DE4325938A1

DE4325938A1 - Schaltung und Verfahren zur Begrenzung eines Stroms in einer induktiven Last

Info

Publication number: DE4325938A1
Application number: DE4325938A
Authority: DE
Inventors: John Parry; Richard D Davis
Original assignee: Silicon Systems Inc
Current assignee: Silicon Systems Inc
Priority date: 1992-08-03
Filing date: 1993-08-03
Publication date: 1994-02-10
Also published as: US5397978A; GB2269503A; JPH06164276A; GB9224814D0

Description

Die Erfindung betrifft das Gebiet der Strombegrenzung, ins besondere die Strombegrenzung bei Funkeninduktoranwendungen.

Bei Funkeninduktoranwendungen, wie z. B. Kraftfahrzeug-Zün dungssystemen, wird ein Funken erzeugt, wenn eine genügend hohe Spannung zum "Überspringen" des Funkens über die Funkenstrecke erzeugt wird. Ein Verfahren zur Erzeugung dieser Spannung be steht darin, eine Primärspule (Induktor) zur Umwandlung einer schnellen Stromänderung in eine Spannung zu verwenden und dann zur Erhöhung der Spannung bis zu der für den Funkenüberschlag erforderlichen Höhe eine Sekundärspule zu verwenden. Die Span nung an einem Induktor ist gleich dem Produkt aus der Stromän derungsrate in der Wicklung und seiner Induktivität. Wenn ein Strom in der Primärspule plötzlich abgeschaltet wird, so indu ziert die starke Stromänderung eine Spannung in der Spule. Diese wird manchmal als "Rücklauf" bezeichnet.

Ein Verfahren zur Erzeugung einer "Rücklauf"-Spannung be steht darin, einen ansteigenden Strom an die Spule anzulegen. Nach einer bestimmten Zeit wird die der Stromversorgung die nende elektrische Verbindung plötzlich unterbrochen, wodurch die zur Erzeugung der Funkenspannung nötige Stromänderung er zeugt wird. Die Funkenenergie hängt jedoch von der Stärke des Stromabfalls ab. Deshalb ist die Funkenenergie unterschiedlich hoch, wenn die Verbindung nicht bei jeder Anwendung nach der gleichen Zeit unterbrochen wird. Ein zu starker Funken kann bei empfindlichen Anwendungen die Schaltung beschädigen.

Die Strombegrenzung des Spulenstroms liefert vorher be stimmbare Funkenenergien, indem der Strom auf einen konstanten Grenzwert eingestellt wird. Sobald der Strom seinen Grenzwert erreicht, ist die Funkenenergie auf den Wert begrenzt, der für die spezielle Stromstärke definiert ist. Die Strombegrenzung sorgt auf diese Weise für ungefährliche und vorher bestimmbare Funkenenergien, die zeitunabhängig sind.

Fig. 1 zeigt ein Schaltungsmodell einer Strombegrenzungs schaltung. Die zwischen einer Batterie 103 und einem Knoten 105 angeordnete Primärspule ist als induktive Impedanz 104 (Z_L) ausgebildet. Das Modell für die Stromquelle enthält eine mit einem definierten Widerstand 107 (R₀) parallel geschaltete Stromquelle 106. Die parallel geschalteten Elemente liegen zwi schen den Knoten 105 und 109. Ein Widerstand 108 (R_S) ist zwi schen Knoten 109 und Erde angeordnet. Der invertierende Ein gangsport (-) eines Verstärkers 101 ist mit dem Knoten 109 und sein nicht invertierender Eingangsport (+) mit einem Referenz knoten 100 (VREF) gekoppelt. Die Ausgangsspannung 102 des Ver stärkers 101 wird der regelbaren Stromquelle 106 als Steuer spannung (V0) zur Verfügung gestellt.

In dieser Konfiguration ändert der Verstärker die Steuer spannung V0, um die Potentialdifferenz zwischen VREF und VS, der Spannung am Knoten 109 zu verringern. Die Ausgangsspannung VO des Verstärkers ist durch folgende Gleichung definiert:

V0 = A(s)[VREF-VS],

wobei gemäß dem Stand der Technik,

In den obigen Gleichungen ist A(s) der frequenzabhängige Verstärkungsfaktor eines Zweipolverstärkers, A₀ ist der Gleich strom-Verstärkungsfaktor des Verstärkers, "s" ist eine komplexe Frequenzvariable und P_A und P_B sind die Frequenzen der Verstär kerpole. Verwendet man ein Transistormodell für die Strom quelle, so ergibt sich die folgende Gleichung für den Strom über Stromquelle 106:
I = gm(VO-VS)
wobei "I" der erzeugte Strom und "gm" der Gegenwirkleitwert (Transkonduktanz) des Transistors ist, der als Stromquelle ver wendet wird. Der an die Primärspule angelegte Gesamtstrom ist gleich der Spannung VS am Knoten 109 dividiert durch den Wider standswert des Abtastwiderstands, Rs 108. Die Wirkung der in duktiven Last auf das System besteht in der Erzeugung eines zu sätzlichen Pols im Frequenzverhalten des rückführungslosen Ver stärkers. Der zusätzliche Pol befindet sich ungefähr bei

wobei R_O die Ausgangsimpedanz der Transistorstromquelle, aus der Sicht der induktiven Last ist. Die komplexe Impedanz der Spule Z_L ist sL, wobei L der Wert der Induktivität der Spule ist. Für die in Fig. 1 gezeigte Systemkonfiguration ist die rückführungslose Übertragungsfunktion des Verstärkers und der Stromquelle:

Die Wirkung eines Pols auf das Frequenzverhalten eines Sy stems besteht in der Änderung der Amplitudenabnahme um -6 dB pro Oktave und in der Abnahme der Phasenverschiebung um 90°. Die Amplitude und die Phasenverschiebung des Frequenzverhaltens an der Stelle eines ersten "dominanten" Pols betragen ungefähr (DC-Verstärkung -3 dB) bzw. 135°. Die Wirkung eines Pols auf das Frequenzverhalten eines Systems wird bei Annäherung des Frequenzfaktors und der Phase an ω = 0, ω = P und w » P er sichtlich, im folgenden Beispiel ist s = jω.

Die Phasenverschiebung der Antwort ist gleich 180°- (Phase).

Fig. 7A ist eine Kurve der Einfachpol-Antwort in dB (d. h. 20 log₁₀ Amplitude). Die Amplitude und die Phasenverschiebungen sind als Kurven 700 bzw. 701 dargestellt. Bei wesentlich höhe ren Frequenzen als |P| nähert sich die Amplitude einer Asym ptote von -6 dB/Oktave, und die Phasenverschiebung pendelt sich bei 90° ein. Für ein Mehrpolsystem verringert jeder nachfol gende Pol die Steigung der Asymptote um -6 dB/Oktave und ver ringert die Phasenverschiebung um 90°. Der Beitrag von jedem einzelnen Pol ist für weit beabstandete Pole (d. h. um einen Faktor von 10 oder mehr) leicht erkennbar. Wenn ein Pol nahe eines anderen liegt, beeinflussen die Eigenschaften des zweiten Pols jedoch diejenigen des ersten Pols, so daß die Amplitude und die Phase stärker abnehmen als es normalerweise für ge trennte Pole der Fall ist.

Fig. 7B zeigt die Wirkung von benachbarten Polen auf das Frequenzverhalten. In Fig. 7B befindet sich ein zweiter Pol P′, bei der doppelten Frequenz des Pols P. Das von diesen benach barten Polen resultierende Frequenzverhalten scheint dasjenige von einem einzigen Pol mit der doppelten Steigung und der dop pelten Phasenverschiebungsabnahme zu sein. Das ist auf das ex ponentielle Verhältnis der Phase und des Wertes in dB zurückzu führen. Die Multiplikation der einzelnen Polterme führt zur Ad dition der einzelnen Phasenverhalten jedes Terms und ebenso zur Addition der einzelnen Steigungsfaktoren (in dB). Wenn ein Pol keine wesentlich höhere Frequenz als der interessierende Pol aufweist, so wird das Verhalten des Systems in gewissen Maßen von dem Pol mit der höheren Frequenz verschlechtert.

In einem System mit negativer Rückkopplung, impliziert eine Phasenverschiebung von 180° im offenen Regelkreis, daß das Rückkopplungssignal um 180° gegenüber dem Eingangssignal pha senverschoben ist. Dies gilt für ein stabiles Rückkopplungssy stem. Bei einer Phasenverschiebung von 0° oder weniger ist das Rückkopplungssignal jedoch mit dem Eingangssignal in Phase und erzeugt deshalb eine positive Rückkopplung. Wenn der Verstär kungsfaktor des Systems im offenen Regelkreis an diesem Punkt <1 (0 dB) ist, befindet sich das System in instabiler Rückkopp lung. Deshalb ist es wesentlich, die Phasenverschiebung über 0° zu halten, bis der Verstärkungsfaktor im offenen Regelkreis un ter 1 gefallen ist. Aus diesem Grund kann der zusätzliche An schluß, z. B. von induktiven Lasten erzeugter externer Pole an ein System ein sonst funktionierendes System instabil machen.

Ein bekanntes System zur Steuerung des Stroms in der Pri märspule verwendet zwei bipolare Leistungstransistoren (BJTs) in einer Darlington-Konfiguration als leistungsstarke Strom quelle für die Spule. Der zum Treiben des Leistungstransistors verwendete Verstärker ist ein kompensierter 2-Pol-Verstärker. Fig. 2 ist ein Schaltbild eines bekannten Systems. Wie ersicht lich, enthält der Verstärker eine Pegelverschiebungsstufe (MP6-9), eine Eintakt-Differenzverstärkerstufe (MN1-2, MN5, MP3-4) und eine das Darlington-Paar (Q1-2) treibende zweite Verstär kerstufe (MP10, RL).

In der Eingangspufferstufe, ist der P-Kanal MOSFET MP6 zwi schen dem geerdeten Knoten 211 und Knoten 202 angeordnet. Das Gate des MP6 stellt den nicht invertierenden Eingang (+) des Verstärkers dar und liegt an der Referenzspannung VREF am Kno ten 100. Der P-Kanal MOSFET MP7 ist zwischen dem geerdeten Kno ten 211 und dem Knoten 206 angeordnet. Das Gate des MP7 stellt den invertierenden Eingang (-) des Verstärkers dar und ist mit dem Abtastspannungsknoten 109 gekoppelt. P-Kanal MOSFET MP8 ist zwischen dem lokalen Spannungsversorgungsknoten 210 und Knoten 202 angeordnet. P-Kanal-MOSFET MP9 ist zwischen dem Knoten 201 und Knoten 206 angeordnet. Die Gate-Elektroden der MP8 und MP9 sind mit dem Vorspannungsknoten 201 gekoppelt. Die Transistoren MP6-7 sind Source-gekoppelt, um eine Pegelverschiebung und Puf ferung der Eingangssignale zu ermöglichen. Die Transistoren MP8-9 erzeugen Vorspannungsströme für die Transistoren MP6 bzw. MP7.

Die erste Verstärkungsstufe des Verstärkers besteht aus ei nem Source-gekoppelten N-Kanal-Differenz-MOSFET-Paar mit einem P-Kanal-Stromspiegel als aktiver Last. N-Kanal-MOSFET MN1 ist zwischen den Knoten 203 und 204 angeordnet und seine Gate-Elek trode ist zur Entnahme der Ausgangsspannung des nicht invertie renden Eingangspuffers MP6 mit dem Knoten 202 gekoppelt. N-Ka nal-MOSFET MN2 ist zwischen den Knoten 203 und 205 angeordnet und seine Gate-Elektrode ist zur Aufnahme der Ausgangsspannung des invertierenden Eingangspuffers MP7 mit dem Knoten 206 ge koppelt. Der N-Kanal-MOSFET MN5 ist zwischen dem Knoten 203 und dem auf Erde liegenden Knoten 211 angeordnet und dient als Stromquelle für das Differenzpaar (MN1-2). Die Gate-Elektrode des MN5 ist genauso wie die Gate- und Drain-Elektroden des Vor spanntransistors MN12 mit dem Knoten 200 gekoppelt. Das Source des N-Kanal-MOSFET MN12 ist mit dem geerdeten Knoten 211 gekop pelt.

Die Transistoren MN5 und MN12 bilden einen mit einem Refe renzstrom vom P-Kanal-MOSFET MP11 gespeisten Stromspiegel. MP11 ist zwischen Knoten 210 und 200 angeordnet, wobei seine Gate- Elektrode mit dem Vorspann-Knoten 201 gekoppelt ist. Die Source-Elektroden der P-Kanal-MOSFETs MP3 und MP4 sind mit Kno ten 210 gekoppelt und ihre Gate-Elektroden sind mit Knoten 205 gekoppelt. Die Drain-Elektroden der Transistoren MP3 und MP4 sind mit den Knoten 204 bzw. 205 gekoppelt. In dieser Konfigu ration bilden MP3 und MP4 einen Stromspiegel, der für diese Stufe eine aktive Last bildet. Das Eintakt-Ausgangssignal wird vom Knoten 204 mit hoher Impedanz abgenommen.

Die zweite Verstärkungsstufe besteht aus einem einzelnen P- Kanal-MOSFET, dessen Drain mit einem Lastwiderstand, RL, gekop pelt ist. Der Transistor MP10 ist zwischen den Knoten 208 und 102 angeordnet. Die Gate-Elektrode des MP10 ist mit dem Knoten 204 gekoppelt, an dem das Ausgangssignal der vorgeschalteten Verstärkungsstufe anliegt. Der Widerstand RB ist zur Steuerung des Offsets und des Drifts des Verstärkers zwischen den Knoten 208 und 210 angeordnet. Der Widerstand RL ist zwischen Knoten 102 und 211 angeordnet. Die Verstärkung dieser Stufe hängt vom Widerstandswert von RL und dem dazu parallelen Eingangswider stand des Darlington-Paars ab. Der Kondensator CKOMP ist zwi schen den Knoten 204 und 207 angeordnet, und der Widerstand RKOMP liegt zwischen den Knoten 207 und 102. RKOMP und CKOMP bewirken eine Frequenzkompensation für den Zweipolverstärker. Das Ausgangssignal des Verstärkers wird am Knoten 102 (AUS) ab genommen.

Die Darlington-Paar-Stromquelle besteht aus den NPN-Bipo lar-Transistoren (BJTs) Q1 und Q2. Die Basis des Transistors Q1 ist mit dem Knoten 102 gekoppelt. Der Kollektor ist mit dem Knoten 105 und der Emitter mit der Basis des Transistors Q2 (Knoten 209) gekoppelt. Der Kollektor des Q2 ist mit dem Knoten 105 und der Emitter ist mit dem Knoten 109 gekoppelt. Wider stand 108 (Rs) ist zwischen dem Knoten 109 und dem geerdeten Knoten 211 angeordnet. Die Primärspule 104 ist zwischen einer Batterie und dem Knoten 105 angeordnet.

Die Pole des Verstärkers werden an den Hochimpedanz-Aus gangsknoten jeder Verstärkungsstufe erzeugt. In bekannter Weise sind ein Kompensationskondensator (CKOMP) und -widerstand (RKOMP) in Serie zwischen den Ausgangsknoten jeder Verstär kungsstufe geschaltet, um so die Miller-Verstärkung der Kompen sationselemente zu erfüllen. Die Kompensation ruft einen Pol- Trennungseffekt hervor, der die Frequenz des niedrigeren Pols verringert und die Frequenz des höheren Pols erhöht. Hierbei ist es möglich, daß der Verstärkungsfaktor auf 0 dB abfällt, bevor der zweite Pol die Phasenverschiebung (phase margin) ver ringert. Durch die Aufspaltung der Pole in ein Zweipolsystem kann so die Phasenverschiebung vergrößert werden.

Fig. 4A ist eine Kurve des Frequenzverhaltens einer bekann ten ein Darlington-Paar treibenden Strombegrenzungsschaltung. Zur besseren Darstellung sind nur die Asymptoten des Amplitu denverlaufs gezeigt. Der Zweipolverstärker liefert die Polbei träge P_A und P_B und Darlington-Schaltung und Last liefern den Beitrag P_I. Bei der Frequenz |P_A| beträgt die Phasenverschie bung 135°, und die Amplitude fällt von ihrem Gleichstromwert mit einer Steigung von -6 dB/Oktave ab. Aufgrund der Kompensa tion beim Stande der Technik tritt P_B auf, nachdem die Ampli tude stark abgefallen ist. Bei |P_B| fällt die Phasenverschie bung auf 45°, und die Steigung der Amplitudenabnahme nimmt bis auf -12 dB/Oktave stark zu. Der hohe Gegenwirkleitwert (transconductance) des Darlington-Paars setzt P_I wesentlich hö her als P_B. Somit wird eine starke Auswirkung von P_I auf das Frequenzverhalten verhindert. Das System ist bei Rückkopplung mit Verstärkungsfaktor 1 stabil, weil die Amplitude unter 0 dB fällt, bevor die Phasenverschiebung unter 0° abfällt. Nachtei ligerweise erfordert das Darlington-Paar dieses Systems eine beträchtliche Menge Notstrom und verbraucht so eine beträchtli che Energiemenge. Für Phasenverschiebungen unter 60° können Überschwingungen bei einem System mit geschlossener Regel schleife auftreten.

Die Zweipolverstärkerschaltung ruft eine angemessene Strom begrenzung für eine Leistungs-Darlington-Konfiguration oder ein anderes bipolares Bauelement hervor, weil der zusätzliche Pol eines solchen Bauelementes eine genügend hohe Frequenz zur Ver meidung starker Wechselwirkungen mit den Verstärkerpolen auf weist. Das ist hauptsächlich auf den relativ hohen Gegenwirk leitwert (gm) und die geringen Streukapazitäten solcher Bauele mente zurückzuführen. Wenn jedoch das Darlington-Paar durch ein Leistungs-MOSFET oder einen IGBT ersetzt wird, nimmt die Pha senverschiebung der Schaltung ab. MOSFETs und IGBTs haben selbst kleinere Gegenwirkleitwerte und größere Streukapazitä ten, die niederfrequentere Pole erzeugen und die Schleife mög licherweise instabil machen. Instabilität verursacht ein Über schwingen oder eine Oszillation in dem Spulenstromverlauf, der die Spule ab eines gewissen Betrages der Stromänderung pro Zeiteinheit entlädt. So kann Überschwingen oder Oszillation den Funken vorzeitig entzünden.

Fig. 4B ist eine Kurve des Frequenzverhaltens bei offener Regelschleife des bekannten einen IGBT treibenden Zweipolver stärkungssystems. In diesem Fall verringert der niedrigere Ge genwirkleitwert des IGBT die Frequenz von P_I auf einen Wert nahe P_B. Weil P_I und P_B so dicht beieinander liegen und weil der Verstärkungsfaktor bei |P_I| noch nicht genügend abgefallen ist, nimmt die Phasenverschiebung stark ab, so daß sie unter 0° abfällt, bevor der Betrag unter den Verstärkungsfaktor 1 fallen kann. Dieses System ist also in geschlossenen Regelkreisen mit Verstärkungsfaktor 1 instabil. Positive Rückkopplung tritt auf bei Frequenzkomponenten zwischen der Frequenz, bei der die Pha senverschiebung unter 0° liegt und der Frequenz, bei der die Amplitude 0 dB (Verstärkungsfaktor 1) beträgt. Das System un terliegt bei diesen Frequenzen zunehmend Schwingungen und zwar selbst noch, wenn das Eingangssignal auf 0 abgefallen ist.

Die Fig. 3A-F zeigen Strom- und Spannungsverläufe in der Primärspule bei Funkenbildung. In den Fig. 3A-B stellt Kurve 300 einen idealen Stromverlauf (I_L) dar und Kurve 301 einen idealen Spannungsverlauf (V_L) für ein System mit einer Phasen verschiebung größer als 90°. Bei T1 steigt der Strom 300 bis zu seinem konstanten Wert an, und die Spannung 301 fällt sprungar tig um einen zur Ableitung des Stromes proportionalen Wert. Bei der Zeit T2 erreicht der Strom 300 seinen konstanten Wert (festgelegt durch VREF), und die Spannung 301 geht auf 0 zu rück. Bei T3 wird die Verbindung zwischen dem Ausgang des Ver stärkers und der Basis des Leistungstransistors unterbrochen, der Strom 300 fällt sprunghaft auf 0 und der Spannungsverlauf 301 zeigt eine scharfe Spannungsspitze mit einem exponentiellen Abfall auf 0.

In den Fig. 3C-D stellt 302 den Stromverlauf mit einem Überschwingen zum Zeitpunkt T2 als Folge einer Phasenverschie bung zwischen 0 und 90° dar. Die Kurve 303 stellt den zugehöri gen Spannungsverlauf dar, der aufgrund des Überschwingens in Kurve 302 eine Spannungsspitze mittlerer Höhe in der Nähe der Zeit T2 aufweist. Wenn die Spannungsspitze in der Nähe von T2 oberhalb der Funkenschwelle liegt, entlädt die Schaltung vor zeitig.

In den Fig. 3E-F zeigt Kurve 304 einen oszillierenden Stromverlauf, der auf eine von einer negativen Phasenverschie bung verursachte Instabilität zurückzuführen ist; und Kurve 305 stellt den Spannungsverlauf dar, der der Zeitableitung der Kurve 305 entsprechend mitschwingt. Wenn die Schwingungsampli tude in Kurve 305 die Funkenschwelle erreicht, entlädt die Spule.

Trotz dieser Probleme hat der Einsatz eines IGBT verschie dene Vorteile. Ein Vorteil besteht darin, daß der IGBT nur einen minimalen Betriebsstrom zur Aufrechterhaltung seines "eingeschalteten" Zustands benötigt. Der IGBT verhält sich wie ein MOSFET, in der Hinsicht, daß er nur Picoampere als Gate- Elektrodenstrom benötigt, um den maximalen Drain-Elektroden strom bei niedriger Vds (Drain-Source-Spannung) aufrechtzuer halten. Das Darlington-Paar zieht jedoch einige 10 mA Basis strom bei einem maximalen Kollektor-Elektrodenstrom mit Vce (Kollektor-Emitter-Spannung) unterhalb 1 V. Das bedeutet, daß die Treiberschaltung für das Darlington-Paar eine höhere Ruheleistung aufnimmt als eine Treiberschaltung für einen IGBT. Außerdem liegt das Minimum von Vds bei dem IGBT (vollständig eingeschaltet) typischerweise niedriger als bei einem Darling ton-Paar oder einem vergleichbaren Leistungs-MOSFET. Die Ver ringerung der benötigten Leistung führt zu niedrigeren Chiptem peraturen und so zu einer längeren Lebensdauer der IGBTs. Aus diesen Gründen finden IGBTs in Funkensystemen bevorzugt Verwen dung. Jedoch sind die bekannten Verfahren zur Strombegrenzung bei diesen Bauelementen nicht anwendbar, und zwar wegen der niederfrequenten Pole, die sie einführen und den daraus resul tierenden Konsequenzen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Strombegren zung mit hoher Stabilität und verbessertem Wirkungsgrad zu er möglichen.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 bzw. 8 gelöst.

Die Erfindung bietet ein verbessertes Verfahren zur Strom begrenzung, wobei der Strom über einen Leistungs-MOSFET oder einen IGBT gesteuert wird. Ein Verstärker mit einem einzigen hochfrequenten Pol dient als Treiber einer hohen Gatekapazität eines Leistungs-MOSFETs oder IGBTs. Der Strom im Leistungstran sistor erzeugt eine negative Rückkopplungsspannung in einem Ab tastwiderstand. Diese Rückkopplungsspannung wird dann mit einer Referenzspannung zur Bestimmung der Verstärkerausgangsspannung verglichen. Diese Systemkonfiguration sorgt für eine höhere Stabilität beim Treiben von MOSFETs und IGBTs. Da der IGBT und seine Last einen wesentlich niedrigfrequenteren Pol als der Pol des Verstärkers einführen, ist das Frequenzverhalten des Sy stems allein von dem lastinduzierten Pol abhängig. Die Frequenz des einzigen Verstärkerpols ist zur Verhinderung der Phasenver schiebungsabnahme des Systems genügend hoch. Ein Emitterfolger wird zum Treiben der Gate-Kapazität des Leistungstransistors verwendet und verhindert, daß die Kapazität einen dominierenden Pol zum System beiträgt. Die Verwendung eines IGBT-Transistors verringert die Energieaufnahme des Systems und erhöht dadurch die Lebensdauer der Schaltung.

Der Strom in dem IGBT steigt bis zu einem von der Referenz spannung festgelegten Wert an und bleibt dann konstant ohne oder mit nur geringem Überschwingen bzw. Oszillation. Für Fun kenanwendungen wird der Verstärker bei einem gewählten Zeit punkt vom Leistungstransistor abgekoppelt, und eine scharfe "Rücklauf"-Spannungsspitze wird in der Primärspule aufgrund der plötzlichen Unterbrechung des Stromflusses induziert.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines in der Zeich nung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsmodell für ein Strombegrenzungssy stem;

Fig. 2 ein Schaltbild eines bekannten Strombegrenzungs systems;

Fig. 3A-B den idealen Strom- und Spannungsverlauf in der induktiven Last;

Fig. 3C-D Strom- und Spannungsverlauf bei Überschwingung;

Fig. 3E-F Strom- und Spannungsverlauf mit auf Systeminsta bilität zurückzuführenden Oszillationen;

Fig. 4A das Frequenzverhalten des Zweipolverstärkungssy stems ohne Rückkopplung unter Verwendung eines bekannten Darlington-Paars;

Fig. 4B das Frequenzverhalten des Zweipolverstärkungssy stems ohne Rückkopplung unter Verwendung eines MOSFETs oder eines IGBTs;

Fig. 4C das Frequenzverhalten des erfindungsgemäßen Ein polverstärkungssystems ohne Rückkopplung;

Fig. 5 ein Schaltbild einer CMOS- oder BiCMOS-Implemen tierung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 6 ein Schaltbild einer bipolaren Implementierung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;

Fig. 7A eine graphische Darstellung der Amplituden- und Phasenverläufe bei einem Einpolsystem;

Fig. 7B eine graphische Darstellung der Amplituden- und Phasenverläufe bei einem System mit benachbarten Polen.

Es wird eine Einrichtung zur Strombegrenzung bei Funkenan ordnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden zahlreiche spezielle Details beschrieben, um ein besseres Ver ständnis der Erfindung zu erreichen. Es ist jedoch für den Fachmann offensichtlich, daß die vorliegende Erfindung auch ohne diese speziellen Details ausführbar ist. An anderen Stel len werden bekannte Strukturen nicht gezeigt oder im Detail be schrieben, um die Beschreibung der Erfindung nicht mit unnöti gen Einzelheiten zu belasten.

Die erfindungsgemäße Schaltung sorgt für eine stabile Strombegrenzung von induktive Lasten treibenden MOSFETs und IGBTs. Der Einsatz der Strombegrenzung bei Funkenanwendungen ist ein Beispiel einer möglichen Verwendung dieser Schaltung. Die Erfindung kann jedoch für jedes System, wie z. B. bei Gleichstrommotoren verwendet werden, das eine Strombegrenzung oder Stromsteuerung von induktiven Lasten erfordert.

In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein Einpolver stärker großer Bandbreite zur Steuerung der Gate-Elektrode ei nes IGBT (bipolarer Transistor mit isolierter Gate-Elektrode) verwendet. Eine negative Rückkopplung wird an den Verstärker derart angelegt, daß der Strom durch den IGBT auf einen von der an dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers angelegten Referenzspannung vorgegebenen Pegel gebracht wird. Die Rück kopplung geschieht über einen mit dem IGBT in Reihe geschalte ten Abtastwiderstand.

Da die Last für den IGBT primär induktiv ist, wird ein re lativ niederfrequenter Pol in dem Frequenzgang bei fehlender Rückkopplung des Systems erzeugt. Durch die Verwendung eines Einpol-Verstärkers mit einer großen Bandbreite bestimmt der Pol des IGBTs und seine Last das Frequenzverhalten des gesamten Sy stems. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel befindet sich der Pol des Verstärkers bei einer wesentlich höheren Frequenz als der von der Last verursachte Pol. Hierbei wird sichergestellt, daß zur Stabilisierung des Systems in einer Rückkopplungskonfi guration mit dem Verstärkungsfaktor 1 eine genügend große Pha senverschiebung (phase margin) zur Verfügung steht. Im Gegen satz zu bekannten Ausbildungen ermöglicht diese Ausbildung Kon strukteuren die Ignorierung des Frequenzverhaltens des Verstär kers und erlaubt es tatsächlich, den Verstärker als "Black-Box" mit einem konstanten Verstärkungsfaktor zu betrachten. Die Kon strukteure können dann allein unter dem allgemeinen Aspekt des zulässigen Verstärkerbereichs für einen bestimmten Verstär kungswert die Funktionsweise des Systems anhand eines IGBT-Da tenblattes und des Werts ihrer Last vorhersagen. So wird die Arbeit eines Konstrukteurs beträchtlich vereinfacht.

Fig. 4C ist eine graphische Darstellung des Frequenzverhal tens des erfindungsgemäßen Systems ohne Rückkopplung. Der Pol P_B liegt bei einer bezogen auf P_A und P_I hohen Frequenz und kann vernachlässigt werden. Wie gezeigt ist, bestimmt der Pol P_I die Frequenzabhängigkeit des Systems. Der Verstärkungsfaktor beginnt bei |P_I| abzusinken; jedoch verstärkt der Verstärkerpol P_A den Verstärkungsabfall nicht, solange die Amplitude nicht in der Nähe oder unter 0 dB liegt. Wenn P_A, bezogen auf die Fre quenz, höher als der 0 dB Nulldurchgangspunkt ist, wird dem Re gelungssystem eine Phasenverschiebung von mindestens 45° garan tiert. Ein Verstärkerkonstrukteur kann mit gegebenem P_I das Sy stem entweder hinsichtlich einer hohen Verstärkung ohne Rück kopplung oder hinsichtlich einer besseren Phasenverschiebung optimieren, indem er die Lage von P_A festlegt. Eine große Band breite verhindert jeglichen Phasenverschiebungsverlust in der Schleife, wogegen eine große Verstärkung Offset-Spannungsfehler minimiert.

Fig. 5 zeigt eine CMOS oder BiCMOS-Implementierung des be vorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung. Der Verstärker enthält eine einzige Verstärkungsstufe, die in Fig. 5 als ein Differenzpaar aus NMOS-Transistoren (MN13-14) mit aktiven La sten (MP15-16) dargestellt ist. Die Transistoren MP6 und MP7 arbeiten in diesem Ausführungsbeispiel als Pegelschieber mit dem Verstärkungsfaktor 1. Eine in den meisten CMOS-Prozessen zu findende, parasitäre vertikale Bipolarstruktur bildet einen die Gate-Elektrode des IGBT1 treibenden Emitterfolger (Q3) mit Ver stärkungsfaktor 1. Der Ermitterfolger puffert die Verstärker stufe von Störgeräuschen und bildet eine zur Aufladung der Gate-Source-Kapazität des externen Leistungsbauelementes (IGBT oder MOSFET) nützliche Ausgangsstufe mit niedriger Impedanz. Der Emitterfolger kann zur Minimierung des Fehleroffsets zu La sten der Verstärkerausgangsimpedanz und der Ausgangsschwankung durch ein NMOS-Bauelement ersetzt werden. Ein einziger IGBT (IGBT1) ersetzt das bekannte Darlington-Paar.

Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers, Knoten 100, ist mit der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors MP6 und einer externen Referenzspannung V_REF gekoppelt. Transistor MP6 ist zwischen den Knoten 202 und 211 (Erde) angeordnet. Der in vertierende Eingang des Verstärkers, Knoten 109, ist mit der Gate-Elektrode des PMOS-Transistors MP7, dem Emitter des IGBT1 und einem Anschluß des Abtastwiderstands R_S gekoppelt. Transi stor MP7 ist zwischen den Knoten 506 und 211 angeordnet. Die Gate-Elektroden des NMOS Differenzpaars MN13 und MN14 sind mit den Knoten 202 bzw. 506 gekoppelt. MN13 und MN14 sind mit dem Knoten 203 sourcegekoppelt und ihre Drain-Elektroden sind mit den Knoten 505 bzw. 504 gekoppelt. Die Drain-Elektroden der PMOS-Transistoren MP15 und MP16 sind mit den Knoten 505 bzw. 504 und ihre Source-Elektroden sind mit dem Knoten 211 (V_CC Stromversorgung) gekoppelt. Die Gate-Elektroden des MP15 und MP16 sind mit dem Knoten 505 gekoppelt, um für das Differenz paar eine aktive Stromspiegel-Last zu bilden.

Die Basis des NPN-Transistors Q3 ist mit dem Hochimpedanz knoten 504, dem Ausgang der Differenzverstärkerstufe gekoppelt. Der Kollektor von Q3 ist mit dem Knoten 210 und der Emitter ist mit dem Knoten 502, dem Ausgang des Verstärkers, gekoppelt. Außerhalb des Verstärkers ist die Spule 104 zwischen einer Bat terie und dem Kollektor des IGBT1 (Knoten 505) angeordnet. Die Gate-Elektrode des IGBT1 ist mit dem Knoten 502 und sein Emit ter mit dem Knoten 109 gekoppelt. Der Abtastwiderstand R_S (108) ist zwischen dem Knoten 109 und Erde angeordnet.

Die Vorspannungsschaltung des Verstärkers besteht aus PMOS- Transistoren MP8, MP9 und MP11; NMOS-Transistoren MN5, MN12, MN17 und MN18; und NPN-Transistoren Q4. MP8, MP9, MP11, MN5, MN17 und MN18 stellen Stromquellen dar. Die Source-Elektroden der Transistoren MP8, MP9 und MP11 sind mit dem Knoten 210 ge koppelt, wogegen die Source-Elektroden der Transistoren MP5, MP12, MP17 und MP18 mit Knoten 211 gekoppelt sind. Die Gate- Elektroden des MP8, MP9 und MP11 sind mit dem Vorspannungskno ten 201 gekoppelt. Die Gate-Elektroden von MN5, MN12, MN17 und MN18 sind genauso wie die Drain-Elektroden des MP11 und MN12 mit dem Knoten 200 gekoppelt. Die in diesen Vorspannungstransi storen erzeugten Ströme sind alle zueinander proportional, wo bei die Proportionalität von der Größe der individuellen Tran sistoren bestimmt ist.

Die Drain-Elektroden von MP8 und MP9 sind mit den Knoten 202 bzw. 506 gekoppelt. Die Ströme an den Knoten 202 und 506 bestimmen den Betrag der von den Transistoren MP6 und MP7 durchgeführten Pegelverschiebung. Die Drain-Elektroden des MN17 und MN18 sind mit dem Knoten 507 bzw. 502 gekoppelt. Das Drain des MN5 ist mit dem Knoten 203 gekoppelt. Der Kollektor, die Basis und der Emitter des NPN-Transistors Q4 sind mit den Kno ten 210, 505 bzw. 507 gekoppelt. Der Basisstrom des Transistors Q4 kompensiert den Basisstrom von Q3, der sonst eine systemati sche Offsetspannung erzeugen würde. Die Transistoren MN17 und Q4 werden in der Schaltung weggelassen, wenn der Transistor Q3 durch ein NMOS-Bauelement ersetzt wird.

Wie oben gesagt, führen die Transistoren MP6 und MP7 die Pegelverschiebung der invertierenden und nicht-invertierenden Eingänge 109 und 100 des Verstärkers aus. Das ermöglicht einen größeren Verstärkereingangssignalbereich ohne Sättigung. Die Gate-Spannungen der Transistoren MP6 und MP7 werden um einem Spannungsfaktor nach oben verschoben, der von dem an ihren Source-Elektroden von der Vorspannungsschaltung angelegten Strom abhängt. Die Wechselstrom-Spannungsverstärkung dieser Transistoren ist im wesentlichen gleich 1; dafür ist die von der Spannung über die Gate-Elektroden MP6 und MP7 definierte Differenzspannung im wesentlichen gleich der Differenzspannung über die Gate-Elektroden der Transistoren MN13 und MN14.

Die Transistoren MN13 und MN14 erfüllen Stromsteuerfunktio nen innerhalb der Verstärkungsstufe des Verstärkers. Der Tran sistor MN5 arbeitet als Konstantstromquelle und schafft dabei eine Bedingung, bei der die Summe der Ströme in MN13 und MN14 konstant ist. Der Transistor MN13 zieht jedoch mehr Strom als MN14, wenn die Spannung am Knoten 202 höher als am Knoten 506 ist, und MN14 zieht mehr Strom als MN13, wenn die Spannung am Knoten 506 höher als am Knoten 202 ist. Aufgrund des Stromspie geleffekts der Transistoren MP15 und MP16 ist der der Drain- Elektrode des MN14 zur Verfügung gestellte Strom von MP16 ge nauso hoch wie der der Drain-Elektrode des MN13 vom Transistor MN15 zur Verfügung gestellte Strom. Der Differenzstrom am Hoch impedanzknoten 504 lädt den Knoten 504 auf, wenn der Differenz strom positiv ist und entlädt den Knoten 504, wenn der Diffe renzstrom negativ ist. Auf diese Weise steuern die Transistoren MN13 und MN14 den Strom zum oder vom Knoten 504.

Der bipolare Flächentransistor Q3 ist als Emitterfolger ausgebildet, der im wesentlichen einen Verstärkungsfaktor 1 mit einer Pegelabwärtsverschiebung gleich der Basis-Emitterspannung des BJT (ungefähr 0,7 Volt) hat. Dieser Emitterfolger hat zur Beibehaltung des Verstärkungsfaktors der Differenzstufe eine hohe Eingangsimpedanz an der Basis des Q3, aber er legt an den Knoten 502 eine kleine Ausgangsimpedanz an. Das trägt zur Auf ladung und Entladung der großen kapazitiven Last an der Gate- Elektrode des IGBT (IGBT1) oder Leistungs-MOSFET bei.

Der IGBT1 zieht entsprechend der Spannung zwischen seiner Gate-Elektrode (Knoten 502) und seinem Emitter (Knoten 109) Strom über die Last 104. Der Laststrom erzeugt eine Rückkopp lungsspannung über den Widerstand R_S, die dem invertierenden Eingang des Verstärkers zum Vergleich mit der Referenzspannung V_REF zur Verfügung gestellt wird.

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel kann, wie in Fig. 6 ge zeigt ist, in ähnlicher Weise für einen bipolaren Prozeß ver wendet werden. Alle NMOS-Bauelemente werden durch NPN-Transi storen und alle PMOS-Bauelemente werden durch PNP-Transistoren ersetzt. Die Kollektor-, Basis- und Emitteranschlüsse der bipo laren Transistoren entsprechen den Drain-, Gate- bzw. Source- Anschlüssen der MOS-Bauelemente. Alle Transistoren mit "MN" und "MP" Präfixen werden durch Vorsilbe "Q" ersetzt, die einen bi polaren Transistor bezeichnet. Die Fig. 6 enthält auch eine Di ode D1, die zwischen dem Emitter von Q6 (vorher MP6) und Knoten 202 angeordnet ist, und eine Diode D2, die zwischen dem Emitter von Q7 (früher MP7) und Knoten 506 angeordnet ist. Die Funktion der Schaltung gemäß Fig. 6 entspricht derjenigen der Fig. 5.

Die Erfindung hat einen weiteren Vorteil gegenüber dem be kannten System, der darin besteht, daß der Verstärker in einem integrierten Schaltkreis ohne zusätzliche Kondensatoren oder Widerstände implementiert werden kann. Der zusätzliche Konden sator und die zusätzlichen Widerstände, die in der bekannten Schaltung gemäß Fig. 2 gezeigt sind, benötigen viel Platz auf einem integrierten Schaltkreis. So ermöglicht die Erfindung eine größere Kompaktheit, bessere Energienutzung, höhere Stabi lität, niedrigere Chiptemperaturen, längere Bauelementlebens dauer und geringere Komplexität für den Systemkonstrukteur.

Claims

1. Strombegrenzungsschaltung, gekennzeichnet durch
einen Einpolverstärker, dessen invertierender Eingang (109) mit einem Abtastknoten und dessen nicht-invertierender Eingang (100) mit einem Referenzknoten gekoppelt ist und dessen Aus gangssignal (502) von einer Spannungsdifferenz zwischen den nicht-invertierenden und invertierenden Eingängen abhängig ist;
eine mit dem Ausgang (502) und dem Abtastknoten gekoppelte spannungsabhängige Stromquelle, die eine Lastimpedanz (104) treibt, wobei die Stromquelle und die Lastimpedanz (104) wenig stens einen Pol einführen; und
ein mit dem Abtastknoten gekoppeltes Abtastmittel (108).

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Ausgang (502) des Verstärkers und der Stromquelle ein Puffer mit dem Verstärkungsfaktor 1 angeordnet ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich net, daß die Stromquelle ein MOSFET-Bauelement aufweist.

4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch ge kennzeichnet, daß die Stromquelle einen bipolaren Transistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT1) aufweist.

5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die Lastimpedanz (104) induktiv ist.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch ge kennzeichnet, daß der von der Stromquelle und der Lastimpedanz eingeführte Pol (P_I) bei einer niedrigeren absoluten Frequenz liegt als der von dem Verstärker eingeführte Pol (P_A).

7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch ge kennzeichnet, daß die Abtastmittel (108) einen Widerstand (R_S) aufweisen.

8. Verfahren zur Begrenzung eines Stroms in einer komplexen Last, dadurch gekennzeichnet,
daß ein Referenzsignal (I_REF) an einen nicht-invertierenden Eingang (100) eines Einpolverstärkers angelegt wird;
daß ein Ausgangssignal des Verstärkers an einen Steuerkno ten (502) einer steuerbaren Stromquelle angelegt wird;
daß ein Strom aus der Stromquelle an die komplexe Last (104) angelegt wird;
daß der Strom zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals ab gegriffen wird; und
daß das Rückkopplungssignal an einen invertierenden Eingang (109) des Verstärkers angelegt wird.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Verstärkers an einen Puffer mit dem Ver stärkungsfaktor 1 angelegt wird, bevor das Ausgangssignal dem Steuerknoten verfügbar gemacht wird.

10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeich net, daß eine Stromquelle mit einem MOSFET-Bauelement verwendet wird.

11. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeich net, daß eine Stromquelle mit einem bipolaren Transistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT1) verwendet wird.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß induktive Last (104) verwendet wird.

13. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der von der Stromquelle und der komplexen Last induzierte Pol (P_I) bei einer niedrigeren absoluten Fre quenz als ein von dem Verstärker eingeführter Pol (P_A) einge stellt wird.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß beim Abgreifen des Stroms zur Erzeugung ei nes Rückkopplungssignals der Strom an einen Widerstand (108) angelegt und eine Rückkopplungsspannung gewonnen wird.