DE4411720B4

DE4411720B4 - Wanderwellenantenne mit parametrischer Verstärkung

Info

Publication number: DE4411720B4
Application number: DE4411720A
Authority: DE
Inventors: Hiroshi Kikuchi
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1993-04-06
Filing date: 1994-04-05
Publication date: 2005-01-27
Anticipated expiration: 2014-04-06
Also published as: GB9406798D0; US5469179A; FR2703837A1; JPH0738319A; DE4411720A1; GB2276985A; GB2276985B; FR2703837B1; JP2636164B2

Abstract

Parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne, bei der eine parametrische Verstärkung zum Empfang von Wellen aufgrund starker Kopplung durch Synchronisation der Phasengeschwindigkeit zwischen einer einfallenden Raumwelle und einem in einem Leiter (1) induzierten Strom in Form einer schnellen Welle genutzt wird, mit einer Grundplattenvorrichtung (2), deren elektrische Konstanten, nämlich Leitfähigkeit, dielektrische Konstante und Permeabilität vier folgenden Bedingung genügen:

gilt, Re einen Realteil darstellt, k₁ ² = ω²ε₁μ₁, k₂ ² = ω²ε₂μ₂ – jωσ₂μ₂, k die Wellenzahl ist, σ, ε und μ jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und die Permeabilität sind, ω = 2πf die Winkelfrequenz ist, η = k₂ ²/k₁ ² ist, h und a jeweils die Höhe und der Radius des Drahtes ist,

die Eindringtiefe des Leiters ist, μ₁ = μ₂ = μ₀ ist und die Indizes c, 1 und 2 jeweils Werte für den Leiter (1), ein erstes dielektrisches Medium der Umgebung bzw. ein zweites, als Grundplatte (2) oder Bodenfläche dienendes Medium bezeichnen, wobei beide...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Horizontal-Wanderwellenantenne, die durch einen horizontalen Draht- oder Streifenleiter oder eine horizontale Anordnung von solchen über Grund gebildet ist.
Es gibt zweierlei Horizontalantennen wie die Mikrostreifenantenne und die Wellenantenne bzw. Beverage-Antenne, die im Aufbau der erfindungsgemäßen Antenne ähnlich sind. Zur Bodenrückleitung wird bei der Mikrostreifenantenne eine metallische Grundfläche benutzt, während bei der Wellenantenne die natürliche Erde mit begrenzter Leitfähigkeit benutzt wird. Wegen der unterschiedlichen Auswirkungen, die durch hohe oder geringe Leitfähigkeit des Bodens entstehen, ist jedoch die herkömmliche Mikrostreifenantenne hinsichtlich des Prinzips und der Funktion völlig verschieden von der Wellenantenne und der erfindungsgemäßen Antenne. Daher betrifft die Erfindung eher die Wellenantenne in dem Sinne, daß eine in dem Draht induzierte Wanderwelle weiterhin mit der einfallenden Raumwelle gekoppelt ist.

In 6 ist schematisch die Wellenantenne dargestellt, wie sie in einem Artikel mit dem Titel "The Wave Antenna – A New Type of Highly Directive Antenna" von H.H.Beverage, C.W.Rice und E.W.Kellog in "Transactions of AIEE", Band 42, Februar 1923, Seiten 215 bis 266 beschrieben ist. Die 6 zeigt einen leitenden Draht 9, der eine Länge in der Größenordnung der Wellenlänge hat und der in der Welleneinfallebene einige Meter bis zu 10 Meter hoch über dem Boden angebracht ist, eine Bodenrückleitung 10, ein senderseitiges Eingangsende 3, ein Empfangsende 4 und einen Empfänger 5. Wenn die Signalwelle die Antenne erreicht, wird in dem horizontalen Draht eine elektromotorische Kraft bzw. EMK induziert. Der auf diese Weise in einem jeden Element des Drahtes induzierte schwache Strom beginnt zu dem Empfangsende hin zu fließen, an welchem der durch aufeinanderfolgende Summierung gesammelte Gesamtstrom zu dem Empfänger 5 geleitet wird. Auf diese Weise wird bei der Wellenantenne der Umstand genutzt, daß die Amplitude des induzierten Stroms an einem Punkt auf einem Draht 9 maximal wird.

Die vorstehend beschriebene herkömmliche Wellenantenne wurde bisher im Langwellenbereich mit der Frequenz unterhalb von 100 kHz bzw. der Wellenlänge über 3 km eingesetzt und die Geschwindigkeit der induzierten Welle an dem Draht ist etwas geringer als die Lichtgeschwindigkeit (langsame Welle), während die Wellenfrontgeschwindigkeit der einfallenden Raumwelle längs des Drahtes bei einem schrägen Einfallen höher als die Lichtgeschwindigkeit (schnelle Welle) bzw. bei horizontalem Einfallen gleich der Lichtgeschwindigkeit ist. Infolge dieser Differenz der Geschwindigkeit zwischen der Leitungswelle und der Raumwelle entstehen Interferenzen, wobei gemäß der Darstellung durch eine gestrichelte Linie in 3, die auch in der vorangehend genannten Veröffentlichung der 2 auf Seite 216 entspricht, die Amplitude des in dem Draht induzierten Stroms zuerst über eine bestimmte Strecke angehoben und dann verringert wird. Dies ist darauf zurückzuführen, daß eine durch die Geschwindigkeitsdifferenz verursachte Phasendifferenz zwischen der einfallenden Raumwelle und der induzierten Leitungswelle längs des Drahtes 9 eine gegenseitige Einwirkung zwischen diesen zu einer Verringerung des Leitungsstroms ergibt. D.h., bei dem horizontalen oder nahezu horizontalen Einfallen ist die induzierte Leitungswelle nur schwach mit der Raumwelle gekoppelt. Daher tritt bei der herkömmlichen Wellenantenne keine Verstärkung des induzierten Leitungsstromelements selbst auf, dessen Dämpfungskonstante α₀ (> 0) weiterhin gleich derjenigen der Eigenwelle der Leitung ist (gedämpfte Welle). Infolgedessen bleibt der Gewinn der herkömmlichen Wellenantenne ziemlich klein.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, zur Lösung dieser Probleme eine Wanderwellenantenne zu schaffen, die einen hohen Antennengewinn ergibt.

Erfindungsgemäß wird die Aufgabe durch Nutzen eines neuartigen Effekts einer parametrischen Verstärkung der induzierten Leitungswelle durch die einfallende Raumwelle gelöst, wobei die Verstärkung durch starke Kopplung oder Resonanz zwischen den beiden Wellen verursacht wird. Dies wird dadurch erreicht, daß die Phasengeschwindigkeit der induzierten Welle ausreichend der Wellenfrontgeschwindigkeit der Raumwelle längs des Drahtes unter den folgenden Bedingungen angeglichen wird: Das Material des Bodens ist ein teilweise leitendes Material oder ein verlustbehaftetes Dielektrikum, dessen Materialkonstanten (Leitfähigkeit, dielektrische Konstante und Permeabilität) derart sind, daß eine Resonanzbedingung Q' – Q > δ_c/4a erfüllt ist, wobei Q und Q' erweiterte Carson-Funktionen sind, die sich aus einer endlichen Leitfähigkeit des Bodens ergeben, was nachfolgend im einzelnen definiert wird, δ_c die Eindringtiefe des Drahtes ist und a der Radius des Drahtes ist. Die beiden Enden des Drahtes sind durch den Wellenwiderstand gegen den Boden miteinander verbunden und abgeschlossen. Für einen bestimmten Resonanzwinkel für beinahe streifenden Einfall wächst der durch die Raumwelle induzierte Leitungsstrom an, wobei aus der Raumwelle Energie gewonnen wird, so daß der Leitungsstrom als Ergebnis seiner starken Kopplung oder Resonanz mit der Raumwelle während des Fortpflanzens längs des Drahtes eine parametrische Verstärkung erfährt und an dem Empfangsende maximal wird. Eine Unterscheidung hinsichtlich der Terminologie zwischen den nachfolgend verwendeten Ausdrücken "teilweise leitendes Material" und "verlustbehaftetes Dielektrikum" ist folgende: Bei dem teilweise leitenden Material oder Halbleiter ist der Verschiebungsstrom grob mit dem Wirkleitungsstrom vergleichbar (σ ⪐ ωε), während bei dem verlustbehafteten Dielektrikum der Verschiebungsstrom weitaus stärker als der Wirkleitungsstrom ist (σ << ωε).

Somit ergibt die Erfindung eine parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne mit bemerkenswert hohem Gewinn und mit Richtwirkung für den Wellenempfang in einem breiten Anwendungsbereich.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert.
1 zeigt schematisch die Gestaltung einer Wanderwellenantenne mit parametrischer Verstärkung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
2 veranschaulicht schematisch eine durch starke Kopplung oder Resonanz zwischen einer einfallenden Raumwelle und einer längs eines Drahtes induzierten Leitungswelle verursachte parametrische Verstärkung bei der erfindungsgemäßen Antenne im Vergleich zu der durch eine schwache Kopplung bei der herkömmlichen Wellenantenne verursachten Dämpfung.
3 zeigt einen Vergleich der erfindungsgemäßen Antenne und der herkömmlichen Wellenantenne hinsichtlich der Stromverteilung längs des Drahtes.
4 ist eine schematische Darstellung eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem ein Leiterdraht in einen massiven Kasten aus Dielektrikum mit hoher dielektrischer Konstante eingelegt ist, der auf eine Grundplatte aufgesetzt ist.
5 ist eine schematische Darstellung eines anderen Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem die Antenne in einem Kasten mit dünnen dielektrischen Wänden eingesetzt ist, der mit einem isolierenden Öl mit hoher dielektrischer Konstante und geringer Leitfähigkeit gefüllt ist, so daß die Grundplatte und der Leiterdraht der Antenne in das Öl eingetaucht sind.
6 ist eine schematische Darstellung des Aufbaus der herkömmlichen Wellenantenne.
Gemäß 1 hat eine parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung einen leitenden Draht 1 oder eine Anordnung aus einigen (z.B. 3 bis 7) Drähten oberhalb einer Grundplatte 2, die eine Stromrückführung für den Draht oder die Drähte bildet. Eine Länge l eines jeweiligen Drahtes ist derart, daß α₀ l << 1, β₀ l > 1 oder l > λ gilt (wobei α₀ eine Dämpfungskonstante der Eigenwelle ist und λ die Wellenlänge der Raumwelle ist), wobei jeder Draht in der Größenordnung der Wellenlänge oder weniger hoch über der Grundplatte oder dem Boden mit einem gleichmäßigen Abstand von weniger als der Größenordnung einer halben Wellenlänge verlegt ist. Die beiden Enden 3 und 4 des Drahtes sind jeweils durch einen Wellenwiderstand Z₀ gegen die Grundplatte miteinander verbunden und abgeschlossen. An das Empfangsende 4 ist ein Empfänger 5 angeschlossen.
Der Draht besteht aus Kupfer und ein Radius a und eine Höhe h des Drahtes werden naturgemäß mit steigender Frequenz f kleiner, obgleich der erstere weniger kritisch ist, wobei sich beispielsweise bei Luftumgebung für f = 5 MHz bis 50 GHz jeweils a = 2,5 bis 0,5 mm und h = 7,5 m bis 1 cm ergibt. Der Wellenwiderstand ist infolgedessen durch diese Dimensionen und die elektrischen Eigenschaften des Bodens bestimmt und hat eine Wirkkomponente und eine kleine Blindkomponente. Die Abmessungen der Grundplatte 2 sind eine etwas größere Länge als die des Drahtes oder der Drähte, eine Breite in der Größenordnung der Wellenlänge bei einem einzelnen Draht bzw. eine Breite, die etwa um die Wellenlänge größer ist als die Breite der Anordnung von mehreren Drähten und eine Dicke in der Größenordnung der Eindringtiefe oder weniger.
Die Grundplatte besteht aus einem teilweise leitendem Material bzw. Halbleiter oder einem verlustbehafteten Dielektrikum, dessen Leitfähigkeit und dielektrische Konstante in Abhängigkeit von einem genutzten Frequenzbereich dermaßen bestimmt sind, daß den folgenden Beziehungen genügt ist:
wobei Re der Realteil ist, k die Wellenanzahl ist, σ, ε und μ jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und die Permeabilität ist, ω = 2πf die Winkelfrequenz ist, h die Höhe des Drahtes oder der Drähte ist, a der Drahtradius ist, δ_c die Eindringtiefe ist und mit den Indizes c, 1 und 2 jeweils die Größen versehen sind, die den Drahtleiter, ein erstes Medium (die dielektrische Umgebung) und ein zweites Medium (die Grundplatte oder den Boden) betreffen.
Sobald sich die Raumwelle längs der Antenne unter einem Winkel bewegt, der einem nahezu streifenden Einfallen entspricht, wird durch die Raumwelle aufeinanderfolgend in den verschiedenen Abschnitten der Leitung eine EMK induziert, wodurch entlang dem Draht in beiden Richtungen ein Vorwärtsstrom und ein Rückwärtsstrom erzeugt wird. Der Vorwärtsstrom beginnt nach rechts der schrägen Front der Raumwelle folgend abzufließen und zuzunehmen, wobei er auf dem Weg zu dem Empfangsende hin Energie aus der Raumwelle gewinnt. D.h., der induzierte Vorwärtsstrom ist stark mit der Raumwelle gekoppelt, erhält durch diese eine parametrische Verstärkung, wodurch ein bemerkenswert hoher Gewinn und eine bemerkenswert hohe Richtwirkung erzielt wird, und wird schließlich ohne Reflexion an dem Empfangsende durch einen geerdeten Lastwiderstand aufgenommen, der gleich dem Wellenwiderstand ist. Andererseits wandert die an dem Draht induzierte Gegenwelle in der entgegengesetzten Richtung und wird gleichfalls ohne Reflexion durch einen geerdeten Abschlußwiderstand aufgenommen, der an den Wellenwiderstand angepaßt ist. Daher entsteht keine Wechselwirkung zwischen der Vorwärtswelle und der Gegenwelle. Außerdem wird im Vergleich zu einem einzelnen Draht der Antennengewinn bei einer Antenne mit mehreren, nämlich N Drähten auf 20 log₁₀N dB erhöht. Beispielsweise wird bei einer Antenne mit drei Drähten der Gewinn auf 20 log₁₀3 = 9,54 dB vergrößert.
Die 2 veranschaulicht den Zusammenhang zwischen der einfallenden Raumwelle und der induzierten Leitungswelle bei der parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne und der herkömmlichen Wellenantenne. Es ist eine Signal-Raumwelle angenommen, deren Wellenfrontfläche zu einem Zeitpunkt t mit einer Ebene AB übereinstimmt. Nach einer Zeitdifferenz Δt verschiebt sich die Wellenfrontfläche der Raumwelle zu einer Ebene A'B'. Dabei bewegt sich der Schnittpunkt A zwischen der Wellenfront und der Grundfläche längs dieser um c·Δt/sinΘ_i. Infolgedessen wird die scheinbare Phasengeschwindigkeit der einfallenden Welle in der horizontalen Richtung zu c/sinΘ_i und damit schneller als die Lichtgeschwindigkeit (schnelle Welle).
Bezüglich der parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne ist nach der Zeitdifferenz Δt eine induzierte Leitungswelle X an dem Schnittpunkt P zwischen der Raumwellenfront und dem Draht 1 zu einem Punkt P' bewegt, was die scheinbare Phasengeschwindigkeit c/sinΘ_i der schnellen Welle ergibt, so daß diese gleich der Wellenfrontgeschwindigkeit der Raumwelle entlang des Drahtes ist, aber nur dann, wenn der Einfallwinkel der Raumwelle gleich einem bestimmten Resonanzwinkel nahe einem streifenden Einfall ist, der nachfolgend im einzelnen explizit definiert wird.
D.h., die induzierte Leitungswelle folgt weiterhin der Raumwelle nach rechts und ihre Amplitude wächst infolge der starken Kopplung zwischen den beiden Wellen von der Welle X auf eine durch eine ausgezogene Linie A in 2 dargestellte Welle an, wobei die Welle von der Raumwelle Energie aufnimmt und eine parametrische Verstärkung erfährt.
Andererseits ist bei der herkömmlichen Wellenantenne die Phasengeschwindigkeit der induzierten Welle geringer als die Lichtgeschwindigkeit (langsame Welle), was gemäß der nachfolgenden ausführlichen Beschreibung bei einem horizontalen oder nahezu horizontalen Einfallen eine nur schwache Kopplung mit der Raumwelle ergibt. Infolgedessen bewegt sich der Schnittpunkt P zwischen der Raumwellenfront und dem induzierten Strom in dem Draht zu einem Punkt P'' nach 2, was über eine bestimmte Strecke gemäß der vorstehenden Ausführungen und auch gemäß der Darstellung durch die gestrichelte Linie b in 3 hinweg eine gedämpfte Welle ergibt.
In diesem Zusammenhang zeigt die 3, wie sich der induzierte Strom längs des Drahtes bei der erfindungsgemäßen parametrischen Antenne und bei der herkömmlichen Wellenantenne ändert. Bei der erfindungsgemäßen Antenne wird die Stromverteilung a mit der Strecke monoton größer, bildet durch die vorangehend genannte parametrische Wirkung eine zunehmend größere Welle und wird an dem Empfangsende maximal, wodurch ein bemerkenswert hoher Antennengewinn erzielt wird. Dieser Effekt der parametrischen Verstärkung ist analog zu demjenigen bei Wanderwellenröhren: Dem induzierten Leitungsstrom wird Energie anstelle durch Elektronenstrahlen durch die Raumwelle zugeführt, wobei der induzierte Leitungsstrom der Wanderwelle entlang eines Spiralkreises entspricht. Ein wesentlicher Unterschied besteht jedoch darin, daß die einfallende Raumwelle bei der parametrisch verstärkenden Wanderwellenantenne zweifach wirkt: Zum einen für das Induzieren der schnellen Welle an dem Draht und zum anderen gleichzeitig zum parametrischen Verstärken der induzierten Leitungswelle. Im Gegensatz dazu bewirken die Elektronenstrahlen in den Wanderwellenröhren nur eine Verstärkung einer externen langsamen Welle.
Nachstehend wird in engem Zusammenhang mit dem tatsächlichen Aufbau der Wanderwellenantenne eine mathematische Theorie für die parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne erläutert. Es sei angenommen, daß diese Antenne einen einzelnen leitenden Draht mit einer Länge l und einer Höhe h über einer Grundplatte oder Erde hat, der an beiden Enden gemäß 1 durch den Wellenwiderstand Z₀ abgeschlossen ist, und daß parallel zu dem Draht eine z-Achse gewählt ist. Wenn auf die Antenne eine plane Raumwelle einfällt, genügt gemäß der Beschreibung in einem Artikel mit dem Titel "Active Distributed Parameter Lines with Ground Return" von H.Kikuchi in den "Proceedings of the International Wroclaw Symposium on Electromagnetic Compatibility", 1984, Seiten 153 bis 162 der in dem Draht mit einer externen Quelle induzierte Strom I(z) der folgenden Fernübertragungsgleichung:
deren Auflösung gegeben ist durch
wobei j = √–1 ist, Γ = α + jβ die Übertragungskonstante der Leitung ist, α und β jeweils die Dämpfungskonstante bzw. die Phasenkonstante ist, Θ_i der Einfallwinkel ist, K₁ die Wellenzahl in dem ersten Medium ist, Y die Nebenschluß-Admittanz ist und E^(e) die Horizontalkomponente des gesamten elektrischen Feldes der einfallenden Welle und der reflektierten Welle in der Einfallebene ist und durch folgendes beschrieben ist:
wobei E^(e) das elektrische Feld der einfallenden Welle ist, h die Höhe des Drahtes ist und R der Reflexionsfaktor ist.
Damit ergeben sich der Strom I(0) an dem Eingangsende, der Strom I(l) an dem Empfangsende und der Antennengewinn G jeweils zu
Darüberhinaus wird der Antennengewinn bei der Antenne mit N Drähten auf 20log₁₀N dB erhöht.
Es wird nun die Übertragungskonstante für zwei Fälle ermittelt, nämlich für eine schwache Kopplung Γo entsprechend der herkömmlichen Wellenantenne und für eine starke Kopplung Γ entsprechend der beschriebenen parametrischen Antenne.
(i) Γ ≠ jk₁sinΘ_i: schwache Kopplung
Die Übertragungskonstante für die induzierte Welle längs des Drahtes ist gleich derjenigen der Eigenwelle der Leitung, d.h., es gilt Γ = Γo, α = α₀ und β = β₀, und die induzierte Leitungswelle ist nur schwach mit der einfallenden Raumwelle gekoppelt. Dies ist der Fall bei der herkömmlichen Wellenantenne und die induzierte Leitungswelle ist eine langsame Welle, deren Phasengeschwindigkeit geringer als die Lichtgeschwindigkeit ist, nämlich V_P0 = ω/β₀ < ω/k_i = c entspricht, wobei c die Lichtgeschwindigkeit in dem ersten Medium ist.
(ii) Γ = jk_isinΘ_i: starke Kopplung oder Resonanz.
Da Γ – jk₁sin Θ_i = α + j(β – k₁sinΘ_i) = 0 gilt, ergibt sich β ≈ k₁sinΘ_i (0 < Θ_i < π/2). Damit wird die induzierte Leitungswelle zu einer schnellen Welle mit einer Phasengeschwindigkeit, die höher als die Lichtgeschwindigkeit ist. Für die Phasengeschwindigkeit V_p und die Phasenkonstante β der induzierten Leitungswelle sowie für den Strom an dem Empfangsende bestehen dann die folgenden Beziehungen:
Gemäß diesen Zusammenhängen ergeben sich alle Leitungskonstanten für den Fall der starken Kupplung oder Resonanz aus den Gleichungen für die Leitung mit verteilten Parametern und verteilten Quellen und aus dem Ausdruck für die Stromverteilung längs des Drahtes gemäß einer Gleichung (15) auf Seite 158 der letztgenannten zweiten Veröffentlichung folgendermaßen:
wobei Γ₀ die bekannte Übertragungskonstante der Eigenwelle der Leitung ist, wie sie in den Artikeln mit den Titeln "Wave Propagation along Infinite Wire above Ground at High Frequencies" von H.Kikuchi in Electrotechnic Journal Japan", Band 2, Nr 3/4, 1956, Seiten 73 bis 78 (als dritte Veröffentlichung), "Propagation Coefficient of the Beverage Aerial" von H.Kikuchi in "Proceedings of IEEE", Band 120, Nr. 6, Juni 1973, Seiten 637 und 638 (als vierte Veröffentlichung) oder "Power Line Transmission and Radiation" von H. Kikuchi in dem Buch "Power Line Radiation and Its Coupling to the Ionosphere and Magnetosphere" von H. Kikuchi, Readel, Dordrecht, 1983, Seiten 59 bis 80 (als fünfte Veröffentlichung) beschrieben ist.
Aus den Gleichungen (10) und (12) wird die Übertragungskonstante für die induzierte Leitungswelle bei starker Kupplung oder Resonanz folgendermaßen bestimmt:
Die Dämpfungskonstante der induzierten Leitungswelle wird nunmehr negativ, d.h., α < 0, wobei zwangsweise das Vorzeichen der Dämpfungskonstante der Eigenwelle der Leitung, nämlich α₀ > 0 als Ergebnis der starken Kopplung oder Resonanz geändert wird. Infolgedessen wird die induzierte Leitungswelle zu einer anwachsenden Welle im Gegensatz zu einer gedämpften Welle im Falle der schwachen Kopplung.
Auf diese Weise spielt die einfallende Raumwelle eine zweifache Rolle, nämlich zum Erzeugen der induzierten Leitungswelle und zu deren parametrischer Verstärkung. Im Gegensatz dazu ist bei einem derartigen sprunghaften Wechsel von der Dämpfung zur Verstärkung die Änderung der Phasenkonstante oder Phasengeschwindigkeit vernachlässigbar gering. Dabei ist die induzierte Leitungswelle weiterhin eine schnelle Welle, obgleich ihre Phasengeschwindigkeit sehr leicht langsamer als diejenige der Eigenwelle der Leitung wird, wobei zwischen der Phasengeschwindigkeit der induzierten Leitungswelle und derjenigen der Eigenwelle der Leitung die folgenden Zusammenhänge eingehalten sind:
Dabei ist der Resonanzwinkel [Θ_i]_res, nämlich der zu der starken Kopplung oder Resonanz führende Einfallwinkel gegeben durch sin[θi]Res = 1 – δ = (1 + ε)(1 – δ0) ≃ 1 – δ0, (δ0 >> ε) (16)oder mit Θ_i = (π/2) – ϕ durch [ϕ2]Res = δ0 – ε ≃ δ0(δ0 >> ε) (17)
Andererseits wird die Phasengeschwindigkeit der Eigenwelle der Leitung gemäß der Darstellung durch eine Gleichung (21) auf Seite 66 der fünften Veröffentlichung aus den Gleichungen (12a), (12b), (12c) und (15) unter Berücksichtigung von [δ_c/4a, Q, Q', P, P'] << ln [(2h – a)/a], Beibehalten der ersten Ordnung der Taylor-Erweiterungen der Gleichungen und Aufnehmen des imaginären Teils von Γ₀ in folgender Form geschrieben:
wobei gemäß der dritten, der vierten und der fünften Veröffentlichung Q und Q' jeweils folgendermaßen definiert sind:
Hierbei stellt Re den Realteil dar, es gilt k₁ ² = ω²ε₁μ₁ und k₂ ² = ω²ε₂μ₂ – jωσ₂μ₂, k ist die Wellenzahl, σ, ε und μ sind jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und die Permeabilität, ω = 2πf ist die Winkelfrequenz, es gilt η = k₂ ²/k₁ ², h und a sind jeweils die Höhe und der Radius des Drahtes,
st die Eindringtiefe des Drahtes, es gilt μ₁ = μ₂ = μ₀ und die Indizes 1 und 2 betreffen jeweils das erste Medium (Dielektrikum) und das zweite Medium (die Grundplatte oder Erde). Die Funktionen Q und Q' werden numerisch aus Tabellen oder grafischen Darstellungen erhalten, wie sie in der fünften Veröffentlichung auf Seite 70 in 3 dargestellt sind.
Zum Bestimmen des Materials für die Grundplatte bzw. Masse für einen bestimmten Frequenzbereich werden unter Anwendung eines Satzes von auf die vorstehend beschriebene Weise hergestellten Tabellen oder grafischen Darstellungen derartige elektrische Eigenschaften, nämlich Leitfähigkeiten und dielektrische Konstanten gewählt, die der folgenden Resonanzbedingung genügen:
Beispielsweise kann für einen Bereich von Fernsehfrequenzen um 100 MHz herum der Resonanzbedingung (21) durch σ₂ = 10^–1 bis 1 S/m und ε₂ = 2 bis 5 ε₀ entsprochen werden, wobei ε₀ die Dielektrizitätskonstante von Luft ist. Auf diese Weise wird die Eigenwelle der Leitung zu einer schnellen Welle. Zur Voraussage des Resonanzwinkels für die Verwendung einer solchen Grundplatte wird nach dem Wählen des Radius und der Höhe des Drahtes, z.B. auf 2,5 bis 0,5 mm und 7,5 m bis 1 cm für f = 5 MHz bis 50 GHz für die Luftumgebung zuerst unter Verwendung eines Satzes von Tabellen oder grafischen Darstellungen gemäß den vorangehenden Ausführungen die Werte Q und Q' ermittelt. Unter Ansetzen dieser Werte Q und Q' wird nach der Gleichung (18) die Phasengeschwindigkeit der Eigenwelle der Leitung berechnet. Dann werden aus den Gleichungen (14) und (15) die Werte ε₀ und ε erhalten und schließlich wird nach der Gleichung (16) der Winkel [Θ_i]_res für die starke Kopplung oder Resonanz bestimmt. Auf diese Weise kann für vorgegebene Frequenzen der Resonanzwinkel theoretisch vorausgesagt werden. In der Praxis kann jedoch die Neigung der Grundplatte verändert werden und diese experimentell auf eine derartige Richtung eingestellt werden, daß ein maximaler Empfang erzielt wird.
Zum Ermitteln dieser elektrischen Konstanten, der Leitfähigkeit und der dielektrischen Konstante für die Grundplatte oder die Erdung für vorgegebene Frequenzen zum Erfüllen der Bedingung, daß die Eigenwelle der Leitung eine schnelle Welle wird, deren Phasengeschwindigkeit höher als die Lichtgeschwindigkeit ist, werden die gemäß der dritten bis fünften Veröffentlichung aufgestellten theoretischen Ausdrücke, Tabellen und/oder grafischen Darstellungen herangezogen.
Gemäß der vorstehenden Beschreibung wird bei dieser erfindungsgemäßen Antenne eine durch starke Kopplung oder Resonanz zwischen der in dem Draht induzierten Welle und der einfallenden Raumwelle verursachte parametrische Verstärkung dadurch genutzt, daß beide Enden eines einzelnen Drahtes oder einer Anordnung aus mehreren Drähten ohne Reflexion zusammengeführt und abgeschlossen werden und daß für die Grundplatte oder Masse ein Halbleiter oder ein verlustbehaftetes Dielektrikum benutzt wird, dessen elektrische Konstanten für die zu nutzenden Frequenzen der Gleichung (21) genügen. Wenn die einfallende Raumwelle die Antenne unter einem bestimmten Winkel nahe der horizontalen Richtung erreicht, ergibt die in dem Draht induzierte EMK den Strom längs des Drahtes und durch die Einwirkung des in die Grundplatte oder Masse zurückgeführten Stroms wird dessen Wanderwelle zu einer schnellen Welle, deren Phasengeschwindigkeit bei einem bestimmten Frequenzbereich geringfügig höher als die Lichtgeschwindigkeit ist. Die Phasengeschwindigkeit der induzierten Welle wird damit gleich derjenigen der in der horizontalen Richtung induzierenden Raumwelle, was die starke Kopplung oder Resonanz zwischen den beiden Wellen ergibt. Auf diese Weise wird der Strom in dem Draht durch parametrische Wirkung der einfallenden Raumwelle verstärkt und an dem Empfangsende 4 maximal, wodurch ein bemerkenswert hoher Antennengewinn erzielt wird.
Auf diese Weise bietet diese erfindungsgemäße Antenne durch Übereinstimmen ihres Resonanzwinkels mit dem Einfallwinkel einen Antennengewinn, der weitaus höher als derjenige der herkömmlichen Empfangsantennen z.B. für Fernsehempfang oder Satellitenempfang ist. Die Grundplatte oder Bodenplatte spielt dabei eine Rolle bei dem Erzielen einer parametrischen Verstärkung der induzierten Leitungswelle durch die einfallende Raumwelle.
Außerdem kann eine Massenproduktion des Materials für die Grundplatte oder Bodenplatte für vorgegebene Frequenzen auf einfache Weise dadurch erreicht werden, daß ein Herstellungsprozeß für einen Halbleiter oder ein verlustbehaftetes Dielektrikum mit den vorgeschriebenen elektrischen Konstanten des Materials wie beispielsweise als eine Art von Beton entwickelt wird.
Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen wird zur Bodenrückführung für einen einzelnen Draht oder für eine Anordnung aus mehreren Drähten ein vorgeschriebenes, teilweise leitendes Material oder verlustbehaftetes Dielektrikum verwendet. Die Erfindung ist aber auch bei einer Raumfahrzeug-Antenne dadurch anwendbar, daß eine dünne Membran aus dem Material auf die Oberfläche des Raumfahrzeugs oder Luftfahrzeugs aufgebracht wird, wodurch eine scharfe Richtwirkung in einer Flugrichtung erzielt wird.
Zum Miniaturisieren des vorstehend beschriebenen Antennensystems für bestimmte Frequenzen oder zu dessen Einsatz für niedrigere Frequenzen kann ein Ähnlichkeitsgesetz bei einem Dielektrikum mit einem Brechungsindex n angewandt werden, durch das die Wellenlänge auf 1/n verringert wird. In der Praxis kann dies dadurch vorgenommen werden, daß gemäß 4 die vorstehend beschriebene Antenne in einen massiven bzw. vollen Kasten 6 aus einem Dielektrikum mit hoher Dielektrizitätskonstante "eingegraben" wird, der auf eine Grundplatte aufgesetzt wird. Beispielsweise können in einem Dielektrikum mit der besonders hohen Dielektrizitätskonstante von 100 die Abmessungen der Antenne auf 1/10 derjenigen in Luft verringert werden.
Eine gleichartige Miniaturisierung kann dadurch vorgenommen werden, daß gemäß 5 die Antenne in einen Kasten eingesetzt wird, der dünne dielektrische Wände 8 hat und der mit einem isolierenden Öl 7 mit hoher Dielektrizitätskonstante und geringer Leitfähigkeit gefüllt ist, so daß auf diese Weise die Grundplatte und der Drahtleiter in das Öl getaucht sind.
Die Erfindung ist auch dann anwendbar, wenn statt einer, künstlichen Grundplatte der natürliche Boden wie bei der herkömmlichen Wellenantenne verwendet wird. In diesem Fall ist gegenüber einem Bereich von Ultrakurzwellen oder Mikrowellen für die Grundplattenrückführung bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel der Bereich der Resonanzfrequenzen für die starke Kopplung in Abhängigkeit von den elektrischen Konstanten, der Leitfähigkeit und der dielektrischen Konstante der Erde gewöhnlich auf einen Bereich von 1 bis 100 MHz heruntergesetzt. Auf diese Weise wird bei der Anwendung der Erdrückführung der Frequenzbereich weitaus höher als derjenige unterhalb von 100 kHz oder dergleichen bei der herkömmlichen Wellenantenne.
Die Erfindung kann auch dann angewandt werden, wenn statt der vorstehend beschriebenen Rückführung über den natürlichen Boden bzw. die Erde die Rückführung über Meerwasser erfolgt. In diesem Fall wird der nutzbare Frequenzbereich auf einen Bereich von 10 bis 500 MHz angehoben. Somit kann in der Praxis diese Antenne auf Schiffen oder Wasserfahrzeugen installiert werden.
Gemäß der vorstehenden Beschreibung kann die Erfindung dadurch, daß nicht nur der natürliche Boden für die Stromrückführung benutzt wird, sondern auch eine Grundplatte aus einem vorbestimmten Halbleiter oder verlustbehaftetem Dielektrikum mit Dimensionen und elektrischen Konstanten, die für die benötigten Frequenzen und Zwecke geeignet sind, für einen weiten Frequenzbereich von Mittelwellen, Kurzwellen, Ultrakurzwellen und Mikrowellen angewandt werden, aber nicht für einen Bereich großer Wellenlängen unterhalb von 100 kHz wie bei der herkömmlichen Wellenantenne mit dem geringen Antennengewinn. Somit wird in Abhängigkeit von den zu nutzenden Frequenzen als Rückführungsstromkreis für kurze Mittelwellen, Kurzwellen und Ultrakurzwellen die natürliche Erde, für Kurzwellen und Ultrakurzwellen das Meerwasser und für Ultrakurzwellen und Mikrowellen die Grundplatte aus dem vorbestimmten Halbleiter oder verlustbehaftetem Dielektrikum gewählt.
Die Antennen gemäß den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen werden hauptsächlich als Empfangsantenne für den Fernsehempfang oder Satellitenempfang, für Radar oder für Fernmeldeverbindungen benutzt, aber die Erfindung ist auch bei einer Sendeantenne oder Radarantenne mit hoher Richtwirkung oder einer kombinierten Sende/Empfangsantenne anwendbar. In diesem Fall wird an ein Senderende ein Sender oder Signalgenerator angeschlossen, während ein Abstrahlungsende offen bleibt.
Die Erfindung betrifft somit Wanderwellenantennen, die durch eine starke Kopplung oder Resonanz zwischen der induzierten Leitungswelle und der einfallenden Raumwelle parametrisch verstärken, und kann über einen weiten Frequenzbereich bei nahezu allen Arten von Funkverbindungen, insbesondere bei dem Fernseh- und Satellitenfunk, bei Radar, bei Nachrichtenfernverbindungen, bei Schiff-Nachrichtenverbindungen und bei Verbindungen über den Horizont hinaus angewandt werden, wobei sich ein Empfangssystem mit hohem Antennengewinn und hoher Richtwirkung ergibt.
Es wird eine Wanderwellenantenne angegeben, bei der eine parametrische Verstärkung durch starke Kopplung oder Resonanz zwischen einer in einer Leitung induzierten Welle und einer einfallenden Raumwelle genutzt wird und die eine Grundplatte oder Bodenfläche, deren elektrische Konstanten den Resonanzbedingungen genügen, und oberhalb der Grundplatte oder Bodenfläche einen leitenden Draht oder eine Anordnung aus solchen aufweist. Beide Enden des Drahtes werden durch den Wellenwiderstand gemeinsam belastet und reflexionsfrei abgeschlossen.

Claims

Parametrisch verstärkende Wanderwellenantenne, bei der eine parametrische Verstärkung zum Empfang von Wellen aufgrund starker Kopplung durch Synchronisation der Phasengeschwindigkeit zwischen einer einfallenden Raumwelle und einem in einem Leiter (1) induzierten Strom in Form einer schnellen Welle genutzt wird, mit einer Grundplattenvorrichtung (2), deren elektrische Konstanten, nämlich Leitfähigkeit, dielektrische Konstante und Permeabilität vier folgenden Bedingung genügen:
gilt, Re einen Realteil darstellt, k₁ ² = ω²ε₁μ₁, k₂ ² = ω²ε₂μ₂ – jωσ₂μ₂, k die Wellenzahl ist, σ, ε und μ jeweils die Leitfähigkeit, die dielektrische Konstante und die Permeabilität sind, ω = 2πf die Winkelfrequenz ist, η = k₂ ²/k₁ ² ist, h und a jeweils die Höhe und der Radius des Drahtes ist,
die Eindringtiefe des Leiters ist, μ₁ = μ₂ = μ₀ ist und die Indizes c, 1 und 2 jeweils Werte für den Leiter (1), ein erstes dielektrisches Medium der Umgebung bzw. ein zweites, als Grundplatte (2) oder Bodenfläche dienendes Medium bezeichnen, wobei beide Enden des oberhalb der Grundplatte oder Bodenplatte angebrachten Leiters (1) gemeinsam belastet und reflexionsfrei abgeschlossen sind, und wobei Q' einen Wellenbeschleunigungsfaktor, Q einen Wellenabbremsfaktor und u die Fourier-Transformationsvariable bezüglich der vertikalen Dimension darstellt.
Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundplattenvorrichtung (2) eine Bodenplatte aus einem halbleitenden Material ist.
Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundplattenvorrichtung (2) eine Bodenplatte aus verlustbehaftetem Dielektrikum ist.
Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Grundplattenvorrichtung (2) eine dünne Membran ist, die auf die Oberfläche eines Luftfahrzeugs aufgebracht ist, wobei die Betriebsfrequenz der Antenne so gewählt ist, dass die Bedingung für die schnelle Welle erfüllt ist.
Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Erdboden als Grundplattenvorrichtung (2) dient, wobei die Betriebsfrequenz der Antenne so gewählt ist, daß die Bedingung für die schnelle Welle erfüllt ist.
Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meeresoberfläche als Grundplattenvorrichtung (2) dient, wobei die Betriebsfrequenz der Antenne so gewählt ist, daß die Bedingung für die schnelle Welle erfüllt ist.
Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leiter (1) durch einen einzelnen Draht gebildet ist.
Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Leiter (1) durch eine Anordnung aus mehreren Drähten gebildet ist.
Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Leiter (1) aus einem Metall mit hoher Leitfähigkeit wie Kupfer besteht.
Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch einen auf die Grundplattenvorrichtung (2) aufgesetzten vollen massiven Kasten (6) aus einem Dielektrikum mit hoher Dielektrizitätskonstante, in das der Leiter (1) eingelegt ist.
Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, gekennzeichnet durch einen Kasten mit dünnen dielektrischen Wänden (8), der mit einem Öl (7) mit hoher Dielektrizitätskonstante und geringer Leitfähigkeit gefüllt ist, in das die Grundplattenvorrichtung (2) und der Leiter (1) eingetaucht sind.