des Impulses. Dieser Strom bewirkt ein andauerndes Magnetfeld im magnetischen Kern des Transformators und, wenn nicht Schritte unternommen werden dieses Feld zu eliminieren, dann wird es sich über einige Impulse aufbauen, bis der Transformator seine magnetischen Eigenschaften verliert (er ,saturiert'). Der Impuls-Generator muss dann stoppen, da der Transformator nicht mehr funktionieren wird. Diese ,Reset' Anforderung ist besonders schwer in Transformatoren mit sehr hohen Windungs-Verhältnissen zu handhaben.
  • U.S. Patent No. 3,163,782 herausgegeben an Ross am 29. Dez. 1964 veröffentlicht einen Halbleiter-Impuls-Modulator mit Mehrfach-Verzögerungs-Schaltung, welcher eine Vielzahl von Steuerbaren Silizium-Gleichrichtern (SCRs) verwendet. Ein solcher Modulator vom SCR-Typ erfordert ein PFN, um die Ausgangs-Impuls-Form zu erzeugen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINUNG
  • Die gegenwärtige Erfindung überwindet diese und andere Nachteile der Anordnungen des Stands der Technik.
  • Es ist ein generelles Ziel der gegenwärtigen Erfindung, einen Leistungs-Modulator bereitzustellen, der relativ kompakt ist und dabei gute Ausgangs-Impuls Leistung/Qualität aufrecht erhält.
  • Es ist ein anderes Ziel der Erfindung, einen Leistungs-Modulator bereitzustellen, welcher eigensicherer ist als Modulatoren des Stands der Technik und welcher außerdem eine lange Lebensdauer hat.
  • Noch ein anderes Ziel der Erfindung ist es, einen Leistungs-Modulator bereitzustellen, welcher alle Hochspannungs-Stromversorgungen und Hochspannungs-Kondenstoren der Modulatoren alten Typs eliminiert, und welcher die Impuls-Modulator Funktionalität mit einem Minimum an Hilfssystemen erreicht.
  • Diese und andere Ziele sind gelöst durch die Erfindung, definiert in den anhängenden Ansprüchen. In Übereinstimmung mit einem ersten Aspekt der Erfindung werden Halbleiter-Schalter, wie die IGBT-Schalter, in der Konstruktion des erfinderischen Leistungs-Modulators verwendet. Synergetische Eigenschaften von Halbleiter-Schaltern wurden in einer erfinderischen Weise angewandt, um Funktionen in dem Modulator zu kombinieren, und so das Modulator-Volumen beträchtlich zu verringern, verglichen mit einem konventionellen Modulator.
  • Der IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) Schalter ist ein Halbleiter Schalter von besonderem Interesse, da diese Schalter eingeschaltet werden können, und was wichtiger ist, elektronisch ausgeschaltet werden können. Dies steht im Gegensatz zu üblicher Weise in Leistungs-Modulatoren verwendeten Thyristor-Schaltern, welche nur elektronisch eingeschaltet werden können. Die Tatsache, dass IGBT-Schalter mit Impulsen niedriger Leistung elektronisch ausgeschaltet werden können, eliminiert die Notwendigkeit für Impuls-Former Netzwerke (PFNs) und von Hochspannungs-Kondensatoren in dem Modulator. Der Modulator, entsprechend dem ersten Aspekt der Erfindung, verwendet Energie-Speicher-Kondensatoren niedriger bis moderater Spannung, verbunden mit elektronisch schaltbaren (Ein/Aus) Schaltern. Bevorzugt ist jeder Kondensator individuell verbunden mit dem Impuls-Transformator durch einen zugeordneten Schalter. Die Schalter transferieren Energie aus den Energie-Speicher-Kondensatoren für einen spezifizierten Zeitraum durch den Impuls-Transformator zur Last und werden dann elektronisch ausgeschaltet. Dieses beendet den Impuls.
  • Eine Verbesserung der Ausgangs-Impuls Leistung/Güte des erfinderischen Modulators ist erhalten durch die Verwendung einer Impuls-Kompensations-Schaltung (PCC), auch bezeichnet als eine Spannungs-,Dachschräge'/Abfall kompensierende Schaltung, welche jeden Halbleiter-Schalter mit dem Impuls-Transformator verbindet. In dieser Weise wird ein fast perfekter reckwinkliger Impuls erzeugt.
  • Der Leistungs-Modulator entsprechend der Erfindung bietet die folgenden Vorteile:
    • – eine kompakte Bauweise ist erhalten;
    • – die Notwendigkeit eines Impuls-Former-Netzwerkes ist eliminiert;
    • – Hochspannung nur am Ausgangs-Punkt des Systems, was den Leistungs-Modulator eigensicherer macht als Konstruktionen des Stands der Technik;
    • – lange zu erwartende Lebensdauer;
    • – geringe Streuverluste;
    • – gleicher Stromfluss in allen Primärwicklungen, und folglich kein Überhitzen von individuellen Primär-Wicklungen;
    • – hohe Effizienz; und
    • – gute Ausgangs-Impuls Qualität.
  • Andere durch die gegenwärtige Erfindung gebotene Vorteile werden gewürdigt werden auf Grund des Lesens der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Erfindung.
  • KURZE LEGENDEN DER ZEICHNUNGEN
  • Die als neu betrachteten Eigenschaften, die für die Erfindung kennzeichnend sind, werden dargelegt in den anhängenden Ansprüchen. Die Erfindung selbst, jedoch, wie auch andere ihrer Eigenschaften und Vorteile werden am besten verstanden durch Bezug auf die detaillierte Beschreibung der folgenden speziellen Ausführungsbeispiele, wenn gelesen in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen, wobei:
  • 1 ein schematisches Diagramm eines konventionellen Leistungs-Modulators mit einem Impuls-Former-Netzwerk (Stand der Technik) ist;
  • 2 ein schematisches Diagramm ist, das die Ausgangsspannung des Modulators aus 1 (Stand der Technik) illustriert;
  • 3 ein schematisches Blockdiagramm eines konventionellen Modulator-Systems ist (Stand der Technik);
  • 4 ein schematisches Blockdiagramm eines Hochleistungs-Modulators ist (Stand der Technik);
  • 5 ein schematisches Blockdiagramm eines Modulators entsprechend der Erfindung ist;
  • 6 ein schematisches Diagramm einer Modulator-Struktur mit einem elementaren Impuls-Erzeugungs-Schaltkreis entsprechend der Erfindung ist;
  • 7 ein schematisches Diagramm einer serien-resonanten IGBT Umsetzer Stromversorgung entsprechend der Erfindung ist;
  • 8 ein schematisches Diagramm ist, illustrierend eine ,Spannungs-Dachschräge' des Last-Impulses;
  • 9 ein schematisches Diagramm einer Modulator-Struktur ist, welche eine die ,Spannungs-Dachschräge' kompensierende Schaltung entsprechend der Erfindung enthält;
  • 10 ein schematisches Diagramm, illustrierend die Impuls-Form mit ,Spannungs-Dachschräge' Kompensation entsprechend der Erfindung, ist;
  • 11 ein schematisches Diagramm einer ,alle-in-parallel'-Schaltung der Primärwicklungen entsprechend der Erfindung ist;
  • 12 ein schematisches Diagramm eines innovativen Verbindungs-Konzepts ist, bei welchem jede Primärwicklung unabhängig verbunden ist mit ihrem eigenen zugeordneten Impuls-Geber-Modul;
  • 13 ein schematisches Diagramm eines speziellen Realisierungs-Beispiels eines Leistungs-Modulators entsprechend der Erfindung ist;
  • 14 eine schematische perspektivische Ansicht einer Transformator-Kern Anordnung ist;
  • 15 eine schematische perspektivische Ansicht einer Transformator-Kern Anordnung entsprechend der Erfindung, ist; und
  • 16 eine schematische perspektivische Ansicht eines Transformator-Kerns des Stands der Technik ist.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN DER ERFINDUNG
  • Die Erfindung beeinflusst insbesondere die technischen Gebiete der Teilchen-Beschleuniger, welche Röntgenstrahlungs-Gammastrahlungs- und Elektronen-Strahl- Maschinen und eine Auslegung von Radar-Systemen einschließen. Anwendungen für unsere Erfindung umfassen, sind aber nicht begrenzt auf, Krebs-Therapie und Sterilisierungs-Systeme für medizinische Instrumente, Strahl-Injektoren für Teilchen-Beschleuniger, Erzeugung gepulster Elektronen-Strahl-Bündel für die Behandlung (DeSOx-DeNOx) von Kessel-Abgas Strömen, Mikrowellen-Erzeugern für die Plasma-Reinigung von Halbleitern, Ionen-Implantations-Systeme für die Halbleiter Herstellung, gepulste Ultraviolett-Quellen für die Sterilisation von Trinkwasser und industriellen Schmiermitteln und gepulste Laser-Ansteuerkreise für chirurgische und industrielle Anwendungen. Wenn irgendwo ein Leistungs-Modulator benötigt wird, dann wird unsere Erfindung Anwendung finden.
  • Ein Leistungs-Modulator entsprechend einem ersten Aspekt der Erfindung, repräsentiert durch das Blockdiagramm der 5, eliminiert alle Hochspannungs-Stromversorgungen und Hochspannungs-Energie-Speicher, und erreicht die Impuls-Modulator Funktionalität mit einem Minimum von Hilfs- Systemen. Kurz, das Impuls-Modulator System 40, entsprechend der Erfindung, umfasst im Prinzip eine Spannungsversorgung für niedere und moderate Spannungen 41, Energie-Speicher-Kondensatoren 42 für niedrige bis moderate Spannungen, verbunden mit elektronisch steuerbaren (zum Ein- und Aus-Schalten) Schaltern 43, einen Impuls-Transformator 44 und eine Last 45. Es speichert die Energie nicht zweimal, wie alle Modulatoren nach ,alter Technologie'. Entsprechend unserem neuen Modulator Konzept speichern wir die Energie nur an einem Punkt im Leistungs-System, nämlich in einer Bank von Kondensatoren 42 relativ niedriger Spannung auf der Primärseite des Impuls-Transformators 44.
  • Die grundlegende Idee, angewandt auf einen einzelnen Kondensator, einen einzelnen Schalter und eine Primärwicklung, ist illustriert in dem vereinfachten Diagramm der 6. Der Schaltkreis der 6 umfasst im Prinzip eine Impuls-Erzeugungs-Sektion 51, einen Impuls-Transformator der eine Primärwicklung 54 aufweist, einen Transformator-Kern 55 und eine Sekundärwicklung 56 und eine Last 57, verbunden mit der Sekundärwicklung 56. Die Impuls-Geber Sektion 51 treibt die Primärwicklung 54 und der Transformator transformiert die Spannung hoch und liefert die Energie durch die Sekundärwicklung 56 an die Last 57. Die Impuls-Geber Sektion 51 enthält einen Kondensator 52 für niedrige bis moderate Spannung und einen Impuls-Schalter 53, der verbunden ist mit dem Kondensator 52. Der Impuls-Schalter 53 ist elektronisch steuerbar beim Ein- und Aus- Schalten. In der Praxis werden einige Impuls-gebende Sektionen 51 verwendet, um die Primärseite des Transformators anzusteuern. In diesem Falle, wenn eine ganze Bank von Kondensatoren verwendet wird, ist jeder Kondensator 52 durch einen zugeordneten Schalter 53 individuell verbunden zu einer zugeordneten, aus der Vielzahl von Primärwicklungen 54 des Impuls-Transformators. Die Schalter 53 transferieren für eine festgelegte Zeit Energie von den Kondensatoren 52 durch den Impuls-Transformator zu der Last 57 und werden dann elektronisch abgeschaltet. Dies beendet den Impuls. Mit anderen Worten, die elektronisch steuerbaren Schalter 53 sind gleichzeitigen Einschalten, um den elektrischen Ausgangs-Impuls des Transformators zu starten, und verwendet zum gleichzeitigen Abschalten, um den Impuls zu beenden.
  • Weil die Schalter 53 elektronisch beim Ausschalten gesteuert werden können, ist kein Impuls-Former-Netzwerk erforderlich um diese Auszuschalten.
  • Der IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor) Schalter ist der Schalter Typ, gegenwärtig von Haupt-Interesse für uns, weil dieser Schalter elektronisch eingeschaltet werden kann, und was wichtiger ist, mit Niederspannungs-Impulsen abgeschaltet werden kann. Das ist im Gegensatz zu Thyristor Schaltern, welche elektronisch nur eingeschaltet werden können und um abzuschalten abhängig sind von der elektrischen Funktion des Impuls-Former-Netzwerks. Außerdem, die Verwendung des IGBT-Schalters erlaubt uns den Modulator jederzeit abzuschalten, einschließlich während eines Fehler-Ereignisses, was die Beschädigungsgefahr für das System reduziert. Zusätzlich haben Halbleiter-Schalter wie die IGBTs eine so gut wie unbegrenzte Gebrauchs-Lebensdauer.
  • Zusätzliche Information zu IGBT Schaltern kann z.B. gefunden werden in ,Powerex IGBT und Intellimod Applications and Technical Data Book, Powerex, Inc. Youngwood, PA, USA,1994.
  • Jedoch, es sollte verstanden werden, dass der Leistungs-Modulator Schaltkreis, entsprechend dem ersten Aspekt der Erfindung, mit jeder Art von gesteuertem Ausschalt-Schalter, einschließend aber nicht begrenzt auf MCTs, GTOs, Mosfets, Transistors, etc. arbeiten wird. Sogar Vakuum-Röhren könnten verwendet werden, wenn deren elektrische Verluste klein genug gemacht werden könnten, um praktikabel zu sein.
  • Die Kondensatoren in unserem Modulator arbeiten bei nahezu konstanter Spannung und sind deshalb weniger beansprucht als Kondensatoren in einem konventionellen Modulator. Da die Notwendigkeit für Impuls-Former-Netzwerke (in welchen Kondensatoren völlig entladen werden in einer Art von Wanderwelle) eliminiert ist mit diesem neuen Konzept, das Impuls-Schalter verwendet, die sowohl beim Einschalten als auch beim Ausschalten steuerbar sind, laden und entladen unsere Kondensatoren nicht vollständig während der Modulator läuft. Als ein Ergebnis können unsere Kondensatoren für höhere Energiedichte gebaut sein als konventionelle Modulator-Kondensatoren und unser Modulator kann viel kleiner sein als ein konventioneller und kann dabei auch eine höhere Lebensdauer bieten. Die Energie-Kondensatoren für niedere bis moderate Spannungen werden nur teilweise entladen, nicht vollständig, wie in einem konventionellen PFN-Typ Modulator. Bevorzugter Weise ist die Energie der Kondensatoren 10-20 mal höher als die Ausgangs-Impuls Energie, und die Kondensatoren werden dann nur auf etwa 90% entladen. Ihre verlorene Ladung wird zwischen den Impulsen durch eine Stromversorgung aufgefüllt, und die korrekte Kondensator-Spannung ist durch diese Stromversorgung vor dem nächsten Impuls wieder hergestellt. Keine Haupt-Versorgung, kein Energie-Speicher Reservoir, kein steuerbares Resonanz-Ladegerät und kein Spannungs-Regelungs-Subsystem ist notwendig. Die Auflade-Stromversorgung erfüllt die Lade- und Regelungs- Funktionen. Die aufladende DC Stromversorgung für unseren neuen Modulator ist eine serien-resonante Hochfrequenz Stromversorgung, welche den gleichen Typ von IGBT Schalter verwendet den wir auch im Modulator selbst verwenden. Dieses bietet gute Standardisierung der Komponenten, ein wichtiger Faktor für das effiziente Herstellen eines Produkts. Der serien-resonante Umsetzer ist ein sehr nützlicher Typ von Stromversorgung. Seine Haupt-Vorteile, die wir in unserem Modulator voll nutzen, sind:
    • 1. Dieser Typ von Stromversorgung ist nicht empfindlich für Ausgangs-Kurzschlüsse. Die einzige in der Stromversorgung gespeicherte Energie residiert in dem serien-resonanten Schaltkreis, deshalb bewirkt ein zusätzlicher Kurzschluss am Ausgang wenig oder keine Beschädigung, anders als bei einer Hochspannungs-Stromversorgung für einen konventionellen Modulator, welcher Hoch-Energie-, Hochspannungs-Kondensatoren an seinem Ausgang verwendet, um ein Vielfaches der Impuls-Energie des Modulators zu speichern. Kurzschließen dieser Art von Stromversorgung kann zerstörende Beschädigung bewirken.
    • 2. Dieser Stromversorgungs-Typ kann die Anforderungen der neuen Europäischen EMC Direktive erfüllen oder übertreffen, ohne die Verwendung sperriger Stromnetz-Filter. Er erscheint für das Stromnetz in erster Näherung als Widerstands-Last und zieht nicht die großen ,Spitzen' des Netz-Stroms, wie es eine konventionelle Transformator/Gleichrichter Anordnung tut, wenn sie ein Hoch-Energie Kondensatoren-Bank speist.
    • 3. Dieser Typ von Stromversorgung wird sehr einfach durch ,Impulsbreiten-Modulation' geregelt, während eine konventionelle Versorgung entweder eine Kombination eines Variac (eine große mechanisches Transformator Anordnung) mit einem 'De-Qing' Regler (welcher normalerweise ein Thyratron involviert, wie es ein konventioneller Modulator selbst tut, mit allen seinen Nachteilen) benötigt, oder es benötigt Thyristor Eingangs-Regelung, welche zu den ,Spitzen' des bereits mit Spitzen versehenen Eingangs-Stromes weitere hinzufügt und damit die EMC Zertifizierung weiter kompliziert. Impulsbreiten-Modulation ist ein effizientes Verfahren der Regelung, da sie nicht verwendete Energie in das Netz zurück leitet anstatt diese als Wärme zu vernichten, wie es ältere Bauweisen von Reglern oft tun (z.B. der in konventionellen Modulatoren verwendete ,De-Qing' Regler).
  • 7 ist ein schematisches und vereinfachtes Schaltkreis-Diagramm einer Serien-resonanten Stromversorgung entsprechend der Erfindung. Zuerst werden die in 7 verwendeten Referenz-Zeichen zusammen mit Werten der Komponenten, brauchbar für eine spezielle Realisierung nachstehend aufgelistet:
    • D1–D6 = Eingangs-Gleichrichter
    • R1 = 12 Ohm, 30 Watt = ,Weich-Start' Widerstand
    • L1 = Glättungs-Drossel, um die 10 kHz Ströme auf dem Netz zu reduzieren
    • C1 = 66 μF, 1100 V Kondensator
    • C2 = 10 μF, 600 V Resonanz-Kondensator
    • T1 = 5:1 Aufwärts-Transformator, Ferrit-Kern, 10 kHz, 25 μH Primärseiten-Leckstrom Induktivität
    • D7–D10 = Schnell erholende Ausgangs-Gleichrichter,1600V,85A
    • C3 = 36 Module, 66 μF jeder (2376 μF gesamt)
    • IL = Last Strom, 50 A max.
    • VL = Last Spannung, 1 kV max.
    • R2 = Modul-Lade-Widerstand, 5Ω per Modul, 36 total, 5/36=0,139 Ohm gesamt.
  • Die serinen-resonante Stromversorgung 60 arbeitet wie folgt: Schalter Nummer 1 schließt (in unserem Fall ein IGBT, bezeichnet als IGBT1). Dieses bewirkt, dass der durch L1 und C1 gebildete Resonanz-Kreis Strom führt. Die Wellenform des Stromes ist sinusförmig, mit einer Frequenz, gegeben durch:
    Figure 00170001
    Positiver Stromfluss I1 ist angezeigt durch den Pfeil in 7. Bevor dieser Sinus seinen ersten Halbzyklus beendet, öffnet der IGBT Schalter 1. Der noch immer in dem resonanten Schaltkreis fließende Strom transferiert sich jetzt auf die den IGBT Schalter 2 überbrückende Diode. Diese Aktion kehrt die Spannung an dem Resonanz-Schaltkreis um, und hilft damit den Strom auf Null zu zwingen. Wenn der Strom Null erreicht, oder zeitlich etwas vorher, schließt der IGBT Schalter 2 und dieses mal ist der Stromfluss gegen die Pfeilrichtung (Strom ist negativ) gerichtet. Die Wellenform des Stromes ist sinusförmig.
  • Wenn der Strom eine Spitzen-Amplitude von 1 Ampere hat, dann ist die Ladung Q, die in einem Halb-Zyklus durch den Resonanz-Schaltkreis transferiert wird, einfach die Fläche unter der Strom-Wellenform. Die Dauer dieses Halb-Zyklus ist t=1/2f, und die Fläche ist, wie einfach zu zeigen ist:
  • Figure 00180001
  • Die treibende Spannung, aufgeprägt auf den Resonanz-Schaltkreis während des ersten Halb-Zyklus ist Vo/2. Daher ist die an den Resonanz-Schaltkreis gelieferte Energie in dieser Zeit gleich W=Qvo/2, und die durchschnittliche Leistung, geliefert während des ersten Halb-Zyklus, ist P=W/t=Qvof=Ivo/π=0.318IVo.
  • Diese Energie bleibt nicht in dem Resonanz-Schaltkreis gefangen. Der Transformator T1 und der Gleichrichter Schaltkreis D7-D10, gezeigt in 7, bewirken die Last R2 seriell zu verbinden mit dem Resonanz-Schaltkreis, und die Energie wird transferiert durch den Resonanz-Schaltkreis zur Last R2, wo sie als Ausgangs-Leistung für den Modulator verwendet wird. Jeder Halb-Zyklus des Schaltungs-Ablaufs ist der gleiche wie jeder nachfolgende Halb-Zyklus, so dass die oben berechnete Leistung die kontinuierliche Durchschnitts-Leistung ist, die vom Netz durch die Stromversorgung an die Last geliefert wird.
  • In einer speziellen Realisierung unseres Modulators ist Vo die gleichgerichtete Spitzen Spannung eines 400 Volt Drei-Phasen Eingangs-Netzes, oder 566 Volt. Wenn die durch die resonante Stromversorgung zur Last transferierte Leistung 50 Kilowatt sein soll, dann eigen die obigen einfachen Berechnungen, dass der Spitzen-Strom in dem Resonanz-Schaltkreis 278 Ampere sein wird und der RMS Wert des sinusförmigen Stromes dann 197 Ampere sein muss. Diese Ströme und Spannungen werden durch unsere 1200 Volt, 600 Ampere IGBT Schalter leicht bewältigt.
  • In Zusammenfassung: die serien-resonante Stromversorgung ist eine Ladungs-,Pumpe', welche elektrische Ladung aus dem Netz aufnimmt, diese momentan in dem Resonanz-Schaltkreis speichert, in der Last deponiert, und dann den Vorgang in dem nächsten Halb-Zyklus der Resonanz-Schaltkreis Schwingung wiederholt. Zu jedem Zeitpunkt ist die in der Stromversorgung gespeicherte Energie, die auch verfügbar ist um an die Last geliefert zu werden, gerade die Energie, die in dem Resonanz-Schaltkreis gespeichert ist. In unserem Modulator ist, wenn die Ausgangs-Leistung 50 kW ist und die Stromversorgung mit 10 kHz arbeitet, die Größe eines ,Pakets' von Energie, welches durch die Stromversorgung wandert, einfach 50 kW geteilt durch die Anzahl von Paketen oder Halb-Zyklen pro Sekunde. Bei 10 kHz haben wir 20.000 solcher ,Pakete', die jede Sekunde durch die Stromversorgung wandern, also muss jedes Paket etwa 5/2=2.5 Joule speichern. Im Gegensatz dazu, betrachte eine konventionelle Stromversorgung, welche einen Ausgangs-Filter Kondensator erfordert, um die durch das Eingangs-Netz verursachte Welligkeit zu reduzieren. Eine konventionelle 50kW Stromversorgung könnte eine Ausgangs-Welligkeit (Veränderung der Spannung mit der Zeit) von 1% erfordern, und könnte bei 10 kHz arbeiten. Um diesen Grad von Welligkeit mit einem 50 Hz, 3-Phasen Netz-Eingang zu erhalten, müssten etwa 8400 Joule in einem Ausgangs-Filter Kondensator gespeichert werden. Diese Energie ist sofort verfügbar, um an einen unbeabsichtigten Kurzschluss geliefert zu werden, und ist etwa 5000 mal größer als die aus der serien-resonanten Versorgung verfügbare Energie. Diese relative Immunität gegen Beschädigung oder tödliche Konsequenzen eines Kurzschlusses ist einer der Haupt-Vorteile der serien-resonanten Hochfrequenz Stromversorgung.
  • Diese Stromversorgung kann gesteuert (geregelt) werden durch Einstellen der ,Ein'-Zeit der Schalter. Wenn diese Zeit kürzer wird als eine Halh-Periode der Resonanzfrequenz (LC Schaltkreis), dann transportiert der Resonanz-Schaltkreis proportional weniger Energie zu Last. Energie wird nur während der ,Ein' Zeit zur Last transportiert, wenn sowohl die Spannung als auch der Stromfluss in dieselbe Richtung gehen (beide positiv oder beide negativ, beide Fälle geben einen positiven Energie-Fluss an die Last). Wenn der Schalter, der geschlossen ist (nur ein Schalter ist zu einer gegebenen Zeit geschlossen), geöffnet ist bevor der resonante Strom aufgehört hat zu fließen, dann transferiert sich der Strom sofort auf die Diode die den anderen (nicht aktiven) Schalter überbrückt. Dies invertiert die Polarität der an den Resonanz-Schaltkreis angelegten Spannung, aber nicht die Polarität des Stromflusses, und da die Leistung gleich Spannung mal Strom ist, invertiert sich die Richtung des Leistungs-Flusses ebenso, wenn das algebraische Vorzeichen von Spannung oder Strom sich umkehrt. Irgendeine beim Öffnen des Schalters im Resonanz-Schaltkreis verbliebene Energie wird daher von dem Resonanz-Schaltkreis in das Netz zurück gespeist. Sie wird nicht vernichtet, so wie es in einem konventionellen ,De-Qing' Regler geschieht, welcher den Energie-Fluss in den Modulator stoppt, wenn die erwünschte Spannung erreicht ist, und die nicht verbrauchte Energie als Abwärme vernichtet. Dies ist ein anderer größerer Vorteil der serien-resonanten Stromversorgung. Diese ist sehr effizient, da ihr Regelungs-Konzept keine Energie vernichtet. Wirkungsgrade von 95 Prozent werden oft mit dieser Art Stromversorgung erreicht.
  • Wegen der Eliminierung von Subsystemen, welche wiederum basieren auf den hilfreichen Eigenschaften der Halbleiter-Schalter, kann unser Modulator sehr kompakt gebaut werden, mit ungefähr 10% des Volumens der Systeme ,alter Technologie'. Eine praktische Realisierung unseres Entwurfs, gebaut für die Versorgung eines Teilchen-Beschleunigers und jetzt im Betrieb, hat ein Gesamtvolumen von 0.8 Kubikmetern, während ein Modulator des konventionellen Typs, verwendet für die Versorgung eines Krehs-Behandlungs-Beschleunigers, mit den gleichen Ausgangs-Eigenschaften etwa neun mal größer ist. Die relative Kompaktheit des neuen Modulator-Systems eröffnet viele neue Anwendungen für diese Art der Technologie, die früher wegen der System-Größe und der Anlage-Kosten Aspekte nicht praktizierbar waren.
  • Andere wichtige Eigenschaften des Modulators, entsprechend der Erfindung, sind seine Fähigkeit, die Impulsbreite elektronisch zu variieren und die Impuls-Wiederholungsrate in einfacher Weise zu ändern.
  • In Modulatoren älterer Technologie, die Thyratron-Schalter und Impuls-Former-Netzwerke (PFNs) verwenden, sind beide diese Dinge sehr schwierig, speziell das Verändern der Impulsbreite. Im Modulator des PFN-Typs ist es, um einen kürzeren Impuls zu erzeugen, notwendig, einen Teil des Hochspannungs-PFN physikalisch abzutrennen. Dann ist es gewöhnlich notwendig, der verbleibenden Teil des PFN neu abzugeichen, um eine akzeptable Impulsform wieder herzustellen. Mit unseren. neuen Modulator alles was notwendig ist, um die Impulsbreite zu verändern, entweder etwas länger oder wesentlich kürzer, ist, einen längeren oder kürzeren Trigger-Impuls, auch bezeichnet als ein Schalt-Steuer-Impuls, durch das Steuer-System zuzuführen. Ein Steuer-Schaltkreis ist vorgesehen, um die mit den IGBTs assoziierte Trigger-Schaltung und speziell die Einstellungen speziell für die Länge der Trigger-Impulse zu steuern. In dieser Weise kann die Impulsbreite kontinuierlich von kurz bis lang variiert werden.
  • Beim Verändern der Impuls-Wiederhol-Rate mit einem Thyratron Modulator alter Technik kann man leicht in eine Region ,keine Genesung' geraten, wenn die Impuls-Rate geringfügig erhöht wird, da dies das Thyratron und die Auflade-Stromversorgung beschädigen kann. Dies passiert, wenn nicht genug Zeit zwischen den Impulsen ist, damit das Thyratron seine Fähigkeit wiedergewinnt, der angelegten PFN Spannung zu widerstehen. Dieses Problem besteht bei unserer IGBT-basierten Modulator-Konstruktion nicht. Wenn die Stromversorgung und der Modulator konstruiert wurde die erhöhte Leistung zu handhaben, dann gibt es keinen Grund, weshalb Wiederholfrequenzen von 1000 Hz oder mehr in unserem neuen Modulator nicht erreicht werden können.
  • Um die Funktion des innovativen Leistungs-Modulators weiter zu verbessern in Hinsicht auf die ,Spannungs-Dachschräge', ist ein die ,Spannungs-Dachschräge' kompensierender Schaltkreis eingesetzt. Wenn nur der Impuls erzeugende Schaltkreis der 6 verwendet würde, um die Last-Impulse zu erzeugen, dann würde die Tatsache, dass die Kondensatoren sich teilweise entladen und folglich in ihrer Spannung absinken, auch bewirken, dass die Spannung des Ausgangs-Impulses ebenso absinkt (8). In vielen Anwendungen ist diese ,Spannungs-Dachschräge' von geringer Wichtigkeit, aber für einige Anwendungen, die das Betreiben eines Mikrowellen-Verstärkers (Klystron, Wanderwellenröhre, Kreuz-Feld Verstärker), wäre dies keine akzeptable Impulsform. Folglich haben wir eine einfache Schaltung erfunden, welche diese ,Spannungs-Dachschräge' kompensiert und eine ,flache' Spannungs-Impuls Form am Ausgang des Modulators wiederherstellt. Dieser Schaltkreis ist in 9 illustriert. 9 ist ein schematisches Diagramm einer Modulator-Struktur mit einer Impuls-gebenden Sektion, welche eine die ,Spannungs-Dachschräge' kompensierenden Schaltung enthält, auch bezeichnet als Impuls-Kompensations-Schaltung (PCC). Die Modulator-Struktur 70 umfasst eine Impuls-gebende Sektion 71, einen Transformator, aufweisend eine Primärwicklung 76, einen Kern 77 und eine Sekundärwicklung 78, und eine Last 79. Die Impuls-gebende Sektion 71 enthält einen Kondensator 72, einen Impuls-Schalter 73 und eine Impuls-Kompensations-Schaltung (PCC) in der Form eines parallelen R-L Schaltkreises 74, 75. Der PCC umfasst eine Drossel-Spule Ld 74, in parallel verbunden mit einem Widerstand Rd 75. Der PCC arbeitet durch das Abfallens-Lassen einer Spannung, zumindest gleich dem Kondensator Spannungs-Abfall über den Widerstand Rd 75, wenn der Schalter 73 am Beginn des Ausgangs-Impulses schließt. Die Drossel-Spule Ld 74 führt am Begin des Ausgangs-Impulses keinen Strom, so dass die erwünschte ,Dachschräge' Spannung über den Widerstand Rd 75 abfallen kann, ohne Beeinflussung durch Ld 74. Mit fortschreitender Zeit baut sich in der Drossel-Spule Ld 74 ein Strom auf und die über den Widerstand Rd 75 abfallende Spannung verringert sich als eine Folge. Dies verursacht einen sich verringernden Spannungsabfall über den parallelen R-L Schaltkreis 74, 75, welcher die abfallende Spannung des Kondensators 72 kompensiert und tendiert die Ausgangsspannung während der Dauer des Ausgangs-Impulses (10) konstant zu halten. Diese einfache Schaltung ersetzt komplett das traditionelle PFN (1) mit seinen vielen Kondensatoren und Drossel-Spulen und seinen komplexen Abgleich-Anforderungen. Die Impuls-Kompensations-Schaltung 74, 75 ist sehr kompakt, weil sie eine Schaltung für niedere bis moderate Spannung ist. Natürlich ist es möglich einige Impuls-gebende Sektionen 71 und Primärwicklungen 76 zu verwenden, um den Impuls-Transformator anzusteuern.
  • In einem speziellen Ausführungsbeispiel, angewendet in Verbindung mit einem Klystron, hat sich die Kompensations-Schaltung 74, 75 der 9 als fähig erwiesen, den Ausgangs-Spannungs-Impuls an der Klystron-Last auf besser als 1% der mittleren Impuls-Amplitude konstant zu halten. Zusätzlich wurde eine Anstiegszeit von 1 μs erhalten. Außerdem ist es auch möglich eine hohe Impuls-Wiederholungs-Rate (100-1000 Hz) zu erhalten. Entsprechend ist der innovative Leistungs-Modulator gut geeignet für Anwendungen, in welchen der Ausgangs-Impuls verwendet wird um Mikrowellen-Verstärker Röhren zu versorgen, die Elektronen-Beschleuniger Systeme betreiben. Der Hochfrequenz-Kurz-Impuls- Typ Modulator erforderlich für Mikrowellen-Verstärker ist am besten verwirklicht durch ein Impuls-Transformator System wie unseres, bei welchem Hochspannung nur vorhanden ist wo und wann sie benötigt ist (an der Last, für 10 Mikrosekunden) und zu keiner anderen Zeit und an keinem anderen Ort in dem System.
  • Da ist natürlich etwas Energieverlust in dem Impuls-Kompensations-Schaltkreis (PCC), aber dieser wurde durch geeignete Wahl der R und L Werte auf weniger als 6% der Impulsenergie gehalten. Jedoch, die Energie die in dem PCC verloren geht, ist vergleichbar zu der Energie die in einem PFN mit resonantem Lade-Netzwerk verloren ginge. Der PCC bietet den zusätzlichen Vorteil dass die Impulsbreite eingestellt werden kann durch das Einstellen verschiedener Impulsbreiten in den Trigger-Schaltkreisen für die Schalter und, sofern der PCC für die maximale Impulsbreite entworfen ist, dieser wirksam ist von Null bis zur maximalen Impulsbreite. Mit einem konventionellen PFN ist das Verändern der Impulsbreite eine größere Aufgabe, die den Wechsel von Komponenten in dem PFN erfordert und eine intensive Abgleich-Anstrengung.
  • Um zusammenzufassen, IGBTs werden elektronisch Ein- und Ausgeschaltet, was eine zentrale Eigenschaft unserer Modulator Lösung ist, die nicht vorhanden ist in anderen Transformatorbasierten Hochleistungs-Modulatoren bis zum heutigen Tage. Durch die Verwendung dieser elektronischen Schalt-Steuerung in Kombination mit Impuls-Kompensations-Schaltungen (PCCs), welche die Halbleiter-Schalter mit den Impuls-Transformatoren verbinden, werden viele Probleme vermieden, die mit Impuls-Former-Netzwerken zusammenhängen.
  • Entsprechend einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Modulator Struktur, umfassend einen Impuls-Geber mit einer Anzahl von Impuls-gebenden Sektionen und einem Impuls- Transformator mit Primärwicklungen, gleich in der Anzahl der Impuls-gebenden Sektionen, verwendet. Entsprechend einem neuen und erfinderischen Verbindungs-Konzept hat jede Primärwicklung einen unabhängigen Anschlusspunkt und einen gemeinsamen Erdungs-Anschlusspunkt und ist getrennt verbunden über den individuellen Anschlusspunkt an eine individuelle der Impuls-gebenden Sektionen. Im speziellen, eine IGBT-basierte Impuls-gebende Sektion ist verbunden zu jeder der individuellen Primärwicklungen (bevorzugt eine ,Eine-Windung' Primärwicklung in jedem Falle). Diese Wicklungen sind dann getrennt an den ,heißen' Eingangs-Anschlusspunkten, und haben nur den Erdungs-Anschlusspunkt gemeinsam. Ohne diese Besonderheit ist ungleicher Primär-Stromfluss fast sicher, mit nachfolgender Überhitzung einiger der Primärwicklungen und Ausfall des Transformators.
  • Im oben in der Sektion zum Stand der Technik erwähnten U.S. Patent No. 4,682,114 wird gesagt, die Primärwicklungen sind ,parallel-verbunden'. 11 ist ein schematisches Diagramm welches die ,alle parallel' Verbindung der Primärwicklungen illustriert. Der Modulator 100 umfasst eine Anzahl von Impuls-gebenden Moduln PGMs oder Sektionen 111, 112, 113, 114, und einen Impuls-Transformator mit einem Kern 125, einer Anzahl von Primärwicklungen 121, 122, 123, 124 und einer Sekundärwicklung 126. Es ist ersichtlich aus dem 4,682,114 Patent, dass alle die Primärwicklungen durch ,feste' elektrische Verbindungen in einer parallelen Anordnung verbunden sind. Wenn man den Verbindungen zu beiden Seiten einer Primärwicklung nachspürt, dann findet man, dass alle Primärwicklungen auf einer Seite durch den ,heißen' (geschalteten) Anschlusspunkt ihres Modulators parallel verbunden sind und dass alle Primärwicklungen auf der anderen Seite verbunden sind mit einer ,kalten' Bus-Leitung. Dieses legt die Primärwicklungen elektrisch parallel und eröffnet die Möglichkeit für einen ungleichen Fluss in beiden, den Impuls-Geber Moduln und den Primärwicklungen. Die Primär-Schaltkreise haben sehr geringe Impedanz, und wenn alle exakt identisch sind und Alterung ihren Widerstand oder ihre Induktivität überhaupt nicht ändert, dann sollten alle den gleichen Impulsstrom führen. Aber in der Realität können, bei einer kleinen Impedanz, sehr kleine Unterschiede in Leitungslänge, Verbindungs-Enge, Temperatur, etc. sehr große prozentuale Unterschiede in der Impedanz der Primärwicklungen verursachen, und wenn diese parallel verbunden sind, dann wird dieses große Unterschiede zwischen den in einigen Primärwicklungen fließenden Strömen bewirken. Es sollte verstanden werden, dass die Impuls-gebenden Module PGMs 111 bis 114 Module vom alten Typ sind, welche eine separate Stromversorgung, Energie-Speicher Kondensator-Bank, Resonanz-Ladegerät, Impuls-Former-Netzwerk, und einen Ausgangs-Schalter des Typs, welcher zwar elektronisch ein- aber nicht aus- geschaltet werden kann, verwenden.
  • 12 ist ein schematisches Diagramm eines Modulators entsprechend dem zweiten Aspekt der Erfindung. Der Leistungs-Modulator 200 umfasst im Grunde eine Anzahl Impuls-gebender Module 211 bis 214, einer. Transformator mit einem Kern 225, einer Anzahl von Primärwicklungen 221 bis 224 und zumindest einer Sekundärwicklung 226. In unserem Modulator Design teilen sich die Primärwicklungen 221 bis 224 einen gemeinsamen Erdungs-Anschlusspunkt auf Erd-Potential, nicht einen ,heißen' wie in U.S. Patent No. 4,682,114. Jeder ,heiße' Anschlusspunkt (geschalteter Anschlusspunkt) unserer Primärwicklungs-Anordnung 221 bis 224 ist unabhängig verbunden zu seinem eigenen zugeordneten Impuls-gebenden Modul 211 bis 214. Dieses hilft gleichen Stromfluss in allen Primärwicklungen 221 bis 224 in unserem Modulator zu erzwingen. Daten, erhalten aus einer speziellen Realisierung unseres Systems, zeigen dass zwischen 36 Impuls-gebenden Moduln der Stromfluss weniger als 10% schwankt. Bemerke, dass wenn unsere Primärwicklungen parallel verbunden wären, wie in U.S. Patent No. 4,682,114 gezeigt, diese 10% Strom-Variation sehr viel größer würden, vielleicht 100 bis 200 Prozent. Die Tatsache, dass überhaupt Variation in unserem Modulator existiert zeigt, dass nicht alle Primärwicklungen gleiche Impedanz haben, trotz unserer Anstrengungen diese identisch zu machen. Unser Konzept der unabhängigen Verbindung ist also essentiell um für die unvermeidbaren Unterschiede zu kompensieren und um zu verhüten, dass diese Unterschiede den Modulator zerstören. Die Impuls-gebenden Module können irgendwelche Impuls-gebende Module des Stands der Technik sein. Bevorzugt sind jedoch die Impuls-gebenden Module 211 bis 214 von dem in 6 oder 9 gezeigten Typ.
  • Entsprechend einem dritten Aspekt der Erfindung ist ein Transformator-Design verwendet, welches einen ,Teil-Windung' Primärseiten-Effekt ergibt. Im allgemeinen ist der Leistungs-Modulator mit einem Aufwärts-Transformator ausgestattet für das Empfangen erster elektrischer von einem Impuls-Geber erzeugter Impulse und für das Erzeugen sekundärer Impulse höherer Spannung. Der Aufwärts-Transformator hat einen Kern, Primärwicklungen und eine Sekundärwicklung. Entsprechend der Erfindung enthält der Kern zumindest zwei Kern-Sektionen, wobei jede Kern-Sektion umgeben ist durch einen entsprechenden Satz von Frimärwicklungen, generell gleichmäßig verteilt zwischen den Kern-Sektionen. Die Sekundärwicklung ist so um die Kern-Sektionen gewickelt, dass die Primärwicklungen innerhalb der Sekundärwicklung sind, wobei jede der Primärwicklungen nur einen Teil des magnetischen Kern-Querschnitts des Transformators umgibt. Dies ergibt einen ,Teil-Windung' Primärseiten-Effekt, welcher das Transformator Windungsverhältnis verbessert, was es ermöglicht die physikalische Dimension des Transformators zu verringern. Dies wird wiederum zu einer geringeren Streu-Induktivität und Kapazität führen.
  • Bevorzugter Weise ist der Aufwärts-Transformator vom ,Offen-Rahmen' (nicht-geschlossen) Typ und der Kern ist vom C-Typ mit einer Sekundärwindung um jeden der zwei Schenkel. Außerdem ist speziell ein Transformator-Primärwicklungs-Design vorgesehen, das eine halbe Windung repräsentiert (jede Wicklung besteht aus einer einzelnen Windung die nur die Hälfte der gesamten Transformator-Kern Fläche umgreift), durch die Verwendung von ,Eine-Windung' Primärwicklungen und zwei Kern-Sektionen.
  • Dieser dritte Aspekt der Erfindung und dessen Vorteile werden später in größerem Detail erläutert.
  • Bevorzugt reicht die erzeugte Impuls-Leistung von Null bis hinauf zu 100 MW. In unseren Anwendungen reicht die praktikable Impuls-Leistung von etwa 10 kW bis etwa 50 MW. Als hohe Impuls-Leistung wird generell betrachtet der Bereich von 100 kW an aufwärts, als besonders hohe Impuls-Leistung der Bereich von 1 MW und aufwärts.
  • Ein spezielles durch die Erfindung gelöstes Problem ist, wie Hochleistungs-Halbleiter-Schalter, welche auf dem 1200 bis 1400 Volt, 600 bis 1000 Ampere Niveau arbeiten, angewendet werden können, um Hochleistungs-Hochspannungs-Impulse auf dem 120-140 Kilovolt, 100 Ampere Niveau zu erzeugen, für die Versorgung von Mikrowellen-Erzeugungs-Systemen, für medizinische Strahlungs-Erzeugungs-Anwendungen, Radar, Anti-Pollution Behandlung von Abgasen (DeSOx-DeNOx), Sterilisation von Lebensmitteln, Medikamenten und Ausrüstung, Aushärten von Farben und Tinten, und vielen anderen potentiellen Nutzungen. Im besonderen wollten wir dieses Problem so lösen, dass Hochspannung (im allgemeinen Spannungen über 1000 Volt) nur an dem Ausgangs-Punkt des Systems und sonst nirgends im System vorhanden ist. Wir wollten auch eine markante Reduktion in der Dimension der Ausrüstung mit unserer neuen Lösung des Impuls-Modulator Problems erreichen. Wir taten dies durch das Ziehen des vollen Nutzens aus vielen zusammenwirkenden (synergetischen) Eigenschaften von Halbleiter-Schaltern. Zum Beispiel wurde fast ein Faktor 10 in Reduktion der Modulator Dimension, im Vergleich zu Systemen die ältere Technologien verwenden, so wie Resonanz-Ladegerät, De-Qing Regler und separate Stromversorgungen, erreicht. durch das Entwickeln eines einzigen Stromversorgungs-Moduls, welches IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistor) Schalter in einem Umsetzer verwendet, um den neuen Modulator zu laden und dessen Spannung zu regeln. Nach unserer Kenntnis ist dies die erste Anwendung eines serien-resonanten IGBT Umsetzers auf das Problem des Ladens und Regelns eines Impuls-Modulators. Außerdem werden IGBT Schalter in einer erfinderischen Weise in dem Modulator selbst verwendet. Durch Nehmen des vollen Vorteils aus der zusammenwirkenden Funktionalität der IGBT Stromversorgung und des IGBT-basierten Modulators waren wir in der Lage, Funktionen zu kombinieren und das Modulator-Volumen signifikant gegenüber älteren Modulator-Schaltungs-Designs zu reduzieren. Zusätzlich werden Maßnahmen getroffen, gleichen Stromfluss in den IGBTs und den mit diesen assoziierten Primärwindungen sicherzustellen. Außerdem ist die physikalische Dimension des Transformators durch die Verwendung einer Idee des ,geteilten Kerns' reduziert, welche einen ,Teil-Windung' Primärwicklungs-Effekt ergibt.
  • 13 ist ein schematisches Diagramm eines speziellen Realisierungs-Beispiels eines Leistungs-Modulators entsprechend der Erfindung, welcher entworfen ist um eine Klystron-Röhre, die als Mikrowellen-Verstärker arbeitet, zu versorgen. Das Modulator-System 300 umfasst eine Impulsgebende Stufe 310 für das Erzeugen von Anfangs-Impulsen, einen Impuls-Transformator 350 mit assoziierten Wicklungen, der Hochspannungs-Impulse liefert um das Klystron 360 zu versorgen, ein Heizdraht Versorgungs-Schaltkreis 370 um Leistung an die heiße thermische Kathode in dem Klystron 360 zu liefern, eine Transformator-Reset Stromversorgung 380 und eine Öl-Pumpe 390, alles wie schematisch in 13 gezeigt. Die Impuls-gebende Stufe 310 enthält eine DC Stromversorgung 320 (serien-resonanter IGBT-Umsetzer) die den Modulator versorgt, einen Trigger-Impuls Erzeuger 325, und einen Satz von Impuls-gebenden Moduln 330-1 bis 330-36, welche die Anfangs-Impulse produzieren. Haupt-Teile des Systems (die Impuls-gebende Stufe 310 mit der DC Stromversorgung 320 und den Impuls-gebenden Moduln 330-1 bis 330-36, der Impuls-Transformator 350, die Heizdraht 370 und Reset Stromversorgungen 380) sind in Öl eingetaucht, zur Isolierung und Kühlung des Systems. Das Öl wird zur Kühlung des Systems von einer Öl-Pumpe 390 durch einen Wasser-zu-Öl Wärmetauscher (nicht gezeigt) gepumpt.
  • Die Impuls-gebende Stufe 310 umfasst eine Anzahl (36 in diesem Beispiel) von Impuls-gebenden Moduln 330-1 bis 330-36. Jede der 36 Impuls-gebenden Module 330-1 bis 330-36, auch bezeichnet als Sektionen, umfasst einen Energie-Speicher Kondensator (66 Mikrofarad bei 1100 V Spannungs-Spezifikation), einen Impuls Spannungs-Abfall Kompensations-Schaltkreis (PCC), in der Bauart eines parallelen Widerstand – Drosselspulen Schaltkreises, einen elektronisch steuerbaren IGBT Schalter, verbunden mit dem Energie-Speicher Kondensator, und Trigger-Schaltkreise für den IGBT Schalter. Die 36 IGBT Schalter der 36 Module werden getriggert durch Trigger-Impulse von dem Trigger-Impuls Erzeuger 325. Die Energie-Speicher Kondensatoren der 36 Module sind alle verbunden und versorgt durch die DC Stromversorgung 320, welche bevorzugt einen serien-resonanten IGBT Umsetzer enthält. Die Impuls-gebenden Sektionen 330-1 bis 330-36 werden verwendet, um die Primärseite des Impuls-Transformators 350 anzusteuern. In der Praxis sind 36 individuelle IGBT Schalter kombiniert, um einen Hoch-Strom (15.000 Ampere, 36×422 A) Impuls bei moderater Spannung (900 Volt) zu erzeugen, um die Primärseite des Impuls-Transformators 350 anzusteuern.
  • Der Impuls-Transformator 350 enthält eine Anzahl (36 in diesem Beispiel) von Primarwicklungen 352-1 bis 352-36, von denen jede einen unabhängigen Anschlusspunkt und einen gemeinsamen Erdungs-Anschlusspunkt aufweisen, eine Transformator-Kern Anordnung 354 und Sekundärwicklungen 356. Jede Primärwicklung 352 ist getrennt verbunden durch ihren unabhängigen Anschlusspunkt mit einem entsprechenden individuellen der Impuls-Geber Module 330.
  • Ein Hauptgrund für das Verwenden einer Vielzahl von Impuls-Geber Moduln 330, anstelle eines einzigen, ist, dass die Leistung für die Last aufgeteilt werden muss auf einige Schalter, wegen des gegenwärtigen Leistungsvermögens der erhältlichen Halbleiter-Schalter Einheiten. In diesem Beispiel können die sekundären Impulse 136 kV bei 96 Ampere erreichen, was 13 Megawatt ist. Wenn die Primärseite des Impuls-Transformators angetrieben wird durch 900 Volt Impulse, dann ist der erforderliche Primärseitige Strom 13MW/900=14.444 Ampere. Erhältliche IGBTs sind spezifiziert mit 600 Ampere, so müssen. zumindest 14.444/600=24 IGBTs verwendet werden, um den Impuls-Strom zu liefern. Wir haben 36 IGBTs gewählt, so liefert jeder Schalter nur 14444/36=401 Ampere, sicher unter der 600 Ampere Spezifikation. Ein zweiter und gleich wichtiger Grund, um eine Anzahl von Impuls-gebenden Moduln 330 zu verwenden, ist, dass eine Anzahl von Impuls-Transformator Primärwindungen benötigt werden um den verfügbaren Wicklungs-Raum zu füllen, der unter den Hochspannungs-Wicklungen liegt, um die Transformator-Induktivität zu minimieren und um schnell ansteigende Impulse für die Lieferung an die Klystron-Last zu liefern.
  • Der Transformator 350 ist vom ,Offen-Rahmen'Typ mit einer zwei-schenkeligen Kern-Anordnung 354. Die Kern-Anordnung 354 enthält zwei identische Kerne, die mit einem kleinen Zwischenraum dazwischen angrenzend zueinander angeordnet sind. Jeder Kern ist durch einen Satz von 18 ,Eine-Windung' Primärwicklungen 352 umgeben, 9 auf jeder Seite oder jedem Schenkel. Die Sekundärwicklungen 356, eine für jeden Schenkel der Kern-Anordnung 354, umgeben beide Kerne. Auf diese Art umgibt jede Primärwicklung 352 nur die Hälfte des gesamten magnetischen Kern-Querschnitts, und der Transformator 350 verhält sich als ein ,1/2-Windung'-Primärwicklung Transformator. Um das erforderliche 156:1 Spannungs- Erhöhungs-Verhältnis zu erhalten sind nur 78 sekundärseitige Windungen erforderlich. Außerdem, wir verwenden Reset-Wicklungen mit 11 Windungen 385, eine auf jeder Seite der Kern-Anordnung 354, und gewickelt außerhalb der Sekundärwicklungen 356 und isoliert von diesen. Das erlaubt uns, durch das Leiten von 7 bis 9 Ampere Reset-Strom durch die Reset-Wicklung 385, den Kern nach jedem Impuls auf seinen richtigen magnetischen Arbeitspunkt zurück zu setzen,. Dieser Strom wird bei einer Spannung Vo 10 Volt (70 bis 90 Watt Reset-Leistung) von der Transformator-Reset Stromversorgung 380 geliefert.
  • Die 36 IGBT-Schalter sind steuerbar, um gleichzeitig den elektrischen Ausgangs-Impuls des Impuls-Transformators 350 zu starten, und steuerbar um gleichzeitig abzuschalten, um den Ausgangs-Impuls des Transformators 350 zu beenden. Ein mit ihnen verbundener Steuer-Schaltkreis, bevorzugt integriert mit dem Trigger-Impulsgeber 325, steuert die Länge der Trigger-Impulse. Diese Steuerungs-Schaltung ermöglicht es uns, die Impulsbreite der Ausgangs-Impulse des Transformators 350 in einfacher Weise zu variieren.
  • Außerdem verwenden wir eine der beiden Sekundärwicklungen 356, um Strom zu der Klystron-Kathoden-Heizung (Heizdraht) zu leiten, und die Andere, um diesen Strom zurück zu der Erdungs-basierten Heizdraht Stromversorgung 370 zu leiten, wobei Hochspannungs-Isolation zwischen der Heizungs-Stromversorgung und der Klystron Kathode beibehalten ist.
  • Es gibt zumindest drei Gründe um mehrfache Module zu verwenden. Als erstes Zuverlässigkeit, mit deren Partner, Wartbarkeit. Für kommerziellen Passagier-Dienst eingesetzte Flugzeuge dürfen laut Gesetz nicht nur einen einziges Triebwerk haben, und sie müssen fähig sein, mit einem abgeschalteten Triebwerk zu fliegen. Alle Eier in einen Korb zu legen, ist nicht der sicherste Weg zu reisen. Ebenso wäre es nicht der zuverlässigste Weg einen Leistungs-Modulator zu bauen. Unser Modulator kann noch arbeiten, wenn bis zu vier seiner 36 Module außer Betrieb und aus dem Modulator entfernt sind, mit minimaler Verschlechterung der Funktion. Auch, weil die Module vorgefertigt und vorgetestet sind, und konstruiert sind, um einfach in die Modulator-Anordnung eingeschoben zu werden, können diese in wenigen Minuten ausgetauscht werden. Es verlangt Stunden oder manchmal Tage, um die älteren nichtmodularen Typen von Modulatoren zu reparieren. Natürlich, wenn es zu viele Module sind, dann ist die Zuverlässigkeit auch beeinträchtigt, da die Anzahl der Komponenten sehr groß wird und Fehler wieder wahrscheinlicher werden. Es gibt einen ,besten Bereich' für die Anzahl der Module, und dieser ist bestimmt zum Teil durch den Grund Nummer 2, das Schalter-Leistungsvermögen.
  • Schalter-Leistungsvermögen ist ein Haupt-Bestimmungs-Faktor, der uns veranlasst mehrfache Module zu verwenden. Realisiert habend das Leistungsvermögen von Halbleiter-Schaltern, wie der 1200 Volt, 600 Ampere IGBT, müssen wir dann den korrekten Weg diese Schalter einzusetzen erfinden. Diese in Serie zu verbinden, wie in U.S. patent No. 5,444,610 hat uns nicht gefallen, aus Gründen festgestellt in der Sektion zum Stand der Technik. Die Schalter ,in-parallel' zu verbinden hat auch nicht gefallen, aus Gründen oben gegeben in der Diskussion des U.S. Patents 4,682,114. Aber diese ,in-parallel' mit individuellen Primär-Windungen eines Impuls-Transformators zu verbinden, mit einer gemeinsamen Erdungs-Verbindung, aber isolierten ,heißen' Verbindungen, erschien uns als der beste Weg um voranzuschreiten, und wir haben nachgewiesen, dass diese Idee sehr gut arbeitet. In einer speziellen Anwendung wollten wir 140 kV Impulse erzeugen mit etwa 100 Ampere; die Spitzen-Impuls-Leistung ist 14 MW. Wenn wir das tun sollten mit einer 900 Volt Primärspannung, dann wäre der Primärstrom 14 Millionen geteilt durch 900, oder 15.556 Ampere. Um diesen Strom mit 600 Ampere IGBTs zu handhaben, werden mindestens 26 Schalter benötigt. Wir hatten entschieden, jeden Schalter mit einer einzelnen Primärwindung des Impuls-Transformators zu verbinden, und wir wollten außerdem den Kern in zwei identische Teile spalten, was vier Orte ergibt, einen auf jedem der vier Kern-Schenkel, wo Primärwicklungen erforderlich sind. Um die vier primärseitigen Strukturen gleich zu machen, benötigen wir eine durch vier teilbare Anzahl von Moduln, also 26 wäre nicht möglich. Die nächsten Möglichkeiten, 28 und 32, erschienen beide zu wenig Sicherheits-Marge für die IGBTs zu erlauben, also wählten wir 36 Module, welche den 600 Ampere IGBTs erlauben bei 432 Ampere zu arbeiten, was eine 39% Sicherheits-Marge in Bezug auf die gegenwärtige Spezifikation ergibt. Dieses erlaubt kleine Differenzen in der Modul-Verbindung und dem Transformator-Wicklungs-Widerstand, ohne zu bewirken dass einige der IGBTs über 600 Ampere betrieben werden. In unserer 36 Modul Anordnung zeigen Messungen während des Betriebs, dass der höchste gesehene Modul-Strom nur 10% über dem Durchschnitt liegt.
  • Noch ein anderer Grund für eine modulare Lösung ist die Wicklungs-Geometrie. In Impuls-Transformatoren älterer Technologie haben die Entwickler festgestellt, dass die kleinste Induktivität und damit die am schnellsten ansteigenden Impulse erhalten wurden, wenn die Primär- und Sekundärwicklungen in axialer Länge gleich und koaxial zueinander gemacht wurden, In unserer Wicklungs-Geometrie haben wir diese Idee beibehalten. Um dies zu tun hatten wir eine Anzahl von ,Eine-Windung' Primärwicklungen auf die ganze Länge des Kerns, unter der Sekundärwicklung liegend, zu verteilen. Noch einmal, dies minimiert Streu-Induktivität und hat uns schnelle Impulse gegeben. Wir konnten das nicht mit nur einer ,Eine-Windung' Wicklung tun; wir benötigten einige einzelne Windungen um den Raum einzunehmen, der früher durch die ,Mehrfach-Windung' Hochspannungs-Primärwicklungen älterer Technologie eingenommen wurde. So werden einmal mehr mehrfache Impuls-Geber Module benötigt.
  • Ein letzter Grund für die Verwendung von mehrfachen Moduln ist Milderung von Fehler-Folgen. Die gesamte Energie, gespeichert in allen 36 unserer Impuls-gebenden Module ist ungefähr 1118 Joule, bei 970 Volt maximaler Modul-Spannung. Wenn wir diese ganze Energie in einem einzelnen Modul zu speichern hätten, dann könnten die Folgen eines Fehlers (unbeabsichtigter Kurzschluss) in diesem Modul oder in der Verbindung mit dem Impuls-Transformator ernst sein. Dies ist etwa die Energie einer Kleinkaliber-Pistolenkugel und die mechanischen Kräfte, die aus dem Strom-Fluss bei dieser Energie durch einen Kurzschluss entstehen, können Kupfer-Leitungs-Stangen biegen und Isolierung zerstören. Durch das Unterteilen dieser Energie in 36 Pakete von jeweils nur 31 Joule reduzieren wir die Wahrscheinlichkeit von ernsthaften aus einem Kurzschluss resultierenden Folgeschäden.
  • Zusammenfassend: unsere neuen Modulator Ideen lösen zum Beispiel das spezielle Problem, unter vielen anderen Problemen, der Verwendung von Impuls-gebenden Schaltungen für niedrige bis moderate Spannung und hohen Strom, welche eigensicher sind und längere erwartete Lebensdauer haben als die älteren Hochspannung-Impuls-Former Systeme, um Hochspannungs-Rechteck-Impulse zu erzeugen, welche benötigt werden für das Betreiben einer Vielfalt von Elektronen-Strahl Geräten (Mikrowellen-Röhren wie TWTs, Klystrons, CFAs und Magnetrons) und/oder Elektronen- oder Ionen- Kanonen um die Anforderungen einer Anzahl von medizinischen und industriellen Anwendungen zu erfüllen. Unsere Lösung für dieses Problem ist einzigartig, indem sie erlaubt Schalter vom IGBT-Typ zu verwenden, wo andere konventionelle Lösungen Schalter vom SCR-Typ mit höheren Strömen und Spannungen erfordern und wegen ihren. Transformator-Design höhere Induktivität haben als unsere. Auch brauchen konventionelle Schaltungen Impuls-Former Netzwerke, um die Impulse zu formen und den Schalter abzuschalten, da ein SCR nicht elektronisch abgeschaltet werden kann. Wenn PFNs verwendet werden, ist die primärseitige Ansteuer-Spannung automatisch verdoppelt bei gegebener Ausgangsspannung.
  • Es sollte verstanden werden, dass die Leistungs-Modulator Ideen, entsprechend der Erfindung, für die Lösung einer breiten Vielfalt von Impuls-Erzeugungs-Problemen verwendet werden können. Die grundsätzlichen Prinzipien der Erfindung sind sogar anwendbar auf das Problem des Erzeugens einer niedrigeren Spannung als der Anfangs-Spannung.
  • Für den interessierten Leser, allgemeine Information zu Impuls-Transformatoren kann in dem Vol. 5 des M.I.T. Radiation Laboratory Series on Radar, ,Pulse Generators'; ed. Glasoe and LeBacqz, McGraw-Hill, 1948 gefunden werden.
  • Transformator bezogene Aspekte der Erfindung, oben kurz diskutiert, werden nun nachfolgend in größerem Detail beschrieben. Zuerst jedoch, mit der Absicht dem Leser ein physikalisches ,Gefühl' für die Art der Berechnungen zu geben, die man macht um einen Transformator zu entwerfen, wird eine kurze Einführung zu diesem Thema im folgenden gegeben.
  • Die fundamentale physikalische Tatsache, die jeder Transformator-Konstruktion zugrunde liegt, ist diese: gegeben eine Stange magnetischen Materials mit der Querschnitts-Fläche A, wenn man N Windungen Draht um die Stange wickelt und eine Spannung V an die Enden dieser Spule für eine Zeit von T Sekunden anlegt, dann wird sich die magnetische Fluss-Dichte B (in Tesla, MKS System) in dem magnetischen Material von deren Anfangs-Wert (als gleich Null angenommen) auf einen End-Wert gleich VT/NA Tesla zur Zeit T Sekunden ändern. In einfacher Algebra haben wir:
  • Figure 00360001
  • Aus dieser einfachen Beziehung folgen viele fundamentale Parameter von (Impuls) Transformatoren.
  • Der Wert B kann einen durch die magnetischen Eigenschaften des Kern-Materials gegebenen Wert nicht überschreiten, die Sättigungs-Fluss-Dichte, bezeichnet als Bmax. Also, wenn man die Spannung verdoppeln möchte, zum Beispiel, unter Konstant-Haltung der anderen Parameter (Impuls-Dauer T, Querschnitts-Fläche A), und wenn B bereits am limitierenden Wert ist, dann ist man gezwungen die Anzahl der Windungen N zu verdoppeln, um die oben gegebene fundmentale Beziehung zu erfüllen.
  • Dies führt zu dem einfachen Konzept, gegeben eine Impuls-Dauer T, eine Querschnitts-Fläche A, und ein bestimmter Typ magnetischen Materials mit einem bekannten Bmax, bei welchem dann der Wert V/N, die ,Volts' pro Windung, fixiert ist. Dies ist eine nützliche Abkürzung im Transformator-Entwurf, wenn mit einem bestimmten gegebenen Stück magnetischen Materials gearbeitet werden soll.
  • Um unser spezielles Problem zu lösen, das sich auf das Versorgen von Mikrowellen-Verstärker-Röhren bezieht, sind wir genötigt einen 140 kV Impuls mit einer Dauer von 10 Mikrosekunden zu erzeugen. Transformator-Stahl mit niedrigem Verlust hat ein Bmax von 0,9 Tesla oder 9000 Gauß in den älteren cgs Einheiten. Dies lässt uns Freiheit die zwei anderen Parameter zu wählen, die Anzahl der Windungen N und die Kern-Fläche A. Man kann verschiedene Werte für N wählen, zum Beispiel, und Gleichung (1) verwenden um die entsprechende Kern-Fläche A zu finden (oder umgekehrt, natürlich). Dies wird ,iterativer' Entwurf genannt und ist der sehr übliche Weg wie magnetische Komponenten entworfen werden. Der Entwurf wird bestimmter durch die Tatsache, dass magnetischem Fluss, wie elektrischem Strom, ein ,geschlossener Kreis' gegeben werden muss, um darin zu fließen. Obgleich eine einfache Stange Material verwendet wurde um Gleichung (1) aufzustellen, muss dies Stange doch eine geschlossene Schleife oder einen ,magnetischen Kreis' bilden, wie der Kern skizziert in 14, um dem magnetischen Fluss zu erlauben zu fließen.
  • So könnte man, zum Beispiel, 10 Draht-Windungen wählen um unser 140 kV Transformator Problem zu lösen. Die Fläche A wird dann (A=VT/NB) 0,156 m2. Das Biegen einer Stahl-Stange mit diesem großen Querschnitt in einen geschlossenen Bogen (Schleife) ähnlich der 14 gebogen wird, ergibt sich eine Stahl-Masse (magnetisches Material) von grob etwa 2400 kg, was ziemlich massiv ist.
  • Das Wählen von 100 Windungen ergibt eine Fläche von etwa 0,0156 m2. Wenn eine Stahlstange mit diesem Querschnitt in einen geschlossenen Bogen gebogen ist, wobei genügend Fläche innerhalb des Bogens (die sogenannte ,Fenster'-Fläche) offen gelassen wird, um 100 Windungen von Draht durchzulassen, und um geeigneten Abstand zwischen den Drähten zu sichern, um Spannungs-Durchbrüche bei 140 kV zu verhindern, dann ist die erforderliche Stahl-Masse, etwa 150 kg, sehr viel vernünftiger. Durch Wiederholen dieser Übung einige Male, wird eine minimale Stahl-Masse gefunden. Das Wählen von zu vielen Windungen führt zu einer sehr kleinen Querschnitts-Fläche des Stahls, aber auch zu einer sehr großen ,Fenster'-Fläche, und die Masse wächst mit steigender Anzahl von Windungen. Zu wenige Windungen führen zu einer sehr großen Querschnitts-Fläche von Stahl, aber einer kleinen ,Fenster'-Fläche; mit zu wenigen Windungen findet man hier, dass die gefundene Masse wächst, wie die Anzahl der Windungen sich verringert. Zwischen diesen Extremen gibt es eine ,beste' Anzahl von Windungen, die zum Entwurf mit geringster Masse führt .
  • Die obige Einführung zum Transformator Entwurf sollte es leichter machen, dem folgenden Vergleich zwischen einer speziellen Realisierung unseres Transformators und dem Transformator-Typ, veröffentlicht in U.S. Patent No. 4,682,114, zu folgen. Eine parallele Entwurfs-Berechnung für die beiden Transformator-Typen wird gemacht unter der Annahme, dass beide Transformatoren entworfen sind, um den gleichen Impuls an die gleiche Last zu liefern.
  • Um unser spezielles Design zu verwirklichen, hatten wir uns entschieden IGBT Schalter zu verwenden, die mit 1200 Volt und 600 Ampere Maximum spezifiziert waren. Wir wollten diese sicher betreiben, weshalb wir sie bei etwa 80 Prozent der Spezifikation des Herstellers einsetzen. Dann hatten wir 140 kV Impulse mit einem Schalter zu erzeugen, welcher maximal 1000 Volt liefert. Wir sahen einen Spannungs-Abfall durch den PCC (Pulse Compensating Circuit, 9) vor, und landeten bei 900 Volt Ausgangs-Impulsen mit 970 Volt am Kondensator und 70 Volt Spannungsabfall am PCC. Damit wird, um 140 kV zu erzeugen, ein Transformator-Windungsverhältnis von 140.000/900=156:1 benötigt.
  • Gleichung (1) kann verwendet werden um zu zeigen, dass wenn man N1 Windungen um den magnetischen Kern wickelt und V1 Volt anlegt, und dann diese Wicklung mit einer Anderen von N2 Windungen umgibt, die Spannung gemessen an dieser zweiten oder ,sekundären' Wicklung V2=V1×N2/N1 sein muss. Dies ist das grundlegende Prinzip der Transformator-Wirkung. Also, wenn wir eine Quelle Vo 1000 Volt haben und das 140-fache dieser Spannung (140 kV) erzeugen müssen, dann ist ein Windungsverhältnis von 140:1 angezeigt (mit einem 900 Volt Treiber wird ein 156:1 Verhältnis benötigt). Wenn wir an diesem Punkt aufhören zu denken, dann kommen wir zu einer Entwurfs-Lösung typisch für Leistungs-Modulatoren mit dem konventionellen Transformator-Typ, einschließend den des U.S. Patent No. 4,682,114. Es ist eine einzelne Wicklung auf einem magnetischen Kern (in diesem Fall die Hochspannungs-Wicklung, allgemein als Sekundärwicklung bezeichnet), umgeben durch eine andere einzelne Wicklung (die Primärwicklung), wobei die Sekundäre aus 156 Windungen und die andere im Wesentlichen aus einer einzigen Windung besteht.
  • Entsprechend der Erfindung ist dies nicht der Ort um aufzuhören.
  • Angenommen, wir verwenden einen Schalter, den IGBT Schalter, welcher sicher 900 Volt Impulse liefern kann. Wenn wir ,Eine-Windung' Primärwicklungen verwenden und diese mit einigen solchen Schaltern ansteuern, jede Wicklung unabhängig von den Anderen, dann müssen wir eine 156 – Windungs-Sekundärwicklung verwenden um 140 kV zu erhalten. Aber Gleichung (1) ermöglicht ebenso gut eine andere Idee. Setzen wir voraus, dass wir zwei. identische magnetische Kerne nehmen und jeden mit einem Satz von ,Eine-Windung' Wicklungen bei etwa 900 Volt betreiben, und die Sekundärwicklung um beide Kerne wickeln (siehe 15). Mit anderen Worten, wickle die Sekundärwicklung auf der Außenseite der Primärwicklungen. Dann haben wir den ZWEIFACHEN magnetischen Fluss eingeschlossen , verglichen zu dem, den wir mit einem einzelnen Kern hätten. Also wird der ,Volt pro Windung' Wert auf der neuen Sekundärwicklung das zweifache des alten Werts sein. Dann würden 156 Windungen nicht 140 kV sonder 280 kV ergeben! Also brauchen wir um 140 kV zu erhalten nur 78 Windungen. Das ist eine gute Sache, aus vielen Gründen. Der Hauptgrund ist, dass dies die Streu-Induktivität und – Kapazität des Transformators verringert, da der ganze Transformator physikalisch kleiner gemacht wird. Diese Streu-Komponenten sind beide proportional der physikalischen Dimension, und es wird weniger Wicklungs-Länge benötigt um eine 78-Windungs-Spule zu wickeln, als für eine 156 Windungs-Spule. Um so kleiner der Transformator, um so geringere Streu-Verluste wird er haken.
  • 15 ist eine schematische Ansicht einer Transformator-Kern Ansicht entsprechend der Erfindung. Die Transformator-Kern Anordnung 400 ist zusammengesetzt aus zwei identischen Kernen 410, 420. Drei oder mehr Kerne könnten verwendet werden, aber in dem Modulator, der gebaut wurde, sind zwei Kerne verwendet. Diese Kerne 410, 420 haben rechtwinklige Form, sind aus magnetischem Material (dünne Lagen von Transformator-Stahl), und sind aufgestellt angrenzend zueinander mit einem kleinen Zwischenraum S, genug um die Primärwicklungen zu trennen. Die Kerne könnten aus anderen magnetischen Materialien gemacht werden, abhängig von den Parametern der Impulse, die erzeugt werden sollen; Beispiele für solche Materialien sind Eisen-Pulver in einer Epoxy-Bindung, keramisches Ferrit-Material, etc.. Die Kerne haben allgemein zwei lange Seiten und zwei kürzere Seiten. Die langen Seiten 411, 412, 421, 422 werden Schenkel genannt, und die Transformator-Wicklungen sind so installiert, das sie jeden Schenkel umgeben. Es sind da vier Schenkel 411, 412, 421, 422, zwei pro Kern, in der Anordnung 400 in 15. In unserer existierenden Modulator Realisierung hat jeder Schenkel neun ,Eine Windung' Primärwicklungen, die ihn umgeben. Also, da sind 36 ,Eine Windung' Primärwicklungen insgesamt, 18 auf jedem Fern. Aus Gründen der Einfachheit und Klarheit sind nur drei Primärwicklungen pro Schenkel in 15 illustriert. Jeder solche Satz von Primärwicklungen wird bezeichnet durch die Referenz-Nummern 431, 432, 433, und 434. Die Sekundärwicklungen 491, 442 umgeben beide Schenkel, eine erste Sekundärwicklung 491, gewickelt um die Schenkel 411 und 421, eine zweite Sekundärwicklung 442, gewickelt um die Schenkel 412 und 422. In unserer Realisierung haben diese beiden Sekundärwicklungen 441, 442 jede 78 Windungen, und das netto Transformator ,Aufwärts'-Verhältnis ist 156:1. Der Transformator kann nicht betrachtet werden als ein einfaches Paar von Wicklungen (primär und sekundär), die aus einer ,Blackbox' herausragen. Wenn 1 Volt an eine Wicklung angelegt wird, dann wird die Ausgangsspannung nur 78 Volt (78:1 ,Aufwärts'-Verhältnis) sein, weil nur einer der beiden Kerne in der ,Mehrfach-Kern' Anordnung in ihm zirkulierenden magnetischen Fluss haben wird.
  • Ein anderer Weg die Mehrfach-Kern Eigenschaft der Erfindung auszudrücken, ist zu sagen, dass der Kern in eine Anzahl von Kern-Sektionen geteilt (Spalt-Kern) ist, wobei jede Kern-Sektion durch einen entsprechenden Satz von Primärwicklungen umgeben ist, im allgemeinen gleichmäßig verteilt unter den Kern-Sektionen. Wenn eine einzelne Sekundärwicklung betrachtet wird, dann ist. die Sekundärwindung so um die Kern-Sektionen gewickelt, dass die Primärwicklungen innerhalb der Sekundärwicklungen sind. Das bedeutet, dass jede der Primärwicklungen nur einen Teil des gesamten magnetischen Kern-Querschnitts des Transformators umgibt, und damit einen Effekt einer ,Teil-Windung' Primärwicklung ergibt.
  • Nehmen wir an, die gesamte Höhe, mit beiden Kernen 410,420 aufeinander addiert, der Kern-Anordnung 400 in 15, ist gleich H (die Höhe des Kerns in 14). Die Querschnitts-Fläche eines jeden Kerns 410, 420 ist dann H/2 mal W1, angenommen die selbe Breite wie in 14. Wenn jeder Kern mit einer Primärwicklung bei 900 Volt, mit einer 10 Mikrosekunden Impulsbreite und einem Bmax von 0,9 Tesla betrieben wird, und ein Reset-System verwendet ist, um eine ,Bias' an den Kern anzulegen wenn der Impuls beginnt, die Kerne also ein B-Feld von –0,9 Tesla in sich haben (ein negativ gerichtetes statisches Feld), dann ist der gesamte B-Feld Variations-Bereich bis zur Sättigung 1,8 Tesla. In anderen Worten, das B-Feld kann sich verändern zwischen –0,9 T und +0,9 T.
  • Es ist erforderlich, zumindest eine Wicklung auf jedem der Kerne zu betreiben, um eine Ausgangsspannung entsprechend der 156-fachen Eingangsspannung zu erhalten, da beide Kerne Fluss enthalten müssen um die korrekte Spannung in der Sekundärwicklung zu induzieren.
  • Dann sagt Gleichung (1), die Querschnitts-Fläche sollte in diesem Fall =0,00495 m2 sein. Wir erlauben 10% mehr Fläche als Sicherheits-Zugabe gegen Überspannung, also verwenden wir 5500 mm2 als Fläche. Die von uns verwendeten Kerne haben eine Dicke H/2 von 75 mm und eine Breite W1 von 75 mm, was die geforderten 5500 mm2 Fläche ergibt. Die Wicklungs-Länge ist ungefähr 160 mm, und der Zwischenraum zwischen der inneren Oberfläche des Kern-,Fensters' und dem Hochspannungs-Ende der Sekundärwicklung ist 25 nun, damit ist die Länge des ,Fensters' 185 mm, und die Gesamtlänge L der Kerne (siehe 14 und 15) ist 335 mm, die innere Fenster-Länge plus zwei mal die Breite W1.
  • Die äußere Breite W der Kerne ist 80 mm, die innere Fenster-Breite plus 2W1 oder 230 mm. Die innere Fenster-Breite ist zwei mal der Zwischenraum zwischen der Sekundärwicklung und den Primärwicklungen (30 mm jede Seite, 60 mm gesamt), plus 20 mm für Isolations-Rohre, um die Primärwicklungen zu stützen. Die Sekundärwicklungen berühren sich an der Mittellinie des Transformators fast. Das gesamte Volumen von Transformator-Stahl ist ungefähr 0,0094 m3, und die Masse des Stahls ist etwa 80 kg. Der komplette Transformator hat äußere Dimensionen von etwa 340×230×310 mm, und ein Packungsvolumen von etwa 0, 024 m3.
  • Jede der zwei Sekundärwicklungen enthält 78 Windungen, und da zwei Kerne eingeschlossen sind, jeder betrieben durch ,Eine-Windung' Wicklungen, ist die resultierende Ausgangsspannung, bei 900 Volt angelegt an den Primärwicklungen, 900×78×2=140,4 kV, wie verlangt. Die beiden Sekundärwicklungen haben die gleiche Polarität und sind an den Enden durch kleine Kondensatoren parallel verbunden. Dies erlaubt die Sekundärwicklungen als zwei separate Leiter zu verwenden, für einen Niederspannungs-Schaltkreis für die Stromversorgung der Heizung einer Kathode einer Mikrowellen-Röhre, wie einem Klystron oder einem Magnetron, welche eine Kathode hat die auf einer negativen hohen Spannung ,floatet', und die verbunden ist mit dem Ausgangs-Ende der Sekundärwicklungen.
  • Wenden wir uns dem Design aus U.S. Patent No. 4,682114 zu, nicht erwähnt ist die Notwendigkeit Strom für eine Glühkathoden Mikrowellen-Röhre oder eine andere Elektronen- Strahl-Röhre zuzuführen. Um dies zu tun wäre es notwendig, zwei Sekundärwicklungen eng zusammen auf dem zentralen Schenkel ihres Transformator-Kerns (16) zu wickeln. Auch, da deren Primärwicklungen gehalten sind AUSSERHALB der Sekundärwicklungen gewickelt zu sein, können diese nicht weniger als ,Eine-Windung' Primärwicklungen verwenden (während wir das Equivalent einer ,1/2-Windung' Primärwicklung erzeugt haben, durch Aufeinandersetzen von zwei Sätzen von ,Eine-Windung' Wicklungen INNERHALB der Sekundärwicklungen wie oben beschrieben). Also, während unsere Sekundärwicklungen 78 Windungen verwenden um die 140 kV zu erzeugen, würde das Design des U.S. Patent No. 4,682,114 es erfordern ,156- Windung' Sekundärwicklungen zu wickeln, zwei überlappende Wicklungen für das Vorsehen der Heizdraht-Stromversorgungs-Schaltung, auf ihrem zentralen Kern-Schenkel, um unsere erfinderische 900 Volt Primärwicklungs- Treiber-Modul Idee zu verwenden. Ihre Sekundärwicklungen haben die zweifache Anzahl von Windungen der unseren, bei der selten Spannung und Impulsbreite, so dass Eq. (1) sagt, die Querschnitts-Fläche ihres zentralen Schenkels kann die Hälfte der unseren, oder 2800 mm2 sein. Aber die Länge ihrer Sekundärwicklungs-Struktur muss fast vier mal die der unseren sein (zwei überlappende Sekundärwicklungen, jede mit zwei mal unserer Windungs-Anzahl), um die gleiche Spannungs-Beanspruchung entlang der Wicklung aufrecht zu erhalten und damit die gleiche Sicherheit gegen Durchbruch.
  • Der zentrale Schenkel ihres Transformators würde dann etwa 740 mm lang sein auf der Innenseite des Fensters. Die Kern-Breite W1 würde 75 mm sein, wie unsere, aber die Höhe wäre 75 mm, während unsere 150 mm ist. Erlaubend das gleiche elektrische Beanspruchungs-Niveau in der Konstruktion, wie wir es verwendet haben, (was den Abstand der Sekundärwicklung festlegt von Beiden, dem Kern und den Primärwicklungen die diese umgeben), dann würde ihr Transformator (16) eine über-alles Kern-Breite W von etwa 370 mm und eine über-alles Kern-Länge L von etwa 890 mm benötigen. Ein kleiner Faktor, der im U.S. Patent No. 4,682,114 offenbar übersehen wurde, ist, dass die äußeren Schenkel ihres 3-schenkeligen Kerns jeweils die halbe Querschnitts-Fläche des zentralen Schenkels haben könnten, falls so gewünscht, weil die Hälfte des magnetischen Flusses der im zentralen Schenkel fließt, durch jeden seitlichen Schenkel zurück fließt, um den magnetischen Kreis des Transformators zu schließen. Da ist kein Hinweis in dem 4,682,114 Patent, das deren Transformator so gebaut würde, dass der Vorteil der so eingesparten Masse genutzt würde, aber für die gegenwärtige Diskussion nehmen wir das ohnehin an und das ergibt ein ungefähres Stahl-Volumen für deren Konstruktion von 0,01 m3. Verglichen mit unserem Stahl-Volumen von etwa 0,0094 erscheinen beide Designs nahezu gleich. Aber die äußeren Dimensionen des Transformators, gezeigt in dem U.S. Patent No. 4,682,114, ergeben ein Packvolumen von etwa 0,064 m3 im Vergleich zu unseren 0,024 m3; unser Design hat nur 38% des Volumens des 4,682,114 Patent Designs, wegen des besseren ,Geometrie-Faktors', gestattet durch unsere Verwendung des ,Teil-Kern' oder ,1/2-Windung' Primärwicklungs-Designs.
  • Die System-Dimension der Schaltung des U.S. Patent 4,682,114 wäre viel größer, als wir erreicht haben. Deren Schaltungs-Design hat auch relativ dürftige elektrische Funktion im Bereich von Induktivität und Kapazität, und diese Faktoren werden jetzt diskutiert.
  • Bis jetzt haben wir nur Gleichung (1), die fundamentale Transformator-Entwurfs-Gleichung, verwendet und die Einschränkung, dass die elektrischen Beanspruchungen (Volt/Meter) in unserem Design und dem U.S. Patent 4,682,114 Design gleich sind. Aus diesen einfachen Randbedingungen haben wir gezeigt, dass der Patent 4,682,114 Design notwendiger Weise viel größer ist als unserer. Wenden wir uns jetzt einer ähnlichen Diskussion der Transformator- Induktivität zu, wir beschreiben zuerst den Einfluss, den Induktivität auf die Modulator Funktion hat.
  • Induktivität ist die Tendenz eines elektrischen Schaltkreises Veränderungen des in ihm fließenden Stromes zu widerstehen. Sie ist analog zur Masse, in dem Sinne, dass Masse physikalische Objekte veranlasst, Veränderungen ihrer Geschwindigkeit zu widerstehen. Diesen Widerstand nennen wir ,Kraft' in der Mechanik und ,Spannung' in der Elektronik, und diese sind wiederum analoge Konzepte. In einem Impuls-Transformator ist das Ziel, schnell variierenden Strom an eine Last zu liefern, also ist Induktivität, die tendiert schnelle Strom-Veränderungen zu verhindern, ein Nachteil für diesen Zweck.
  • Verfolgen wir die Analogie weiter: die kinetische Energie gespeichert in einer sich mit einiger Geschwindigkeit bewegenden Masse ist proportional der Masse mal dem Quadrat der Geschwindigkeit. Wenn Induktivität wie Masse wirkt, und Strom-Fluss analog ist zu Geschwindigkeit, dann würden wir erwarten, dass eine Induktivität elektrische Energie speichert proportional dem Wert der Induktivität mal dem Quadrat des in dem Induktor fließenden Stroms, und genau so ist es wie sich Induktivität verhält. Dies zeigt uns auch einen Weg, die Induktivität einer Struktur aus Strom-Leitern wie bei einem Transformator abzuschätzen, und die Induktivität einer Struktur mit der einer unterschiedlichen Struktur zu vergleichen.
  • Elektrische Energie ist in dem einen Leiter umgebenden Raum gespeichert, entweder als ,elektrostatische' Energie, wo wir von ,Kapazität' und ,Spannung' sprechen, und welche proportional ist zur Kapazität mal dem Quadrat der Spannung, oder als ,magnetische' Energie, wo wir von Induktivität und Strom sprechen, wobei die Energie proportional ist zur Induktivität mal dem Quadrat des Stroms. Aber in dem Raum, wo die Energie gespeichert ist, in dem ,elektromagnetischen' Feld das die Strom-führende Struktur umgibt, sprechen wir von ,Energie-Dichte' im Raum, und Energie ist dann proportional zu dieser Energie-Dichte mal dem durch die Felder eingenommenen Raum. Die Energie-Dichte ist proportional dem Quadrat der Feldstärke, entweder E(Volt/Meter) zum Quadrat oder H(Ampere/Meter) zum Quadrat, bezogen entsprechend auf Kapazität und Induktivität. Das gibt uns eine Basis um leicht Induktivität (und Kapazität) zu schätzen, und deren relative Dimensionen für verschiedene Transformator Designs zu vergleichen.
  • Das H-Feld (magnetische Intensität) gleicht Amperes die durch eine Fläche fließen, geteilt durch die Breite dieser Fläche in der Richtung senkrecht zum Stromfluss. Eine einen Meter breite Kupfer-Fläche die einen Strom von einem Ampere transportiert, entlang seiner Länge (in der Richtung senkrecht zur Breite der Platte), hat eine magnetische Intensität H von einem Ampere pro Meter in dem Raum nächst der Oberfläche. Wenn eine andere Platte, ebenso einen Meter breit, parallel zur ersten Platte platziert wird, und ein Ampere fließt ebenso durch diese Platte, aber entgegengesetzt zu dem ersten Strom-Fluss, dann bleibt die magnetische Intensität die gleiche in dem Raum zwischen den Platten (ein Ampere/Meter) aber ist jetzt Null in allem Raum außerhalb dieses Volumens. Wenn die Platten an einem Ende verbunden sind, einen ,geschlossenen Kreis' für den Strom-Fluss bildend, hin auf der einen Platte und zurück auf der anderen Platte, dann enthält der dazwischen liegende Raum magnetische Energie und der Kreis hat eine Induktivität. Wenn man versucht, den Strom-Fluss plötzlich auf zwei Ampere zu erhöhen, dann wird das System dieser Änderung widerstehen, durch das Erzeugen einer Spannung zwischen den Platten-Enden in einer Richtung die der Strom-Änderung entgegen wirkt. Diese Spannung wird umgekehrt proportional sein zu dem Zeit-Intervall der beabsichtigten Strom-Änderung. Das bedeutet, wenn man versucht den Strom in einer Mikrosekunde um ein Ampere zu ändern, dann wird die Spannung einige Volt V betragen. Wenn die Veränderung in einer halben Mikrosekunde versucht wird, dann wird die Spannung zwei mal so groß sein, 2V Volt.
  • Zusammenfassend: Induktivität ist proportional zu dem Volumen enthalten zwischen den Strom-Flächen gleichen Stroms und entgegengesetzter Richtung. Und, Induktivität wird einer Änderung des Strom-Flusses in der Form widerstehen, dass wenn man eine bestimmte Veränderung in einer gegebenen Zeit machen will, dass man dann eine bestimmte Spannung V anlegen muss; wenn man die gleiche Veränderung in der halben Zeit machen will, man bereit sein muss die doppelte Spannung anzulegen um es zu tun, oder wenn in ¼ der Zeit, dann 4 mal die Spannung, etc.
  • Diese einfachen Konzepte verwendend, können wir die relativen Induktivitäts-Werte unseres Transformator-Designs und des Designs nach dem 4,682,114 Patent vergleichen. Betrachten wir 15 und setzen voraus, dass ein 100 Ampere Strom von den Sekundärwicklungen unseres Transformators an die Last geliefert werden soll. Dieser Strom wird in gleicher Weise in unseren Sekundärwicklungen fließen, 50 Ampere in jeder, da sie parallel verbunden sind. Die Richtung des Strom-Flusses ist hauptsächlich ,rund um' den Kern, da die Windungen den Kern einkreisen. So wird das H Feld gleich sein dem gesamten Stromfluss rund um die Wicklung (die Anzahl von fließenden Ampere mal die Anzahl von Windungen die den Kern umgeben) geteilt durch die Länge des Zylinders auf welchem die Wicklung ruht, da diese Dimension senkrecht ist zur Richtung des Strom-Flusses. Wenn jede unserer Sekundärwicklungen 78 Windungen hat und eine axiale Länge von etwa 160 mm, wie früher festgestellt, dann ist der gesamte Strom-Fluss um den Sekundärwicklungs-Umfang 78×50=3900 ,Ampere-Windungen', und das H Feld in dem Raum nächst den Sekundärwicklungs-Drähten hat einen Wert von 3900/0,16=24.375 Ampere-Windungen pro Meter. Die Sekundärwicklungen sind angebracht etwa 30 mm von den Primärwicklungen, welche einen Zylinder koaxial zu und direkt unter den Sekundärwicklungen bilden, und welche den gleichen gesamten zirkulierenden Strom und Länge, daher das gleiche H Feld nächst den Primär-Windungen haben. Das Volumen des Raums, enthalten zwischen jedem Sekundär- und Primär-Zylinder in unserem Transformator Design ist ungefähr 0,000912 m3. Dies zieht in Betracht die Tatsache dass der Anstand von der Sekundären zu Primären am weitesten (etwa 30 mm) am Hochspannungs-Ende der Struktur ist und verjüngt sich nach unten zu einem viel geringeren Abstand bei den Erdungs-Enden der Wicklungen. Das Volumen dieser hohlen Pyramide ist 1/3 mal Basis-Fläche mal Höhe.
  • Die in dem Raum zwischen jeder unserer Sekundärwicklungen und den Primärwicklungs-Anordnungen gespeicherte Energie ist proportional zu H Quadrat mal diesem Volumen. In diesem Fall ist die Zahl etwa 542.000. Da es zwei identische Wicklungs-Strukturen gibt, jede die gleiche Energie speichernd, ist im kompletten Transformator die gesamte zur magnetischen Energie proportionale Zahl 2×542.000=1.084.00. Die netto Induktivität am Ausgang des Transformators ist dann proportional zu dieser Energie, geteilt durch das Quadrat des gesamten Ausgangs-Stroms (100 Ampere quadriert, oder 10.000), also ist die relative Induktivität in diesem System physikalischer Baugruppen etwa 108.
  • Sich dem Transformator des 4,682,114 Patents zuwendend, oben diskutiert und dimensioniert in Bezug auf 16, machen wir das Windungsverhältnis gleich 156:1. Wir bemerken auch, dass die Sekundärwicklung, welche in diesem Transformator direkt angrenzend an den Kern gewickelt ist, die gleiche Spannung (140 kV) zwischen sich und dem Kern hat wie zwischen sich und der Primärwicklung, die über sie gewickelt ist. Also, da wir in den oben durchgeführten Berechnungen einen 30 mm Abstand, um diese Spannung zu isolieren, verwendeten, verwenden wir diesen hier wieder. Dann ist die Sekundärwicklung an ihrem Hochspannungs-Ende 30 mm vom Kern entfernt. Das bedeutet, wenn der Kern 75 mm im Quadrat hat, dann hat die Sekundärwicklung 135 mm Seitenlänge. Die Primärwicklung, welche wiederum 300 mm über der Sekundärwicklung liegt, muss dann 195×195 mm Querschnitt haben.
  • Der gesamte Strom von 100 Ampere fließt in der einzigen Sekundärwicklung mit 156 Windungen, welche etwa 740 mm lang ist, so dass das H Feld in dem Raum 156×100/0,74=21.000 Ampere/Meter ist. Das Volumen zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung, verwendend den gleichen 30 mm Abstand und die Verjüngung wie in unserer Transformator Rechnung, ist etwa 0,00488 m3; so ist die gespeicherte magnetische Energie proportional zu H Quadrat mal dem Volumen, oder 2.150.000. Teilen wir diesen Wert durch das Quadrat des Ausgangs-Stromes (10.000), dann ist der relative Induktivitäts-Wert 215. Dieser ist um einen Faktor 215/108=2 größer als die Ausgangs-Induktivität unseres Impuls-Transformators. Diese Tatsache, plus das nahezu dreifache mechanische Volumen ihres Designs, macht es sehr unattraktiv für die Verwendung in Mikrowellen-Verstärker Anwendungen. Und da ist noch ein weiterer Faktor zu betrachten, die Streu-Kapazität.
  • Wenn man sich entlang dem Innern einer Transformator-Wicklung vom Niederspannungs- zum Hochspannungs-Ende bewegt, dann wächst die Spannungsdifferenz zwischen den Primär- und Sekundär-Wicklungen, aber das tut auch der physikalische Abstand zwischen den Wicklungen. Dieses hält die elektrische Feldstärke ausreichend konstant zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung, da diese gleich ist der Spannung geteilt durch den Abstand.
  • Die kapazitative gespeicherte Energie der Struktur ist proportional zu E Quadrat mal dem Volumen der Struktur. Wir haben oben das Volumen zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung für unseren Transformator zu etwa 0,000912 m3 pro Seite, oder 2×0,000912=0,001824 m3 gesamt, berechnet. Für das 4,682,114 Patent Design ist dieses Volumen etwa 0,00488 m3. So würde die Streu-Kapazität ihres Transformators zumindest 4880/1824=2,67 mal die unseres Designs sein. Aber, in dem 4,682,114 Transformator gibt es ein zusätzliches beanspruchtes Volumen zwischen der Sekundärwicklung und dem geerdeten Transformator-Kern, da die Sekundärwicklung UNTER den Primärwicklungen gewickelt ist. Dies verdoppelt die Streu-Kapazität noch einmal und macht sie zu etwa 2,7×2=5,4 mal so groß wie unsere.
  • Diese bedingt eine sehr ernste Beschränkung für die Impuls-Übertragungs-Funktion des Transformators. In unserem Design ist die tatsächliche Serien-Induktivität gemessen auf der Sekundärseite 345 Mikrohenry, und die Streu-Kapazität (gemessen) ist 300 Picofarad. Der Last-Widerstand (140 kV, 100 A) ist 1400 Ohm. Diese R, L und C Elemente bilden ein Netzwerk, welches ,schwingen' wird, wenn der Q-Wert ½ überschreitet, und Q ist gleich R mal der Quadratwurzel aus dem C/L Verhältnis. Für unseren Transformator ist Q dann 1,3, so dass etwas Überschwingen auf der Ausgangs-Impuls-Spannung stattfinden wird, und Schritte müssen gemacht werden um dieses zu reduzieren oder zu eliminieren. Für das Design des U.S. Patent 4,682,114 ist das aus den obigen relativen Werten von L und C errechnete Q gleich 2,1. Der Grad des Überschwingens ist exponentiell verbunden mit Q, also wenn unser Überschwingen basierend auf einem Q von 1,3 etwa 29% ist, dann wäre deren Überschwingen etwa 47%, und sehr viel schwieriger zu eliminieren. Ähnlich, ist die 10-zu-90 Prozent Anstiegszeit, erhalten von einem Impuls-Transformator, großenteils bestimmt durch die Streu- L und C Werte, und ist etwa gleich π mal der Quadratwurzel aus dem LC Produkt. Für unseren Fall errechnet sich diese Anstiegszeit zu etwa einer Mikrosekunde, und für den 4,682,114 Patent Transformator ist diese nahe bei 3,3 Mikrosekunden. Dies ist keine akzeptable Anstiegszeit für die meisten Klystron-Röhren Lasten, also müssten erhebliche Schritte unternommen werden um diese Beschränkung zu überwinden.
  • Ein solcher Schritt ist, zwei Impuls-Transformatoren zu verwenden, jeder für die halbe Leistung dimensioniert, und diese parallel zu verbinden. Dieses reduziert die intrinsische Anstiegszeit im Vergleich zu einem einzelnen größeren Transformator. Jedoch, das ist im Wesentlichen was unser Transformator-Design bereits macht; jede Seite des magnetischen Kerns trägt bereits eine primäre und sekundäre Struktur, welche in der Tat einen eigenständigen Impuls-Transformator mit der halben Leistung darstellt. Diese sind parallel verbunden um den endgültigen Output zu liefern, und die Anstiegszeit ist viel geringer als mit dem 4,682,114 (Einzel-Transformator) Design. Der Transformator des 4,682,114 Patents hat bereits drei mal das Volumen des unseren; die Verwendung zweier Transformatoren um die Anstiegszeit zu verringern, macht das Volumen noch größer.
  • Bevor dieses Thema verlassen wird sollte bemerkt werden, wenn der Impuls-Transformator des 4,682,114 Patents, wie in ihrem Patent vorgeschlagen, mit einem Satz von PFN Moduln betrieben wird, dass dann deren Kondensatoren und Schalter zumindest 1800 Volt aushalten müssen, um einen 900 Volt Ansteuer-Impuls zu erhalten. Unsere Lösung, mit einem PCC anstelle eines PFN, erlaubt uns 900 Volt Impulse mit nur 970 Volt an den Kondensatoren und Schaltern zu erhalten.
  • Eine Zusammenfassung von Gründen unseren Design zu bevorzugen ist.
    • 1. Der Impuls-Transformator des 4,682,114 Patents ist, bei der gleichen geforderten Ausgangs-Leistung/Güte, etwa drei mal größer als unserer im Volumen, obgleich vergleichbar im Gewicht.
    • 2. Das Design des 4,682,114 Patents ist von Natur aus langsamer in der Anstiegszeit als unserer, um etwa einen Faktor 3, 3.
    • 3. Wir haben die Flexibilität, zwei Kern-Sätze (,½-Windung' Primärwicklung) zu stapeln, oder sogar drei (,1/3-Windung' Primärwicklung) oder mehr, um die Gesamtzahl von Windungen auf den Transformator-Sekundärwicklungen zu reduzieren und die Anstiegszeit zu verkürzen. Weil in dem 4,682,114 Patent die Primärwicklungen über die Sekundärwicklungen gewickelt sind, kann hier diese Strategie nicht angewendet werden, und es müssen statt dessen komplette Transformatoren parallel verbunden werden, wenn eine schnellere Anstiegszeit benötigt wird. Dieses addiert sich weiter zu dem relativen Größen-Nachteil oben in (1).
    • 4. Das 4,682,114 Patent hat nicht gezeigt, wie eine zweiadrige Sekundärwicklung in dessen Transformator enthalten sein kann, um einen Kathoden-Heiz-Strom an eine Klystron- oder Magnetron- Last zu leiten. Unser Design sorgt automatisch für dieses Problem, da wir eine unserer beiden parallelen Sekundärwicklungen verwenden, um diesen Strom zu der Last zu leiten, und die Andere um den Strom zurück zur Erdung zu leiten, während die Spannungs-Isolation zwischen der Heiz-Stromversorung und der Last aufrecht erhalten bleibt.
    • 5. Das 4,682,114 Patent zeigt nicht, wie der magnetische Kern in dessen Transformator-System zurück-gesetzt (Reset) wird. Dieses ist ein Schlüssel-Problem, wie früher erwähnt, und muss sorgfältig behandelt werden.
  • Bezüglich des ,Reset' Problems bedenke man, dass 36 separate ,Eine-Windung' Primärwicklungen den Transformator antreiben. Nach jedem der zehn Mikrosekunden langen Impulse verbleibt ein restlicher Strom von 18 Ampere, der in jeder Primärwicklung fließt. Der gesamte verbleibende Strom ist dann 18×36= 649 Ampere. Um diesen Strom auf Null zu zwingen würde man eine Hilfs-Stromversorgung mit 648 Ampere benötigen, welche groß unc. lästig wäre. Wir haben einen Weg gezeigt um dies mit einer 7 bis 9 Ampere Stromversorgung zu leisten, involvierend eine ,Reset-Wicklung' auf dem Transformator. In unserem Design verwenden wir eine 11-Windungs-Reset-Wicklung, eine auf jeder Seite des Kerns, um den Kern durch Verwendung von zwischen 7 und 9 Ampere DC Reset-Strom bei etwa 10 Volt zurückzusetzen. Ohne diese Hilfswicklung würde man etwa 600 Ampere DC Reset-Strom an die Primärwicklungen liefern müssen, was eine schwierige Aufgabe ist.
  • Mögliche andere Ausführungsbeispiele unseres Modulators würden kürzere Impulse (4μs gegenüber den gegenwärtigen 10 μs), höhere Wiederholfrequenz (800 Hz gegenüber 300 Hz) beinhalten, um gepulste Magnetrons oder Klystrons zu betreiben. Diese würden das gleiche grundlegende Schaltungs-Konzept verwenden, aber dessen Kompensations-Schaltkreise würden auf die neuen Anwendungen zugeschnitten. Wir sehen auch Ausführungsbeispiele für die Anwendung im Umwelt/Immissions-Schutz und der Radar-Industrie, die wiederum unser grundlegendes Schaltungs-Konzept verwenden würden (Kondensatore, PCCs, IGBTs, Impuls-Transformatoren mit geteiltem Kern und Primärwicklungs-Konstruktion), aber Ausgangs-Impulse mit verschiedenen Spannungen, Strömen, Längen und Wiederholungsraten.
  • In Bezug auf mögliche Verbesserungen des Modulator-Konzepts: der R-L (Widertand – Drosselspule) Impuls-Kompensations-Schaltkreis (PCC) könnte arsetzt werden entweder durch ein LC Netzwerk (extrem geringe Verluste) oder einen aktiven Schaltkreis, welcher keine Leistung verbrauchen würde, wie es der gegenwärtige Kompensations-Schaltkreis tut. Das R-L Netzwerk verbraucht etwa 6% der Modulator-Leistung, was kein hoher Preis ist für dessen Einfachheit und Robustheit.

Claims (15)

  1. Ein Leistungs-Modulator (50,60,70,100,200,300) mit einer Impulsgeber-Stufe für die Erzeugung zumindest eines ersten elektrischen Impulses, und einem Aufwärts-Impuls-Transformator (350), der mit der Impulsgeber-Stufe verbunden ist, um den ersten elektrischen Impuls zu empfangen und um einen zweiten elektrischen Ausgangs-Impuls mit höherer Spannung zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, das die Impulsgeber-Stufe umfasst: mindestens eine Impulsgeber Einheit (51,71, 111–114, 211–214, 330-1 ....330-36), umfassend: – einen Energie-Speicher Kondensator (52, 72); – einen Impuls-Schalter (53, 73), elektronisch kontrollierbar zum An- und Ab- Schalten, welcher zwischen dem Energie-Speicher Kondensator und dem Aufwärts-Impuls-Transformator zwischengeschaltet ist; und – einen passiven Spannungsabfall-Kompensations-Schaltkreis (74, 75), welcher den Impuls-Schalter mit dem Impuls-Transformator verbindet um einen Spannungsabfall während der Entladung des Kondensators zu kompensieren, und der so die Form des zweiten elektrischen Ausgangs-Impulses kontrolliert, wobei der Impuls-Schalter einsetzbar ist für das Einschalten des Starts des zweiten elektrischen Ausgangs-Impulses durch Übertragung der Kondensator-Energie – in der Form des ersten elektrischen Impulses – über den Spannungsabfall-Kompensations-Schaltkreis (74, 75) an den Aufwärts-Transformator, und einsetzbar ist zum Abschalten, um den zweiten elektrischen Ausgangs-Impuls zu beenden.
  2. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Impuls-Schalter ein Halbleiter-Schalter ist.
  3. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Impuls-Schalter ein Insulated-Gate-Bipolar-Transistor Schalter ist.
  4. Ein Leistungs-Modulator nach einem der Ansprüche 1 – 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsgeber-Stufe außerdem aus einem aufladenden Stromversorgungsgerät (320) besteht, das mit dem Energie-Speicher Kondensator verbunden ist, um den Energie-Speicher Kondensator selektiv zu aufzuladen, wobei das aufladende Stromversorgungsgerät einen serienresonanten Insulated-Gate-Bipolar-Transistor-Umsetzer beinhaltet.
  5. Ein Leistungs-Modulator nach einem der Ansprüche 1 – 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsgeber-Stufe außerdem einen Trigger-Impulsgeber (325) zur Erzeugung eines Trigger-Impulses enthält, der das Anschalten und Abschalten des Impuls-Schalters kontrolliert.
  6. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass dieser Mittel enthält, um die Länge des Trigger-Impulses zu ändern, und damit die Impulsbreite des zweiten Ausgangs-Impulses zu verändern.
  7. Ein Leistungs-Modulator nach einem der Ansprüche 1 – 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsabfall-Kompensierende Schaltkreis ein Widerstand- Drosselspulen Parallel-Schaltkreis ist.
  8. Ein Leistungs-Modulator nach einem der Ansprüche 1 – 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulsgeber-Stufe zumindest zwei Impuls erzeugende Bereiche enthält, wobei deren Impuls-Schalter gleichzeitig Ein- und Aus- geschaltet werden können.
  9. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator eine Anzahl primärer Wicklungen (121–124, 221–224, 352-1....352-36, 431–434) aufweist und jede der primären Wicklungen einen separaten Anschlusspunkt und einen gemeinsamen Erdanschlusspunkt hat, wobei jede der primären Wicklungen individuell über den separaten Anschlusspunkt mit dem zugehörigen individuellen Impulsgeber-Bereich verbunden ist, so dass der gleiche Stromfluss in den Primärwicklungen wie in den Impuls-Schaltern gewährleistet ist.
  10. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator eine Anzahl primärer Wicklungen (121-124, 221-224, 352-1....352-36, 431-434) speziell zum Empfang der ersten elektrischen Impulse hat, und dass jede der primären Wicklungen nur einen Teil des gesamten magnetischen Querschnitts des Transformators umschließt.
  11. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass jede der primären Wicklungen einen separaten Anschlusspunkt und einen gemeinsamen Erdanschlusspunkt hat, wobei jede der primären Wicklungen individuell über den separaten Anschlusspunkt mit dem zugehörigen individuellen Impulsgeber-Bereich verbunden ist, so dass der gleiche Stromfluss in den Primärwicklungen wie in den Impuls-Schaltern gewährleistet ist.
  12. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator mindestens zwei Kerne (410, 420) beinhaltet, welche nebeneinander geschichtet sind, wobei jeder Kern durch einen zugehörigen Satz von Primärwicklungen umgeben ist, welche im allgemeinen gleichmäßig zwischen den Kernen verteilt sind, und einer Sekundärwicklung (356, 441, 442), welche so um die Kerne gewickelt ist, dass sich die Primärwickkungen innerhalb dieser Sekundärwicklung befinden.
  13. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass jeder der Kerne zwei Schenkel (411, 412,421,422) mit einer Sekundärwicklung um jeden der beiden Schenkel hat.
  14. Ein Leistungs-Modulator nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator vom Offen-Rahmen Typ ist und die Primärwicklungen innerhalb der Sekundärwicklung des Transformators gewickelt sind.
  15. Ein Leistungs-Modulator nach einem der Ansprüche 1 – 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Last des Transformators die eines Klystrons, einer Magnetfeldröhre, einer Wanderwelle oder einer Kreuzfeldröhre ist.
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