DE4411720A1 - Wanderwellenantenne mit parametrischer Verstärkung - Google Patents
Wanderwellenantenne mit parametrischer VerstärkungInfo
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- H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
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- Aerials With Secondary Devices (AREA)
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Horizontal-
Wanderwellenantenne, die durch einen horizontalen Draht-
oder Streifenleiter oder eine horizontale Anordnung von
solchen über Grund gebildet ist.
Es gibt zweierlei Horizontalantennen wie die
Mikrostreifenantenne und die Wellenantenne bzw. Beverage-
Antenne, die im Aufbau der erfindungsgemäßen Antenne ähnlich
sind. Zur Bodenrückleitung wird bei der Mikrostreifenantenne
eine metallische Grundfläche benutzt, während bei der
Wellenantenne die natürliche Erde mit begrenzter
Leitfähigkeit benutzt wird. Wegen der unterschiedlichen
Auswirkungen, die durch hohe oder geringe Leitfähigkeit des
Bodens entstehen, ist jedoch die herkömmliche
Mikrostreifenantenne hinsichtlich des Prinzips und der
Funktion völlig verschieden von der Wellenantenne und der
erfindungsgemäßen Antenne. Daher betrifft die Erfindung eher
die Wellenantenne in dem Sinne, daß eine in dem Draht
induzierte Wanderwelle weiterhin mit der einfallenden
Raumwelle gekoppelt ist.
In Fig. 6 ist schematisch die Wellenantenne dargestellt, wie
sie in einem Artikel mit dem Titel "The Wave Antenna - A New
Type of Highly Directive Antenna" von H.H.Beverage, C.W.Rice
und E.W.Kellog in "Transactions of AIEE", Band 42, Februar
1923, Seiten 215 bis 266 beschrieben ist. Die Fig. 6 zeigt
einen leitenden Draht 9, der eine Länge in der Größenordnung
der Wellenlänge hat und der in der Welleneinfallebene einige
Meter bis zu 10 Meter hoch über dem Boden angebracht ist,
eine Bodenrückleitung 10, ein senderseitiges Eingangsende 3,
ein Empfangsende 4 und einen Empfänger 5. Wenn die
Signalwelle die Antenne erreicht, wird in dem horizontalen
Draht eine elektromotorische Kraft bzw. EMK induziert. Der
auf diese Weise in einem jeden Element des Drahtes
induzierte schwache Strom beginnt zu dem Empfangsende hin zu
fließen, an welchem der durch aufeinanderfolgende Summierung
gesammelte Gesamtstrom zu dem Empfänger 5 geleitet wird. Auf
diese Weise wird bei der Wellenantenne der Umstand genutzt,
daß die Amplitude des induzierten Stroms an einem Punkt auf
einem Draht 9 maximal wird.
Die vorstehend beschriebene herkömmliche Wellenantenne wurde
bisher im Langwellenbereich mit der Frequenz unterhalb von
100 kHz bzw. der Wellenlänge über 3 km eingesetzt und die
Geschwindigkeit der induzierten Welle an dem Draht ist etwas
geringer als die Lichtgeschwindigkeit (langsame Welle),
während die Wellenfrontgeschwindigkeit der einfallenden
Raumwelle längs des Drahtes bei einem schrägen Einfallen
höher als die Lichtgeschwindigkeit (schnelle Welle) bzw. bei
horizontalem Einfallen gleich der Lichtgeschwindigkeit ist.
Infolge dieser Differenz der Geschwindigkeit zwischen der
Leitungswelle und der Raumwelle entstehen Interferenzen,
wobei gemäß der Darstellung durch eine gestrichelte Linie in
Fig. 3, die auch in der vorangehend genannten
Veröffentlichung der Fig. 2 auf Seite 216 entspricht, die
Amplitude des in dem Draht induzierten Stroms zuerst über
eine bestimmte Strecke angehoben und dann verringert wird.
Dies ist darauf zurückzuführen, daß eine durch die
Geschwindigkeitsdifferenz verursachte Phasendifferenz
zwischen der einfallenden Raumwelle und der induzierten
Leitungswelle längs des Drahtes 9 eine gegenseitige
Einwirkung zwischen diesen zu einer Verringerung des
Leitungsstroms ergibt. D.h., bei dem horizontalen oder
nahezu horizontalen Einfallen ist die induzierte
Leitungswelle nur schwach mit der Raumwelle gekoppelt. Daher
tritt bei der herkömmlichen Wellenantenne keine Verstärkung
des induzierten Leitungsstromelements selbst auf, dessen
Dämpfungskonstante α₀ (<0) weiterhin gleich derjenigen der
Eigenwelle der Leitung ist (gedämpfte Welle). Infolgedessen
bleibt der Gewinn der herkömmlichen Wellenantenne ziemlich
klein.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, zur Lösung
dieser Probleme eine Wanderwellenantenne zu schaffen, die
einen hohen Antennengewinn ergibt.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch Nutzen eines
neuartigen Effekts einer parametrischen Verstärkung der
induzierten Leitungswelle durch die einfallende Raumwelle
gelöst, wobei die Verstärkung durch starke Kopplung oder
Resonanz zwischen den beiden Wellen verursacht wird. Dies
wird dadurch erreicht, daß die Phasengeschwindigkeit der
induzierten Welle ausreichend der Wellenfrontgeschwindigkeit
der Raumwelle längs des Drahtes unter den folgenden
Bedingungen angeglichen wird: Das Material des Bodens ist
ein teilweise leitendes Material oder ein verlustbehaftetes
Dielektrikum, dessen Materialkonstanten (Leitfähigkeit,
dielektrische Konstante und Permeabilität) derart sind, daß
eine Resonanzbedingung Q′ - Q< δc/4a erfüllt ist, wobei Q
und Q′ erweiterte Carson-Funktionen sind, die sich aus einer
endlichen Leitfähigkeit des Bodens ergeben, was nachfolgend
im einzelnen definiert wird, δc die Eindringtiefe des
Drahtes ist und a der Radius des Drahtes ist. Die beiden
Enden des Drahtes sind durch den Wellenwiderstand gegen den
Boden miteinander verbunden und abgeschlossen. Für einen
bestimmten Resonanzwinkel für beinahe streifenden Einfall
wächst der durch die Raumwelle induzierte Leitungsstrom an,
wobei aus der Raumwelle Energie gewonnen wird, so daß der
Leitungsstrom als Ergebnis seiner starken Kopplung oder
Resonanz mit der Raumwelle während des Fortpflanzens längs
des Drahtes eine parametrische Verstärkung erfährt und an
dem Empfangsende maximal wird. Eine Unterscheidung
hinsichtlich der Terminologie zwischen den nachfolgend
verwendeten Ausdrücken "teilweise leitendes Material" und
"verlustbehaftetes Dielektrikum" ist folgende: Bei dem
teilweise leitenden Material oder Halbleiter ist der
Verschiebungsstrom grob mit dem Wirkleitungsstrom
vergleichbar (σ ≷ ωε), während bei dem verlustbehafteten
Dielektrikum der Verschiebungsstrom weitaus stärker als der
Wirkleitungsstrom ist (σ « ε).
Somit ergibt die Erfindung eine parametrisch verstärkende
Wanderwellenantenne mit bemerkenswert hohem Gewinn und mit
Richtwirkung für den Wellenempfang in einem breiten
Anwendungsbereich.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von
Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung
näher erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch die Gestaltung einer
Wanderwellenantenne mit parametrischer Verstärkung gemäß
einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 2 veranschaulicht schematisch eine durch
starke Kopplung oder Resonanz zwischen einer einfallenden
Raumwelle und einer längs eines Drahtes induzierten
Leitungswelle verursachte parametrische Verstärkung bei der
erfindungsgemäßen Antenne im Vergleich zu der durch eine
schwache Kopplung bei der herkömmlichen Wellenantenne
verursachten Dämpfung.
Fig. 3 zeigt einen Vergleich der
erfindungsgemäßen Antenne und der herkömmlichen
Wellenantenne hinsichtlich der Stromverteilung längs des
Drahtes.
Fig. 4 ist eine schematische Darstellung eines
anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem ein
Leiterdraht in einen massiven Kasten aus Dielektrikum mit
hoher dielektrischer Konstante eingelegt ist, der auf eine
Grundplatte aufgesetzt ist.
Fig. 5 ist eine schematische Darstellung eines
anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem die
Antenne in einem Kasten mit dünnen dielektrischen Wänden
eingesetzt ist, der mit einem isolierenden Öl mit hoher
dielektrischer Konstante und geringer Leitfähigkeit gefüllt
ist, so daß die Grundplatte und der Leiterdraht der Antenne
in das Öl eingetaucht sind.
Fig. 6 ist eine schematische Darstellung des
Aufbaus der herkömmlichen Wellenantenne.
Gemäß Fig. 1 hat eine parametrisch verstärkende
Wanderwellenantenne gemäß einem Ausführungsbeispiel der
Erfindung einen leitenden Draht 1 oder eine Anordnung aus
einigen (z. B. 3 bis 7) Drähten oberhalb einer Grundplatte 2,
die eine Stromrückführung für den Draht oder die Drähte
bildet. Eine Länge l eines jeweiligen Drahtes ist derart,
daß α₀ l « 1, β₀ l < 1 oder l < λ gilt (wobei α₀ eine
Dämpfungskonstante der Eigenwelle ist und λ die
Wellenlänge der Raumwelle ist), wobei jeder Draht in der
Größenordnung der Wellenlänge oder weniger hoch über der
Grundplatte oder dem Boden mit einem gleichmäßigen Abstand
von weniger als der Größenordnung einer halben Wellenlänge
verlegt ist. Die beiden Enden 3 und 4 des Drahtes sind
jeweils durch einen Wellenwiderstand Z₀ gegen die
Grundplatte miteinander verbunden und abgeschlossen. An das
Empfangsende 4 ist ein Empfänger 5 angeschlossen.
Der Draht besteht aus Kupfer und ein Radius a und eine Höhe
h des Drahtes werden naturgemäß mit steigender Frequenz f
kleiner, obgleich der erstere weniger kritisch ist, wobei
sich beispielsweise bei Luftumgebung für f = 5 MHz bis 50
GHz jeweils a = 2,5 bis 0,5 mm und h = 7,5 m bis 1 cm
ergibt. Der Wellenwiderstand ist infolgedessen durch diese
Dimensionen und die elektrischen Eigenschaften des Bodens
bestimmt und hat eine Wirkkomponente und eine kleine
Blindkomponente. Die Abmessungen der Grundplatte 2 sind eine
etwas größere Länge als die des Drahtes oder der Drähte,
eine Breite in der Größenordnung der Wellenlänge bei einem
einzelnen Draht bzw. eine Breite, die etwa um die
Wellenlänge größer ist als die Breite der Anordnung von
mehreren Drähten, und eine Dicke in der Größenordnung der
Eindringtiefe oder weniger.
Die Grundplatte besteht aus einem teilweise leitenden
Material bzw. Halbleiter oder einem verlustbehafteten
Dielektrikum, dessen Leitfähigkeit und dielektrische
Konstante in Abhängigkeit von einem genutzten
Frequenzbereich dermaßen bestimmt sind, daß den folgenden
Beziehungen genügt ist:
wobei Re der Realteil ist, k die Wellenanzahl ist, σ, ε und
µ jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und
die Permeabilität ist, ω = 2πf die Winkelfrequenz ist, h
die Höhe des Drahtes oder der Drähte ist, a der Drahtradius
ist, δc die Eindringtiefe ist und mit den Indizes c, 1 und 2
jeweils die Größen versehen sind, die den Drahtleiter, ein
erstes Medium (die dielektrische Umgebung) und ein zweites
Medium (die Grundplatte oder den Boden) betreffen.
Sobald sich die Raumwelle längs der Antenne unter einem
Winkel bewegt, der einem nahezu streifenden Einfallen
entspricht, wird durch die Raumwelle aufeinanderfolgend in
den verschiedenen Abschnitten der Leitung eine EMK
induziert, wodurch entlang dem Draht in beiden Richtungen
ein Vorwärtsstrom und ein Rückwärtsstrom erzeugt wird. Der
Vorwärtsstrom beginnt nach rechts der schrägen Front der
Raumwelle folgend abzufließen und zuzunehmen, wobei er auf
dem Weg zu dem Empfangsende hin Energie aus der Raumwelle
gewinnt. D.h., der induzierte Vorwärtsstrom ist stark mit
der Raumwelle gekoppelt, erhält durch diese eine
parametrische Verstärkung, wodurch ein bemerkenswert hoher
Gewinn und eine bemerkenswert hohe Richtwirkung erzielt
wird, und wird schließlich ohne Reflexion an dem
Empfangsende durch einen geerdeten Lastwiderstand
aufgenommen, der gleich dem Wellenwiderstand ist.
Andererseits wandert die an dem Draht induzierte Gegenwelle
in der entgegengesetzten Richtung und wird gleichfalls ohne
Reflexion durch einen geerdeten Abschlußwiderstand
aufgenommen, der an den Wellenwiderstand angepaßt ist. Daher
entsteht keine Wechselwirkung zwischen der Vorwärtswelle und
der Gegenwelle. Außerdem wird im Vergleich zu einem
einzelnen Draht der Antennengewinn bei einer Antenne mit
mehreren, nämlich N Drähten auf 20 log₁₀N dB erhöht.
Beispielsweise wird bei einer Antenne mit drei Drähten der
Gewinn auf 20 log₁₀3 = 9,54 dB vergrößert.
Die Fig. 2 veranschaulicht den Zusammenhang zwischen der
einfallenden Raumwelle und der induzierten Leitungswelle bei
der parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne und der
herkömmlichen Wellenantenne. Es ist eine Signal-Raumwelle
angenommen, deren Wellenfrontfläche zu einem Zeitpunkt t mit
einer Ebene AB übereinstimmt. Nach einer Zeitdifferenz Δt
verschiebt sich die Wellenfrontfläche der Raumwelle zu einer
Ebene A′B′. Dabei bewegt sich der Schnittpunkt A zwischen
der Wellenfront und der Grundfläche längs dieser um c·Δt/
sinRi. Infolgedessen wird die scheinbare
Phasengeschwindigkeit der einfallenden Welle in der
horizontalen Richtung zu c/sinRi und damit schneller als die
Lichtgeschwindigkeit (schnelle Welle).
Bezüglich der parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne
ist nach der Zeitdifferenz Δ t eine induzierte
Leitungswelle X an dem Schnittpunkt P zwischen der
Raumwellenfront und dem Draht 1 zu einem Punkt P′ bewegt,
was die scheinbare Phasengeschwindigkeit c/sinRi der
schnellen Welle ergibt, so daß diese gleich der
Wellenfrontgeschwindigkeit der Raumwelle entlang des Drahtes
ist, aber nur dann, wenn der Einfallwinkel der Raumwelle
gleich einem bestimmten Resonanzwinkel nahe einem
streifenden Einfall ist, der nachfolgend im einzelnen
explizit definiert wird.
D.h., die induzierte Leitungswelle folgt weiterhin der
Raumwelle nach rechts und ihre Amplitude wächst infolge der
starken Kopplung zwischen den beiden Wellen von der Welle X
auf eine durch eine ausgezogene Linie A in Fig. 2
dargestellte Welle an, wobei die Welle von der Raumwelle
Energie aufnimmt und eine parametrische Verstärkung erfährt.
Andererseits ist bei der herkömmlichen Wellenantenne die
Phasengeschwindigkeit der induzierten Welle geringer als die
Lichtgeschwindigkeit (langsame Welle), was gemäß der
nachfolgenden ausführlichen Beschreibung bei einem
horizontalen oder nahezu horizontalen Einfallen eine nur
schwache Kopplung mit der Raumwelle ergibt. Infolgedessen
bewegt sich der Schnittpunkt P zwischen der Raumwellenfront
und dem induzierten Strom in dem Draht zu einem Punkt P"
nach Fig. 2, was über eine bestimmte Strecke gemäß der
vorstehenden Ausführungen und auch gemäß der Darstellung
durch die gestrichelte Linie b in Fig. 3 hinweg eine
gedämpfte Welle ergibt.
In diesem Zusammenhang zeigt die Fig. 3, wie sich der
induzierte Strom längs des Drahtes bei der erfindungsgemäßen
parametrischen Antenne und bei der herkömmlichen
Wellenantenne ändert. Bei der erfindungsgemäßen Antenne wird
die Stromverteilung a mit der Strecke monoton größer, bildet
durch die vorangehend genannte parametrische Wirkung eine
zunehmend größere Welle und wird an dem Empfangsende
maximal, wodurch ein bemerkenswert hoher Antennengewinn
erzielt wird. Dieser Effekt der parametrischen Verstärkung
ist analog zu demjenigen bei Wanderwellenröhren: Dem
induzierten Leitungsstrom wird Energie anstelle durch
Elektronenstrahlen durch die Raumwelle zugeführt, wobei der
induzierte Leitungsstrom der Wanderwelle entlang eines
Spiralkreises entspricht. Ein wesentlicher Unterschied
besteht jedoch darin, daß die einfallende Raumwelle bei der
parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne zweifach
wirkt: Zum einen für das Induzieren der schnellen Welle an
dem Draht und zum anderen gleichzeitig zum parametrischen
Verstärken der induzierten Leitungswelle. Im Gegensatz dazu
bewirken die Elektronenstrahlen in den Wanderwellenröhren
nur eine Verstärkung einer externen langsamen Welle.
Nachstehend wird in engem Zusammenhang mit dem tatsächlichen
Aufbau der Wanderwellenantenne eine mathematische Theorie
für die parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne
erläutert. Es sei angenommen, daß diese Antenne einen
einzelnen leitenden Draht mit einer Länge l und einer Höhe h
über einer Grundplatte oder Erde hat, der an beiden Enden
gemäß Fig. 1 durch den Wellenwiderstand Z₀ abgeschlossen
ist, und daß parallel zu dem Draht eine z-Achse gewählt ist.
Wenn auf die Antenne eine plane Raumwelle einfällt, genügt
gemäß der Beschreibung in einem Artikel mit dem Titel
"Active Distributed Parameter Lines with Ground Return" von
H.Kikuchi in den "Proceedings of the International Wroclaw
Symposium on Electromagnetic Compatibility", 1984, Seiten
153 bis 162 der in dem Draht mit einer externen Quelle
induzierte Strom I(z) der folgenden
Fernübertragungsgleichung:
deren Auflösung gegeben ist durch
wobei j = √ ist, Γ = α+jβ die Übertragungskonstante der
Leitung ist, α und β jeweils die Dämpfungskonstante bzw. die
Phasenkonstante ist, Ri der Einfallwinkel ist, K₁ die
Wellenzahl in dem ersten Medium ist, Y die Nebenschluß-
Admittanz ist und E(e) die Horizontalkomponente des gesamten
elektrischen Feldes der einfallenden Welle und der
reflektierten Welle in der Einfallebene ist und durch
folgendes beschrieben ist:
wobei E(e) das elektrische Feld der einfallenden Welle ist,
h die Höhe des Drahtes ist und R der Reflexionsfaktor ist.
Damit ergeben sich der Strom I(0) an dem Eingangsende, der
Strom I(l) an dem Empfangsende und der Antennengewinn G
jeweils zu
Darüberhinaus wird der Antennengewinn bei der Antenne mit N
Drähten auf 20log₁₀N dB erhöht.
Es wird nun die Übertragungskonstante für zwei Fälle
ermittelt, nämlich für eine schwache Kopplung Γo
entsprechend der herkömmlichen Wellenantenne und für eine
starke Kopplung Γ entsprechend der beschriebenen
parametrischen Antenne.
- (i) Γ ≠ j ki sin Ri: schwache Kopplung Die Übertragungskonstante für die induzierte Welle längs des Drahtes ist gleich derjenigen der Eigenwelle der Leitung, d. h., es gilt Γ = Γo, α = α₀ und β = β₀, und die induzierte Leitungswelle ist nur schwach mit der einfallenden Raumwelle gekoppelt. Dies ist der Fall bei der herkömmlichen Wellenantenne und die induzierte Leitungswelle ist eine langsame Welle, deren Phasengeschwindigkeit geringer als die Lichtgeschwindigkeit ist, nämlich VPO = ω/β₀ < ω/ki = c entspricht, wobei c die Lichtgeschwindigkeit in dem ersten Medium ist.(ii) Γ = j ki sin Ri: starke Kopplung oder Resonanz.Da Γ - j k₁ sin Ri = α + j (β - k₁ sin Ri) = 0 gilt, ergibt sich β ≈ k₁ sin R₁ (0 < R₁ < π/2). Damit wird die induzierte Leitungswelle zu einer schnellen Welle mit einer Phasengeschwindigkeit, die höher als die Lichtgeschwindigkeit ist. Für die Phasengeschwindigkeit Vp und die Phasenkonstante β der induzierten Leitungswelle sowie für den Strom an dem Empfangsende bestehen dann die folgenden Beziehungen: Gemäß diesen Zusammenhängen ergeben sich alle Leitungskonstanten für den Fall der starken Kupplung oder Resonanz aus den Gleichungen für die Leitung mit verteilten Parametern und verteilten Quellen und aus dem Ausdruck für die Stromverteilung längs des Drahtes gemäß einer Gleichung (15) auf Seite 158 der letztgenannten zweiten Veröffentlichung folgendermaßen: wobei Γ₀ die bekannte Übertragungskonstante der Eigenwelle der Leitung ist, wie sie in den Artikeln mit den Titeln "Wave Propagation along Infinite Wire above Ground at High Frequencies" von H.Kikuchi in Electrotechnic Journal Japan", Band 2, Nr 3/4, 1956, Seiten 73 bis 78 (als dritte Veröffentlichung), "Propagation Coefficient of the Beverage Aerial" von H.Kikuchi in "Proceedings of IEEE", Band 120, Nr. 6, Juni 1973, Seiten 637 und 638 (als vierte Veröffentlichung) oder "Power Line Transmission and Radiation" von H. Kikuchi in dem Buch "Power Line Radiation and Its Coupling to the Ionosphere and Magnetosphere" von H. Kikuchi, Readel, Dordrecht, 1983, Seiten 59 bis 80 (als fünfte Veröffentlichung) beschrieben ist.
Aus den Gleichungen (10) und (12) wird die
Übertragungskonstante für die induzierte Leitungswelle bei
starker Kopplung oder Resonanz folgendermaßen bestimmt:
Die Dämpfungskonstante der induzierten Leitungswelle wird
nunmehr negativ, d. h., α < 0, wobei zwangsweise das
Vorzeichen der Dämpfungskonstante der Eigenwelle der
Leitung, nämlich α₀ < 0 als Ergebnis der starken Kopplung
oder Resonanz geändert wird. Infolgedessen wird die
induzierte Leitungswelle zu einer anwachsenden Welle im
Gegensatz zu einer gedämpften Welle im Falle der schwachen
Kopplung.
Auf diese Weise spielt die einfallende Raumwelle eine
zweifache Rolle, nämlich zum Erzeugen der induzierten
Leitungswelle und zu deren parametrischer Verstärkung. Im
Gegensatz dazu ist bei einem derartigen sprunghaften Wechsel
von der Dämpfung zur Verstärkung die Änderung der
Phasenkonstante oder Phasengeschwindigkeit vernachlässigbar
gering. Dabei ist die induzierte Leitungswelle weiterhin
eine schnelle Welle, obgleich ihre Phasengeschwindigkeit
sehr leicht langsamer als diejenige der Eigenwelle der
Leitung wird, wobei zwischen der Phasengeschwindigkeit der
induzierten Leitungswelle und derjenigen der Eigenwelle der
Leitung die folgenden Zusammenhänge eingehalten sind:
Dabei ist der Resonanzwinkel [Ri]res, nämlich der zu der
starken Kopplung oder Resonanz führende Einfallwinkel
gegeben durch
oder mit Ri = (π/2) - Φ durch
Andererseits wird die Phasengeschwindigkeit der Eigenwelle
der Leitung gemäß der Darstellung durch eine Gleichung (21)
auf Seite 66 der fünften Veröffentlichung aus den
Gleichungen (12a), (12b), (12c) und (15) unter
Berücksichtigung von [δc/4a, Q, Q′, P, P′] « ln [(2h-a)/a],
Beibehalten der ersten Ordnung der Taylor-Erweiterungen der
Gleichungen und Aufnehmen des imaginären Teils von in
folgender Form geschrieben:
wobei gemäß der dritten, der vierten und der fünften
Veröffentlichung Q und Q′ jeweils folgendermaßen definiert
sind:
Hierbei stellt Re den Realteil dar, es gilt k₁² = ω² ε₁ µ₁
und k₂² = ω² ε₂ µ₂ - j ω σ₂ µ₂, k ist die Wellenzahl, σ,
ε und µ sind jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische
Konstante und die Permeabilität, ω = 2πf ist die
Winkelfrequenz, es gilt η² = k₂²/k₁², h und a sind jeweils
die Höhe und der Radius des Drahtes,
ist
die Eindringtiefe des Drahtes, es gilt µ₁ = µ₂ = µ₀ und die
Indizes 1 und 2 betreffen jeweils das erste Medium
(Dielektrikum) und das zweite Medium (die Grundplatte oder
Erde). Die Funktionen Q und Q′ werden numerisch aus Tabellen
oder grafischen Darstellungen erhalten, wie sie in der
fünften Veröffentlichung auf Seite 70 in Fig. 3 dargestellt
sind.
Zum Bestimmen des Materials für die Grundplatte bzw. Masse
für einen bestimmten Frequenzbereich werden unter Anwendung
eines Satzes von auf die vorstehend beschriebene Weise
hergestellten Tabellen oder grafischen Darstellungen
derartige elektrische Eigenschaften, nämlich Leitfähigkeiten
und dielektrische Konstanten gewählt, die der folgenden
Resonanzbedingung genügen:
Beispielsweise kann für einen Bereich von Fernsehfrequenzen
um 100 MHz herum der Resonanzbedingung (21) durch σ₂ = 10⁻¹
bis 1 S/m und ε₂ = 2 bis 5 ε₀ entsprochen werden, wobei
ε₀ die Dielektrizitätskonstante von Luft ist. Auf diese
Weise wird die Eigenwelle der Leitung zu einer schnellen
Welle. Zur Voraussage des Resonanzwinkels für die Verwendung
einer solchen Grundplatte wird nach dem Wählen des Radius
und der Höhe des Drahtes, z. B. auf 2,5 bis 0,5 mm und 7,5 m
bis 1 cm für f = 5 MHz bis 50 GHz für die Luftumgebung
zuerst unter Verwendung eines Satzes von Tabellen oder
grafischen Darstellungen gemäß den vorangehenden
Ausführungen die Werte Q und Q′ ermittelt. Unter Ansetzen
dieser Werte Q und Q′ wird nach der Gleichung (18) die
Phasengeschwindigkeit der Eigenwelle der Leitung berechnet.
Dann werden aus den Gleichungen (14) und (15) die Werte δ₀
und ε erhalten und schließlich wird nach der Gleichung (16)
der Winkel [Ri]res für die starke Kopplung oder Resonanz
bestimmt. Auf diese Weise kann für vorgegebene Frequenzen
der Resonanzwinkel theoretisch vorausgesagt werden. In der
Praxis kann jedoch die Neigung der Grundplatte verändert
werden und diese experimentell auf eine derartige Richtung
eingestellt werden, daß ein maximaler Empfang erzielt wird.
Zum Ermitteln dieser elektrischen Konstanten, der
Leitfähigkeit und der dielektrischen Konstante für die
Grundplatte oder die Erdung für vorgegebene Frequenzen zum
Erfüllen der Bedingung, daß die Eigenwelle der Leitung eine
schnelle Welle wird, deren Phasengeschwindigkeit höher als
die Lichtgeschwindigkeit ist, werden die gemäß der dritten
bis fünften Veröffentlichung aufgestellten theoretischen
Ausdrücke, Tabellen und/oder grafischen Darstellungen
herangezogen.
Gemäß der vorstehenden Beschreibung wird bei dieser
erfindungsgemäßen Antenne eine durch starke Kopplung oder
Resonanz zwischen der in dem Draht induzierten Welle und der
einfallenden Raumwelle verursachte parametrische Verstärkung
dadurch genutzt, daß beide Enden eines einzelnen Drahtes
oder einer Anordnung aus mehreren Drähten ohne Reflexion
zusammengeführt und abgeschlossen werden und daß für die
Grundplatte oder Masse ein Halbleiter oder ein
verlustbehaftetes Dielektrikum benutzt wird, dessen
elektrische Konstanten für die zu nutzenden Frequenzen der
Gleichung (21) genügen. Wenn die einfallende Raumwelle die
Antenne unter einem bestimmten Winkel nahe der horizontalen
Richtung erreicht, ergibt die in dem Draht induzierte EMK
den Strom längs des Drahtes und durch die Einwirkung des in
die Grundplatte oder Masse zurückgeführten Stroms wird
dessen Wanderwelle zu einer schnellen Welle, deren
Phasengeschwindigkeit bei einem bestimmten Frequenzbereich
geringfügig höher als die Lichtgeschwindigkeit ist. Die
Phasengeschwindigkeit der induzierten Welle wird damit
gleich derjenigen der in der horizontalen Richtung
induzierenden Raumwelle, was die starke Kopplung oder
Resonanz zwischen den beiden Wellen ergibt. Auf diese Weise
wird der Strom in dem Draht durch parametrische Wirkung der
einfallenden Raumwelle verstärkt und an dem Empfangsende 4
maximal, wodurch ein bemerkenswert hoher Antennengewinn
erzielt wird.
Auf diese Weise bietet diese erfindungsgemäße Antenne durch
Übereinstimmen ihres Resonanzwinkels mit dem Einfallwinkel
einen Antennengewinn, der weitaus höher als derjenige der
herkömmlichen Empfangsantennen z. B. für Fernsehempfang oder
Satellitenempfang ist. Die Grundplatte oder Bodenplatte
spielt dabei eine Rolle bei dem Erzielen einer
parametrischen Verstärkung der induzierten Leitungswelle
durch die einfallende Raumwelle.
Außerdem kann eine Massenproduktion des Materials für die
Grundplatte oder Bodenplatte für vorgegebene Frequenzen auf
einfache Weise dadurch erreicht werden, daß ein
Herstellungsprozeß für einen Halbleiter oder ein
verlustbehaftetes Dielektrikum mit den vorgeschriebenen
elektrischen Konstanten des Materials wie beispielsweise als
eine Art von Beton entwickelt wird.
Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird
zur Bodenrückführung für einen einzelnen Draht oder für eine
Anordnung aus mehreren Drähten ein vorgeschriebenes,
teilweise leitendes Material oder verlustbehaftetes
Dielektrikum verwendet. Die Erfindung ist aber auch bei
einer Raumfahrzeug-Antenne dadurch anwendbar, daß eine dünne
Membran aus dem Material auf die Oberfläche des
Raumfahrzeugs oder Luftfahrzeugs aufgebracht wird, wodurch
eine scharfe Richtwirkung in einer Flugrichtung erzielt
wird.
Zum Miniaturisieren des vorstehend beschriebenen
Antennensystems für bestimmte Frequenzen oder zu dessen
Einsatz für niedrigere Frequenzen kann ein
Ähnlichkeitsgesetz bei einem Dielektrikum mit einem
Brechungsindex n angewandt werden, durch das die Wellenlänge
auf 1/n verringert wird. In der Praxis kann dies dadurch
vorgenommen werden, daß gemäß Fig. 4 die vorstehend
beschriebene Antenne in einen massiven bzw. vollen Kasten 6
aus einem Dielektrikum mit hoher Dielektrizitätskonstante
"eingegraben" wird, der auf eine Grundplatte aufgesetzt
wird. Beispielsweise können in einem Dielektrikum mit der
besonders hohen Dielektrizitätskonstante von 100 die
Abmessungen der Antenne auf 1/10 derjenigen in Luft
verringert werden.
Eine gleichartige Miniaturisierung kann dadurch vorgenommen
werden, daß gemäß Fig. 5 die Antenne in einen Kasten
eingesetzt wird, der dünne dielektrische Wände 8 hat und der
mit einem isolierenden Öl 7 mit hoher
Dielektrizitätskonstante und geringer Leitfähigkeit gefüllt
ist, so daß auf diese Weise die Grundplatte und der
Drahtleiter in das Öl getaucht sind.
Die Erfindung ist auch dann anwendbar, wenn statt einer
künstlichen Grundplatte der natürliche Boden wie bei der
herkömmlichen Wellenantenne verwendet wird. In diesem Fall
ist gegenüber einem Bereich von Ultrakurzwellen oder
Mikrowellen für die Grundplattenrückführung bei dem
vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel der Bereich der
Resonanzfrequenzen für die starke Kopplung in Abhängigkeit
von den elektrischen Konstanten, der Leitfähigkeit und der
dielektrischen Konstante der Erde gewöhnlich auf einen
Bereich von 1 bis 100 MHz heruntergesetzt. Auf diese Weise
wird bei der Anwendung der Erdrückführung der
Frequenzbereich weitaus höher als derjenige unterhalb von
100 kHz oder dergleichen bei der herkömmlichen
Wellenantenne.
Die Erfindung kann auch dann angewandt werden, wenn statt
der vorstehend beschriebenen Rückführung über den
natürlichen Boden bzw. die Erde die Rückführung über
Meerwasser erfolgt. In diesem Fall wird der nutzbare
Frequenzbereich auf einen Bereich von 10 bis 500 MHz
angehoben. Somit kann in der Praxis diese Antenne auf
Schiffen oder Wasserfahrzeugen installiert werden.
Gemäß der vorstehenden Beschreibung kann die Erfindung
dadurch, daß nicht nur der natürliche Boden für die
Stromrückführung benutzt wird, sondern auch eine Grundplatte
aus einem vorbestimmten Halbleiter oder verlustbehaftetem
Dielektrikum mit Dimensionen und elektrischen Konstanten,
die für die benötigten Frequenzen und Zwecke geeignet sind,
für einen weiten Frequenzbereich von Mittelwellen,
Kurzwellen, Ultrakurzwellen und Mikrowellen angewandt
werden, aber nicht für einen Bereich großer Wellenlängen
unterhalb von 100 kHz wie bei der herkömmlichen
Wellenantenne mit dem geringen Antennengewinn. Somit wird in
Abhängigkeit von den zu nutzenden Frequenzen als
Rückführungsstromkreis für kurze Mittelwellen, Kurzwellen
und Ultrakurzwellen die natürliche Erde, für Kurzwellen und
Ultrakurzwellen das Meerwasser und für Ultrakurzwellen und
Mikrowellen die Grundplatte aus dem vorbestimmten Halbleiter
oder verlustbehafteten Dielektrikum gewählt.
Die Antennen gemäß den vorstehend beschriebenen
Ausführungsbeispielen werden hauptsächlich als
Empfangsantenne für den Fernsehempfang oder
Satellitenempfang, für Radar oder für Fernmeldeverbindungen
benutzt, aber die Erfindung ist auch bei einer Sendeantenne
oder Radarantenne mit hoher Richtwirkung oder einer
kombinierten Sende/Empfangsantenne anwendbar. In diesem Fall
wird an ein Senderende ein Sender oder Signalgenerator
angeschlossen, während ein Abstrahlungsende offen bleibt.
Die Erfindung betrifft somit Wanderwellenantennen, die durch
eine starke Kopplung oder Resonanz zwischen der induzierten
Leitungswelle und der einfallenden Raumwelle parametrisch
verstärken, und kann über einen weiten Frequenzbereich bei
nahezu allen Arten von Funkverbindungen, insbesondere bei
dem Fernseh- und Satellitenfunk, bei Radar, bei
Nachrichtenfernverbindungen, bei Schiff-Nachrichtenverbin
dungen und bei Verbindungen über den Horizont hinaus
angewandt werden, wobei sich ein Empfangssystem mit hohem
Antennengewinn und hoher Richtwirkung ergibt.
Es wird eine Wanderwellenantenne angegeben, bei der eine
parametrische Verstärkung durch starke Kopplung oder
Resonanz zwischen einer in einer Leitung induzierten Welle
und einer einfallenden Raumwelle genutzt wird und die eine
Grundplatte oder Bodenfläche, deren elektrische Konstanten
den Resonanzbedingungen genügen, und oberhalb der
Grundplatte oder Bodenfläche einen leitenden Draht oder eine
Anordnung aus solchen aufweist. Beide Enden des Drahtes
werden durch den Wellenwiderstand gemeinsam belastet und
reflexionsfrei abgeschlossen.
Claims (11)
1. Wanderwellenantenne, dadurch gekennzeichnet, daß eine
parametrische Verstärkung durch starke Kopplung oder
Resonanz zwischen einer in einem Leiter (1) induzierten
Welle und einer einfallenden Raumwelle genutzt wird und daß
eine Grundplattenvorrichtung (2) enthalten ist, deren
elektrische Konstanten der folgenden Resonanzbedingung
genügen:
wobei
und
gilt, Re einen Realteil darstellt, k₁² = ω² ε₁ µ₁, k₂² =
ω² ε₂ µ₂ - jω σ₂ µ₂, k die Wellenzahl ist, σ, ε und µ
jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und
die Permeabilität sind, ω = 2πf die Winkelfrequenz ist, η²
= k₂²/k₁² ist, h und a jeweils die Höhe und der Radius des
Drahtes ist,
die Eindringtiefe des Leiters
ist, µ₁ = µ₂ = µ₀ ist und die Indizes c, 1 und 2 jeweils
Werte für den Leiter (1), ein erstes dielektrisches Medium
der Umgebung bzw. ein zweites, als Grundplatte (2) oder
Bodenfläche dienendes Medium bezeichnen, wobei beide Enden
des oberhalb der Grundplatte oder Bodenfläche angebrachten
Leiters (1) gemeinsam belastet und reflexionsfrei
abgeschlossen sind.
2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Grundplattenvorrichtung (2) eine Bodenplatte aus einem
halbleitendem Material ist.
3. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Grundplattenvorrichtung (2) eine Bodenplatte aus
verlustbehaftetem Dielektrikum ist.
4. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Grundplattenvorrichtung (2) eine dünne Membran ist, die auf
die Oberfläche eines Luftfahrzeugs oder dergleichen
aufgebracht ist.
5. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
Erdboden als Grundplattenvorrichtung (2) dient.
6. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die
Meeresoberfläche als Grundplattenvorrichtung (2) dient.
7. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der Leiter (1) durch einen einzelnen
Draht gebildet ist.
8. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch
gekennzeichnet, daß der Leiter (1) durch eine Anordnung aus
mehreren Drähten gebildet ist.
9. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Leiter (1) aus einem Metall mit
hoher Leitfähigkeit wie Kupfer besteht.
10. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet
durch einen auf die Grundplattenvorrichtung (2) aufgesetzten
vollen massiven Kasten (6) aus einem Dielektrikum mit hoher
Dielektrizitätskonstante, in das der Leiter (1) eingelegt
ist.
11. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet
durch einen Kasten mit dünne dielektrischen Wänden (8), der
mit einem Öl (7) mit hoher Dielektrizitätskonstante und
geringer Leitfähigkeit gefüllt ist, in das die
Grundplattenvorrichtung (2) und der Leiter (1) eingetaucht
sind.
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