DE4438650A1

DE4438650A1 - Verfahren und Vorrichtung zum Simulieren eines HF-Kanals zwischen einem Funksender und einem Funkempfänger

Info

Publication number: DE4438650A1
Application number: DE4438650A
Authority: DE
Inventors: Juha Rapeli
Original assignee: Nokia Mobile Phones Ltd
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1993-10-29
Filing date: 1994-10-28
Publication date: 1995-05-24
Also published as: FI934814A0; GB2283392A; FI934814A; GB2283392B; FI104452B; US6058261A; GB9421660D0

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Simulieren eines HF-Kanals zwischen einem Funksender und einem Funkempfänger.

Ein von der zu einem beweglichen Funktelefon ausgesendetes Funksignal wird durch viele Faktoren beeinflußt. Beispielsweise wird die Stärke eines Funksignals, das Antenne ausgesendet wird, in Abhängigkeit von der Entfernung zwischen dem Empfänger und dem Sender gedämpft. Weiterhin befinden sich im Funksignal weg gewöhnlich Hindernisse, so daß die Funkwelle teilweise we gen der Umgebung um den Ausbreitungsweg teilweise abgeschattet oder absorbiert wird. Eine Funkwelle kann auch vom Boden, von festen oder beweglichen Objekten im Ausbreitungsweg, wie bei spielsweise von Fahrzeugen, oder durch Ungleichmäßigkeiten in der Atmosphäre reflektiert werden. In manchen Fällen ist ein reflektiertes Signal beachtlich gedämpft, während in anderen Fällen der Großteil der Funkenergie reflektiert wird und nur ein Teil absorbiert wird. Solche Reflexionen erzeugen eine Vielzahl unterschiedlicher Ausbreitungswege für das Funksignal zwischen dem Sender und dem Empfänger, und dieses Phänomen wird Mehrwegeausbreitung genannt. Die Reflexion und die Mehrwegeaus breitung machen eine "Beugung" von Funkwellen um Ecken und eine Ausbreitung über Hügel und Gebäude möglich, wie auch in Park häusern und Tunnels.

Die Mehrwegeausbreitung wirft sehr verschiedenartige Probleme in Nachbarschaft des Mobiltelefonsystems auf, von denen die drei wichtigsten bei digitalen Anlagen die Verzögerungsstreuung des Empfangssignals, das Rayleigh-Fading, das in der Stärke des Empfangssignals durch unregelmäßig variierende Phasenverschie bung hervorgerufen wird, und die unregelmäßig schwankende Fre quenzmodulation aufgrund der Dopplerverschiebung zwischen ver schiedenen Ausbreitungswegen. Das erstgenannte Phänomen rührt von der Tatsache her, daß weil der Ausbreitungsweg der reflek tierten Signale länger als der direkte Weg (vom Sender zum Emp fänger, d. h. von der Basisstation zur Mobilstation) ist, Si gnalverzögerungen auftreten. Weil die verschiedenen Ausbrei tungswege zu leicht unterschiedlichen Ankunftszeiten führen, streuen die Signale. Das Rayleigh-Fading wird dadurch hervorge rufen, daß die Phase und die Amplitude der reflektierten Funk wellen sich in weitem Umfang ändern können, wodurch die Phase einer reflektierten Funkwelle sich relativ zur Phase einer sich direkt ausbreitenden Welle in großem Umfang ändern kann, wo durch die Funknachricht am Empfangsort gedämpft wird. Wenn der Empfänger z. B. die zwei längs zweier unterschiedlicher Wege ausgebreiteten Signale empfängt und deren Phasendifferenz 180° beträgt, dann löschen sich die beiden Signale im Empfänger ge genseitig aus, so daß das Signal abgeschwächt wird oder voll ständig verschwindet. Das zuletzt genannte Phänomen, nämlich die Dopplerverschiebung, wird ihrerseits im Mobilfunksystem durch die Bewegung eines Fahrzeugs oder eines reflektierenden Objekts bezüglich dem Sender (d. h. der Basisstation) oder dem Empfänger hervorgerufen, wodurch sowohl die mittleren Frequen zen des empfangenen reflektierten Signals als auch des direkt ausgebreiteten Signals möglicherweise von der mittleren Fre quenz des gesendeten Signals in unterschiedlicher Weise und in unterschiedlicher Richtung abweichen, so daß eine zufällige Mo dulation erzeugt wird, wodurch sich das Signal im Ohr des Teil nehmers unschön anhört. Es tritt Krachen oder Flüstern auf.

Aufgrund der großen Anzahl unterschiedlicher Faktoren, die die Ausbreitung eines HF-Kanalsignals beeinträchtigen, insbesonde re die Mehrwegeausbreitung, ist der HF-Kanal bereits sorgfältig untersucht und simuliert worden. J.D. Parsons prüft in seinem Buch "The Mobile Radio Propagation Channel", erschienen bei Pentech Press Limited, London (ISBN 0-7273-1316-9) die Eigen schaften und Simulationsverfahren des HF-Kanals eines Mobil stationsystems. Fig. 6.9 auf Seite 182 des Buchs zeigt die Streufunktion eines Funksignals innerhalb eines Bereiches, in dem eine kräftige Mehrwegeausbreitung auftritt. Die Zeich nung zeigt ein lebendiges Beispiel der Beziehungen zwischen der Empfangsfeldstärke, der Zeitverzögerung und der Doppler verschiebung. Die Zeichnung zeigt, wie eine unterschiedliche Dopplerverschiebung in unterschiedlichen Wegen bei Mehrwege ausbreitung auftritt, wobei diese Verschiebung sowohl positiv als auch negativ ist. Nach Parsons können die Streuungen (scattern) hervorrufenden Faktoren durch die Interpretation der Dopplerverschiebung als eine Funktion des Raumwinkels des Empfangssignals identifiziert werden. In gleicher Weise kann ein physikalisches Abbild des Ausbreitungsmechanismus in diesem Bereich erzeugt werden.

Es ist beispielsweise notwendig, daß man in der Lage ist, die echten Eigenschaften der oben beschriebenen Funkwege durch Te sten des Gerätes und in Prototyp-Tests unter Verwendung eines zuverlässigen und realistischen Verfahrens zu simulieren, das die Wirklichkeit mit nachbildet. Eine gute Testeinrichtung kann anschließend auch als Werkzeug bei der Entwicklung neuer Sy steme, von Codier- und Modulationsverfahren und zur Abschätzung der Korrektur- und Diversitieverfahren eingesetzt werden. Wenn ein Testverfahren ausgewählt wird, dann ist eine der wichtig sten Entscheidungen, die getroffen werden muß, ob eine Simula tion auf Programmbasis und/oder auf Hardware-Basis ausgeführt werden soll. Für die Simulation sowohl von Schmalbandkanälen als auch von Breitbandkanälen stehen verschiedene Verfahren zur Verfügung.

Fig. 1 zeigt einen bekannten Simulator eines HF-Kanals, der auf der Verwendung eines Dämpfungsglieds basiert. Ein Funksignal wird vom Eingang In über ein Dämpfungsglied 11 einem Dämpfungs glied 13 zugeführt, das durch einen Fading-Erzeuger 12 beein flußt wird, wobei der Ausgang dieses Dämpfungsgliedes über einen Verstärker oder ein Dämpfungsglied 14 mit dem Ausgang Out verbunden ist. Ein Vorteil des Simulators besteht darin, daß er einfach und billig herzustellen ist und er in zwei Richtungen arbeiten kann, wenn er aus passiven Bauelementen aufgebaut ist. Diese Ausführung ist für die Simulation von Fading-Tiefen ge eignet, in dem die Dämpfung des Dämpfungsglieds 13 durch die Steuereinrichtung 12 verändert wird. Weil diese Anordnung ana log ist, weist sie den Nachteil auf, daß sie sehr ungenau ist, und sie ist daher für die Simulation von Mehrwegeausbreitung oder der Dopplereffekten nicht brauchbar.

Fig. 2 zeigt einen Dopplersimulator, in dem die Grundkopplung für die Simulation einer Einwegeausbreitung vorgesehen ist, wo bei der gestrichelte Abschnitt zeigt, wie durch Parallelkopplung ein Simulator zur Simulation zweier Ausbreitungswege erzeugt werden kann. In gleicher Weise erhält man einen Simulator für mehrere Ausbreitungswege durch Parallelschaltung mehrerer äqui valenter Zweige, von denen jeder Zweig andere Koeffizienten A und ω hat. Ein Funksignal, das dem Eingang Rfin zugeführt ist, wird in zwei Zweige aufgeteilt, wobei der Mischer 21 vom Zweig I mit der Frequenz Fm gesteuert wird, die vom Oszillator 24 und dem Mischer 22 des Zweiges Q mit der im Phasenschieber 23 um 90° phasenverschobenen Frequenz Fm entwickelt wird. Die Mi schergebnisse 210 und 220, die man von den Mischern 21 und 22 erhält, werden in Tiefpaßfiltern 211 und 221 gefiltert, als de ren Ausgänge die Grundfrequenz-Trägerwellenvektoren I (Bezugs zeichen 212) und Q (Bezugszeichen 222) erzeugt werden. Ein Aus breitungsweg ist mit den Multipliziererpaaren 25 und 26 darge stellt, in denen ein Signal des genannten Ausbreitungsweges mit der Dämpfung A₁(t) des Ausbreitungsweges multipliziert wird, und die Dopplerverschiebung der Frequenz ist dargestellt durch Multiplikation eines Signals des Zweiges I mit cos (ω₁t) und eines Signals des Zweiges Q mit sin (ω₁t), mit anderen Worten, der kombinierte Effekt der Dämpfung A₁ und der Dopplerverschie bung ω₁ ist mit den Koeffizienten A₁, cos (ω₁t) und A₁ sin (ω₁t) dargestellt. In gleicher Weise sind die Dämpfung A₂ und die Dopplerverschiebung ω₂ im anderen Zweig mit den Koeffizien ten A₂ cos (ω₂t) und A₂ sin (ω₂t) dargestellt. Die Signale, die längs unterschiedlicher Zweige eintreten, werden in Addierern 252 und 262 summiert und in Multiplizierern 27, 28 mit Misch frequenzen Fm und deren um 90° in der Phase verschobenen Kompo nente Fm90 multipliziert, und die von den Mischern 27, 28 ge lieferten Ausgänge werden im Addierer 29 summiert, an dessen Ausgang Out das ursprüngliche HF-Signal somit erzeugt wird, das mit unterschiedlichen Ausbreitungskonstanten A₁ und A₂ gedämpft und durch Winkelfrequenzen ω₁ und ω₂ Doppler-verschoben ist.

Diese Art der Simulation eines HF-Kanals führt die Dämpfungen unterschiedlicher Ausbreitungswege und die Dopplerfrequenzen der Trägerfrequenz aus, die in der Modulation dadurch erzeugte Dopplerverschiebung kann jedoch nicht als Schablone dargestellt werden, weder die aktuelle Kanalverzögerung noch die Verzöge rungsdifferenz der verschiedenen Ausbreitungswege, d. h. die Mehrwegestreuung, für deren Simulation ggf. eine mit Anzapfun gen versehene Filterstruktur in den I- und Q-Komponenten jedes Zweiges verwendet wird. Die FIR-Struktur, die das Muster der Mehrwegeausbreitung zeigt, ist in Fig. 3 dargestellt. Darin wird die I- oder Q-Komponente eines jeden Zweiges in ein Ein gangssignals 31 in einer Verzögerungskette überführt, die aus N Einheitsverzögerungen 32 besteht, in denen das Signal jeweils um eine Einheitsverzögerung T verzögert wird. Die Mehrwegeaus breitung ist durch Summierung der verzögerten Signale mit un terschiedlichen Gewichtskoeffizienten a₀ bis a_N in Multipli zierern 33 und dem Addierer 34 dargestellt, der Ausgang des an gezapften Filters ergibt das Eingangssignal verzögert durch eine Vielzahl unterschiedlicher Verzögerungen, wobei die unter schiedlichen Verzögerungen durch Koeffizienten a₀ bis a_N ge wichtet sind.

Durch Kombination der Anordnungen der Fig. 2 und 3 kann der Mehrwege-Doppler-Simulator des HF-Kanals ausgeführt werden. Die Anordnungen der Fig. 2 und 3 können als solche kombiniert wer den oder derart, daß die der Dopplerverschiebung entsprechende Multiplikation getrennt für jeden Koeffizienten a₁ des FIR-Zweiges in Fig. 3 ausgeführt wird, und die getrennten Mul tiplizierer 25 und 252 usw. von Fig. 2 werden durch solche FIR-Zweige ersetzt. Welche der Kombinationen vorteilhafter aus zuführen ist, hängt davon ab, wieviele Mehrwegezweige und wie viele FIR-Stifte im Simulator vorgesehen sind, und auch davon, wie groß die zu simulierenden Dopplerverschiebungen sein sollen und mit welcher Genauigkeit die Simulation ausgeführt werden soll. Das Verfahren nach den Fig. 2 und 3 ist für die Simula tion der Mehrwegeffekte in den gegenwärtig benutzten Mobilfunk systemen, wie dem GSM-System, dem JDC-System (Japan Digital Cordless), dem ADC-System (American Digital Cellular) usw. not wendig. Analoge Ungenauigkeiten gehen mit dem Verfahren einher, sofern nicht digitale Signalverarbeitung angewendet wird. Die Bandbreite ist außerdem auf den Bereich von 1 Mhz beschränkt.

Der I/Q-Mehrwegesimulator eines HF-Kanals kann durch Parallel- Schaltung mehrerer Vorrichtungen erzeugt werden, wie in den Fig. 2 und 3 gezeigt. Ein Vorteil dieses Verfahrens ist ein gutes Betriebsverhalten, wenn die Bandbreite oder andere Fak toren fest sind und in einem geeigneten Bereich liegen. Der Simulator kann analog oder digital ausgeführt werden. Von den Nachteilen können die große Anzahl Komponenten und Analog- Ungenauigkeiten genannt werden, die durch die Umwandlung der Signale in I- und Q-Komponenten hervorgerufen werden, vergleichbar dem Simulator von Fig. 2. Die Ausführung einer solchen Anordnung wird schwierig, wenn die Parameter innerhalb eines breiten Bereiches schwanken.

Bei dem FIR-Simulator von Fig. 3 kann der Funkkanal auch mit seinem Doppler-Phänomen simuliert werden. Diese Art Simulator kann entweder in Hardware mit einem digitalen Signalprozessor oder in Hardwarelogik ausgeführt werden. Ein Nachteil der Hard warelogik liegt in der großen Anzahl von Bauelementen, die für mehrere Verzögerungsleitungen und Multiplizierer benötigt wer den, und darüber hinaus muß dieser Simulator einen komplizier ten Algorithmus für die Simulierung von Dopplerverschiebungen verwenden. Bei festen Verzögerungen ist die Auflösung gering. Sie liegt in der Größenordnung der Einheitsverzögerung r, die als Dopplerverschiebung einer Ausbreitungsgeschwindigkeit von mehr als 100 m/s entspricht. Dieses kann in gewissem Ausmaß vermindert werden, so daß anstelle ganzer Verzögerungsschritte das Signal durch Veränderung der Gewichtsfaktoren ai im FIR-Block verzögert wird, so daß anstelle einer Verzögerung des Signals um eine Verzögerungseinheit es nur leicht verformt ist und nur um den Bruchteil der Anzapfungsverzögerung verzögert wird. Wenn beispielsweise die Gewichtsfaktoren mit 10 Bit aus gedrückt sind, dann wird dadurch eine Verzögerungsauflösung T/10 bis T/50 erreichbar. Wenn eine Verzögerung einer Anzapfung beispielsweise 50 ns ist und das Signal mit einer Genauigkeit von 10 Bit oder 1000 Pegeln ausgedrückt wird und der Ausgang sich so verformen darf, daß er innerhalb 20 Signalpegeln oder 1/50 des Ursprungssignals genau ist, dann ist die kleinste Ver schiebung der erscheinenden Zeitachse des Ausgangssignals 50 ns/1000 = 50 ps, und in der Praxis um 1 ns, was zu lang ist, wenn man eine Dopplersimulation in der Praxis in Betracht zieht. Dieses ist nur dann erreichbar, wenn die Anzapffaktoren mit der Abtastfrequenz geändert werden. Dies führt zu einem komplizierten Aufbau mit schnellen Multiplizierern und einem hohen Stromverbrauch. Jeder Zweig würde daher eine gesonderte Dopplerverschiebung benötigen, wie in Fig. 2, und dementspre chend mehr Rechenarbeit. Im vorangehenden Beispiel werden die Trägerwelle f_c und die Modulation als voneinander verschieden bearbeitet.

Es ist häufig notwendig, auch den Einfluß der Ausbreitungs verzögerung einer Funkwelle auf die Funktionsfähigkeit des Systems zu prüfen. Beispielsweise hängt die Steuerung der Sendeleistung zwischen einer festen Basisstation und einem mobilen Teilnehmergerät, die in einem CDMA (Code Division Multiple Access)-Kontakt erforderlich ist, sowohl von den Eigenschaften des oben beschriebenen HF-Kanals (Dämpfung, Mehrwegeausbreitung) als auch von der herrschenden Ausbrei tungsverzögerung des HF-Kanals ab, was die oben beschrie benen Simulatoren nicht erzeugen konnten.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Echtzeit-HF-Kanal-Simulationsverfahren und eine Vorrich tung anzugeben, mit dem die Nachteile und die unnötig komplizierten Strukturen des Standes der Technik überwunden werden und die Betriebsmöglichkeiten des HF-Kanalsimulators im Vergleich zum Stand der Technik erweitert werden können.

Diese Aufgabe wird bezüglich des Verfahrens durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale und bezüglich der Vorrichtung durch die im Anspruch 11 angegebenen Merkmale gelöst.

Das oben beschriebene Verfahren macht die Simulation verschie dener Kanaldämpfungen, von Mehrfachausbreitung, Dopplerver schiebung sowohl in der Trägerwelle als auch in der Modulation und schließlich auch der realen Ausbreitungsverzögerung im Funkweg möglich. Durch die Erfindung wird ein Simulator ange geben, der leicht aufgebaut werden kann und mit dem ein Kanal großer Bandbreite von z. B. 100 Mhz simuliert werden kann.

Eine typische Verwendung des Simulators umfaßt die Simulation von Mehrwegeausbreitungen eines Funksignals, was bei einer Realisierung des Simulators mit mehreren Anzapfungen umfaßt. Mit dem Simulator können sich kontinuierlich ändernde Dämpfun gen, Verzögerungen und kontinuierlich ändernde Dopplerver schiebungen der verschiedenen Ausbreitungswege simuliert werden.

Ein Kanalsimulator auf der Grundlage der Verwendung von abge tasteten Echtzeitspeichern ist dadurch gekennzeichnet, daß er unter anderem die folgenden Eigenschaften aufweist, die ihn von anderen Simulatoren unterscheidet. Damit kann ein Kanal in Echtzeit mit großer Bandbreite simuliert werden. Der Simulationsalgorithmus eines variierenden Echtzeitkanals ist einfach, und zum Beispiel können eine Verzögerung und eine Dopplerverschiebung direkt in jeden Zweig entsprechend dem Ausbreitungsweg der Funkwelle eingebracht werden. Das simu lierende Funksignal wird mittels einer Trägerwelle und Modu lationsvektoren präsentiert, die durch Abtasten einer niedri geren Frequenz f_w erzeugt werden.

Jeder Kanalausbreitungsweg i wird mit einer Speicherkette simuliert, in der die Tastwerte, die ein Funksignal repräsen tieren, mit einer Schreibfrequenz f_w geschrieben und einer Lesefrequenz f_Ri gelesen werden:

wobei v₁ sich auf eine Änderung in der Länge des Ausbreitungs weges der Funkverbindung pro Zeiteinheit oder die Geschwindig keitskomponente der Mobilstation in der Eingaberichtung des Ausbreitungsweges i bezieht, wie in Fig. 4 gezeigt, und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Die Tastwerteeinschreibung beginnt, sobald das Signal den Eingang des Simulators erreicht, und das Lesen beginnt mit dem ersten Tastwert nach der Verzögerungszeit t_di des Ausbreitungsweges. Die gelesenen Tastwerte werden mit dem Wert A_i(t) der relativen Dämpfung des Ausbreitungsweges gewichtet.

Die Schreib- und Lesefrequenzen f_w und f_Ri können zum Beispiel mit einem IDPLL-Synthesizerkreis gebildet werden, der im finni schen Patent 87032 beschrieben ist. IDPLL bedeutet integrierte digitale Phasenverriegelungsschleife. Mit dem IDPLL-Synthesizer der in dem genannten Patent beschriebenen Art können die Lese- und Schreibfrequenzen sehr eng zueinander gesteuert erzeugt werden. Die kleinen Frequenzschritte können unter Verwendung der internen Logik des Synthesizers erzeugt werden.

Mit einem Kanalsimulator eines HF-Kanals auf der Grundlage von abgetasteter Echtzeitverwendung von Verzögerungsspeichern wer den zwei hochwichtige Ziele erreicht:

a) die wahre Echtzeit-Simulation des Funkkanals; und
b) die gesamte Gerätegestaltung gründet sich auf eine ziemlich preiswerte Speichertechnik, erfordert keinerlei gerätespe zifische Arithmetik, insbesondere keine Multiplikation. Es war bislang nicht möglich, diese Ziele mit den genannten Simulatoren oder anderen bekannten Simulatoren zu erreichen.

Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beglei tenden Zeichnungen erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 einen bekannten Simulator, der auf der Verwendung eines Dämpfungsglieds basiert;

Fig. 2 einen Dopplersimulator bekannter Art;

Fig. 3 den Aufbau eines bekannten FIR-Simulators;

Fig. 4 schematisch einen zu simulierenden HF-Kanal zwischen dem Sender und dem Empfänger, wobei Mehrwegeausbrei tung auftritt;

Fig. 5 ein Blockschaltbild des Gesamtaufbaus der erfindungs gemäßen Einrichtung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild des Gesamtaufbaues der Einrichtung gemäß der Erfindung mit einer Aufteilung des Simulators in I- und Q-Zweige;

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines detaillierteren Aufbaus eines Zweiges in der Einrichtung gemäß der Erfindung, einen Ausbreitungsweg simulierend, und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Einrichtung zum Erzeugen einer Lese- und Schreibfrequenz gemäß der Erfindung.

Der Zweck des Simulators gemäß der Erfindung ist es, die in Fig. 4 dargestellte Situation zu simulieren, in der ein von einem Funksender Tx, beispielsweise durch die Basisstation BS ausgebreitetes Signal sich längs mehrerer Wege r1 bis r4 zum Empfänger Rx, zum Beispiel einer Mobilstation MS, ausbreitet, wobei die Ausbreitungswege r2 bis r4 Signale haben, die von einem Gebirge, Felsen, Flugzeug oder Gebäude reflektiert wer den und r1 den direkten Ausbreitungsweg darstellt. Im vorlie genden Beispiel ist die Basisstation BS fest und die Mobil station MS beweglich. Wie zum Stand der Technik beschrieben, erzeugt die Bewegung der Mobilstation eine Dopplerverschiebung von beispielsweise einem Empfangssignal. Andere Einflußgrößen sind unter anderem die unterschiedlichen relativen Dämpfungen A_i(t) der verschiedenen Funkwege und deren Längen, die unter schiedliche Verzögerungen in den verschiedenen Signalen r1 bis r4 hervorrufen. In dem Simulator gemäß der Erfindung wird die Simulation unterschiedlicher Ausbreitungswege oder ein Teil der Simulation durch eine Anzahl paralleler Zweige ausgeführt, aus Gründen der Übersichtlichkeit ist in den Zeichnungen aber nur einer derselben dargestellt.

Ein Schaltungsdiagramm einer Vorrichtung ist vereinfacht in Fig. 5 dargestellt. In Fig. 5 wird ein HF-Signal 50 mit Träger frequenz f_c in einem Mischer 52 konvertiert und durch ein Tiefpaß- oder Bandpaßfilter 53 mit der niedrigeren Mischfre quenz f_IF geleitet, so daß die Bandbreite des Eingangssignals unverändert über der Nullfrequenz umgesetzt wird. Das Zwischen frequenzsignal 54 enthält somit sowohl eine informationshaltige Modulation als auch eine informationsfreie Trägerwelle, wovon Tastwerte mit der Frequenz f_wi in einer Tasteinheit 55 genommen und in einen Speicher 56 eingeschrieben werden. Nach einer Aus breitungsverzögerung t_di des Ausbreitungsweges i des Kanals wird begonnen, Tastwerte vom Speicher mit der Lesefrequenz f_Ri zu lesen, gesteuert durch die Leseeinheit 57 in derselben Rei henfolge, wie sie in den Speicher 56 eingeschrieben worden sind. Die so gelesenen Tastwerte werden rekonstruiert und mit einem Faktor A_i(t) gewichtet, wodurch ein Signal der Mittenfre quenz f_IFi erzeugt wird, das durch Mischung mit der Frequenz f_o im Mischer 521 und durch Auswahl einer gewünschten Komponente daraus im Filter 531 ein Ausgangssignal 51 entsprechend einem Ausbreitungsweg bildet. Für die Mittenfrequenz gilt folgendes:

wobei f_c sich auf die Mittenfrequenz des Eingangssignals (Trä gerfrequenz) bezieht, v_i die Geschwindigkeitskomponente des Funkgeräts, bestimmt entsprechend Fig. 4 in Richtung des Aus breitungsweges i und c die Lichtgeschwindigkeit ist. Da der In halt des Speichers 56 sowohl eine Modulation als auch eine Trä gerwelle umfaßt, hat die Dopplerverschiebung, die mittels der Differenz der Schreibfrequenz f_w und der Lesefrequenz f_Ri der Tastwerte erzeugt wird, auf die Trägerwelle und die Modulation gleichen Einfluß. Wenn man eine große Anzahl unterschiedlicher Ausbreitungswege simuliert, ist die Schreibfrequenz f_w der Tastwerte stets gleich, jedoch existiert für jeden Ausbrei tungsweg i eine typische Ausbreitungsverzögerung t_di, eine zeitabhängige Dämpfung A₁ und die Lesefrequenz f_Ri. Bei der Si mulation einer Mehrwegeausbreitung ist es möglich, so zu ver fahren, daß das Lesen aus dem Speicher 57 und die gewichtete Rekonstruktion der Tastwerte in ein Zwischensignal für die Ein heit 58 für jeden von N Ausbreitungswegen getrennt ausgeführt wird und die Signale entsprechend der unterschiedlichen Aus breitungswege im Addierer 59 addiert werden. Der Aspekt, ob die Signale entsprechend unterschiedlicher Ausbreitungswege als di gitale Tastwerte vor der Rekonstruktion des Zwischenfrequenzsi gnals in der Einheit 58 oder als Zwischenfrequenzsignale (wie in Fig. 5 gezeigt) summiert werden, liegt im Belieben des Fach manns, und Gleiches gilt für den Aspekt, ob alle Ausbreitungs wege mit einem gemeinsamen oder einem gesonderten Speicher ver sehen sind. Ein gemeinsamer Speicher 56, bei dem es möglich ist, über ein Tor einzuschreiben und über eine Anzahl von Toren mit unterschiedlichen Lesefrequenzen f_Ri auszulesen, ist natür lich eine ideale Lösung.

Da die Trägerfrequenz f_c keine Information enthält, kann sie eleminiert werden, indem man das Eingangssignal f_c in ein Mit telsignal f_b umsetzt, das niedriger als die Bandbreite des Si gnals ist, typischerweise auf Nullfrequenz, und zum Ausgangssi gnal mit der Dopplerverschiebung getrennt zurückführt. Um nun die Modulation zu illustrieren, müssen eine Komponente I bei der Mischfrequenz und eine Komponente Q, die um 90 Grad in der Phase dagegen verschoben ist, aus der Trägerfrequenz abgeleitet werden. Diese Prozedur wird in den Fig. 6 und 7 ausgeführt, von denen Fig. 6 den allgemeinen Aufbau des Simulators und Fig. 7 den Aufbau eines Zweiges zeigt. In Fig. 6 wird das Eingangssi gnal 60, dessen mittlere Frequenz f_c ist, in die I- und Q-Zweige aufgeteilt, deren Signale im Multiplizierer 610 des I-Zweiges mit einem Mischfrequenzsignal f_o multipliziert und im Q-Zweig im Multiplizierer 611 mit dem um 90 Grad phasenverscho benen Signal 602 bei der Mischfrequenz f_o multipliziert werden. Nach Tiefpaßfilterung 620 bzw. 621 ergibt sich ein Signal im I-Zweig

und im Q-Zweig

Wenn die Trägerfrequenz gleich der Mischfrequenz ist, das heißt wenn f_c = f_o und die andere Information, das heißt die Modula tion, in Φ(t) enthalten ist, dann sind die Skalaren Realanteile der Gleichungen (2) und (3) wie folgt:

I(t) = Uin cos(Φ(t)) (4)

Q(t) = Uin sin(Φ(t)) (5)

in anderen Worten, die Komponenten I und Q enthalten Daten auf der Trägerwellenamplitude des Eingangssignals und auf der Pha se, das ist die Modulation, jedoch nicht die Trägerwelle selbst. Die Modulation ist um die Nullfrequenz, das heißt bei der Grundfrequenz. Aus den tiefpaßgefilterten Modulationskompo nenten I und Q werden Tastwerte mit der Schreibfrequenz f_w in Tasteinheiten 630 und 631 genommen, und sie werden in die Spei cher 640 und 641 eingeschrieben. Die Tastfrequenz f_w wird da durch gebildet, daß sie von derselben Bezugsfrequenz f_ref abge leitet wird, von der die Mischfrequenz f_o abgeleitet worden ist. Im Zweig i nach Fig. 6 werden die Tastwerte nach dem Ende der Ausbreitungsverzögerung t_di mit der Lesefrequenz f_Ri zu le sen begonnen, für die die Gleichung (1) gilt, in Leseeinheiten 650 und 651, und sie werden mit dem Faktor A_i(t) gewichtet. Diese Lesefrequenz f_Ri wird gleichfalls aus der Bezugsfrequenz f_ref abgeleitet. Aufgrund der Differenz zwischen der doppler verschobenen und der Schreibfrequenz f_w und der Lesefrequenz f_Ri wird das Modulationssignal dopplerverschobenen, und die ge wichteten Modulationskomponenten 660 im Zweig I und 661 im Zweig Q werden in Multiplizierern 670 und 671 mit der doppler verschobenen Frequenz f_i = f_o + Δf_o und mit den um 90 Grad in der Phase verschobenen Komponenten multipliziert, wodurch sich ergibt:

f_Δ _i = f_o(1-v_i/c) (6)

und

Δf_o = f_o v_i/c₁ (7)

und werden im Addierer 680 addiert, woraus als Folge eine ge dämpfte, verzögerte und unverfälschte dopplerverschobene Trä gerwelle 690, die das Modulationssignal trägt und einem Aus breitungsweg i entspricht, erzeugt wird. Durch Wiederholen der Strukturen innerhalb der gestrichelten Linie 605 für jeden Aus breitungsweg und durch Summieren der Signale 690, 691, 693 usw. entsprechend der unterschiedlichen Ausbreitungswege im Addierer 606 kann ein Dopplerverschiebungen und Kanalverzögerungen un verfälscht simulierendes Gerät erzeugt werden.

Fig. 7 zeigt als Schaltung die Verarbeitung der I-Komponente eines Ausbreitungsweges innerhalb der gestrichelten Linie von Fig. 6. Die Verarbeitung der Q-Komponente ist ansonsten die gleiche, jedoch sind die Mischfrequenzen f_o und f_o + Δf_i um 90 Grad in der Phase gegenüber den Mischfrequenzen bei der I-Komponente verschoben.

Ein Basisfrequenzsignal I (70) wird in einem A/D-Wandler 71 mit der Tastfrequenz f_w digitalisiert, und die Tastwerte werden in den Kanalspeicher 73 beginnend mit dem Speicherplatz N₁ mit Hilfe der Adreßlogik 72 eingeschrieben. Wenn eine Zeitdauer t_d1, die die Ausbreitungszeit repräsentiert, seit dem ersten Einschreiben des Tastwertes verstrichen ist, wird begonnen, Tastwerte mit der Lesefrequenz f_Ri beginnend am Speicherplatz N₁ auszulesen. Die Größe des Kanalspeichers ist N-Speicherplätze, und die Speicheradressierung erfolgt zyk lisch, das heißt nach dem letzten Speicherplatz N wird die Adressierung automatisch fortgesetzt, wobei mit dem ersten Speicherplatz 0 begonnen wird. Da die Länge des Speichers der größten angenommenen Ausbreitungsverzögerung des Kanals ent spricht, kann das Schreiben in den Speicher und das Lesen aus dem Speicher kollidieren, ausgenommen bei der Simulation einer physikalischen Kollision zweier Funkgeräte.

Die aus dem Speicher ausgelesenen Tastwerte 74 werden in einem multiplizierenden D/A-Wandler MDAC 75 rückgewandelt, wozu eine gewünschte Dämpfung A_i(t) aus dem Kanal abgeleitet wird, um das Eingangssignal als eine Funktion der Zeit von der Dämpfungs steuereinheit 751 zu bilden, in der die Dämpfung als Funktion der Zeit entweder gespeichert oder aus den gespeicherten Kanal parametern berechnet wird. Fig. 7 zeigt einen MDAC, der als be vorzugt Ausführungsform verwendet wird, in der für den Wandler 752 eine Bezugsspannung U_ref für einen zweiten Wandler 753 ge bildet wird, dessen Ausgangssignal somit der Eingang der Be zugsspannung U_ref ist, und das digitale Wort 74 am Wandler an kommt.

Die Frequenz f_Ri, die das Lesen aus dem Speicher steuert, beeinflußt gleichzeitig auch die Zeitlage der Dämpfung A_i(t) und wird mit Teilereinrichtungen 76 aus derselben Zeitbasis als F_o + Δf_o erzeugt. Das Lesen aus dem Speicher wird mit Hilfe der Adreßlogik 77 ausgeführt nach Zuführung der Verzö gerung t_Di vom Speicher. Durch Verwendung des vorangehend beschriebenen Frequenzinterpolationsverfahrens können Fre quenzen f_o + Δf_o leicht erzeugt werden, wobei Δf_o/f_o = 10^-9 bis 10^-6, wie durch die realistischen Fahrgeschwindig keiten des Funkgerätes gefordert. In Fig. 8 ist die Bildung der Frequenzen f_o und f_o + Δf_o mit Hilfe der US-Patentschrift 5 079 520 und der dieser äquivalenten finnischen Patent schrift 87032 beschrieben. Diese Patentschriften beschreiben, daß die Phasenschleife sich im verriegelten Zustand befindet bei der Frequenz

wobei k₁ und k₂ die ganzen Zahlen sind, mit denen die Impulse des spannungsgesteuerten Oszillators und die Bezugszweige in jedem Phasenvergleichszyklus verzögert werden. Indem man weiter gemäß der genannten Patentschriften die Koeffizienten k₁ und k₂ um den Wert k einmal ändert, erhält man eine Phasenänderung in der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators am Ausgang des Synthesizers der Größe

wobei die ganze Zahl I das Verhältnis der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators zur Frequenz der Verzögerungs einheiten ist und typischerweise 50 für Frequenzen von 900 Mhz beträgt. Während die Ausführung dieser Phasenänderungen regel mäßig in Zeitintervallen von ΔT erfolgt, wird in der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators die folgende Frequenzdiffe renz erzeugt:

Für einen typischen IDPLL/MDPLL-Synthesizer ist I = 64 und L = 63, so daß durch Auswahl der beispielhaften Werte ΔT = 1 ms und K = 1 ein Δf_o von 10³/63 ≃ 16 Hz erreicht würde, was bei einer Frequenz von 900 Mhz einer Dopplergeschwindigkeit von 3 m/s entspricht.

Die gewünschte Lesefrequenz f_Ri kann bei der vorliegenden Er findung mit dem Teiler 76 (Fig. 7) erzeugt werden, so daß

Ein einfaches Verfahren zum Bilden einer Schreibfrequenz f_w und von Lesefrequenzen f_Ri ist die Teilung des Ausgangs des span nungsgesteuerten Oszillators (VCO), die bei der Bildung von f_o und f_o + Δf_o verwendet wird. Um eine gewünschte VCO-Frequenz (f_o, f_o+ Δf_o) zu erzielen, werden die Werte A, N, M, k₁ und k₂ dem Synthesizer zugeführt, während L, L+1 und I die Werte sind, die typischerweise in den gewählten Mitteln des Synthe sizers ausgeführt werden. Für eine Frequenzabweichung Δf_o ent sprechend der Gleichung (9) wird den Einheiten 81 und 82, die die Aktualisierung der Koeffizienten k₁ und k₂ steuern, der Wert K an der Logik 83 als zusätzliche Steuerung in Inter vallen von ΔT zugeführt.

Daher wird mit der Vorrichtung nach den Fig. 6 bis 8 oder 5 die Nachbildung eines wahren Kanals bei der Funkkanalsimulation er zielt, und als Folge des Betriebs frei von Signalmultiplikatio nen können eine vorteilhafte Ausführung und eine Abtastrate, die um eine Größenordnung höher als bei Konstruktionen mit Mul tiplizierern ist, ausgeführt werden. Das Detail, ob die Kon struktion bei einer Zwischenfrequenz, wie in Fig. 5 gezeigt, verwendet wird, oder eine Konstruktion, die eine getrennte Ba sisfrequenz verwendet, wie in Fig. 6, und eine HF/Doppler-Verschiebung hängt von den detaillierten Anforderun gen, die an die Einrichtungen und an die Verfügbarkeit unter schiedlicher Arten von Komponenten gestellt werden, ab. Bei spielsweise sei erwähnt, daß die Verfügbarkeit integrierter I- und Q-Mischer (zum Beispiel Blöcke 670 bis 672 und 610 bis 612 von Fig. 6), die mit einer 90 Grad-Phasenverschiebung versehen sind, die Lösung nach Fig. 6 favorisiert.

Es ist zu erwähnen, daß es leicht ist, A/D-Wandler und D/A- Wandler, Speicher und Addierer zu finden, in denen 200 Millio nen Tastwerte pro Sekunde verarbeitet werden können. Damit kann ein guter Simulator, der Basisfrequenzsignale von 0 bis 50 Mhz verarbeitet, gemäß Fig. 6 ausgeführt werden, oder eine Kon struktion gemäß Fig. 5 mit einer Zwischenfrequenz f_IF vom 70 Mhz, wobei die Frequenz des Signals 45 bis 95 Mhz ist, mit an deren Worten, es wird eine Bandbreite von 50 Mhz geboten, die um fast eine Größenordnung größer ist als jene, die mit kom plexen Multiplikationskreisen erzielt werden kann, die einen vergleichbaren technologischen Stand repräsentieren. Wenn bei spielsweise 100 µs als Kanalverzögerung eingestellt werden soll, dann müßte die Größe eines Speicherblocks bei einer Tast geschwindigkeit von 200 Millionen Tastwerten pro Sekunde 20 000 Speicherplätze haben, was ebenfalls einfach auszuführen ist.

Das hier vorgestellte Konzept bietet für die Simulation eines Kanals eine gute und im Vergleich zu bekannten Lösungen bessere Lösung bezüglich Leistung und Ausführung. Wenn die anderen be kannten Teile eines HF-Kanalsimulators zum Grundkonzept der vorliegenden Erfindung hinzugefügt werden, wie beispielsweise Dämpfungsglieder, Steuereinheiten usw., dann erreicht man eine gut funktionierende Einrichtung.

Anstatt des in den Fig. 7 und 8 gezeigten IDPLL-Synthesizers kann auch ein DDS-Synthesizer (digital direct synthesis) ver wendet werden. Eine Bandbreite, die ausreichend ist, um die Daten in dem speziellen System, z. B. dem CDMA-System, zu simulieren, sollte jedoch mit dem Synthesizer erzielbar sein.

Claims

1. Verfahren zum Simulieren eines HF-Ausbreitungskanals,
Eingeben eines HF-Signal (fin) in einen Simulator;
Abtasten des HF-Signals und Einschreiben eines Tastwertes in eine Speichereinrichtung mit einer Schreibfrequenz (f_w);
Speichern des Tastwertes in der Speichereinrichtung; und
Lesen des Tastwertes aus der Speichereinrichtung mit einer Lesefrequenz (f_RI) nach einer Verzögerungszeit (t_di) nach dem Einschreiben des Tastwertes in die Speichereinrichtung;
wobei die Verzögerungszeit (t_di) einer Verzögerung im HF-Aus breitungskanal entspricht und die Differenz zwischen der Schreibfrequenz (f_w) und der Lesefrequenz (f_RI) einer Dopp lerverschiebung in der Frequenz des HF-Signals (fin) im Aus breitungskanal entspricht.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem das HF-Signal (fin) abwärts gewandelt wird auf eine niedrigere Frequenz (f_IF; f_B) und der Tastwert von der niedrigeren Frequenz (f_if; f_B) genommen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2 zum Simulieren eines Mehrwege ausbreitungskanals, bei dem der Tastwert aus der Speicherein richtung nach unterschiedlichen Verzögerungszeiten (f_di) vom Einschreiben des Tastwertes entsprechend der Verzögerung der unterschiedlichen Ausbreitungswege (i) ausgeführt wird und die Lesefrequenz (f_RI), für die die unterschiedlichen Aus breitungswege (i) unterschiedlich ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem Signale, die unterschied liche Ausbreitungswege (i) darstellen, durch Summierung kombi niert werden, und ein Signal, das man Ergebnis der Summierung erhält, in den ursprünglichen HF-Frequenzbereich aufwärtsge wandelt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem Signale, die unterschied liche Ausbreitungswege (i) repräsentieren, auf einen Eingabe- HF-Frequenzbereich aufwärtsgewandelt werden und die HF-Signale durch Summierung kombiniert werden.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das HF-Signal (fin) im wesentlichen auf Nullfrequenz (f_B) in Form von Komponenten (I, Q) umgesetzt wird, die gegeneinander um 90° in der Phase verschoben sind.

7. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem vor dem Summieren der Si gnale, die unterschiedliche Ausbreitungsweg (i) repräsentieren, ein Signal, das einen solchen Ausbreitungsweg (i) repräsen tiert, mit einem Koeffizienten gewichtet wird, der einer Rela tivdämpfung (A_i(t)) eines jeden Ausbreitungsweges (i) ent spricht.

8. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem vor dem Aufwärtswandeln der Signale, die unterschiedliche Ausbreitungswege (i) reprä sentieren, auf den Eingabe-HF-Frequenzbereich ein Signal, das jeden Ausbreitungsweg (i) repräsentiert, mit einem Koeffizien ten gewichtet wird, der einer Relativdämpfung (A_i(t)) eines jeden Ausbreitungsweges (i) entspricht.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem die Schreibfrequenz (f_w) und die Lesefrequenz (f_RI) derart ein gerichtet sind, daß das Verhältnis (f_RI/f_w) die gleiche Größe hat, wie das Verhältnis (f_o + Δf_oi/f_o) der Trägerwellenfrequenz (f_o9 = f_c) des Funksignal (fin) zur Frequenz (f_o + Δf_oi), die davon um die Dopplerverschiebung verschoben ist.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem das HF-Signal (fin), das simuliert werden soll, sowohl eine Trägerwelle als auch ein darauf überlagertes Modulationssignal enthält.

11. Vorrichtung zum Simulieren eines HF-Ausbreitungskanals, enthaltend:
eine Eingabeeinrichtung zum Aufnehmen eines HF-Signals;
eine Tasteinrichtung zum Abtasten des HF-Signals und zum Einschreiben eines Tastwertes in eine Speichereinrichtung mit einer Schreibfrequenz (f_w), die mit dem Ausgang der Eingabeeinrichtung verbunden ist; und
eine Leseeinrichtung, die mit der Speichereinrichtung ver bunden ist, zum Lesen des Tastwertes aus der Speicherein richtung nach einer Zeit (t_di), gerechnet vom Einschreiben des Tastwertes in die Speichereinrichtung und mit einer Lese frequenz (f_RI).

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, weiterhin enthaltend Misch- und Filtereinrichtungen zum Abwärtswandeln des HF-Signals (f_in) auf eine niedrigere Frequenz (f_IF; f_B) und eine Abtast einrichtung zum Abtasten der niedrigeren Frequenz (f_iF; f)_B.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12 zum Simulieren eines Mehr wegeausbreitungskanals, enthaltend eine Einrichtung zum Bilden mehrerer Verzögerungszeiten (t_di), die jeweils einem der Aus breitungswege (i) entsprechen, und Einrichtungen zum Erzeugen mehrerer Lesefrequenzen (f_RI) für jeden Ausbreitungsweg (i), wobei entsprechende Ausbreitungswege (i) mit entsprechenden Speichereinrichtungen versehen sind, die jeweils den Tastwert darin speichern, um ihn um entsprechende Zeiten (t_di) zu ver zögern und mit entsprechenden Frequenzen (f_RI) auszulesen.

14. Vorrichtung nach den Ansprüchen 11 bis 13, enthaltend Ein richtungen zum Gewichten des aus dem Speicher ausgelesenen Tastwertes mit einem Koeffizienten (A_i(t)) entsprechend einem Kanal oder einer Ausbreitungswegdämpfung.

15. Vorrichtung nach den Ansprüchen 11 bis 14, enthaltend Ein richtungen (75) zum Umwandeln des aus dem Speicher gelesenen Tastwertes in ein Analogsignal.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, enthaltend einen Addierer zum Summieren des Tastwertes oder der Analogsi gnale für jeden Ausbreitungsweg zu Simulation in ein einziges Signal.

17. Vorrichtung nach Anspruch 15, bei der die Einrichtung zum Wandeln der Tastwerte in ein Analogsignal einen multiplizieren den Digital/Analog-Wandler umfassen.

18. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 17, bei der die Einrichtungen zum Bilden der Schreibfrequenz (fin) und der Lesefrequenzen (f_RI) einen interpolierenden PLL-Frequenzsynthe sizer enthalten.