DE60009558T2

DE60009558T2 - Vorrichtungen zur funkkanal-und demodulationsschätzung

Info

Publication number: DE60009558T2
Application number: DE60009558T
Authority: DE
Inventors: Alexandre Jard; Hassan El Nahas El Homsi; Nidham Ben Rached
Original assignee: Nortel Networks SA; Nortel Networks France SAS
Current assignee: Nortel Networks SA; Nortel Networks France SAS
Priority date: 1999-12-01
Filing date: 2000-11-27
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2020-11-28
Also published as: ATE263464T1; EP1240759B1; EP1240759A1; WO2001041382A1; FR2802043A1; FR2802043B1; DE60009558D1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Techniken zum Bewerten von Funkkanälen, sowie auf einen Demodulator, der eine solche Technik anwendet.
Die Erfindung findet Anwendung auf dem Gebiet der Funkkommunikationen mit Mehrfach-Zugängen und Verteilung nach Codes (CDMA, "Code-Division Multiple Access"), insbesondere in den Fällen, wo die Dauer eines Informationssymbols wesentlich größer ist als der Speicher des Kanals (d. h. dass man die Interferenzen zwischen Symbolen vernachlässigen kann).
In einem CDMA-System werden die übertragenen binären (±1) oder quaternären (±1±j) durch Ausbreitungscodes multipliziert, die aus Mustern zusammengesetzt sind, "Chips" genannt, deren Takt höher ist als der der Symbole. Orthogonale oder quasi-orthogonale Ausbreitungscodes werden unterschiedlichen logischen Kanälen zugeteilt, welche sich die gleiche Trägerfrequenz teilen, um jedem Empfänger zu erlauben, die Symbolfolge zu detektieren, die für ihn bestimmt ist, wobei das empfangene Signal mit dem entsprechenden Ausbreitungscode multipliziert wird.
Ein Vorteil des CDMA-Systems ist, dass es erlaubt, mehrfache Signalübertragungsstrecken zu benutzen, wobei man das nutzt, was man einen "Rechen-Empfänger" ("rake receiver") nennt.
Der Rechen-Empfänger bewirkt eine kohärente Demodulation, die sich auf eine Näherung der Impulsantwort des Funk-Ausbreitungskanals durch eine Reihe von peaks stützt, wobei jeder peak mit einer Verzögerung erscheint, die der Dauer der Ausbreitung entlang einer bestimmten Übertragungsstrecke entspricht und eine komplexe Amplitude hat, die der Dämpfung und der Phasenverschiebung des Signals entlang dieser Übertragungsstrecke entspricht (momentane Auswirkung des fading). Indem er mehrere Empfangswege analysiert, d. h. indem er mehrere Male den Ausgang eines an den Impulsverlängerungscode des Kanals angepassten Filters bemustert, erhält der Rechen-Empfänger mehrfache Bewertun gen der übertragenen Symbole, die miteinander kombiniert werden, um eine Diversity-Verstärkung zu erhalten. Die Kombination kann insbesondere nach der sogenannten MRC-Methode ("maximum radio combining") ausgeführt werden, die die unterschiedlichen Bewertungen in Abhängigkeit von den komplexen Amplituden gewichtet, die für die unterschiedlichen Übertragungsstrecken beobachtet werden.
Um diese kohärente Demodulation zu ermöglichen, kann ein Steuerkanal oder Pilotkanal für die Bewertung der Impulsantwort in Gestalt einer Abfolge von peaks vorgesehen werden. Die Impulsantwort wird mittels eines Filters bewertet, der an einen Ausbreitungscode angepasst ist, mit dem der Sender eine Folge von bekannten Symbolen moduliert, z. B. 1-Symbolen. Die Lagen der Maxima des Ausgangs dieses angepassten Filters ergeben die Verzögerungen, die in den Zinken des Rechen-Empfängers benutzt werden, und die zugehörigen komplexen Amplituden entsprechen den Werten dieser Maxima. Wenn mehrere unterschiedliche Übertragungsstrecken sehr nahe zusammen liegende Verzögerungen haben, führt die Suche nach den Maxima im Allgemeinen dazu, dass nur eine einzige dieser Verzögerungen berücksichtigt wird.
Techniken zur Blind-Demodulation, die in bestimmten Empfängern benutzt werden, sind in US-A-5,905,721 beschrieben.
EP-A-0 669 729 beschreibt ein System mit mehrfachem Zugang und Verteilung über der Zeit.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Darstellung des Funk-Ausbreitungskanals zu benutzen, die weniger auf Näherungen beruht als bei einem üblichen Rechen-Empfänger, insbesondere in dem Fall, in dem es mehrere Ausbreitungswege gibt, die nahe beieinander liegende Verzögerungen haben.
Nach der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Bewerten von Parametern, die einen Funk-Ausbreitungskanal repräsentieren, vorgeschlagen, die ein signalangepasstes Filter zum Produzieren von Beobachtungen eines Referenzvektors von W aufeinander folgenden Mustern eines Signals umfasst, das durch signalangepasste Filterung eines über den Ausbreitungska nal empfangenen Signals mit einem Pilot-Ausbreitungscode gebildet wird, und Mittel zum Bewerten von den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parametern, welche Eigenvektoren einer Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors einschließen. Die den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parameter können außerdem Eigenwerte der Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors einschließen, die besagten Eigenvektoren jeweils zugeordnet sind, mit denen sie bewertet werden.
Die Vorrichtung verwendet eine Beschreibung des Ausbreitungskanals in Form seiner Eigenelemente, was eine Bewertung beschafft, die inhaltsreicher ist als das Modell der Verzögerungslinie (Verzögerungen und Amplituden), das bei dem traditionellen Rechenempfänger in Betracht gezogen wird. So kann jede Ausbreitungsstrecke bei der Antwort des Kanals in Betracht gezogen werden, mithilfe einer Wellenform, die einem Eigenvektor der Autokorrelationsmatrix entspricht, und nicht bloß durch einen punktuellen peak, der einer Verzögerung zugeordnet wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Bewertung der Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrix die folgenden Schritte:

– Extrahieren von M Referenz-Untervektoren aus dem Bezugsvektor, deren jeder aus S aufeinander folgenden Mustern des besagten, durch signalangepasste Filterung gebildeten Signals zusammengesetzt ist, wobei M und S Zahlen größer als 1 sind, und wobei die M Referenz-Untervektoren im Durchschnitt M energetischen Bereichen des Referenzvektors entsprechen;
– Bewerten der jeweiligen Autokorrelationsmatrizen der M Referenz-Untervektoren;
– Bestimmen von Eigen-Untervektoren, deren jeder einem Eigenwert und einem der M Referenz-Untervektoren zugeordnet ist, wobei jeder Eigen-Untervektor für den zugeordneten Eigenwert ein Eigenvektor der bewerteten Autokorrelationsmatrix des zugeordneten Referenz-Untervektors ist;
– Bilden jedes bewerteten Eigenvektors der Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors, wobei einer der Eigen-Untervektoren an die Stellen der S Muster des zugeordneten Referenz-Untervektors und Nullwert-Muster an die W – S anderen Positionen gesetzt werden.

Dies erlaubt es, einen Kompromiss zwischen der Feinheit der Bewertung des Kanals und der Komplexität der benötigten Berechnungen zu finden, die alle beide Zuwachsfunktionen von S sowie von M sind. Je größer die verfügbare Rechenkapazität ist, umso mehr können die Untervektoren von bedeutender Größe sein, was die Näherung der Antwort des Kanals verfeinert.
Die hiervor erwähnte Vorrichtung kann jedes Mal benutzt werden, wenn man einen Ausbreitungskanal charakterisieren muss, insbesondere um eine Demodulation durchzuführen. Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung bezieht sich so auf einen Demodulator für einen Empfang auf einem Funk-Ausbreitungskanal, auf dem mehrere multiplexierte logische Kanäle definiert sind, einschließlich eines Pilotkanals und mindestens eines Datenkanals, umfassend Mittel zum Erhalten mehrerer Beobachtungen eines ersten Vektors aus W aufeinander folgenden Mustern eines ersten Signals, das durch signalangepasste Filterung eines Signals erhalten wird, welches über den Ausbreitungskanal mittels eines ersten, auf den Pilotkanal bezogenen Ausbreitungscodes empfangen wird, Mittel zum Erhalten eines zweiten Vektors aus W aufeinander folgenden Mustern eines zweiten Signals, das durch signalangepasste Filterung des besagten empfangenen Signals mittels eines zweiten, auf den Datenkanal bezogenen Ausbreitungscodes erhalten wird, Mittel zum Bewerten von den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parametern, einschließlich Eigenvektoren einer Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors, und Mittel zum Bewerten von Symbolen, um mindestens ein Informationssymbol zu bewerten, das von dem zweiten Signal auf der Basis der ersten und zweiten Vektoren und der besagten, den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parameter übertragen wird. Dieser Demodulator verkörpert eine Vorrichtung zur Bewertung eines Kanals wie die vorstehend erörterte.
Wenn das zweite Signal binäre Informationssymbole trägt, die gemäß einer binären Phasenverschiebungs-Modulation moduliert sind, können die Mittel zum Bewerten der Symbole so eingerichtet werden, dass sie mindestens ein binäres, von dem zweiten Signal getragenes Informationssymbol durch das Vorzeichen des reellen Teils der komplexen Zahl
bewerten, wo d die Anzahl von bewerteten Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors ist, v _k ein einem Eigenwert λ_k zugeordneter Eigenvektor der normierten Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors ist, N₀ eine Bewertung der Rauschleistung auf dem Ausbreitungskanal ist, r und x jeweils die ersten und zweiten Vektoren sind, β ein vorbestimmter Koeffizient ist, (.)^H die transponierte Konjugierte bedeutet, und |.| die Norm eines Vektors.
Eine Wahrscheinlichkeit des besagten binären Informationssymbols kann proportional zum Absolutwert des reellen Teils der komplexen Zahl γ bestimmt werden.
Wenn das zweite Signal quaternäre Informationssymbole trägt, die nach einer quaternären Phasenverschiebungsmodulation moduliert sind, können die Mittel zum Bewerten von Symbolen dazu eingerichtet sein, mindestens ein quaternäres, durch das zweite Signal in zwei, jeweils durch die Vorzeichen des reellen und des imaginären Anteils der in der Beziehung (1) definierten komplexen Zahl γ definierten Bits übertragenen Informationssymbol zu bewerten. Jeweilige Wahrscheinlichkeiten dieser beiden Bits können außerdem proportional zu den Absolutwerten der reellen und imaginären Anteile der komplexen Zahl γ bestimmt werden.
Der Demodulator kann auch dazu eingerichtet sein, ein auf dem Ausbreitungskanal in Form von mehreren Signalen empfangenes Signal zu behandeln, die mittels unterschiedlicher Antennen empfangen wurden, um so eine räumliche Diversity zu beschaffen.
Andere Besonderheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden sich aus der hiernach folgenden Beschreibung von nicht einschränkenden Ausführungsbeispielen ergeben, unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen, in denen
die 1 ein synoptisches Schema eines Funkkommunikations-Empfängers ist, der einen Demodulator gemäß der Erfindung umfasst;
die 2 ein Schema eines Moduls zum Bewerten eines Kanals des Demodulators aus 1 ist;
die 3 ein synoptisches Schema eines Moduls zum Bewerten von Symbolen des Demodulators aus 1 ist; und
die 4 ein synoptisches Schema einer Berechnungseinheit des Moduls der 3 ist.
Der in 1 dargestellte Empfänger umfasst eine Funkstufe 1, die das von der Antenne 2 empfangene Signal empfängt und dieses auf das Basisband konvertiert. Das Basisband-Signal wird durch einen Analog-Digital-Wandler 3 digitalisiert und dann einem Empfangsfilter 4 zugeführt. Das Filter 4 stellt eine Filterung sicher, die angepasst ist an die Signalform des Senders. Er liefert ein digitales Signal Y im Verhältnis zu einem komplexen chip-Muster von Ausbreitungscodes.
Bei Vorliegen mehrerer Ausbreitungswege (der Anzahl d), kann die Antwort h(t) des Kanals, die bis zum Empfangsfilter 4 gelangt, geschrieben werden:
Die τ_k stellen die unterschiedlichen Verzögerungen der Echos dar, die s_k sind die momentanen Zustände des über der Zeit variierenden Fadings, und a(t) bezeichnet das Impulssignal, das die Modulation bildet. Man nimmt an, dass das Shannon-Kriterium eingehalten wird, wenn die Signale bei der chip-Frequenz 1/T bemustert werden, und dass die Antwort des Kanals Null ist für t > (W–1)T. In diesem Fall kann die Antwort des Kanals dargestellt werden durch einen Vektor mit W komplexen Komponenten:
In der Beziehung (3) sind die v _k die Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrix von h (also R·v _k = μ_k·v _k mit R = E(h·h ^H), worin E(.) den mathematischen Erwartungswert bezeichnet), und die α_k momentane Werte von zufälligen gaußschen komplexen Variablen von Varianzen sind, die gleich den Eigenwerten μ_k der Autokorrelationsmatrix (E(|α_k|²) = μ_k). Diese Zerlegung der Matrix R ergibt orthogonale Eigenvektoren (v _k ^H·v _k = 0, wenn k ≠ k') und reelle Eigenwerte μ_k, die positiv oder Null sind, wenn die Matrix hermitisch ist.
Unter den logischen Kanälen, die auf dem Funkkanal multiplexiert sind, gibt es einen Kontroll-Kanal, auf dem Pilotsymbole übertragen werden, und einen oder mehrere Datenkanäle, auf denen Informationssymbole übertragen werden. Man nimmt an, dass die Sendeleistung auf dem Kontrollkanal β-mal höher als die Sendeleistung für ein Informationssymbol b auf einem Datenkanal ist (wobei diese letztere Leistung als einheitlich betrachtet wird). Der Koeffizient β ist vorher bekannt. Das Signal wird von einem zusätzlichen weißen Gauß-zentrierten Rauschen der Varianz N₀ beeinträchtigt.
Ein signalangepasstes Filter filtert das empfangene Signal Y konform zum Ausbreitungscode Cr des Pilotkanals. Daraus ergibt sich für jedes Pilotsymbol ein Vektor r mit W komplexen Komponenten, dargestellt durch:
mit E(n·n ^H) = N₀·I, und die Einheitsmatrix mit I bezeichnet wird.
Ein anderes signalangepasstes Filter 6 filtert das empfangene Signal Y entsprechend dem Ausbreitungscode Cx des Datenkanals. Daraus ergibt sich für jedes unbekannte Symbol b ein Vektor x mit W komplexen Komponenten, die dargestellt werden durch:
mit
Man schreibt
den gaußschen Vektor der Größe 2W, der durch die Verkettung der auf den beiden Kanälen empfangenen Signale gebildet wird. Seine Wahrscheinlichkeitsdichte p(X) kann geschrieben werden:
worin K = E(X ^H X), und det(.) die Determinante bezeichnet.
Der Zweck des Demodulators ist, die Wahrscheinlichkeitsfunktion in Bezug auf b zu maximieren, die durch die bedingte Wahrscheinlichkeit p(b|X) angegeben wird.
Da die Werte des Rauschens und des Fadings unabhängig sind, hat man:
indem man die Zerlegung in Eigenelemente der Matrix R benutzt, mit
und
Durch Anwendung des Lemma der Matrizeninformation erhält man:
Indem man den Logarithmus der Wahrscheinlichkeit (6) nimmt, und indem man feststellt, dass die Determinante det(K) für alle möglichen Symbole gemeinsam gilt und dass
= (1+β)/2 ist, muss der Demodulator die folgende Funktion in Bezug auf b minimieren:
Wenn die Symbole nach einer binären Phasenverschiebungs-Modulation modulierte Bits sind (BPSK, "binary phase shift keying"), wird die Bewertung b^ eines Symbols b, die die Funktion Φ(b) minimiert, sodann durch das Vorzeichen des reellen Anteils der komplexen Zahl angegeben:
(b^ = sgn[Re(γ)], und die maximierte Wahrscheinlichkeit ist proportional zum Absolutwert von Re(γ) Wenn eine Dekodierung mit weichen Eingängen ("soft input decoding") stromab des Demodulators durchgeführt wird, kann folglich die Wahrscheinlichkeit des bewerteten Bits b^ durch Λ = |Re(γ)| gemessen werden.
Wenn die Symbole quaternär sind und nach einer quaternären Phasenverschiebungs-Modulation moduliert werden (QPSK, "quaternary phase shift keying"), wird die Bewer tung eines Symbols b = b₁ + jb₂, das die Funktion Φ(b) minimiert, durch zwei Bits gebildet, die durch die jeweiligen Vorzeichen der reellen und imaginären Anteile der durch die Beziehung (10) definierten komplexen Zahl γ angegeben werden (b^ = b^₁ + jb^₂ = sgn[Re(γ)+j·sgn[Im(γ)]), und die Wahrscheinlichkeiten dieser beiden Bits sind jeweils proportional zu den Absolutwerten der reellen und imaginären Anteile von γ. Wenn eine Dekodierung mit weichen Eingängen stromab des Demodulators durchgeführt wird, können folglich die Wahrscheinlichkeiten der beiden bewerteten Bits b^₁, b^₂ durch Λ₁ = |Re(γ)| und Λ₂ = |Im(γ)| gemessen werden.
Wenn der Empfänger zwei Antennen am Eingang zweier Verarbeitungswege umfasst, wobei jeder Weg zwei Filter umfasst, deren einer an den Code Cr des Pilotkanals angepasst ist, der einen Vektor r _n, r _d liefert, und deren anderer an den Code Cx des Datenkanals angepasst ist, der einen Vektor x _n, x _d liefert, kann die zu minimierende Funktion Φ(b) der räumlichen Diversity Rechnung tragen, wobei ihr Ausdruck nicht mehr durch (9) angegeben wird, sondern durch:
mit den Schreibweisen
wobei ρ der Faktor der Korrelation zwischen den beiden Antennen (es sei E(α * / k,n·α_k,d) = ρ·μ_k) ist, die Vektoren v _k ⁺ und v _k ^– die Eigenvektoren von R' sind, die jeweils den Eigenwerten μ_k ⁺ und μ_k ^– zugeordnet sind, und es sei
μ_k ⁺ = (1+|ρ|)μ_k und μ_k ^– = (1–|ρ|)μ_k für 0 ≤ k ≤ d.
Im Falle von Impulsantworten von geringer Dimension W ist es einfach, die Eigenvektoren von R durch ein klassisches numerisches Verfahren zu extrahieren, das direkt auf eine Bewertung der Matrix hinarbeitet, z. B. die "Power Iteration" genannte Methode (siehe Golub & Loane: "Matrix Computation", Baltimore editions M.B.).
Im Falle von Impulsantworten von größerer Dimension W macht die benötigte Komplexität zum Aktualisieren der Bewertung von R diese Methode praktisch undurchführbar. Man benutzt dann eine Matrix R^ = E(r·r ^H), die als die Autokorrelation des Vektors r definiert ist, mit R verbunden durch die Beziehung: R^ = b·R+N 0·I (12)
Man wird unmittelbar gewahr, dass R^ und R dieselben Eigenvektoren v _k haben. Die Eigenwerte λ_k von R^ sind solche von R, multipliziert mit β und um N₀ phasenverschoben, also λ_k = β·μ_k + N₀. Mit (10) leitet man daraus den Ausdruck (1) der komplexen Zahl γ ab, die zum Bewerten der Informationsbits dient.
Allgemein hat die Matrix R eine Hohlstruktur und besitzt wenige Elemente von Bedeutung. Sie kann nach der folgenden Näherung zerlegt werden:
das heißt in Form von Blöcken der Größe S × S, die mit R ⁱ für 0 ≤ i ≤ M bezeichnet werden und entlang ihrer Hauptdiagonalen verteilt sind. Die Position dieser M Blöcke entlang der Diagonalen von R entsprechen den energiereichsten Bereichen der Impulsantwort des Kanals. Ebenso kann die Matrix R^ angenähert werden durch
wobei R^ⁱ = R ⁱ + N₀·I das beobachtete Rauschen von R ⁱ ist für 0 ≤ i < M.
Jede Untermatrix R^ⁱ lässt eine Zerlegung in Eigenvektoren zu, identisch zu der von R ⁱ, die schnell durch eine klassische Methode erhalten werden kann, wenn ihre Dimension S klein im Vergleich zu der von R ist. Indem mit dⁱ die Dimension des Unter-Raum-Signals bezogen auf die Untermatrix R^ⁱ bezeichnet wird, mit
schreibt sich diese Zerlegung von R^ⁱ:
In gleicher Weise wie vorstehend werden die Eigenwerte um die Rauschleistung phasenverschoben. So sind die Eigenvektoren v _k von R:
und ihre Eigenwerte μ_k sind die der M Matrizen R^ⁱ, phasenverschoben um N₀:
Die Untermatrizen R^ⁱ sind dort angeordnet, wo die Impulsantwort ihre Energiemaxima konzentriert. Um die Position der M Untermatrizen zu bestimmen, die mit der festen Größe S × S angenommen werden, genügt es also, eine Bewertung des Leistungsprofils des Kanals zu haben und daraus die M energiereichsten Anteile der Größe S zu entziehen. Dieses Profil kann einfach berechnet werden aus dem Mittel des quadratischen Moduls jedes Musters des Vektors r. Um die Autokorrelations-Untermatrizen R^ⁱ zu berechnen, bestimmt man die M Untervektoren r ⁱ der Dimension S, die den auf dem Pilotkanal auf den vorab bestimmten Positionen empfangenen Signalen entsprechen, und man berechnet nach einer bestimmten Anzahl von Beobachtungen Mittelwerte der Untermatrizen r ⁱ·r ^iH.
Es kann sein, dass bestimmte bewertete Eigenwerte nicht relevant sind, oder dass man willkürlich nur eine bestimmte, feste Anzahl von Eigenelementen beibehält. Man kann also, am Ende der Behandlung, eine Auswahl von Eigenvektoren treffen, die den energiereichsten Eigenwerten zugeordnet sind.
Der Demodulator gemäß 1 umfasst einen Modul zum Bewerten des Kanals 8, der detaillierter in 2 dargestellt ist, der Bewertungen der Eigenvektoren v _k berechnet und Eigenwerte λ_k der Autokorrelationsmatrix R^ des Vektors r, der vom signalangepassten Filter 5 geliefert wird, sowie eine Bewertung der Rauschleistung N₀.
Unter Bezug auf die 2 umfasst der Modul 8 eine Einheit 80, die Vektoren mit W Komponenten berechnet, die durch die quadrierten Module der Komponenten der aufeinander folgenden Beobachtungen des Vektors r gebildet sind, der von dem signalangepassten Filter 5 geliefert wird. Eine Einheit 81 berechnet einen laufenden Mittelwert des von der Einheit 80 gelieferten Vektors, z. B. in einem rechteckigen oder exponentiellen Fenster. Die Einheit 82 bestimmt die M Bänder von S energiereichsten Mustern des Mittelvektors, um die Positionen der Untervektoren r ⁱ der Größe S (0 ≤ i < M) innerhalb der Vektoren r zu definieren.
Eine Einheit 83 extrahiert die M Untervektoren r ⁱ jedes Vektors r und bewertet deren Autokorrelationsmatrix durch eine Berechnung von Mittelwerten von Produkten Term pro Term:
Einheiten 84 zum Diagonalisieren extrahieren die Eigenwerte λ_j ⁱ der Matrizen Rⁱ, wenigstens die der größten Module, und die zugeordneten Eigenvektoren v _j ⁱ. Diese Berechnung kann nach jeder bekannten numerischen Methode durchgeführt werden, z. B. "Power Iteration", die kein Problem der Anwendung im Hinblick auf die Reduzierung aufwirft, die auf die Dimensionen der zu diagonalisierenden Matrizen (S × S anstelle von W × W) ausgeübt wird. Die Einheit 85 wählt die d Eigenwerte λ_k der größten Module unter den Eigenwerten λ_j ⁱ aus, die von den Einheiten 84 geliefert werden, und die entsprechenden Eigenvektoren v _k, die sie aus den v _j ⁱ gemäß der Beziehung (16) konstruiert.
Die Einheit 85 kann auch die Rauschleistung N₀ bestimmen, zum Beispiel gleich gesetzt dem kleinsten der Eigenwerte λ_j ⁱ. Auch andere Methoden der Bewertung von N₀ können verwendet werden.
Unter Rückwendung zur 1 werden die Parameter v _k, λ_k (0 ≤ i < d) und N₀ nach Bewertung durch den Modul 8 dem Modul 9 zugeführt, der die Symbole bewertet, die aus den Vektoren r und x übermittelt werden, die von den angepassten Filtern 5, 6 geliefert werden.
Die 3 stellt eine mögliche Struktur des Moduls 9 in dem Fall einer QPSK- Modulation dar. Ein Addierer 91 berechnet die Größe γ nach der Beziehung (1) aus den d zu summierenden Bestandteilen, die von den jeweiligen Einheiten 90 berechnet wurden.
Eine solche Einheit 90, bezogen auf einen Durchlauf (0 ≤ k < d) wird durch die 4 dargestellt. Die skalaren Produkte (r ^H·v _k) und (v _k ^H·x) werden jeweils bei 95 und 96 berechnet, sodann miteinander multipliziert durch den komplexen Multiplikator 97. Der Block 98 führt die Berechnung des Koeffizienten
aus (man nimmt hier an, dass die Einheiten 84 die Eigenvektoren in orthonormer Form geliefert haben, also ||v i / j||² = ||v _k||² = 1), die ein komplexer Multiplikator 99 am Ausgang des Multiplikators 97 multipliziert, um den Beitrag des Durchlaufs k dem Addierer 91 zuzuführen.
Am Ausgang des Addierers 91 extrahieren die Einheiten 92, 93 jeweils den reellen und den imaginären Anteil von γ, deren Vorzeichen b₁^, b₂^ die Bits bewerten, die das quaternäre Symbol bilden, und deren Absolutwerte ggf. Messungen der Wahrscheinlichkeiten Λ₁, Λ₂ liefern.
Im Falle einer BPSK-Modulation kann der Modul 9 zum Bewerten von Symbolen dieselbe Struktur wie in 3 haben, außer dass die Einheit 93 nicht notwendig ist.
In den beigefügten Zeichnungen ist der Demodulator in synoptischer (diskreter) Form dargestellt, um die verschiedenen Berechnungsschritte zu verdeutlichen. In der Praxis kann diese Berechnung mittels eines folgeprogrammierten digitalen Signalprozessors durchgeführt werden, so wie es bei den digitalen Demodulatoren üblich ist.
Die Erfinder haben die Leistungen des hiervor erörterten Demodulators im Einsatz des CDMA-Systems getestet, das für die zellulären Netze der dritten Generation vorgesehen ist (siehe "UMTS: die Generation der Multimedia-Mobiltelefone", P. Blanc et al., "L'Echo des Recherches, No. 170, 4. Trimester 1997 und 1. Trimester 1998, Seiten 53–68), mit mit 3,84 Mchip/s getakteten Ausbreitungscodes und einem Signaltakt von 15 kbit/s (Ausbreitungsfaktor SF = 256). In dem betrachteten System wird der Datenkanal von dem reellen Anteil (Weg I) eines komplexen, QPSK-modulierten Signals gebildet, das von einem beweglichen Endgerät zu einer Basisstation übertragen wird. Der entsprechende Pilotkanal bildet einen Teil eines Kontrollkanals, der durch den imaginären Anteil (Weg Q des komplexen, QPSK-modulierten Signals gebildet wird. Das Signal wird in Blocks von 666 μs Dauer behandelt, in Raten von 2560 Chips pro Block, was mit SF = 256 10 Bits auf jedem Weg darstellt, sowie 6 Pilotbits und 4 Steuerbits auf dem Weg Q. Wenn auch die Funkmodulation QPSK ist, so müssen die binären Symbole, die auf jedem Weg I, Q übertragen werden, doch als durch eine tatsächliche BPSK-Modulation behandelt angesehen werden. Bei diesen Simulationen war die Länge der Kanalantwort ungefähr 15 μs (W = 56). Für jedes Bit, das auf dem Weg I bewertet wurde aus einem Signal einer einzelnen Antenne, war der in der Beziehung (1) benutzte Vektor r derjenige, der sich aus dem Mittel der 6 Pilotblöcke des aktuellen Blocks ergab, nämlich β = 6. Der Kanal wurde mithilfe von d = 4 Eigenvektoren bewertet, die mithilfe von M = 3 Untermatrizen der Dimension S = 6 bestimmt wurden. Für unterschiedliche Konfigurationen des Kanals haben die Simulationen einen Verstärkungsfaktor von 1/4 bis 3/4 DeziBel auf das Verhältnis Eb/N₀ erbracht, wobei Eb die Energie pro Bit ist, für einen binären Fehlergrad von gleich 10^–2 vor Dekodierung des Fehler-Korrigierers. Zum Preise einer mäßigen Zunahme der Komplexität des Empfängers ist diese Verstärkung sehr begrüßenswert, um die Funkreichweite des Systems zu erhöhen.

Claims

Vorrichtung zum Bewerten von Parametern, die einen Funk-Ausbreitungskanal repräsentieren, umfassend ein signalangepasstes Filter (5) zum Produzieren von Beobachtungen eines Referenzvektors (r) von W aufeinander folgenden Mustern eines Signals, das durch signalangepasste Filterung eines über den Ausbreitungskanal empfangenen Signals (Y) mit einem Pilot-Ausbreitungscode (Cr) gebildet wird, und Mittel (8) zum Bewerten von den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parametern, welche Eigenvektoren (v _k) einer Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors einschließen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, in der die von den Mitteln (8) zum Bewerten von Parametern bewerteten, den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parameter außerdem Eigenwerte (λ_k) der Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors (r) einschließen, die besagten Eigenvektoren (v _k) jeweils zugeordnet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, in der die Mittel (8) zum Bewerten von Parametern umfassen: – Mittel (80–83) zum Extrahieren von M Referenz-Untervektoren (r ⁱ), deren jeder aus S aufeinander folgenden Mustern des besagten, durch signalangepasste Filterung gebildeten Signals zusammengesetzt ist, wobei M und S Zahlen größer als 1 sind, und wobei die M Referenz-Untervektoren im Durchschnitt M energetischen Bereichen des Referenzvektors (r) entsprechen; – Mittel (83) zum Bewerten der jeweiligen Autokorrelationsmatrizen
der M Referenz-Untervektoren; – Mittel (84–85) zum Bestimmen von Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ), deren jeder einem Eigenwert (λ_j ⁱ) und einem der M Referenz-Untervektoren (r ⁱ) zugeordnet ist, wobei jeder Eigen-Untervektor für den zugeordneten Eigenwert ein Eigenvektor der bewerteten Autokorrelationsmatrix des zugeordneten Referenz-Untervektors ist; – Mittel (85) zum Bilden jedes bewerteten Eigenvektors (v _k) der Autokorrelationsmatrix des Referenzvektors, wobei einer der Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) an die Stellen der S Muster des zugeordneten Referenz-Untervektors und Nullwert-Muster an die W – S anderen Positionen gesetzt werden.
Vorrichtung nach Anspruch 3, in der die Mittel (85) zum Bestimmen der Eigen-Untervektoren die besagten Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) aus der Gesamtheit der Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrizen
der M Referenz-Untervektoren (r ⁱ) als diejenigen auswählen, welche jeweils den Eigenwerten (λ_j ⁱ) von größeren Modulen zugeordnet sind.
Vorrichtung nach Anspruch 4, in der die Mittel (85) zum Bestimmen der Eigen-Untervektoren eine gegebene Anzahl (d) von Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) bestimmen, welche den d Eigenwerten (λ_j ⁱ) von größeren Modulen zugeordnet sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, in der das besagte, auf dem Ausbreitungskanal empfangene Signal aus mehreren, mithilfe unterschiedlicher Antennen empfangenen Signalen zusammengesetzt ist.
Demodulator für einen Empfang über einen Funk-Ausbreitungskanal, auf dem mehrere multiplexierte logische Kanäle definiert sind, einschließlich eines Pilotkanals und mindestens eines Datenkanals, umfassend Mittel (5) zum Erhalten mehrerer Beobachtungen eines ersten Vektors (r) aus W aufeinander folgenden Mustern eines ersten Signals, das durch signalangepasste Filterung eines Signals (Y) erhalten wird, welches über den Ausbreitungskanal mittels eines ersten, auf den Pilotkanal bezogenen Ausbreitungscodes (Cr) empfangen wird, Mittel (6) zum Erhalten eines zweiten Vektors (x) aus W aufeinander folgenden Mustern eines zweiten Signals, das durch signalangepasste Filterung des besagten empfangenen Signals mittels eines zweiten, auf den Datenkanal bezogenen Ausbreitungscodes (Cx) erhalten wird, Mittel (8) zum Bewerten von den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parametern, einschließlich Eigenvektoren (v _k) einer Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors, und Mittel (9) zum Bewerten von Symbolen, um mindestens ein Informationssymbol zu bewerten, das von dem zweiten Signal auf der Basis der ersten und zweiten Vektoren und der besagten, den Ausbreitungskanal repräsentierenden Parameter übertragen wird.
Demodulator nach Anspruch 7, in dem die Mittel (8) zum Bewerten von Parametern umfassen: – Mittel (80–83) zum Extrahieren von M Referenz-Untervektoren (r ⁱ), deren jeder aus S aufeinander folgenden Mustern des ersten Signals zusammengesetzt ist, wobei M und S Zahlen größer als 1 sind, und wobei die M Referenz-Untervektoren im Durchschnitt M energetischen Bereichen des ersten Vektors (r) entsprechen; – Mittel (83) zum Bewerten der jeweiligen Autokorrelationsmatrizen
der M Referenz-Untervektoren; – Mittel ((84–85) zum Bestimmen von Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ), deren jeder einem Eigenwert (λ_j ⁱ) und einem der M Referenz-Untervektoren (r ⁱ) zugeordnet ist, wobei jeder Eigen-Untervektor für den zugeordneten Eigenwert ein Eigenvektor der bewerteten Autokorrelationsmatrix des zugeordneten Referenz-Untervektors ist; – Mittel zum Bilden jedes bewerteten Eigenvektors (v _k) der Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors, wobei einer der Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) an die Stellen der S Muster des zugeordneten Referenz-Untervektors und Nullwert-Muster an die W – S anderen Positionen gesetzt werden.
Demodulator nach Anspruch 8, in dem die Mittel (85) zum Bestimmen der Eigen-Untervektoren besagte Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) aus der Gesamtheit der Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrizen
der M Referenz-Untervektoren (r ⁱ) als diejenigen auswählen, welche jeweils den Eigenwerten (λ_j ⁱ) von größeren Modulen zugeordnet sind.
Demodulator nach Anspruch 9, in dem die Mittel (85) zum Bestimmen der Eigen-Untervektoren eine gegebene Anzahl (d) von Eigen-Untervektoren (v _j ⁱ) bestimmen, welche den d Eigenwerten (λ_j ⁱ) von größeren Modulen zugeordnet sind.
Demodulator nach einem der Ansprüche 7 bis 10, in dem die den Ausbreitungskanal repräsentierenden, durch die Mittel (8) zum Bewerten von Parametern bewerteten Parameter außerdem Eigenwerte (λ_k) der normierten Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors einschließen, die jeweils den besagten Eigenvektoren (v _k) zugeordnet sind.
Demodulator nach Anspruch 11, in dem das zweite Signal binäre Informationssymbole (b) trägt, die nach einer binären Phasenverschiebungs-Modulation moduliert sind, und in dem die Mittel (9) zum Bewerten von Symbolen dazu eingerichtet sind, mindestens ein durch das zweite Signal übertragenes binäres Informationssymbol durch das Vorzeichen (b ^) des reellen Teils der komplexen Zahl
zu bewerten, wo d die Anzahl von bewerteten Eigenvektoren der Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors ist, v _k ein einem Eigenwert λ_k zugeordneter Eigenvektor der normierten Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors ist, N₀ eine Bewertung der Rauschleistung auf dem Ausbreitungskanal ist, r und x jeweils die ersten und zweiten Vektoren sind, β ein vorbestimmter Koeffizient ist, (.)^H die transponierte Konjugierte bedeutet, und ||.|| die Norm eines Vektors.
Demodulator nach Anspruch 12, umfassend Mittel zum Bestimmen einer Wahrscheinlichkeit (Λ) des besagten bewerteten binären Informationssymbols (b ^), proportional zum Absolutwert des reellen Teils der besagten komplexen Zahl.
Demodulator nach Anspruch 11, in dem das zweite Signal quaternäre Informationssymbole (b) überträgt, die nach einer quaternären Phasenverschiebungs-Modulation moduliert sind, und in dem die Mittel (9) zum Bewerten von Symbolen dazu eingerichtet sind, mindestens ein quaternäres, durch das zweite Signal in zwei, jeweils durch die Vorzeichen des reellen und des imaginären Anteils der komplexen Zahl
definierten Bits (b ^₁, b ^₂) übertragenen Informationssymbol zu bewerten, wo d die Anzahl von bewerteten Eigenvektoren der Autokor relationsmatrix des ersten Vektors ist, v _k ein einem Eigenwert λ_k zugeordneter Eigenvektor der normierten Autokorrelationsmatrix des ersten Vektors ist, N₀ eine Bewertung der Rauschleistung auf dem Ausbreitungskanal ist, r und x jeweils die ersten und zweiten Vektoren sind, β ein vorbestimmter Koeffizient ist, (.)^H die transponierte Konjugierte bedeutet, und ||.|| die Norm eines Vektors.
Demodulator nach Anspruch 14, umfassend Mittel zum Bestimmen von jeweiligen Wahrscheinlichkeiten (Λ₁, Λ₂) der besagten Bits (b ^₁, b ^₂), proportional zu den Absolutwerten der reellen und imaginären Anteile der besagten komplexen Zahl.
Demodulator nach einem der Ansprüche 7 bis 15, in dem das besagte, auf dem Ausbreitungskanal empfangene Signal aus mehreren, mithilfe unterschiedlicher Antennen empfangenen Signalen zusammengesetzt ist.