DE4316365A1 - Steuerverfahren und Steuerschaltung für einen Frequenzumrichter für den Anlauf, die Drehzahlverstellung, das Bremsen und Positionieren von Drehstrom-Asynchronmotoren - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Steuerverfahren und eine Steuerschaltung für einen Frequenzumrichter für den Anlauf, die Drehzahlverstellung, das Bremsen und Positionieren von Drehstrom-Asynchronmotoren, wobei der Fre­ quenzumrichter, einen Dreh- oder Wechselstrom-Gleichrichter und wenig­ stens einen Glättungs-Kondensator als Zwischenstromkreis und eine nach­ geschaltete Drehstrom-Brückenschaltung aus Leistungs-Transistoren, und eine zugeordnete Pulsbreitenmodulations-Schaltungsanordnung zur Umwand­ lung der Gleichspannung in Wechselspannungen mit einstellbarer Frequenz und Amplitude, umfaßt.

Derartige Frequenzumrichter sind beispielsweise mit zwei einstellbaren Drehzahlen ausgestattet, wobei die untere Drehzahl für den Einricht- oder Positionierbetrieb vorgesehen ist und die obere Drehzahl für den normalen Betrieb dient. Die Drehzahl des Motors kann zwischen diesen beiden Dreh­ zahlwerten mit Hilfe eines externen Potentiometers oder mit einer externen Spannungs- bzw. Stromquelle vorgegeben werden.

Ein Frequenzumrichter der in Betracht stehenden Art wird in der Zeit­ schrift Antriebstechnik, 8, 1992, S. 34 bis 39, Vereinigte Fachverlage, Mainz, beschrieben.

Bei derartigen Schaltungsanordnungen zum Betrieb von Drehstrom-Asyn­ chronmotoren wird beim Bremsen die Ausgangsfrequenz abgesenkt. Der Mo­ tor fährt mit dynamischem Bremsen und speist Energie durch den Wechsel­ richter in den Zwischenkreis. Üblicherweise ist der dortige Gleichrichter nur für Energiefluß aus der Einspeisung konzipiert und dementsprechend nicht in der Lage, die Bremsenergie an die Einspeisung weiterzuleiten. Dies führt dazu, daß die Spannung im Zwischenkreis steigt und Werte er­ reichen kann, durch die die Grenzbelastbarkeit der Bauelemente über­ schritten werden.

Um solche Überspannungen im Zwischenkreis zu vermeiden, ist es zum einen bekannt, im Zwischenkreis einen sogenannten Bremschopper zu ver­ wenden, der so arbeitet, daß nach Überschreiten einer Grenzspannung ein getakteter Widerstand parallel zum Zwischenkreis geschaltet wird. Dadurch wird die beim Bremsen freigesetzte Energie in diesem Widerstand vernich­ tet und die Zwischenkreisspannung gleichzeitig begrenzt. Hierdurch kann der Motor ohne Betriebsunterbrechung bis zum Stillstand abgebremst wer­ den.

Eine andere Technologie zur Vermeidung von Überspannungen im Zwischen­ kreis besteht darin, daß der Wechselrichter nach Überschreiten der Grenz­ spannung durch eine Zündsperre abgeschaltet wird. Der Frequenzumrichter speichert diesen Zustand als Störung. Hieraus resultiert eine Betriebsun­ terbrechung und der Frequenzumrichter kann erst beim Stillstand des Mo­ tors wieder eingeschaltet werden. Dementsprechend hat dieses Verfahren den Nachteil, daß es nur zum Stillsetzen des Motors und nicht zu einer schnellen Drehzahlreduzierung unter Fortsetzung des Betriebs verwendet werden kann.

Eine weitere Problematik bei derartigen Frequenzumrichtern besteht in der Ansteuerung der Leistungstransistoren, wofür Optokoppler bzw. Übertrager eingesetzt werden. Bekannte Ansteuerschaltungen hierfür sind so ausge­ legt, daß für jeden Leistungstransistor eines Zweiges ein Übertrager und für jeden Transistor eine Hilfsversorgung vorgesehen ist. Die Schaltungen sind dabei so ausgelegt, daß zur Minimierung von Schaltverlusten steile Schaltflanken vorgesehen sind.

Hiervon ausgehend liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein Be­ triebsverfahren für einen Frequenzumrichter und eine Schaltungsanordnung anzugeben, wodurch ein Bremsen ohne Gefährdung der Bauelemente im Zwischenkreis durch Energieeinspeisung, aber auch ohne Betriebsunterbrechung und ohne das notwendige Vorsehen eines Bremschoppers ermöglicht wird, und wodurch darüber hinaus das Umschalten der Leistungstransisto­ ren optimiert wird.

Hinsichtlich des Bremsvorganges wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß nach Überschreiten der Grenzspannung im Zwischenkreis die Transistoren im Wechselrichter durch eine Schützschaltung gesperrt werden, wodurch der Energiefluß in dem Wechselrichter unterbrochen und durch Energiever­ brauch, z. B. durch das Zwischenkreis-Netzteil ein Absinken der Zwischen­ kreisspannung verursacht wird, wobei nach dem Abfall der Zwischenkreis­ spannung unter die Abschalt-Grenzspannung die Leistungstransistoren des Wechselrichters wieder freigegeben werden, und wobei in dieser Ausschalt­ phase der Leistungstransistoren die Ansteuerfrequenz steil abgesenkt und dementsprechend eine Zuschaltung mit niedriger Frequenz beim Wiederein­ schalter der Leistungstransistoren vorgenommen wird.

Beim Zuschalten der niedrigeren Frequenz geht die Zwischenkreisspannung nicht mehr hoch, so daß die Abschalt-Grenzspannung nicht mehr erreicht wird und im Ergebnis die Motordrehzahl kontinuierlich gesenkt werden kann, ohne daß es zu einer Betriebsunterbrechung des Frequenzumrich­ ters aufgrund einer vermeintlichen Betriebsstörung kommt, d. h. der Wech­ selrichter kann weiter arbeiten, ohne daß erst der Stillstand des Motors abgewartet werden müßte. Dementsprechend kann das erfindungsgemäße Verfahren also nicht nur zum Stillsetzen, sondern auch zur Drehzahlre­ duzierung erfolgreich eingesetzt werden. Die überraschende Funktionsfä­ higkeit dieses Verfahrens resultiert also daraus, daß die Ausgangsfre­ quenz nach dem Wiedereinschalten der Ausgangstransistoren des Wechsel­ richters einen einstellbaren, niedrigen Wert besitzt, wobei bei derartigen Frequenzen der Motor einen geringeren Wirkungsgrad hat und dementspre­ chend die Bremsenergie alleine im Motor vernichtet werden kann, ohne daß es zu einem Anstieg der Zwischenkreisspannung kommen würde.

Das erfindungsgemäße Verfahren läßt sich auch dann anwenden, wenn an sich ein Bremschopper vorgesehen ist und wird dann in solchen Fällen wirksam, wo die Funktion des Bremschoppers nicht ausreicht und es trotz des Bremschoppers zu einem Anstieg der Zwischenkreisspannung kommt. Auch in diesem Fall wird ein sicheres Abbremsen ohne Betriebsunterbrechung realisierbar.

Zur Erzielung einer weichen Umschaltung der Leistungstransistoren in einer Wechselrichteranordnung der in Betracht stehenden Art, insbesondere zur Ansteuerung von MOSFET- bzw. IGBT-Transistoren, ist erfindungsgemäß eine Schaltungsanordnung vorgesehen, wobei zur Umschaltung von einem ersten Leistungstransistor auf einen zweiten Leistungstransistor ein Über­ trager mit einer Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen vorgesehen ist, wobei jeder Sekundärwicklung eine Clipperschaltung derart nachge­ ordnet ist, daß lediglich Impulse, die eine bestimmte Amplitude über­ schreiten, durchgelassen werden, und wobei jeder derartigen Clipper­ schaltung eine Glättungsschaltung nachgeordnet ist, die die von der Clip­ perschaltung erzeugten Impulse integriert, wobei der erste bzw. zweite Leistungstransistor durch die Ausgangsspannung der ersten bzw. zweiten Glättungsschaltung angesteuert werden, und wobei eine Ansteuer-Schal­ tungsanordnung für die Primärwicklung derart vorgesehen ist, daß zum Ansteuern des ersten Leistungstransistor Pulse unterschiedlichen Vorzei­ chens und in Abhängigkeit vom Vorzeichen unterschiedlicher Amplitude derart angelegt werden, daß die Pulse mit dem ersten Vorzeichen und der höheren Amplitude mit ihren Peak-Werten oberhalb der positiven Durchlaß­ spannung der ersten bzw. unterhalb der negativen Durchlaßspannung der zweiten Clipperschaltung liegen, wobei zum Ansteuern des zweiten Lei­ stungstransistors die Ansteuer-Schaltung der Primärwicklung so umschalt­ bar ist, daß sich das Vorzeichen der höheren Amplitude und dementspre­ chend des Ausgangssignals der Clipperschaltungen umkehrt.

Durch eine derartige Schaltungsanordnung wird lediglich ein minimaler Bauteilaufwand verursacht, da lediglich ein Übertrager und keine Hilfs­ versorgung erforderlich sind, was zu einer Kostenersparnis und zur Mög­ lichkeit eines kompakten Aufbaus führt. Die Leistungstransistoren werden weich angesteuert, so daß die Störabstrahlung stark reduziert werden kann.

Die typischen Spannungs- und Stromverläufe beim Ein- und Ausschalten von Leistungstransistoren der hier in Betracht stehenden Art, nämlich von MOSFETs und IGBTs, werden in der Firmendruckschrift "Semikron, Innova­ tion + Service, Leistungshalbleiter ′92/′93" beschrieben. Auf Seite B14-4 dieser Veröffentlichung ist auch ein Beispiel einer Ansteuerschaltung zum Umschalten von Leistungstransistoren, z. B. von einem ersten IGBT auf einen zweiten IGBT dargestellt. Diese Schaltung nach dem Stand der Tech­ nik macht deutlich, daß der schaltungstechnische Aufwand wegen der dort vorgesehenen Erzeugung der Hilfsversorgung und der insgesamt vier Über­ trager relativ hoch ist.

In dieser Veröffentlichung werden auch die Spannungs-Schaltschwellen be­ schrieben, deren jeweiliges Überschreiten erfindungsgemäß am Ausgang der ersten bzw. zweiten Glättungsschaltung aufgrund der Integretion der aus der Clipperschaltung angelieferten "Impulsreste" zu einem Ansteuern des ersten bzw. zweiten Leistungstransistors mit einer dazwischen liegenden Sicherheitszeit führt.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbei­ spieles in Verbindung mit der Zeichnung näher beschrieben. Dabei zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines Frequenzumrichters zur Reali­ sierung des erfindungsgemäßen Verfahrens bzw. der erfindungsgemäßen Steuerschaltung,

Fig. 2a bis f Diagramme zur Veranschaulichung des zeitabhängigen Ver­ haltens der relevanten Größen bei der Drehzahlverminderung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Ansteuerung der Leistungstransistoren und

Fig. 4a bis f den zeitabhängigen Verlauf der relevanten Spannungen in der Schaltungsanordnung nach Fig. 3.

In Fig. 1 ist eine Grundkonfiguration eines Frequenzumrichters für die Drehzahlverstellung von Drehstrom-Asynchronmotoren dargestellt. Diese Schaltungsanordnung umfaßt Drehstrom-Klemmen L1, L2, L3. Diesen nach­ geordnet ist eine Gleichrichterschaltung GL, die die Wechsel- bzw. Dreh­ spannung in eine Gleichspannung umwandelt. Die so erzeugte Gleichspan­ nung wird durch den Kondensator C geglättet. Die Gesamtheit von Gleich­ richterschaltung GL und Kondensator C bildet den sogenannten Zwischen­ kreis ZK.

Eine Anordnung von sechs Leistungshalbleitern L1 bis L6 wandelt die Gleichspannung des Zwischenkreises ZK in eine Ausgangsspannung mit verändererbarer Amplitude und Frequenz um. Der Betrag und die Frequenz der Ausgangsspannung kann durch Pulsbreitenmodulation mit Hilfe der Pulsweitenmodulations-Schaltungsanordnung PW beliebig verstellt werden. Der Pulsweitensteuerungs-Schaltungsanordnung PW ist eine Steuerschal­ tungs-Anordnung SA nachgeordnet, die zum Ansteuern der Leistungstran­ sistoren L1 bis L6 dient und in Verbindung mit Fig. 3 und Fig. 4 näher erläutert wird.

Die Ausgänge der Leistungs-Transistoren L1 bis L6 sind mit den Motorwin­ dungen W1, W2, W3 des Drehstrom-Asynchronmotors M verbunden.

Darüber hinaus ist in Fig. 1 eine Ablaufsteuerung AS und eine Schlupf­ kompensations-Schaltungsanordnung SC dargestellt, die im Zusammenhang mit der vorliegenden Entwicklung aber in ihren Einzelheiten nicht von Bedeutung sind.

Bezugnehmend auf Fig. 2 wird nachfolgend das erfindungsgemäße Verfah­ ren beschrieben, wonach man in Verbindung mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 einen Drehstrom-Asynchronmotor nicht nur stillsetzen, sondern auch abbremsen kann, ohne daß es zu Betriebsunterbrechungen kommt und ohne daß notwendigerweise ein Bremschopper verwendet werden muß, wobei allerdings für anspruchsvolle Regelanforderungen ein Bremschopper gleichwohl vorgesehen sein kann.

In Fig. 2a ist die Solldrehzahl n in Abhängigkeit von der Zeit aufgetra­ gen, wobei ein Abbremsen aus einer höheren Solldrehzahl n₁ in eine nie­ drigere Solldrehzahl n₂ vorgenommen werden soll. Die für diesen Abbrems­ vorgang relevanten Zeitintervalle I bis IV sind ganz unten aufgetragen.

In Fig. 2b ist die Energie im Zwischenkreis in Abhängigkeit vom Zeitver­ lauf des Abbremsvorganges aufgetragen, wobei deutlich wird, daß nach Be­ ginn des Abbremsvorganges Bremsenergie in den Zwischenkreis zurückge­ speist wird, welche dementsprechend als negative Energie in Fig. 2b in Erscheinung tritt.

Das Zurückspeisen dieser Bremsenergie führt zu einer Erhöhung der Span­ nung im Zwischenkreis, die in Fig. 2c aufgezeichnet ist und zwar nach Einleitung des Bremsvorganges nach Ende des Zeitintervalls I während des Zeitintervalls II.

Erfindungsgemäß wird in dieser Phase nach Erreichen einer Grenzspan­ nung U_g im Zwischenkreis ZK durch eine Schützschaltung (die als Teil der Steuerschaltungsanordnung SA ausgebildet werden kann) eine Sperrung der Transistoren L1 bis L6 bewerkstelligt. Durch diese Sperrung wird verhindert, daß weiter Energie von dem abbremsenden Motor in den Zwi­ schenkreis ZK eingespeist werden kann. Es wird also verhindert, daß durch eine Spannungserhöhung dort Bauelemente beschädigt werden (vgl. Fig. 2d).

In der Phase II wird durch die Steuerung die Ansteuer-Frequenz über die Pulsweitenmodulations-Schaltungsanordnung PW reduziert.

Das Zeitintervall zwischen Erreichen der Grenzspannung U_g und dem damit einhergehenden Ausschalten der Leistungstransistoren T1 bis T6 bis zum Abfallen der Zwischenkreisspannung unterhalb eine Abfallspannung ist in Fig. 2 mit III bezeichnet.

Mit Beginn des anschließenden Zeitintervalls IV werden die Leistungstran­ sistoren wieder freigegeben (vgl. Fig. 2d). Bei der nun verminderten Ausgangsfrequenz, (Fig. 2e) hat der Motor einen geringen Wirkungsgrad, so daß die Bremsenergie allein im Motor M vernichtet wird. Die Zwischen­ kreisspannung steigt nicht weiter an.

Im anschließenden Zeitintervall V läuft der Motor M weiter mit der neuen, nun reduzierten Solldrehzahl n₂.

Zur Ansteuerung der Leistungstransistoren L2 bis L6 dient die Schal­ tungsanordnung und das Verfahren, wie sie nachfolgend in Verbindung mit den Fig. 3 und 4 erläutert werden.

In Fig. 3 sind zwei der Leistungstransistoren, nämlich L1 und L2 darge­ stellt, wobei durch die Schaltungsanordnung ein weiches Umschalten zwi­ schen diesen Leistungstransistoren bewerkstelligt werden soll.

An der Primärwicklung W_p eines Übertragers Ü liegt die Spannung U_t vom Ausgang der Pulsweitenmodulations-Schaltungsanordnung PW an. Der zeit­ liche Verlauf dieser Spannung U_t ist in Fig. 4a dargestellt.

Der Primärwicklung W_p des Übertragers Ü sind je ein Zweig für den er­ sten Leistungstransistor L1 einerseits und den zweiten Leistungstransistor L2 andererseits nachgeordnet. Jeder dieser Zweige umfaßt eine Sekundär­ wicklung W_s1 bzw. W_s2 des Übertragers Ü, eine Clipperschaltung CS1 bzw. CS2 und eine Glättungsschaltung GS1 bzw. GS2.

Die Clipperschaltungen CS wirken so, daß nur die Spannungspeaks der Spannung U_t oberhalb einer positiven Grenzspannung U_g1 bzw. unterhalb einer negativen Grenzspannung U_g2 durchgelassen werden, so daß am Ausgang der Clipperschaltungen CS1 bzw. CS2 die in Fig. 4b bzw. Fig. 4d dargestellten Spannungen U₁₁ und U₂₁ anliegen.

Die Spannungen U₁₁ und U₂₁ werden durch die Glättungsschaltungen GS1 bzw. GS2 geglättet und integriert, so daß sich an den Ausgängen der Glättungsschaltungen GS1 bzw. GS2 ein Spannungsverlauf U₁₂ bzw. U₂₂ ergibt, wie er in Fig. 4c bzw. in Fig. 4e dargestellt ist. Das Umschalten von dem Leistungstransistor L1 auf den Leistungstransistor L2 läuft wie folgt ab:

Das Ausgangssignal U_t der Pulsweitenmodulationsschaltungsanordnung PW wird nach dem Ende der Phase I so umgeschaltet, daß sich das Pulsmu­ ster gemäß der rechten Hälfte in Fig. 4a beginnend mit der Zeitphase II ergibt, d. h. die schmalen hohen Impulse, welche oberhalb der Grenzspan­ nungen U_g liegen, werden negativ, so daß sich am Ausgang der Clipper­ schaltungen CS1 bzw. CS2 nun das Vorzeichen der verbleibenden Piek-Spannungsimpulse ändert. (vgl. Fig. 4b und Fig. 4g). Damit ist die Phase I beendet, in der der Leistungshalbleiter L1, im Ausführungsbei­ spiel ein MOSFET, voll angesteuert ist und die Ausgangsspannung zum Motor M das Potential der positiven Zwischenkreisspannung annimmt.

Beginnend mit der Phase II kehrt sich also die Polarität der Spannungen U₁₁ bzw. U₂₂ um. Die Spannung U₁₂ nimmt während dieser Phase II all­ mählich ab. Aufgrund der Schalteigenschaften des MOSFET-Transistors L1 erfolgt die Ausschaltung weich und erst dann, wenn das untere ge­ strichelte Niveau in Fig. 4c unterschritten wird, ist der Transistor L1 (vgl. 4f) vollständig ausgeschaltet.

Es schließt sich nun das Intervall bzw. die Phase III an, wobei in die­ ser Zeit die integrierte Spannung U₂₂ allmählich ansteigt. Am Ende der Phase III übersteigt die Spannung die untere Einschaltschwelle (vgl. Fig. 4e) und der zweite Leistungstransistor T2 wird weich angesteuert. Es schließt sich die Phase IV an, die damit endet, daß der zweite Lei­ stungstransistor T2 vollständig angesteuert ist. In der anschließenden Phase V ist die Umschaltung von der Ansteuerung des Leistungstransistors L1 auf den Leistungstransistor L2 abgeschlossen.

Claims (2)

1. Steuerverfahren für einen Frequenzumrichter für den Anlauf, die Dreh­ zahlverstellung, das Bremsen und Positionieren von Drehstrom-Asynchron­ motoren, wobei der Frequenzumrichter einen Dreh- oder Wechselstrom­ gleichrichter und wenigstens einen Glättungskondensator als Zwischen­ stromkreis und eine nachgeschaltete Drehstrom-Brückenschaltung aus Lei­ stungs-Transistoren und eine zugeordnete Pulsbreitenmodulations-Schal­ tungsanordnung zur Umwandlung in Wechselspannungen mit einstellbarer Frequenz und Amplitude umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß nach Über­ schreiten der Grenzspannung im Zwischenkreis die Transistoren im Wech­ selrichter durch eine Schützschaltung gesperrt werden, wodurch der Ener­ giefluß in dem Wechselrichter unterbrochen und durch Energieverbrauch, z. B. durch das Zwischenkreis-Netzteil, ein Absinken der Zwischenkreis­ spannung verursacht wird, wobei nach dem Abfall der Zwischenkreisspan­ nung unter die Abschalt-Grenzspannung die Leistungstransistoren des Wechselrichters wieder freigegeben werden, und wobei in dieser Ausschalt­ phase der Leistungstransistoren die Ansteuerfrequenz steil abgesenkt und dementsprechend eine Zuschaltung mit niedriger Frequenz beim Wiederein­ schalten der Leistungstransistoren vorgenommen wird.

2. Schaltungsanordnung zum Umschalten der Leistungstransistoren in einer Wechselrichteranordnung, insbesondere zur Ansteuerung von MOSFET bzw. IGBT-Transistoren, umfassend wenigstens einen Übertrager und eine An­ steuerschaltung für die Primärseite des Übertragers, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zum Umschalten von einem ersten Leistungstransistor T1 auf einen zweiten Leistungstransistor (T2) ein Übertrager (Ü) einer Primär­ wicklung (W_p) und zwei Sekundärwicklungen (W_s1 bzw. W_s2) vorgesehen ist, wobei jeder Sekundärwicklung (W_s1 bzw. W_s2) eine Clipperschaltung (CS1 bzw. CS2) derart nachgeordnet ist, daß lediglich Impulse, die eine bestimmte Amplitude überschreiten, durchgelassen werden, und wobei jeder derartigen Clipperschaltung (C1 bzw. C2) eine Glättungsschaltung (GS1 bzw. GS2) nachgeordnet ist, die die von der Clipperschaltung erzeugten Impulse integriert, wobei der erste bzw. zweite Leistungstransistor (L1 bzw. L2) durch die Ausgangsspannung (U₁₂ bzw. U₂₂) der ersten bzw. zweiten Glättungsschaltung (GS1 bzw. GS2) angesteuert werden, und wobei die Ansteuer-Schaltungsanordnung für die Primärwicklung (W_p) derart ausgebildet, daß zum Ansteuern des ersten Leistungstransistors (T1) Pulse unterschiedlichem Vorzeichens und in Abhängigkeit vom Vorzeichen unter­ schiedlicher Amplitude derart angelegt werden, daß die Pulse mit dem er­ sten Vorzeichen und der höheren Amplitude mit ihren Peak-Werten oberhalb der positiven Durchlaßspannung der ersten bzw. unterhalb der negativen Durchlaßspannung der zweiten Clipperschaltung (CS1 bzw. CS2) liegen, wobei zum Ansteuern des zweiten Leistungstransistors (T2) die Ansteu­ er-Schaltung der Primärwicklung (W_p) so umschaltbar ist, daß sich das Vorzeichen der höheren Amplitude und dementsprechend des Ausgangs­ signals (U₁₁ bzw. U₂₁) der Clipperschaltungen (CS1 bzw. CS2) umkehrt.