WO2005112244A1 - Steuerverfahren und schaltungsanordnung für einen gleichrichter - Google Patents

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WO2005112244A1
WO2005112244A1 PCT/EP2005/052102 EP2005052102W WO2005112244A1 WO 2005112244 A1 WO2005112244 A1 WO 2005112244A1 EP 2005052102 W EP2005052102 W EP 2005052102W WO 2005112244 A1 WO2005112244 A1 WO 2005112244A1
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WO
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rectifier
control
load
inverter
output
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PCT/EP2005/052102
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Inventor
Lothar Sack
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements

Definitions

  • the invention relates to a control method and a circuit arrangement for a rectifier connected to an AC voltage network according to the preamble of claims 1 and 7.
  • a self-commutated pulse converter with semiconductor switches that can be switched off, in particular insulated gate bipolar transistors (IGBT), can be provided instead of the rectifier.
  • IGBT insulated gate bipolar transistors
  • This self-commutated pulse converter can be operated as a rectifier or as an inverter.
  • this self-commutated pulse converter is also used as a self-commutated, pulsed feed-in, regenerative unit or as an active front end (AFE).
  • AFE active front end
  • the DC link voltage can be regulated by means of the self-guided, pulsed infeed / regenerative unit.
  • the downside is the high cost and effort. If there are high requirements with regard to network perturbations or if a high braking power is required, there is no other option but to use such an energy recovery unit, even if no regulated intermediate circuit voltage is required.
  • a further embodiment of a drive converter which has an uncontrolled rectifier on the network side, which has two diodes electrically connected in series with electronically controllable switches connected in parallel for each voltage phase.
  • this drive converter has an auxiliary rectifier which is terminated on the DC voltage side with a high-impedance load resistor and, in series with each of its auxiliary diodes, has a current sensor, in particular an optocoupler with a downstream amplifier, for controlling an electronically controllable switch. Control signals are generated by means of this auxiliary rectifier in such a way that each electronically controllable switch is switched on in synchronism with the leading phases of the associated line-guided diodes.
  • the rectifier of the drive converter becomes bidirectionally conductive for both current directions and is nonetheless from the line-guided, uncontrolled one
  • the advantage of this drive converter is that the rectifier does not require complex control and regulating electronics. Although the rectifier works with valves that can be switched off, the DC voltage is as high as that of an uncontrolled rectifier.
  • the valves that can be switched off only switch at the mains frequency and after switching off the voltage rises only slowly, so that they can also be switched off Thyristors are suitable as electronically controllable switches.
  • a filter circuit consisting of filter chokes and filter capacitors, is arranged between the line connections and the input connections of the line-side converter.
  • a Komparatorschalt 'ung provided, whose input is linked to the power supply system.
  • the line-side switching of the electronically controllable switches of the uncontrolled rectifier is carried out solely according to the general criterion of the line voltages of the supplying network.
  • the direct current flowing between the line-side converter and the load-side converter is not taken into account. This current is impressed on the load side and can be positive, negative or zero depending on the operating status and time.
  • the reason for this is the determination of the zero crossing of the associated chained voltage, which is present, for example, in each case at a filter capacitor of the input-side filter circuit, or the determination of the time of natural commutation.
  • the invention is based on the object of developing known control methods in such a way that voltage peaks no longer occur.
  • the zero pointers appear at short time intervals since the switching frequency of the pulse inverter is in the kHz range.
  • two active pointers and one zero pointer are always used until the voltage is fully controlled.
  • three duty cycles are calculated for a vector display time.
  • the duty cycle for the null pointer is advantageously halved so that the vector display time begins and ends with a null pointer.
  • a second identical vector display time can be connected to the first vector display time in a mirror-symmetrical manner. This means that there is a zero pointer in every vector display time. This vector display time corresponds to half the pulse period. If a changeover request occurs in the uncontrolled rectifier, it can be determined in a very short time whether a zero pointer occurs. If there are zero pointers, the switchover takes place when the next zero pointer occurs and is therefore de-energized.
  • control method according to the invention because of the currentless switching processes in the network-side electronically controllable switches, are the reduction in their stress by eliminating the switching losses and the reduction in the switching-related excitations of the overall system.
  • FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of a known control device for generating control signals for the electronically controllable switches of the rectifier of a known drive converter, in which
  • FIG. 3 shows a diagram of the time t, the mains voltages of the supplying network and a rectified rectifier voltage generated, in which
  • FIG. 4 shows the control signals of the electronically controllable switches of the rectifier of a known drive converter in a diagram over time t
  • FIG. 5 shows a drive converter with a first embodiment of the circuit arrangement according to the invention
  • the 6 shows a drive converter with a second embodiment of the circuit arrangement according to the invention
  • FIG. 7 shows a block diagram of a further embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • FIG. 1 shows an equivalent circuit diagram of a drive converter 2, which is known from the PCIM publication.
  • This known drive converter 2 has a rectifier 4 on the network side and a self-commutated pulse converter on the load side.
  • the rectifier 4 and the load-side self-commutated pulse converter 6 are electrically conductively connected to one another by means of a positive and a negative busbar 8 and 10 on the DC voltage side.
  • the DC link choke and DC link capacitor are therefore no longer present in the DC link.
  • a filter circuit 18 is arranged between the connections U, V, W of a network (not shown in more detail) and the AC-side input connections 12, 14 and 16 of the rectifier 4.
  • This filter circuit 18 has filter chokes L F and filter capacitors C F , these filter chokes L P each being connected in a mains supply line and the filter capacitors C F in a triangle.
  • the line-side converter 4 has two diodes D1, D2; D3, D4 and D5, D6, which are electrically connected in such a way that a three-phase rectifier bridge circuit is formed.
  • An electronically controllable switch T1, ..., T6 is electrically connected in parallel to each diode D1, ..., D6 of this rectifier 4.
  • Switchable semiconductor switches, in particular IGBTs, are provided as electronically controllable switches T1, ..., T6.
  • FIG. 2 shows an equivalent circuit diagram of a further control circuit 20, which is already known from DE 35 39 027 AI.
  • This control circuit 20 has an auxiliary rectifier 22, which is terminated on the DC voltage side with a high-impedance load resistor R B.
  • the inputs 24, 26 and 28 of the auxiliary rectifier 22 are electrically conductively connected to the connections U, V and W of a supply network (not shown).
  • This auxiliary rectifier 22 consists of six auxiliary diodes D7, D8, D9, D10, DU and D12 which are connected in a generally known three-phase bridge circuit.
  • an optocoupler 34, 36, 38, 40, 42 and 44 with a transmitting diode is connected as a current sensor.
  • the phototransistor which is separate from each optocoupler 34,..., 44 and is controlled by the associated transmission diode, is linked to an amplifier 46, 48, 50, 52, 54 and 56 connected downstream.
  • the amplifiers 46, ..., 56 each generate a switch-on signal S ⁇ , S ⁇ 2f S T3 , S T4 , S ⁇ 5 and S T6 for the electronically controllable switches Tl to T6 of the rectifier 4 of the drive converter 2 as a function of the light-emitting transmission diode FIG 1.
  • These control signals S T ⁇ , ..., S T6 are respectively applied to corresponding control connections Gn, G ⁇ 2 l G ⁇ 3 , G ⁇ 4 , G ⁇ 5 and G ⁇ 6 .
  • These control signals S T ⁇ to S T e are each shown in a diagram of FIG 4 over time t.
  • the ohmic resistance value of the load resistor R B is dimensioned according to DE 35 39 027 AI so that the load current I aux which occurs in the leading state of the auxiliary diodes D7 to D12 is a small value suitable for the transmit diodes of the optocouplers 34,..., 44 reached (e.g. 10mA).
  • the phase voltages ⁇ j ⁇ , U v and U w of the supply network are shown in a diagram over time t in FIG. It can be seen from this illustration that an intersection point K1,..., K6 of two phase voltages occurs at times t1 to t6. These intersection points K1, ..., K6 are the natural commutation times of an uncontrolled rectifier.
  • a direct voltage u z ⁇ generated by the rectifier 4 is also shown in the diagram in FIG. 2 over time t.
  • t1 At these times t1, ..., t6 one goes to the two phase voltages Uw, U y ; U v , U; Uu, U v ; U, Uu; U v , U w and Uu, U v corresponding linked voltages through zero. Ie, this chained tension changes its sign.
  • These interlinked voltages can be removed from the filter capacitors C F of the filter circuit 18 of the drive converter 2 according to FIG. 1.
  • FIG. 5 shows a first embodiment of a circuit arrangement 58 according to the invention in a known drive converter according to FIG.
  • the circuit arrangement 58 has a zero pointer detection device 60 and an enable circuit 62.
  • the zero pointer detection device 60 is electrically connected on the input side to load-side connections 64, 66 and 68 of the load-side pulse inverter 6.
  • this zero pointer detection device 60 is linked to a control input 70 of the enable circuit 62.
  • this enable circuit 62 is connected to control connections Gn to G ⁇ 6 of the control device 20, which is connected on the input side to the AC voltage network that feeds the drive converter 2.
  • the control device 20 is constructed in accordance with FIG. 2.
  • the control connections G Ti to G T6 are not shown individually in FIG.
  • the enable circuit 62 is linked to control connections of the electronically controllable switches T1 to T6 of the uncontrolled rectifier 4 of the drive converter 2. Only when the zero pointer detection device 60 has detected a zero pointer U 0 or U 7 , are the pending ones on the input side Control signals S ⁇ l to S ⁇ 6 at the next occurring zero pointer Uo or U 7 are output at the outputs of the enable circuit 62. In this illustration, the zero pointer detection device 60 is linked on the input side to the load-side connections 64, 66 and 68 of the pulse-controlled inverter 6 of the drive converter 2.
  • the representation according to FIG. 6 differs from the representation according to FIG. 5 in that the zero pointer detection device 60 is now connected to an output of a modulator 72 of the load-side pulse inverter 6. Since in this modulator 72 associated control signals for electronically controllable switches T7 to T12, in particular IGBTs, of the load-side pulse inverter 6 are generated from a pending nominal voltage pointer u * , a
  • This zero pointer detection device 60 can advantageously be integrated in the modulator 72.
  • the enable circuit 62 can be integrated in the control device 20 for the electronically controllable switches T1 to T6 of the uncontrolled rectifier 4 of the drive converter 2. This would reduce the circuit arrangement 58 to a connecting line between the modulator 72 of the load-side pulse inverter 6 and the control device 20 for the line-side converter 4 of the drive converter 2.
  • FIG. 7 shows a block diagram of a further embodiment of the circuit arrangement 58 according to the invention. This differs from the embodiment according to FIG. 6 in that a device 74 is additionally provided. This device 74 determines whether a zero pointer Up_ or U 7 has been detected in the vector display time T P.
  • the vector representation time T P is also supplied by the modulator 72 of the load-side pulse inverter 6. If a zero pointer Up_ or U 7 does not occur within a vector display time T P, and a switching action K ⁇ occurs for the network side If the converter 4 is requested, the modulator 72 is caused by the device 74 to generate a zero pointer Uo or U 7 in the subsequent vector display time T P.
  • no zero pointer U 0 or U occurs when a switching action Ku is requested.
  • the device 74 therefore causes the modulator 72 to generate a zero pointer U 0 or U 7 .
  • this zero pointer Uo or U 7 in the next vector display time T P , the requested switching action Ku is implemented.
  • This zero pointer Uo or U 7 only has to be present until the switching action K 0 , for example the commutation between the electronically controllable switches T1 and T3 of the line-side converter 4. Since this process takes only a short time, this measure has no practical effect for a load at the outputs 64, 66 and 68 of the load-side pulse inverter 6.
  • the one that only requires a switch action in the pulse-controlled inverter 6 is selected.
  • the switching process in the power converter 4 on the mains side is without current.

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Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuerverfahren für einen an einem Wechselspannungsnetz liegenden Gleichrichter (4) ei­nes einen lastseitigen Pulswechselrichter (6) aufweisenden Antriebsumrichters (2), wobei jeder Diode (D1,...,D6) dieses Gleichrichters (4) elektrisch parallel ein elektronisch steu­erbarer Schalter (T1,...,T6) geschaltet ist, deren Schalt­handlungen (Ku) synchron zu den Leitphasen der zugeordneten netzgeführten Dioden (Dl,...,D6) und abhängig von Phasenspan­nungen (Uu, Uv, UW) des speisenden Netzes generiert werden. Er­findungsgemäß wird jede generierte Schalthandlung (Ku) beim Eintreffen eines nächsten wechselrichterseitigen Nullzeigers (Uo,U7) freigegeben. Somit werden die netzseitigen Umschalt­vorgänge mit dem lastseitigen Nullzeigern (Uo,U7) verknüpft, so dass diese Schalthandlungen (Ku) stromlos ausgeführt wer­den.

Description

Beschreibung
Steuerverfahren und Schaltungsanordnung für einen Gleichrichter
Die Erfindung bezieht sich auf ein Steuerverfahren und eine Schaltungsanordnung für einen an einem Wechselspannungsnetz liegenden Gleichrichter gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1 und Anspruchs 7.
In der Antriebstechnik, besteht vielfach die Forderung nach einem sehr einfach aufgebauten, netzgeführten, ungesteuerten Gleichrichter zur Speisung eines Gleichspannungszwischenkreises eines Antriebsumrichters aus einem Dreiphasennetz, wobei die Forderung, dem Netz einen möglichst sinusförmigen Strom zu entnehmen bzw. zuzuführen, nicht von Bedeutung ist. Da der Umrichter den mit variabler Dreiphasenspannung und variabler Frequenz versorgten Drehstrommotor nicht nur treiben, sondern auch bremsen soll, muss jedoch ein Stromfluss in beiden Rich- tungen möglich sein.
Beim Bremsbetrieb fließt Energie vom Motor über den lastseitigen Wechselrichter in den Gleichstromzwischenkreis und von dort ins Netz. Dies ist bei ungesteuerten Gleichrichtern, die nur Dioden enthalten, nicht möglich. Deshalb müssen in Antriebsumrichtern mit Diodenbrücken im Netzeingang elektronisch schaltbare Bremswiderstände angeordnet sein, die die anfallende Bremsenergie in Wärme umsetzen.
Soll die Bremsenergie jedoch in das speisende Netz zurückgespeist werden, kann anstelle des Gleichrichters ein selbstgeführter Pulsstromrichter mit abschaltbaren Halbleiterschaltern, insbesondere Insulated-Gate-Bipolar-Transistoren (IGBT) , vorgesehen sein. Dieser selbstgeführte Pulsstromrich- ter kann als Gleichrichter oder als Wechselrichter betrieben werden. Deshalb wird dieser selbstgeführte Pulsstromrichter auch als selbstgeführte, gepulste Einspeise-Rückspeise-Ein- heit bzw. als Aktive-Front-End (AFE) bezeichnet. Der Netzstrom ist durch die Verwendung eines Aktive-Front-End nahezu sinusförmig, d.h., die Netzrückwirkungen sind minimal.
Gegenüber der ungeregelten Einspeiseeinheit ist die Zwischen- kreisspannung mittels der selbstgeführten, gepulsten Einspei- se-Rückspeise-Einheit regelbar. Der Nachteil sind die hohen Kosten und der hohe Aufwand. Wenn hohe Anforderungen bezüglich Netzrückwirkungen gestellt werden oder wenn eine hohe Bremsleistung anfällt, bleibt einem nichts anders übrig, eine derartige Einspeise-Rückspeise-Einheit zu verwenden, auch wenn keine geregelte Zwischenkreisspannung benötigt wird.
Aus der DE 35 39 027 AI ist eine weitere Ausführungsform ei- nes Antriebsumrichters bekannt, der netzseitig einen ungesteuerten Gleichrichter aufweist, der für jede Spannungsphase zwei elektrisch in Reihe geschaltete Dioden mit hierzu parallel geschalteten elektronisch steuerbaren Schalter aufweist . Außerdem weist dieser Antriebsumrichter einen Hilfsgleich- richter auf, der gleichspannungsseitig mit einem hochohmigen Bürdenwiderstand abgeschlossen ist und in Reihe zu jeder seiner Hilfsdioden einen zur Ansteuerung eines elektronisch steuerbaren Schalters dienenden Stromsensor, insbesondere ein Optokoppler mit nachgeschaltetem Verstärker, aufweist. Mit- tels diesem Hilfsgleichrichter werden derart Steuersignale generiert, dass jeder elektronisch steuerbare Schalter synchron zu den Leitphasen der zugeordneten netzgeführten Dioden eingeschaltet wird. Dadurch wird der Gleichrichter des Antriebsumrichters bidirektional für beide Stromrichtungen leitend und ist trotzdem vom netzgeführten, ungesteuerten
Typ. Der Vorteil dieses Antriebsumrichters liegt darin, dass der Gleichrichter keine aufwendige Steuer- und Regelelektronik benötigt. Obwohl der Gleichrichter mit abschaltbaren Ventilen arbeitet, ist die Gleichspannung so hoch wie bei einem ungesteuerten Gleichrichter. Die abschaltbaren Ventile schalten nur mit Netzfrequenz und nach dem Abschalten steigt an ihnen die Spannung nur langsam an, so dass auch abschaltbare Thyristoren als elektronisch steuerbare Schalter geeignet sind.
Aus der Veröffentlichung "Fundamental Frequency Front End Converter (F3E) - a DC-link drive Converter without electro- lytic capacitor" von Kurt Göpfrich, Dr. Carsten Rebbereh und Dr. Lothar Sack, PCIM 2003, Nürnberg, Mai 2003, ist ein Antriebsumrichter bekannt, der netzseitig einen ungesteuerten Gleichrichter und lastseitig einen selbstgeführten Pulsstrom- richter aufweist. Beide Stromrichter sind gleichspannungssei- tig direkt elektrisch parallel geschaltet. D.h., im sogenannten Gleichspannungszwischenkreis ist weder ein Zwischenkreis- kondensator noch eine Zwischenkreisdrossel angeordnet. Jeder Diode des netzseitigen Gleichrichters ist ein elektronisch steuerbarer Schalter, insbesondere ein Insulated-Gate-Bipo- lar-Transistor (IGBT) , elektrisch parallel geschaltet. Zwischen den Netzanschlüssen und den Eingangs-Anschlüssen des netzseitigen Stromrichters ist ein Filterkreis, bestehend aus Filterdrosseln und Filterkondensatoren, angeordnet. Für die Generierung von Steuersignalen für diese elektronisch steuerbaren Schalter ist eine Komparatorschalt'ung vorgesehen, die eingangsseitig mit dem speisenden Netz verknüpft ist. Diese Komparatorschaltung und deren Funktion sind in der DE 199 13 634 AI ausführlich behandelt, so dass an dieser Stelle auf eine nähere Erläuterung verzichtet wird.
Bei der Steuerung des netzgeführten Stromrichters des Antriebsumrichters nach der DE 35 39 027 AI bzw. der PCIM-Ver- öffentlichung werden die netzseitigen Umschaltungen der elektronisch steuerbaren Schalter des ungesteuerten Gleichrichters alleine nach dem allgemeinen Kriterium der Netzspannungen des speisenden Netzes durchgeführt. Der zwischen dem netzseitigen Stromrichter und dem lastseitigen Stromrichter fließende Gleichstrom bleibt dabei außer Betracht. Dieser Strom wird lastseitig eingeprägt und kann je nach Betriebszustand und Zeitpunkt positiv, negativ oder Null sein. Außerdem ist nicht sichergestellt, dass bei der Kommutierung des Stro- mes von einer Phase auf eine nachfolgende Phase der stromführende Schalter und der stromübernehmende Schalter zeitgleich schalten. Ursache dafür ist die Ermittlung des Nulldurchgangs der zugehörigen verketteten Spannung, die beispielsweise je- weils an einem Filterkondensator des eingangsseitigen Filterkreises ansteht, bzw. die Bestimmung des Zeitpunkts der natürlichen Kommutierung. Somit existieren mehrere Zustände, die bei der Kommutierung betriebsbedingt vorhanden sind. Beispielsweise verursacht ein verzögertes Einschalten eines stromübernehmenden Schalters bei der Kommutierung bei einem negativen Gleichstrom im Antriebsumrichter bei einer verketteten Spannung größer, gleich oder kleiner Null eine Störanregung des Gesamtsystems und führt zu Spannungsspitzen an den Filterkondensatoren und den elektronisch steuerbaren Schal- tern. Diese auftretenden Überspannungen müssen bei der Dimensionierung des Antriebsumrichters berücksichtigt werden.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, dass bekannte Steuerverfahren derart weiterzubilden, dass keine Spannungs- spitzen mehr auftreten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Dadurch, dass gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren die erzeugten Steuersignale nur während dem Vorhandensein eines lastseitigen Nullzeigers weitergegeben werden, finden die Umschaltung nur dann statt, wenn der Zwischenkreisstrom gleich Null ist. In diesem Betriebszustand ist es unerheblich wie die Kommutierung (überlappend oder zeitgleich) stattfindet und ob der Nulldurchgang einer verketteten Spannung exakt ermittelt worden ist. Mit diesem erfindungsgemäßen Verfahren werden die netzseitigen Umschaltvorgänge mit den lastseitigen Schaltzuständen verknüpft.
Hierbei muss zwischen zwei Fällen unterschieden werden, nämlich einen Bereich bis unterhalb der Spannungs-Vollaussteue- rung des lastseitigen Pulswechselrichters und der Bereich mit Spannungs-Vollaussteuerung. Im Bereich bis unterhalb der Spannungs-Vollaussteuerung des lastseitigen Pulswechselrichters treten die Nullzeiger in kurzen zeitlichen Abständen auf, da die Schaltfrequenz des Pulswechselrichters im kHz- Bereich liegt. Bei der Approximation eines Sollspannungszeigers des lastseitigen Pulswechselrichters werden bis zur Vollaussteuerung der Spannung immer zwei aktive Zeiger und ein Nullzeiger verwendet. Für die drei Zeiger werden für eine Vektordarstellzeit drei Einschaltdauern berechnet. Die Einschaltdauer für den Nullzeiger wird vorteilhafterweise halbiert, damit die Vektordarstellzeit mit einem Nullzeiger beginnt und endet. Dadurch kann eine zweite gleichlautende Vektordarstellzeit spiegelsymmetrisch an die erste Vektordar- Stellzeit angeschlossen werden. Dadurch existiert in jeder Vektordarstellzeit ein Nullzeiger. Diese Vektordarstellzeit entspricht der halben Pulsperiodendauer. Tritt eine Anforderung einer Umschaltung im ungesteuerten Gleichrichter auf, kann in sehr kurzer Zeit festgestellt werden, ob ein Nullzei- ger auftritt. Sind Nullzeiger vorhanden, so erfolgt die Umschaltung mit Eintreten des nächsten Nullzeigers und somit stromlos .
Bei Spannungs-Vollaussteuerung werden Nullzeiger zugunsten der Spannungsmaximierung ausgelassen. Demzufolge fehlen abschnittsweise die stromlosen Pausen im Zwischenkreis. Um in diesem Fall bei vorliegendem Umschaltbedarf keinen zu großen Schaltverzug im netzseitigen Stromrichter auftreten zu lassen, wird nun erfindungsgemäß ein Nullzeiger eingefügt. Von den beiden möglichen Nullzeigern des lastseitigen Pulswechselrichters wird derjenige ausgewählt, der die Umschaltung nur eines Schalterpaares im Pulswechselrichter erfordert. Damit tritt auch im Bereich der Spannungs-Vollaussteuerung eine stromlose Pause im Zwischenkreis dieses Antriebsumrichters auf und die Umschaltung im netzseitigen Stromrichter erfolgt ebenfalls stromlos. Da dieser Vorgang nur kurze Zeit in An- spruch nimmt, ist diese Maßnahme für die Last ohne praktische Auswirkung.
Wie auftretende Nullzeiger ermittelt werden können, ist den Unteransprüchen 3 und 4 zu entnehmen.
Die Ermittlung des Betriebszustands Spannungs-Vollaussteuerung ist im Unteranspruch 6 beansprucht.
Die Vorteile des erfindungsgemäßen Steuerverfahrens bestehen wegen der stromlosen Schaltvorgänge in den netzseitigen e- lektronisch steuerbaren Schaltern in der Reduzierung ihrer Beanspruchung durch den Wegfall der Schaltverluste und in der Verringerung der umschaltungsbedingten Anregungen des Gesamt- Systems.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der mehrere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung schematisch veranschaulicht sind.
FIG 1 zeigt ein Ersatzschaltbild eines bekannten Antriebsumrichters ohne einen Spannungszwischenkreis, die
FIG 2 zeigt ein Ersatzschaltbild einer bekannten Steuerein- richtung zur Generierung von Steuersignalen für die e- lektronisch steuerbaren Schalter des Gleichrichters eines bekannten Antriebsumrichters, in der
FIG 3 sind in einem Diagramm über der Zeit t die Netzspannungen des speisenden Netzes und eine erzeugte gleichge- richtete Gleichrichterspannung dargestellt, in der
FIG 4 sind jeweils in einem Diagram über der Zeit t die Steuersignale der elektronisch steuerbaren Schalter des Gleichrichters eines bekannten Antriebsumrichters dargestellt, die FIG 5 zeigt einen Antriebsumrichter mit einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, während in der FIG 6 ein Antriebsumrichter mit einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung veranschaulicht ist, wobei die
FIG 7 zeigt ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungs- form der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung darstellt, und die
FIG 8 und 9 veranschaulichen jeweils das erfindungsgemäße Verfahren .
In der FIG 1 ist ein Ersatzschaltbild eines Antriebsumrichters 2 dargestellt, der aus der PCIM-Veröffentlichung bekannt ist. Dieser bekannte Antriebsumrichter 2 weist netzseitig einen Gleichrichter 4 und lastseitig einen selbstgeführten Pulsstromrichter auf. Der Gleichrichter 4 und der lastseitige selbstgeführte Pulsstromrichter 6 sind gleichspannungsseitig direkt miteinander mittels einer positiven und einer negativen Stromschiene 8 und 10 elektrisch leitend verbunden. Im Gleichspannungs-Zwischenkreis sind somit keine Zwischenkreis- drossel und Zwischenkreiskondensator mehr vorhanden. Zwischen den Anschlüssen U, V, W eines nicht näher dargestellten Netzes und den wechselspannungsseitigen Eingangs-Anschlüssen 12, 14 und 16 des Gleichrichters 4 ist ein Filterkreis 18 angeordnet. Dieser Filterkreis 18 weist Filterdrosseln LF und Filterkondensatoren CF auf, wobei diese Filterdrosseln LP je- weils in einer Netzzuleitung und die Filterkondensatoren CF in Dreieck geschaltet sind. Der netzseitige Stromrichter 4 weist für jede Spannungsphase zwei elektrisch in Reihe geschaltete Dioden Dl, D2; D3, D4 und D5, D6 auf, die derart elektrisch verschaltet sind, dass eine dreiphasige Gleich- richterbrückenschaltung entsteht. Elektrisch parallel zu jeder Diode D1,...,D6 dieses Gleichrichters 4 ist jeweils ein elektronisch steuerbarer Schalter Tl,...,T6 geschaltet. Als elektronisch steuerbarer Schalter Tl,...,T6 sind abschaltbare Halbleiterschalter, insbesondere IGBTs, vorgesehen.
Diese elektronisch steuerbaren Schalter sind mit ihren Steueranschlüssen gemäß der PCIM-Veröffentlichung mit einer Steu- ereinrichtung verknüpft. Da diese Steuereinrichtung vorwiegend aus Komparatoren aufgebaut ist, wird diese als Kompara- torschaltung bezeichnet. Der genaue Aufbau dieser Komparator- schaltung ist der DE 199 13 634 AI entnehmbar.
Die FIG 2 zeigt ein Ersatzschaltbild einer weiteren Steuerschaltung 20, die aus der DE 35 39 027 AI bereits bekannt ist. Diese Steuerschaltung 20 weist einen Hilfsgleichrichter 22 auf, der gleichspannungsseitig mit einem hochohmigen Bür- denwiderstand RB abgeschlossen ist. Die Eingänge 24, 26 und 28 des Hilfsgleichrichters 22 sind mit den Anschlüssen U, V und W eines nicht näher dargestellten speisenden Netzes elektrisch leitend verbunden. Dieser Hilfsgleichrichter 22 besteht aus sechs Hilfsdioden D7, D8, D9, D10, DU und D12 die in allgemein bekannter Drehstrombrückenschaltung verschaltet sind. Zwischen jeder Hilfsdiode D7,...,D12 und einem zugeordneten gleichspannungsseitigen Anschluss 30 bzw. 32 des Hilfsgleichrichters 22 ist als Stromsensor ein Optokoppler 34 , 36, 38, 40, 42 und 44 mit einer Sendediode geschaltet. Der jedem Optokoppler 34,..., 44 eigene, von der zugehörigen Sendediode angesteuerter Fototransistor ist mit einem jeweils nachgeschalteten Verstärker 46, 48, 50, 52, 54 und 56 verknüpft. Die Verstärker 46,..., 56 generieren dabei in Abhängigkeit der lichtemittierenden Sendediode jeweils ein Einschaltsignal Sπ, Sτ2f ST3, ST4, Sτ5 und ST6 für die elektronisch steuerbaren Schalter Tl bis T6 des Gleichrichters 4 des Antriebsumrichters 2 nach der FIG 1. Diese Steuersignale STι,...,ST6 stehen jeweils an korrespondierenden Steueranschlüssen Gn, Gτ2 l Gτ3, Gτ4, Gτ5 und Gτ6 an. Diese Steuersignale STι bis STe sind je- weils in einem Diagramm der FIG 4 über der Zeit t dargestellt .
Der ohmsche Widerstandswert des Bürdenwiderstandes RB ist gemäß der DE 35 39 027 AI so bemessen, dass der sich im Leitzu- stand der Hilfsdioden D7 bis D12 einstellende Bürdenstrom Iaux einen für die Sendedioden der Optokoppler 34,..., 44 geeigneten kleinen Wert erreicht (z.B. 10mA). Die Phasenspannungen \jυ , Uv und Uw des speisenden Netzes sind in der FIG 2 in einem Diagramm über der Zeit t dargestellt . Dieser Darstellung kann entnommen werden, dass zu den Zeitpunkten tl bis t6 jeweils ein Schnittpunkt K1,...,K6 zweier Phasenspannungen auftreten. Diese Schnittpunkte K1,...,K6 sind die natürlichen Kommutierungszeitpunkte eines ungesteuerten Gleichrichters. Eine vom Gleichrichter 4 erzeugte Gleichspannung uzκ ist ebenfalls im Diagramm der FIG 2 über der Zeit t dargestellt. Zu diesen Zeitpunkten tl,...,t6 geht jeweils eine zu den zwei beteiligten Phasenspannungen Uw, Uy; Uv, U ; Uu, Uv; U , Uu; Uv, Uw und Uu, Uv korrespondierende verkettete Spannungen durch Null. D.h., diese verketteten Spannung wechselt das Vorzeichen. Diese verketteten Spannungen sind an den Filterkondensatoren CF des Filterkreises 18 des Antriebsumrichters 2 nach FIG 1 abnehmbar.
In der FIG 5 ist eine erste Ausführungsform einer Schaltungsanordnung 58 nach der Erfindung bei einem bekannten Antriebsumrichter gemäß FIG 1 dargestellt. Die Schaltungsanordnung 58 weist eine Nullzeiger-Erfassungseinrichtung 60 und eine Freigabeschaltung 62 auf. Die Nullzeiger-Erfassungseinrichtung 60 ist eingangsseitig mit lastseitigen Anschlüssen 64, 66 und 68 des lastseitigen Pulswechselrichters 6 elektrisch leitend verbunden. Ausgangsseitig ist diese Nullzeiger-Erfassungsein- richtung 60 mit einem Steuereingang 70 der Freigabeschaltung 62 verknüpft. Eingangsseitig ist diese Freigabeschaltung 62 mit Steueranschlüssen Gn bis Gτ6 der Steuereinrichtung 20 verbunden, die eingangsseitig am Wechselspannungsnetz angeschlossen ist, die den Antriebsumrichter 2 speist. Die Steu- ereinrichtung 20 ist entsprechend der FIG 2 aufgebaut. Die Steueranschlüsse GTi bis GT6 sind in der FIG 5 aus Übersichtlichkeitsgründen nicht einzeln dargestellt. Ausgangsseitig ist die Freigabeschaltung 62 mit Steueranschlüssen der elektronisch steuerbaren Schalter Tl bis T6 des ungesteuerten Gleichrichters 4 des Antriebsumrichters 2 verknüpft. Erst wenn die Nullzeiger-Erfassungseinrichtung 60 einen Nullzeiger U0 bzw. U7 erfasst hat, werden die eingangsseitig anstehenden Steuersignale Sτl bis Sτ6 beim nächsten auftretenden Nullzeiger Uo bzw. U7 an den Ausgängen der Freigabeschaltung 62 ausgegeben. In dieser Darstellung ist die Nullzeiger-Erfassungseinrichtung 60 eingangsseitig mit den lastseitigen Anschlüs- sen 64, 66 und 68 des Pulswechselrichters 6 des Antriebsumrichters 2 verknüpft .
Die Darstellung gemäß FIG 6 unterscheidet sich von der Darstellung gemäß FIG 5 dadurch, dass die Nullzeiger-Erfassungs- einrichtung 60 nun mit einem Ausgang eines Modulators 72 des lastseitigen Pulswechselrichters 6 verbunden ist. Da in diesem Modulator 72 aus einem anstehenden Sollspannungs-Zeiger u* zugehörige Steuersignale für elektronisch steuerbare Schalter T7 bis T12, insbesondere IGBTs, des lastseitigen Pulswechselrichters 6 generiert werden, kann mittels einer
Pegelüberprüfung einfach festgestellt werden, ob ein Nullzeiger Up_ bzw. U7 ansteht oder nicht. Vorteilhafter Weise kann diese Nullzeiger-Erfassungseinrichtung 60 im Modulator 72 integriert sein. Ebenso kann die Freigabeschaltung 62 in der Steuereinrichtung 20 für die elektronisch steuerbaren Schalter Tl bis T6 des ungesteuerten Gleichrichters 4 des Antriebsumrichters 2 integriert sein. Dadurch würde sich die Schaltungsanordnung 58 auf eine Verbindungsleitung zwischen dem Modulator 72 des lastseitigen Pulswechselrichters 6 und der Steuereinrichtung 20 für den netzseitigen Stromrichter 4 des Antriebsumrichters 2 verringern.
In der FIG 7 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Schaltungsanordnung 58 nach der Erfindung ver- anschaulicht. Diese unterscheidet sich von der Ausführungsform gemäß FIG 6 dadurch, dass zusätzlich eine Vorrichtung 74 vorgesehen ist. Diese Vorrichtung 74 stellt fest, ob in der Vektordarstellzeit TP ein Nullzeiger Up_ bzw. U7 erfasst worden ist. Die Vektordarstellzeit TP wird ebenfalls vom Modulator 72 des lastseitigen Pulswechselrichters 6 geliefert. Tritt innerhalb einer Vektordarstellzeit TP kein Nullzeiger Up_ bzw. U7 auf und wird eine Schalthandlung Kυ für den netzseitigen Stromrichter 4 angefordert, so wird der Modulator 72 von der Vorrichtung 74 veranlasst, einen Nullzeiger Uo bzw. U7 in der nachfolgenden Vektordarstellzeit TP zu generieren. Dabei wird darauf geachtet, dass möglichst nur eine Schalthandlung eines Schalterpaares des Pulswechselrichters 6 vorgenommen werden muss. Dieser eingeschobene Nullzeiger Uo bzw. U7 muss nur solange anstehen, bis die angeforderte Schalthandlung Ku im netzseitigen Stromrichter 4 abgeschlossen ist. Dadurch wird selbst bei Spannungs-Vollaussteuerung im netzseitigen Strom- richter 4 stromlos umgeschaltet. Dieser Nullzeiger U0 bzw. U7 wird deshalb eingeschoben, damit im netzseitigen Stromrichter 4 kein zu großer Schaltverzug auftritt.
In den FIG 8 und 9 ist das erfindungsgemäße Verfahren im Be- reich unterhalb der Spannungs-Vollaussteuerung und im Bereich der Spannungs-Vollaussteuerung dargestellt. Gemäß diesem erfindungsgemäßen Verfahren wird gemäß FIG 8 zu Beginn einer Vektordarstellzeit TP = 1/2 fs festgestellt, dass ein Nullzeiger U0 bzw. U7 auftritt. Gleichzeitig wird zu Beginn die- ser Vektordarstellzeit TP eine Schalthandlung Ku für den netzseitigen Stromrichter 4 angefordert. Mit Eintreten des nächsten Nullzeigers Uo bzw. U7 wird diese angeforderte Schalthandlung Ku ausgeführt. Da während der Ausführung der Schalthandlung Ku der lastseitige Pulswechselrichter 6 den Nullzeiger U0 bzw. U7 umsetzt, fließt im Zwischenkreis des Antriebsumrichters 2 kein Strom. Somit erfolgt die Schalthandlung Ku im netzseitigen Stromrichter 4 stromlos.
Gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren nach FIG 9 tritt bei einer angeforderten Schalthandlung Ku kein Nullzeiger U0 bzw. U auf. Deshalb wird von der Vorrichtung 74 der Modulator 72 veranlasst, einen Nullzeiger U0 bzw. U7 zu generieren. Mit Umsetzung dieses Nullzeigers Uo bzw. U7 in der nächsten Vektordarstellzeit TP wird die angeforderte Schalthandlung Ku umgesetzt. Dieser Nullzeiger Uo bzw. U7 muss nur solange anstehen, bis die Schalthandlung K0, beispielsweise die Kommutierung zwischen den elektronisch steuerbaren Schaltern Tl und T3 des netzseitigen Stromrichters 4, ausgeführt ist. Da dieser Vorgang nur kurze Zeit in Anspruch nimmt, ist diese Maßnahme für eine Last an den Ausgängen 64, 66 und 68 des lastseitigen Pulswechselrichters 6 ohne praktische Auswir- kung. Wie bereits erwähnt, wird von den beiden möglichen Nullzeigern Uo bzw. U7 des Pulwechselrichters 6 derjenige ausgewählt, der nur eine Schalterhandlung im Pulswechselrichters 6 erfordert. Durch die Einführung eines Nullzeigers Up_ bzw. U7 im Spannungs-Vollaussteuerbereich erfolgt der Schalt- Vorgang im netzseitigen Stromrichter 4 stromlos.
Da die Schaltvorgänge des netzseitigen Stromrichters 4 stromlos erfolgen, treten keine Schaltverluste mehr auf, so dass die Beanspruchung der elektronisch steuerbaren Schalter Tl bis T6 des ungesteuerten Gleichrichters 4 reduziert werden. Außerdem werden die umschaltbedingten Anregungen des Gesamtsystems verringert .

Claims

Patentansprüche
1. Steuerverfahren für einen an einem Wechselspannungsnetz liegenden Gleichrichter (4) eines einen lastseitigen Puls- Wechselrichter (6) aufweisenden Antriebsumrichters (2), wobei jeder Diode (D1,...,D6) dieses Gleichrichters (4) elektrisch parallel ein elektronisch steuerbarer Schalter (Tl,...,T6) geschaltet ist, deren Schalthandlungen (Ku) synchron zu den Leitphasen der zugeordneten netzgeführten Dioden (D1,...,D6) und abhängig von Phasenspannungen (Uu,U, Uw) des speisenden Netzes generiert werden, dadurch gekennzeichnet, dass jede generierte Schalthandlung (Ku) beim Eintreffen eines nächsten wechselrichterseitigen Nullzeigers (U0 bzw. U7) freigegeben wird.
2. Steuerverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei Spannungs-Vollaussteuerung des lastseitigen Pulswechselrichters (6) des Antriebsumrichters (2) und bei Vorliegen einer generierten Schalthandlung (Ku) ein wechselrichterseitiger Nullzeiger (Uo bzw. U7) generiert wird.
3. Steuerverfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Anliegen eines wechselrich- terseitigen Nullzeigers (Uo,U7) in Abhängigkeit anstehender Ausgangsspannungen des lastseitigen Pulswechselrichters (6) ermittelt wird.
4. Steuerverfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Anliegen eines wechselrichterseitigen Nullzeigers (U0,U7) in Abhängigkeit anstehender Steuersignale des lastseitigen Pulswechselrichters (6) ermittelt wird.
5. Steuerverfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass jede Vektordarstellzeit (TP) des lastseitigen Pulswechselrichters (6) auf Vorhandensein eines Nullzeigers (Up_ bzw. U ) überprüft wird.
6. Steuerverfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungs-Vollaussteuerung in Abhängigkeit eines vorbestimmten Aussteuergrades bestimmt wird.
7. Schaltungsanordnung (58) für einen an einem Wechselspannungsnetz liegenden Gleichrichter (4) eines einen lastseitigen Pulswechselrichter (6) aufweisenden Antriebsumrichters (2) mit einer am Wechselspannungsnetz angeschlossenen Steuer- einrichtung (20), dadurch gekennzeichnet, dass diese Schaltungsanordnung (58) eine Nullzeiger-Erfassungseinrichtung (60), die eingangsseitig mit lastseitigen Anschlüssen (64,66,68) des Pulswechselrichters (6) verknüpft ist, und eine Freigabeschaltung (62), die eingangsseitig mit ausgangs- seifigen Anschlüssen der Steuereinrichtung (20), ausgangsseitig mit Steueranschlüssen der zu den Dioden (D1,...,D6) des Gleichrichters (4) elektrisch parallel geschalteten elektronisch steuerbaren Schaltern (T1,...,T6) und steuerseitig mit einem Ausgang der Nullzeiger-Erfassungseinrichtung (60) ver- bunden sind, aufweist.
8. Schaltungsanordnung (58) für einen an einem Wechselspannungsnetz liegenden Gleichrichter (4) eines einen lastseitigen Pulswechselrichter (6) aufweisenden Antriebsumrichters (2) mit einer am Wechselspannungsnetz angeschlossenen Steuereinrichtung (20), dadurch gekennzeichnet, dass diese Schaltungsanordnung (58) eine Nullzeiger-Erfassungseinrichtung (60) , die eingangsseitig mit ausgangsseitigen Anschlüssen eines Modulators (72) des Pulswechselrichters (6) verknüpft ist und eine Freigabeschaltung (62), die eingangsseitig mit ausgangsseitigen Anschlüssen der Steuereinrichtung (20), ausgangsseitig mit Steueranschlüssen der zu den Dioden (D1,...,D6) des Gleichrichters (4) elektrisch parallel geschalteten elektronisch steuerbaren Schaltern (T1,...,T6) und steuerungsseitig mit einem Ausgang der Nullzeiger- Erfassungseinrichtung (60) verbunden sind, aufweist.
9. Schaltungsanordnung (58) nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass eine Vorrichtung (74) vorgesehen ist, die eingangsseitig einerseits mit der Nullzeiger- Erfassungseinrichtung (60) und andererseits mit einem Takt- Ausgang des Modulators (72) und ausgangsseitig mit einem
Steuereingang des Modulators (72) des Pulswechselrichters (6) verbunden ist .
10. Schaltungsanordnung (58) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass diese Schaltungsanordnung
(58) teilweise in der Steuereinrichtung (20) des ungesteuerten Gleichrichters (4) und im Modulator (72) des lastseitigen Pulswechselrichters (6) integriert ist und dass ein Freigabe- Ausgang des Modulators (72) mit einem Steuereingang (70) der Steuereinrichtung (20) verknüpft ist.
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