DE4303903A1 - Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender mit Entstör-Kompensation seitenbandüberlappender frequenzbenachbarter Sender - Google Patents

Description

Der nachstehend beschriebene Funkempfänger dient dem Einseitenbandempfang von zweiseitenband-amplitudenmodulierten Sendern im Kurz-, Mittel- und Langwellenbereich, vorzugsweise im Kurzwellenbereich. Ein Umschalter im entsprechenden Empfängerteil bietet dabei eine Wahlmöglichkeit für den Empfang des oberen oder aber des unteren Seitenbandes. Mittels des Umschalters kann dasjenige der beiden Seitenbänder zum Empfang gewählt werden, welches durch seitenbandüberlappende frequenzbenachbarte Sender weniger oder gar nicht gestört ist. Gerade im Kurzwellenbereich sind solche störenden Seitenbandüberlappungen recht häufig, während im Mittel- und Langwellenbereich das Frequenzraster 9 kHz ausreicht und seit der Einführung des Genfer Wellenplans 1978 die Sendestationen weitgehend Disziplin üben. Im Kurzwellenbereich liegt das Frequenzraster hingegen nur bei 5 kHz. Der genannte wählbare Einseitenbandempfang zweiseitenbandmodulierter Sender ist bei den "Kurzwellen-Weltempfängern", die zum Markt der Unterhaltungselektronik gehören, nicht generell verwirklicht - man muß schon sagen: seltsamerweise nicht generell verwirklicht - obwohl nach dem Stand der Technik möglich.

Der nachstehend beschriebene Funkempfänger geht noch einen Schritt weiter. Gemäß der DE 40 38 405 C2 und der korrespondierenden PCT/DE 91/00929, die auf den Anmelder zurückgehen, wird nach Wahl des weniger gestörten Seitenbandes (sofern dieses gestört ist) eine neuartige Störbefreiung vorgenommen, die nicht bandbeschneidend ist (Entstör-Kompensation).

Daß der wählbare Einseitenbandempfang bei den Kurzwellen-Weltempfängern nicht allgemein üblich ist, hat nach Meinung des Anmelders zwei Gründe:

Erstens ist oft genug das erhoffte, weniger gestörte Seitenband, auf das man umschalten könnte, immer noch so gestört, daß auch dessen Einseitenbandempfang nicht genügend attraktiv ist.

Zweitens erfordert der wählbare Einseitenbandempfang doch einen gewissen zusätzlichen technischen Aufwand. Der Mehrpreis für diesen Aufwand würde aber nach Meinung des Anmelders vom Käufer gern gezahlt, wenn die Umschaltbarkeit in allen Fällen Erfolg brächte, zumal der Mehrpreis bei Einsatz von Bausteinen wie der PLL-Schaltung nicht sehr groß ist.

Dies war dann auch der Grund für den Anmelder, die oben genannte Erfindung zu machen. Diese arbeitet nach einer Entstör-Kompensationsmethode, die in dem oben zitierten erteilten Patent und der korrespondierenden PCT-Anmeldung beschrieben ist.

Zugegebenermaßen ist der Mißstand, den diese Erfindung beheben will, partiell gemildert durch die Tatsache, daß die Kurzwellen-Weltempfänger eine schwenkbare Antenne mit Richtwirkung besitzen. Es gibt aber dann immer noch beklagenswert viele Fälle, wo die Richtwirkung - aus was für Gründen immer - nicht genügt oder mit einer Unzulänglichkeit anderer Art verbunden ist und somit eine Störung durch Seitenbandüberlappung vorliegt, die mit dem Stand der Technik nicht befriedigend behebbar ist.

Eine noch größere Bedeutung hat die vorliegende Erfindung für stationäre Empfänger, wo im allgemeinen die Antenne auf dem Dach keine Richtwirkung hat, und schon gar nicht eine einstellbare. In Anbetracht des durch den UKW-Rundfunk verwöhnten Ohrs der Hörer besteht daher ein Markt für die Anhebung der Hörqualität auf den AM-Bereichen, insbesondere auf Kurzwellen.

Grundlage der vorliegenden Erfindung - darauf sei nochmals hingewiesen - ist die frühere Erfindung des Anmelders, das erteilte Patent DE 40 38 405 C2 und die damit korrespondierende PCT/DE 91/00929.

Jener Erfindungsgegenstand soll nun in der hier beschriebenen Schaltungsanordnung derart weitergebildet werden, daß die Entstör-Kompensation mit einem minimalen Aufwand an Mischern und Filtern erfolgt, sowohl was deren Zahl als auch was entbehrliche Qualitätsansprüche an die Bauteile betrifft. Dies ist die Aufgabe, die es zu lösen galt.

Erfindungsgemäß wird die Entstörkompensation nach der Demodulation im niederfrequenten Bereich vorgenommen.

Dabei ist noch als Verbesserung vorgesehen: das Vorhandensein einer Regelschaltung zur Erzielung einer auch - bei grober Stationseinstellung (Einstellung des 1. Oszillators) absolut konstanten zweiten Zwischenfrequenz. Diese Konstanz hat den Zweck, der Grenzfrequenz des Einseitenband-Tiefpasses eine konstante relative Lage geben zu können, die dann so optimal gewählt werden kann, daß der bekannte Nachteil des Einseitenbandempfangs, die Dämpfung der Bässe, vermieden wird. Auch dies soll eine Maßnahme sein, dem Marktbedürfnis einer gesteigerten Hörqualität auf Kurzwellen zu entsprechen.

Gerätetechnische Verwirklichung

Es wird davon ausgegangen, daß der Empfänger ein Doppel-Superhet ist, beispielsweise mit einer 1. Zwischenfrequenz 40 MHz und einer 2. Zwischenfrequenz von 45 kHz. Nur Doppel-Superhets sind frei vom unerwünschten Empfang von Spiegelfrequenzen; hauptsächlich bei diesem Empfängertyp lohnt sich der Aufwand der Entstör-Kompensation.

Das Abschneiden des zweiten Seitenbandes im 2. ZF-Bereich geschieht mittels Tiefpaß. Theoretisch könnte man auch das Seitenband der anderen Seite mittels Hochpaß abschneiden. Im Rahmen der hier vorgeschlagenen Empfängerkonzeption sieht der Anmelder jedoch Vorteile in der Verwendung des Tiefpasses.

Die Demodulation erfolgt anschließend an den Einseitenband-Tiefpaß durch Produktdemodulation mittels des um 90° phasenverschobenen Trägers. Der Träger wird mittels einer als schmalbandiges Filter wirkenden PLL gewonnen. Diese Vorgehensweise liegt im Rahmen des Standes der Technik und wird unten noch erläutert.

In den nachstehenden Abschnitten wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen - aufeinander aufbauend - betrachtet:

• A) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation seitenbandüberlappender Nachbarsender, betrieben, wie vorstehend erwähnt, mit einer auf Konstanz geregelten 2. Zwischenfrequenz. Die auf Konstanz geregelte 2. Zwischenfrequenz hat den Zweck einer zuverlässig guten Wiedergabe der Bässe beim Einseitenbandempfang eines zweiseitenband-amplitudenmodulierten Senders. Es sei jedoch ausdrücklich darauf hingewiesen, daß die nachfolgend beschriebene Entstör-Kompensation nicht gebunden ist an eine solche Konstanz der 2. Zwischenfrequenz.
• B) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender gemäß A) mit der erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation der Seitenbandüberlappung eines Nachbarsenders oberhalb des Wunschsenderkanals oder unterhalb des Wunschsenderkanals.
  Dabei werden Varianten einer Entstör-Kompensation beschrieben: eine Variante B1 und eine Variante B2, wobei Letztere noch als B2a variiert werden kann;
• C) ein Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender gemäß A) und B1 oder gemäß A) und B2 oder gemäß A) und B2a, jedoch mit Entstör-Kompensation nicht bloß eines, sondern von bis zu 4 sich gegenseitig mit ihren Seitenbändern überlappenden frequenzbenachbarten Sendern oberhalb oder aber unterhalb des Wunschsenderkanals.

Es zeigen:

Fig. 1 eine prinzipielle Schaltungsanordnung eines Empfängerteils vom Antenneneingang bis zur zweiten Zwischenfrequenz als Einseitenband,

Fig. 2 die Lage eines gestörten und eines ungestörten Seitenbandes bezüglich der Zwischenfrequenz,

Fig. 3 das nach Filterung durch den Tiefpaß TP1 nach Fig. 1 verbleibende untere Seitenband,

Fig. 4 das niederfrequente Basisband W eines Wunschsenders als Ergebnis der Produktdemodulation mit einem Träger, der mittels einer PLL gewonnen und dann um 90° in der Phase verschoben worden ist,

Fig. 5 eine bekannte Schaltungsanordnung zur Gewinnung des in Fig. 4 gezeigten Ergebnisses,

Fig. 6 und 7 die Durchlaßkurve eines realen Tiefpasses und ein unteres und oberes Seitenband vor dem Durchgang durch den Tiefpaß,

Fig. 8 Schaltungsanordnung eines Funkempfängers zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation, und zwar hier mit einer auf Konstanz geregelten 2. Zwischenfrequenz,

Fig. 9 Schwingungsgemisch am Ausgang der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 in Seitenbanddarstellung,

Fig. 10 Schwingungsgemisch als Ergebnis einer erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation,

Fig. 11 ein Einseitenband als Ergebnis einer erfindungsgemäßen Entstör-Kompensation,

Fig. 12 das Ergebnis einer Multiplikation des Einseitenbandes nach Fig. 11 mit einer Sinusschwingung der Frequenz f_TD,

Fig. 13 eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung des ungestörten Basisbandes eines Wunschsenders,

Fig. 14a ein zu entstörendes Schwingungsgemisch W + D,

Fig. 14b das aus dem Schwingungsgemisch durch Multiplikation mit a cos 2π2f_TDt gewendete Schwingungsgemisch W*+ D* einschließlich eines oberen Mischproduktes,

Fig. 14c das durch Multiplikation mit a/2 reproduzierte ursprüngliche Schwingungsgemisch W + D,

Fig. 14d die Summe der Schwingungsgemische von Fig. 14b und 14c,

Fig. 14e als Endergebnis der Vorgänge nach den Fig. 14a bis 14d das vom oberen Mischprodukt und von W* befreite Basisband W,

Fig. 15 Schaltungsanordnung zur Durchführung der Schritte nach den Fig. 14a bis 14e,

Fig. 16 eine weitere Variante einer Entstör-Kompensation und

Fig. 17 Schaltungsanordnung eines entstörten Funkempfängers zum Empfang von vier sich gegenseitig überlappenden Zweiseitenband-Sendern.

A) Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation

Fig. 1 zeigt eine prinzipielle Schaltungsanordnung eines Empfängerteils vom Antenneneingang bis zur zweiten Zwischenfrequenz als Einseitenband; auf dieser Schaltungsanordnung bauen die nachfolgenden Erfindungsgedanken auf.

Das dargestellte Prinzip dieses Empfängerteils entspricht weitgehend dem Stand der Technik.

Die angegebenen Zwischenfrequenzen sind nur als Beispiele aufzufassen; es können auch andere sein. Der Empfänger umfaßt zweckmäßigerweise (mit Reservezuschlägen) einen AM-Frequenzbereich von 140 kHz bis 30 MHz.

Die Bandbreite eines Bandpasses BP1 ist hier im Beispiel mit Rücksicht auf die im nachfolgenden Empfängerteil stattfindende Entstör-Kompensation in der Größe von 90 kHz gewählt, nämlich so, daß darin zusätzlich zum zu empfangenden Wunsch-Einseitenband die Zweiseitenbänder von vier ins Auge gefaßten frequenzhöheren und von vier ins Auge gefaßten frequenzniedrigeren Nachbarsendern, die gegebenenfalls stören und sich gleichzeitig gegenseitig stören könnten, mit Reserve Platz haben:

2 (4 · 9 kHz + 4,5 kHz Wunsch-EB + 4,5 kHz Reserve) = 90 kHz

Dabei ist das Frequenzraster 9 kHz des Mittel- und Langwellenbereichs zugrundegelegt. Auf Kurzwelle besteht ein engeres Frequenzraster. Generell international vereinbart ist dort ein Trägerfrequenzabstand von 5 kHz. In einer analogen Überlegung würde hier eine Bandbreite von 50 kHz ausreichen. Der Einheitlichkeit halber bleiben wir bei 90 kHz für den gesamten AM-Bereich.

Ein auf zwei verschiedene Frequenzen umschaltbarer Oszillator O2 dient dazu, das obere oder das untere Seitenband zu wählen. Schaltet man hier im Beispiel die Oszillatorfrequenz 40 045 kHz ein, so empfängt man - nach zweiter Mischung und Demodulation im noch zu besprechenden weiteren Empfängerteil - das obere Seitenband des hochfrequenten Signals. Mit "hochfrequent" ist dabei das Signal bezeichnet, wie es auf die Antenne trifft. Schaltet man die Oszillatorfrequenz 39 955 kHz ein, so empfängt man das untere Seitenband des hochfrequenten Signals.

Das untere Seitenband befindet sich auf dem hochfrequenten Übertragungsweg zwar in Kehrlage. Durch die Frequenzumsetzung mittels der beiden Mischungen in Verbindung mit der Tatsache, daß das Filter nach dem Mischer Mi2 ein Tiefpaß TP1 und kein Hochpaß ist, erscheint es jedoch nach der Demodulation in der erwünschten Regellage.

Nachfolgend wird zunächst der Fall betrachtet, daß ein Seitenband durch Seitenbandüberlappung des Nachbarsenders gestört ist, das andere nicht. Durch Einschalten der jeweils geeigneten 2. Oszillatorfrequenz (39 955 kHz oder aber 40 045 kHz) kann man es immer so einrichten, daß das gestörte Seitenband oberhalb der 2. Zwischenfrequenz 45 kHz liegt, das ungestörte unterhalb (Fig. 2).

Der Tiefpaß TP1 hat eine hohe Flankensteilheit. Durch ihn wird das obere Seitenband abgetrennt (Fig. 3). Mit "hoher Flankensteilheit" ist die bei Einseitenbandempfang übliche Flankensteilheit gemeint.

Mit dem durch die PLL gewonnenen Träger, den man zuvor um 90° in der Phase verschiebt, wird sodann synchron demoduliert. Ergebnis ist das gewünschte niederfrequente Basisband W des Wunschsenders (Fig. 4).

Dieser Vorgang wird entsprechend dem Stand der Technik mit den Bauteilen von Fig. 5 verwirklicht, nämlich mit dem Tiefpaß TP1 von Fig. 1, einer PLL, die wir PLLF1 nennen wollen, weil sie als Filter dient, und einem Phasenschieber P1. Der PLLF geben wir die Lfd. Nr. 1, weil uns später eine weitere PLLF begegnet. Die Ausgangsschwingungen von TP1 und PLLF1, das zwischenfrequente Einseitenband einerseits und die gewonnene zwischenfrequente Trägerschwingung des Wunschsenders andererseits, die zuvor im Phasenschieber P1 um 90° phasenverschoben wird, gehen sodann zwecks Demodulation in einen Mischer Mi3. Die gemäß dem Stand der Technik vorgenommene Phasenverschiebung des zur Produktdemodulation benutzten Trägers um 90° hat den Sinn, bei der Demodulation einen kleinen Klirrfaktor zu erzielen. Durch die 90° Phasenverschiebung wird eine Abtastung der Spannungsmaxima des aus TP1 herauskommenden Einseitenband-Signals erreicht, äquivalent einer Spitzenwertgleichrichtung. Der Mischer Mi3 ist gefolgt von einem Tiefpaß TP2, der die in den NF-Bereich frequenzumgesetzten, nicht-überlappenden Nachbar-Zweiseitenbandschwingungen (in Fig. 4 schraffiert) von den Niederfrequenzen des Wunschsenders W abtrennt.

Fig. 2 und 3 sind eine vergröberte Darstellung der Wirklichkeit. Zum einen beginnen die Seitenbänder nicht bei 45,0 kHz, sondern jeweils etwas nach bzw. etwas vor der nominellen Zwischenfrequenz 45,0 kHz. Bei Sprache beginnt das Basisband bekanntlich bei 300 Hz (Telefonqualität), bei hochwertiger Musikübertragung beginnt das Basisband bei 27,5 Hz (tiefster Klavierton). Von entsprechender Größe sind bei einem zweiseitenband-amplitudenmodulierten Signal die Lücken zwischen oberem und unterem Seitenband, 2×300 Hz bei Sprache, 2× 27,5 Hz bei Musik. Zum anderen hat der Tiefpaß TP1 keine stufenförmige Durchlaßkurve mit senkrechtem Abfall, sondern eine Flanke endlicher Steilheit, welche S-förmig verläuft.

Der abfallende Teil der Durchlaßkurve von Tiefpässen üblichen Aufwandes in der Gegend von 45 kHz ist breiter als 2 × 27,5 Hz, d. h. breiter als die für ungeschmälerte Musikwiedergabe erforderliche Lücke. Fig. 6 und Fig. 7 zeigen die Problematik.

Gesetzt den Fall, man wollte das Frequenzband bei 45,0 kHz abschneiden, so würde sich das Bild von Fig. 6 ergeben, in welches die prinzipielle Durchlaßkurve eines Tiefpasses symbolisch und schematisiert eingezeichnet ist. ("symbolisch" soll heißen: Der Verfasser ist sich bewußt, daß eine Seitenbanddarstellung nach Art der Frequenzpläne keine Spektraldarstellung der Seitenbänder ist. In Anbetracht der didaktischen Prägnanz dieser Darstellung wird der Leser um Toleranz gebeten.)

Wie man in Fig. 6 sieht, würde ein Teil der Bässe weggeschnitten oder gedämpft. Will man diesen für hochwertige Musikwiedergabe unerwünschten Effekt vermeiden, so muß man die Grenzfrequenz des Tiefpasses auf die andere Seite verlegen, also bereits in das andere Seitenband hinein (s. dies in Fig. 7).

Das wiederum hat zur Folge, daß man die Bässe der anderen Seite mit in den Durchlaßbereich hineinbekommt. Für eine (im Sinne des Klirrfaktors) verzerrungsfreie Demodulation ist das Einfangen der Bässe des anderen Seitenbandes zwar bedeutungslos, da synchron demoduliert wird. Bezüglich einer unerwünschten Dämpfung der Bässe kann jedoch, da mit einem 90°-phasenverschobenen Träger produktdemoduliert wird, je nach Phasenverlauf des Tiefpasses der Fall eintreten, daß das Demodulationsprodukt des restlichen oberen Seitenbandes und das Demodulationsprodukt des unteren Seitenbandes sich im Bereich der Bässe mit entgegengesetzten Vorzeichen addieren, dadurch sich erheblich dämpfen, im Extremfall sogar auslöschen.

Es gibt daher eine optimale Lage der Zwischenfrequenz gegenüber der Grenzfrequenz des Tiefpasses, eine optimale Differenz "Grenzfrequenz des Tiefpasses minus nominelle Zwischenfrequenz". Das Optimum kann eine positive Differenz, eine negative Differenz oder Null sein und hängt vom Dämpfungs- und Phasenverlauf des gewählten Tiefpasses ab, den man natürlich "baßfreundlich" gestalten wird. Dennoch gibt es diese beim Empfang zu beachtende, optimale Frequenzdifferenz als eine feste Größe des gefertigten Empfängers. Wir nennen diese Größe nachstehend "optimale Tiefpaßverstimmung".

Bei Kurzwellensendern beginnt das Tonfrequenzspektrum im allgemeinen erst bei 200 Hz. Die oben geschilderte Problematik der zu vermeidenden Dämpfung der Bässe verliert zwar dadurch etwas an Schärfe. Im Hinblick auf gesteigerte Ansprüche der Zukunft wird hier dennoch der Vorschlag einer optimalen Tiefpaßverstimmung gemacht.

Diese optimale Tiefpaßverstimmung kann theoretisch auf folgenden Wegen erreicht werden:

• 1) Die Abstimmung des Oszillators O1 wird stetig und fein ausgebildet und erfolgt nach Gehör an einem Drehknopf.
• 2) Die Abstimmung des Oszillators O1 erfolgt relativ grob mit einem durch Tasten bedienbaren Frequenzsynthesizer, enthält aber eine Feinabstimmung, mittels eines Drehknopfes, der nach Gehör bedient wird.
• 3) Der Tiefpaß TP1 erhält eine von Hand abstimmbare Grenzfrequenz, die nach Gehör abgestimmt wird.
• 4) Mittels einer Regelschaltung wird bewirkt, daß der Träger des jeweiligen Wunschsenders immer genau auf der für den Empfänger gewählten 2. Zwischenfrequenz liegt, hier im Beispiel auf genau 45,0 kHz, so daß der Tiefpaß TP1 gemäß der festliegenden und nie schwankenden Zwischenfrequenz dimensioniert und dessen Grenzfrequenz bei der Fertigung gemäß der optimalen Tiefpaßverstimmung fest eingestellt werden kann. Die optimale Tiefpaßverstimmung wird man so wählen, daß die Baßwiedergabe zufriedenstellend ist - maximal so, daß mögliche Seitenbandüberlappungen nächster frequenzhöherer Nachbarsender (sofern sie überhaupt nennenswert oft in den Baßbereich gelangen) nur im Ausnahmefall in den Durchlaßbereich des Tiefpasses TP1 hineinragen. Diese Lösung soll in der hier beschriebenen Funkempfängerschaltung als verwirklicht gelten.

Fig. 8 zeigt in diesem Sinne die vollständige Schaltungsanordnung eines Funkempfängers zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender ohne Entstör-Kompensation.

In der Fig. 8 oben rechts erkennt man die aus Fig. 5 übernommene Demodulationsschaltung. Etwa erforderliche Verstärker (über den hochfrequenten Eingangsverstärker hinaus) sind in die Schaltung nicht eingezeichnet, da es hier nur um die Darstellung des Prinzips geht.

Eingezeichnet ist jedoch eine Regeleinrichtung Re, welche die 2. Zwischenfrequenz konstant hält und damit die oben erläuterte optimale Tiefpaßverstimmung gewährleistet, den optimalen Wert von "Grenzfrequenz des Tiefpasses minus nomineller Zwischenfrequenz".

Fig. 8 unterscheidet sich von Fig. 1 dadurch, daß der umschaltbare Oszillator (von Fig. 1) mit den beiden festen Frequenzen 40 045 kHz und 39 955 kHz in Fig. 8 ersetzt ist durch einen spannungsgeregelten Oszillator VCO, welcher umschaltbar ist auf zwei Leerlauffrequenzen 40 045 kHz und 39 955 kHz. Die Regelspannung für den VCO wird von einer Regeleinrichtung Re geliefert.

Die Regeleinrichtung Re sei gemäß dem Stand der Technik aufgebaut.

Wir betrachten nun B) einen Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender mit Entstör-Kompensation der Seitenbandüberlappung eines frequenzbenachbarten Senders.

Das aus Mi3 von Fig. 8 herauskommende Schwingungsgemisch bietet in Seitenbanddarstellung das in Fig. 9 dargestellte Bild. Erwartungsgemäß finden wir - als Ergebnis der Demodulation durch Mi3 - das erwünschte Basisband des Wunschsenders W in der für das menschliche Ohr richtigen Frequenzlage vor.

In seinen oberen Frequenzen ist es jedoch gestört durch das überlappende Seitenband des Frequenznachbarn D. Dieses überlappende Band gilt es zu beseitigen, und zwar nicht gemäß dem Stand der Technik durch Beschneidung des Basisbandes, sondern erfindungsgemäß, indem das obere Seitenband des Störsenders D, welches wir als ungestört voraussetzen, dazu benutzt wird, das störende untere Seitenband von D durch negative Überlagerung zu löschen.

"Negative Überlagerung" bedeutet: Wenden der Zweiseitenbandschwingung D und anschließendes Addieren der gewendeten Zweiseitenbandschwingung in exakt der gleichen Größe und Phase mit negativem Vorzeichen zu D. Dadurch wird der Störer D ausgelöscht.

Um es nochmals zu betonen: Hier in Abschnitt B liegt - im Gegensatz zu dem Sachverhalt, der in Abschnitt C behandelt wird - der einfache Fall vor, daß das obere Seitenband von D seinerseits nicht gestört ist, d. h. nicht störend überlappt vom unteren Seitenband des nächsten frequenzhöheren Senders. Der kompliziertere Fall, daß auch das obere Seitenband von D gestört ist und seinerseits entstört werden muß, wird unten in Abschnitt C behandelt.

Bevor die Operation der Löschung vorgenommen werden kann, müssen die Schwingungen, welche oberhalb des ungestörten oberen Seitenbandes von D existieren (in Fig. 9 schraffiert) durch den Tiefpaß TP2 abgeschnitten werden. Im Gegensatz zu dem Tiefpaß TP2 der Fig. 5, der lediglich das NF-Band des empfangenen Wunschsenders C an seinem natürlichen oberen Ende abschneidet, schneidet der Tiefpaß TP2 bei dem jetzt behandelten Fall die Frequenzen oberhalb des oberen Seitenbandes von D ab. An die Stelle der durch Demodulation gewonnenen Niederfrequenz des Wunschsenders, NF=W, ist jetzt eine um den Störer D erweiterte "Niederfrequenz" W + D getreten.

Bei der Variante B1 der Entstör-Kompensation geschieht das Löschen dadurch, daß das Schwingungsgemisch W + D mit einer Sinusschwingung multipliziert wird, deren Frequenz gleich der Trägerfrequenz f_TD von D ist, deren Phase aber gegenüber der Trägerschwingung um 90° verschoben ist. Ergebnis ist das in Fig. 10 dargestellte Schwingungsgemisch.

Wie man erkennt, entstehen ein oberes und ein unteres Mischprodukt. Beim unteren Mischprodukt löschen sich die Seitenbänder von D auf folgende Weise gegenseitig aus:

Die Trägerfrequenz f_TD des Störers wird in die Frequenz Null abgebildet, das obere Seitenband des Störers wird von Null an aufwärts abgebildet, das untere Seitenband des Störers aber in den Bereich mathematisch negativer Frequenzen. Da es in der physikalischen Wirklichkeit negative Frequenzen nicht gibt, erscheint das untere Seitenband ebenfalls von Null an aufwärts, dort aber, gemäß der trigonometrischen Formel sin (-α) = -sinα, mit einem Vorzeichen, das dem des abgebildeten oberen Seitenbandes entgegengesetzt ist. Somit löschen sich die beiden Seitenbänder dort gegenseitig aus. Das ebenfalls in den Bereich mathematisch negativer Frequenzen geratende Wunschband W erfährt, in den positiven Frequenzbereich gespiegelt, eine Vorzeichenumkehr, existiert aber weiter - als Einseitenband in Kehrlage und um die Frequenz f_TD frequenzaufwärts versetzt. Was aber das Entscheidende ist: Dieses Band ist von keiner Seite her überlappt. An das Band schließt sich in Richtung höherer Frequenzen ein frequenzversetztes Schwingungsgemisch W + D als oberes Mischprodukt an. Letzteres wird durch einen Tiefpaß mit der Grenzfrequenz f_TD abgetrennt. Fig. 11 zeigt das Ergebnis.

Dieses Einseitenband wird nun erneut mit der bereits oben verwendeten Sinusschwingung der Frequenz f_TD multipliziert - man kann auch sagen: demoduliert. Das Ergebnis ist in Fig. 12 zu sehen.

Das dabei entstehende frequenzobere Mischprodukt sperrt man wiederum mit einem Tiefpaß der Grenzfrequenz f_TD aus. Endergebnis ist das ungestörte Basisband W des Wunschsenders.

Die geschilderten Vorgänge werden mit der in Fig. 13 dargestellten Schaltungsanordnung verwirklicht. Eine dort eingezeichnete PLLF2, gefolgt von einem Phasenschieber P2, liefert die zum Abwärtsmischen erforderliche Cosinusschwingung, wie anhand von Fig. 10 beschrieben. Das Mischen, als Multiplikation gedacht, findet in einem Mischer Mi4 statt, der mit einem Tiefpaß TP3* verbunden ist. Die gleiche Cosinusschwingung wird dazu benutzt, in einem multiplizierenden Mischer Mi5, der mit einem Tiefpaß TP3 verbunden ist, das Einseitenband der Fig. 11, das aus TP2 herauskommt, zu demodulieren: Hinter TP3 erscheint das entstörte Basisband des Wunschsenders W. Die Tiefpässe TP3 und TP3* sind baugleich und haben die gleiche Grenzfrequenz f_TD.

Bei der Variante B2 der Entstör-Kompensation geschieht das Löschen dadurch, daß das Schwingungsgemisch W + D mit einer Schwingung

a cos 2π2f_TDt + a/2

multipliziert wird. Dieser Formelausdruck repräsentiert eine Schwingung, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des Störers D eine Cosinusschwingung doppelter Frequenz darstellt, und begleitet wird von einem Gleichanteil, der halb so groß ist wie die Amplitude dieser Cosinusschwingung.

Kern des Verfahrens ist die Tatsache, daß man ein Schwingungsspektrum um eine ins Auge gefaßte Frequenz wenden kann, indem man es mit einer Cosinusschwingung der doppelten Frequenz multipliziert, d. h. mit einer Sinusschwingung, deren Frequenz gegenüber der ins Auge gefaßten Frequenz doppelt so hoch ist und die gegenüber der Schwingung, wie sie im Spektrum bei der ins Auge gefaßten Frequenz besteht, um +90° phasenverschoben ist. Das Spektrum erscheint dann um die ins Auge gefaßte Frequenz gewendet und zwar unter Vorzeichenumkehr (wobei diese Aussage für das frequenzuntere Mischprodukt gilt; das frequenzobere wird aus der Schwingungsverarbeitung ausgesperrt, beispielsweise durch Tiefpaß).

Die Multiplikation mit einer Cosinusschwingung der doppelten Trägerfrequenz des Störers D ergibt somit als frequenzunteres Mischprodukt ein um die Trägerfrequenz f_TD des Störers gewendetes Frequenzspektrum entgegengesetzten Vorzeichens.

Die Multiplikation des Schwingungsgemisches W + D mit dem Gleichanteil a/2 ergibt hingegen eine Reproduktion des Schwingungsgemisches W + D.

Die Addition der beiden Multiplikationsergebnisse stellt physikalisch die additive Überlagerung zweier Schwingungsgemische dar, nämlich eines reproduzierten Schwingungsgemisches W + D und eines durch Wenden aus W + D hervorgegangenen Schwingungsgemisches entgegengesetzten Vorzeichens. Durch die Addition wird die Störschwingung D ausgelöscht und das Basisband W des Wunschsenders bleibt übrig. Das ist das Prinzip.

Daneben entsteht durch die Multiplikation ein frequenzoberes Mischprodukt, das aber unwesentlich ist und durch einen Tiefpaß ausgesperrt wird. Beabsichtigt man weitergehende Schwingungsverarbeitungen gemäß Abschnitt C, so ist das Aussperren durch Tiefpaß ein Muß. Fig. 14 (a bis e) zeigt die Vorgänge anschaulich:

Fig. 14a das zu entstörende Schwingungsgemisch W + D;

Fig. 14b das daraus durch Multiplikation mit a cos 2π2f_TDt gewendete Schwingungsgemisch W* + D* einschließlich des unwesentlichen oberen Mischproduktes;

Fig. 14c das durch Multiplikation mit a/2 reproduzierte ursprüngliche Schwingungsgemisch W + D;

Fig. 14d die Summe der Schwingungsgemische von 14b und 14c. Man erkennt die Löschung: D existiert nicht mehr;

Fig. 14e das Endergebnis: das Basisband W, nunmehr durch Tiefpaß auch noch befreit vom oberen Mischprodukt und von W*.

Die geschilderten Vorgänge kann man auch mathematisch behandeln. Die formelmäßige Darstellung ist zwar elementar, ist aber in der Schreibweise sehr schwülstig, ohne zu tieferen Einsichten zu führen. Deshalb wurde hier der anschaulichen Seitenbanddarstellung nach Art der Frequenzpläne der Vorzug gegeben.

Wesentlich ist der Faktor 1/2, den der Gleichanteil a/2 im Gegensatz zur Amplitude a trägt. Mit diesem hat es folgende Bewandtnis: Multipliziert man ein Schwingungsgemisch mit einer Sinusschwingung, entsteht bekanntlich ein oberes und ein unteres Mischprodukt, deren jedes den Faktor 1/2 aufweist gemäß der grundlegenden trigonometrischen Formel

sin α · sin β = -1/2 cos (α + β) + 1/2 cos (α - β).

Multipliziert man hingegen ein Schwingungsgemisch mit einem Gleichanteil, tritt dieser Faktor 1/2 nicht auf. Zum Zwecke der Kompensation muß der Gleichanteil daher halbiert werden.

Zurück zu Fig. 14a bis e. Durch die zerpflückende ausführliche Behandlung dort könnte der Eindruck entstanden sein, als ob die Variante B2 kompliziert wäre. Dies ist nicht der Fall. Die Entstörung besteht in der einfachen Multiplikation der durch D gestörten Niederfrequenz W + D mit a cos 2π2f_TDt + a/2.

Entsprechend einfach ist auch die Entstöreinrichtung, deren Schaltanordnung Fig. 15 zeigt.

In Anwendung der trigonometrischen Formel cos²α = 1/2 cos 2α + 1/2 stellt man die Funktion a cos 2π 2f_TDt + a/2 mittels einer Reihenschaltung folgender Schaltglieder her: Mit einer PLL (hier auch als PLLF2 bezeichnet) wird die Trägerschwingung eines Störers D gewonnen. Die PLLF2 ist so dimensioniert bzw. eingestellt, daß ihre Mittenfrequenz etwa auf der Trägerfrequenz f_TD der Stör-Zweiseitenbandschwingung D liegt, wobei mit "Trägerfrequenz" die in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Trägerfrequenz der Stör-Zweiseitenbandschwingung gemeint ist. Bei einem üblichen Frequenzraster von 9 kHz liegt sie also bei 9 kHz; bei einem Frequenzraster von 5 kHz bei 5 kHz. Die PLLF2 liefert frequenz- und phasengenau die Trägerschwingung der Stör-Zweiseitenbandschwingung. Für die nachfolgenden Betrachtungen wollen wir sie der Phase nach als Sinusschwingung ansehen. Diese wird im Phasenschieber P2 um + 90° phasenverschoben und wird dadurch zur Cosinusschwingung. In einem Quadrierer Q wird sie quadriert. Die Phasenverschiebung um 90° vor der Quadrierung ist notwendig, damit nach der Quadrierung der Gleichanteil mit richtigem, nämlich mit positivem Vorzeichen erscheint. Hinter Q existiert sodann die Schwingung a cos 2π 2f_TDt + a, deren Gleichanteil anschließend durch einen Abschwächer A= halbiert wird. Der Abschwächer kann verwirklicht werden mit einem recht einfachen Vierpol, der bei der Frequenz Null die doppelte Durchlaßdämpfung hat als bei der Trägerfrequenz f_TD und der bei der Frequenz f_TD die Phasendrehung Null aufweist.

Das Abschwächen wird abgleichbar gemacht, damit die Halbierung genau eingestellt werden kann. Der Abgleich ist nur einmal bei der Fertigung erforderlich. Ein bedeutsamer Nebeneffekt des Abgleichs besteht darin, daß man damit auch die Ungenauigkeiten, mit der der Quadrierer und der Mischer die mathematischen Operationen Quadrieren und Multiplizieren vornehmen, voll ausgleichen kann.

Der mit Fig. 14a bis e beschriebene Vorgang mit seiner Verwirklichung gemäß Schaltanordnung in Fig. 15 entspricht der PCT-Anmeldung der früheren Erfindung des Anmelders und zwar der in der dortigen Fig. 7 beschriebenen Störbefreiungsmethode, hier nun jedoch angewandt auf Entstör-Kompensation im niederfrequenten Bereich.

Bei manchen Empfängerschaltungen kann es wünschenswert sein, daß keine Gleichspannung verarbeitet wird (z. B. bei einer gewünschten Potentialtrennung). Hierfür kann man sich die trigonometrische Formel

3 cos² α- sin² α= 2 cos 2α + 1

zunutze machen. (Diese entsteht, wenn man die Formel

cos² α= 1/2 cos 2α + 1/2

mit der Formel

cos² α + sin²α = 1

vereinigt.)

Indem man diese Formel durch 3 dividiert, kann man sie zunächst schreiben:

cos²α - 1/3 sin²α= 2/3 cos2α + 1/3.

Indem man α = 2πf_TDt darin einsetzt, wird daraus

cos²2πf_TDt - 1/3 sin²2πf_TDt = 2/3 cos²πf_TDt + 1/3.

Multipliziert man die beiden Seiten dieser Gleichung, die zunächst nichts anderes ist als eine mathematische Beziehung, mit einer konstanten physikalischen Größe b, beispielsweise einer Spannung, so wird aus der Gleichung eine Aussage über physikalische Schwingungen, aus der man ein Rezept für die Verarbeitung von Schwingungen herleiten kann, nämlich:
b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt = 2/3 b cos 2π2f_Dtt + b/3.

Auf der rechten Seite der Gleichung finden wir eine Cosinusschwingung der doppelten Trägerfrequenz des Störers mit der Amplitude 2/3 b begleitet von einem Gleichanteil b/3, der, wie wir feststellen, die Hälfte der Amplitude 2/3 b beträgt. Da es auf absolute Werte nicht ankommt, sondern bei der Entstör-Kompensation nur auf das Verhältnis 1 : 2 des Gleichanteils gegenüber der Amplitude der Cosinusschwingung doppelter Trägerfrequenz des Störers D, kommen wir zu folgender Erkenntnis, die wir nutzen können:

Die Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt ist der Funktion a cos 2π2f_TDt + a/2 gleichwertig. Erzeugt man sie in einer entsprechenden Schaltung - die leicht zu verwirklichen ist - kann man damit dieselbe Entstör-Kompensation betreiben wie mit der Entstör-Kompensation mit a cos 2π2f_TDt + a/2, die wir als Entstör-Kompensations-Variante B2 bezeichnet hatten. Die Entstör-Kompensation mit der beschriebenen äquivalenten Funktion wollen wir als Entstör-Kompensations-Variante B2a bezeichnen. In Fig. 16 ist sie dargestellt.

Die PLLF2 liefert wie bei Variante B2 die Trägerschwingung des Störers D, die wir als Sinusschwingung auffassen wollen.

Sodann gabelt sich der Pfad. Im oberen wird durch den Phasenschieber P2 eine Cosinusschwingung daraus gemacht, die in einem anschließenden Quadrierer Q1 quadriert wird. Das Quadrierergebnis geht auf einen Summationspunkt S. Im unteren Pfad läßt man die Sinusschwingung bestehen, die sodann in einem Quadrierer Q2 quadriert wird. Das Quadrierergebnis wird im sich anschließenden Abschwächer A_1/3 auf 1/3 abgeschwächt und wird dann mit negativem Vorzeichen auf den Summationspunkt S gegeben.

Auch hier spielt der Abschwächer, wenn auch anders geartet, eine wesentliche Rolle. Er dient dazu, das Quadrierergebnis b sin²2πf_TDt, das aus den Quadrierer Q2 herauskommt, auf ein Drittel abzuschwächen, also auf b/3 sin²2πf_TD, so wie es in der Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt gebraucht wird.

Wie man sieht, sind in Fig. 16 (Entstör-Kompensationsvariante B2a), verglichen mit der Entstör-Kompensationsvariante B2 in Fig. 15, zwei Quadrierer statt einem erforderlich. Es entfällt jedoch der Abschwächer des Gleichanteils. Dafür ist ein Abschwächer für die Schwingung b sin²2πf_TDt notwendig. Dieser ist aber sehr einfach aufgebaut; es genügt beispielsweise ein Ohmscher Spannungsteiler, den man aus den oben schon geschilderten Gründen auch abgleichbar machen wird.

Wir fassen zusammen:
Erweist sich das als Einseitenband selektierte und anschließend demodulierte Seitenband eines Wunschsenders als überlappt und damit gestört von dem Seitenband eines unmittelbar frequenzbenachbarten Senders, so kann das gestörte demodulierte Seitenband nach einem der oben genannten Entstör-Kompensations-Verfahren B1 oder aber B2 oder aber B2a entstört werden, die in den Abbildungen Fig. 13, 15 und 16 als Schaltungsanordnung verwirklicht dargestellt sind.

Die verwendete Schaltungsanordnung (Fig. 13 oder 15 oder 16) schließt sich unmittelbar an die Schaltungsanordnung Fig. 8 als weiterer Empfängerteil an, nämlich als Entstöreinrichtung.

Der Exaktheit halber weisen wir auf eine Einschränkung hin, die für die hier beschriebene Erfindung gilt. Mit den Mitteln der Erfindung ist nur eine Entstörung möglich, solange die Überlappung des störenden Nachbarseitenbandes nicht über die Trägerfrequenz des Wunschsenders hinausreicht. Diese Einschränkung ist auch in der früheren Erfindung, von der die hier vorliegende eine Weiterentwicklung und die Verwirklichung als Vorrichtung darstellt, zum Ausdruck gebracht.

Was macht man nun, wenn der Störer D in seinem zur Entstör-Kompensation benötigten zweiten Seitenband selber gestört ist von einem Störer E - und womöglich dieser gestört von einem Störer F und dieser wiederum von einem Störer G? Dieser Fall ist im nächsten Abschnitt C behandelt.

Wir betrachten nun
C) einen Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender mit einer Entstör-Kompensation von bis zu 4 sich gegenseitig mit ihren Seitenbändern überlappenden frequenzbenachbarten Sendern oberhalb oder aber unterhalb des Wunschsenderkanals.

Die Zahl 4 sich gegenseitig überlappender und dadurch sich gegenseitig störender Zweiseitenband-Sender ist an sich eine Übertreibung. In der Regel sind es weniger frequenzbenachbarte Sender, deren Seitenbänder sich überlappen. Dennoch werden hier 4 ins Auge gefaßt, um die Leistungsfähigkeit (mit relativ einfachen Mitteln) und sogar Unbegrenztheit des Verfahrens zu demonstrieren.

In Fig. 17 ist ein solch entstörter Funkempfänger als Schaltungsanordnung dargestellt. Der Signalverlauf geht von oben nach unten. Ein Empfänger ohne Entstöreinrichtung Em (gemäß Abschnitt A und Fig. 8) liefert an seinem Ausgang das Schwingungsgemisch W + D + E + F + G. D, E, F, G seien die sich gegenseitig überlappenden Störer. Der Tiefpaß TP2 im Ausgang sei regelbar und so eingestellt, daß das gesamte Schwingungsgemisch W + D + E + F + G von ihm durchgelassen wird, aber scharf hinter dem oberen Seitenband von G abgeschnitten wird. Das Schwingungsgemisch W + D + E + F + G ist rechts neben dem Ausgang von Em in Seitenbanddarstellung abgebildet. Man erkennt, daß die Zweiseitenbandschwingungen D + E + F + G beidseitig überlappt sind mit Ausnahme der frequenzobersten, G, deren oberes Seitenband frei ist von einer Überlappung. Hier nimmt das erfindungsgemäße Verfahren der fortgesetzten Entstör-Kompensation seinen Anfang. W + D + E + F + G geht in die Entstöreinrichtung E1 hinein.

In einer Entstöreinrichtung E1 wird das F störende Zweiseitenband G mittels seines oberen, ungestörten Seitenbandes ausgelöscht. Aus E1 kommt folglich das Schwingungsgemisch W + D + E + F heraus. Dieses ist befreit von G; gleichzeitig ist nun F eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberem Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 17 rechts daneben).

W + D + E + F geht nun in E2 hinein. In E2 wird das E störende Zweiseitenband F mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E2 kommt folglich das Schwingungsgemisch W + D + E heraus. Dieses ist befreit von F; gleichzeitig ist nun E eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberen Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 17 rechts daneben).

W + D + E geht nun in E3 hinein. In E3 wird das D störende Zweiseitenband E mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E3 kommt folglich das Schwingungsgemisch W + D heraus. Dieses ist befreit von E; gleichzeitig ist nun D eine Zweiseitenbandschwingung mit ungestörtem oberen Seitenband (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 17 rechts daneben).

W + D geht nun in E4 hinein. In E4 wird das W störende Zweiseitenband D mittels seines oberen, ungestörten Seitenbands ausgelöscht. Aus E4 kommt folglich das ungestörte Basisband W des Wunschsenders heraus (s. die Seitenbanddarstellung in Fig. 17 rechts daneben).

Die Schaltungsanordnung ist also so ausgelegt, als wenn 4 Störer D, E, F, G in folgendem Sinne vorhanden wären:
G überlappt F, F überlappt E, E überlappt D und D überlappt den Wunschsender.

Der Betrachter der Schaltungsanordnung wird daher die Frage stellen, wie man entstört, wenn eine der Zweiseitenbandschwingungen D, E, F von dem frequenzhöheren Nachbarn nicht überlappt wird.

Antwort: Darüber kann man sich wegen der verringerten Zahl notwendiger Entstör-Kompensationen an sich freuen. Dann ist das nicht überlappte obere Seitenband dieser Zweiseitenbandschwingung schon das erste, das der Empfänger in der Reihenfolge der Entstör-Kompensation zum Wenden und negativ Addieren nimmt. Das bedeutet aber, daß man oberhalb dieses Seitenbandes das Frequenzband mittels Tiefpaß abschneiden muß. Hierzu dient der Tiefpaß TP2 des Empfängers ohne Entstöreinrichtung Em in Fig. 17 oben. Dieser Tiefpaß ist von Hand einstellbar. Er ist bei der Bedienung des Empfängers so einzustellen, wie man auch sonst einen Bandbreite-Einsteller bedient - nach Gehör, bis der Empfang klar ist. Der Tiefpaß sollte stetig einstellbar sein im Bereich 2,5 bis 45 kHz.

Zum Verständnis erinnern wir an folgendes:
Der Tiefpaß TP2 hatte beim oben beschriebenen Empfänger A (ohne Entstör-Kompensation, d. h. ohne Störer) die Aufgabe, das demodulierte Einseitenband-Schwingungsgemisch W des Wunschsenders an seinem oberen Ende abzuschneiden; denn das, was danach kommt, sind frequenzumgesetzte Zweiseitenbandschwingungen der Nachbarkanäle. Beim Empfänger B (für einen und nur einen Störer) hatte TP2 entsprechend die Aufgabe, oberhalb der um den Störer D erweiterten "Niederfrequenz W + D das Frequenzband abzuschneiden.

Hier beim Empfänger C hat TP2 jetzt je nach Fall die Aufgabe, oberhalb W oder oberhalb W + D oder oberhalb W + D + E oder oberhalb W + D + E + F oder oberhalb W + D + E + F + G das Frequenzband abzuschneiden. "Oberhalb" heißt dabei: mit hoher Flankensteilheit und genau am Ende des oberen Seitenbandes der obersten Zweiseitenbandschwingung der alternativ genannten Summen der sich gegenseitig überlappenden Zweiseitenbänder, und zwar bei derjenigen der genannten Summen, deren oberstes Seitenband frei ist von Überlappung.

Das Abschneiden ist notwendig; sonst werden beim Wenden Schwingungen eingeschleppt", die oberhalb des ersten nicht-überlappten oberen Seitenbandes liegen.

Die Tiefpässe TP3 bis TP6 der Entstöreinrichtungen E1 bis E4 sind fest eingestellte Tiefpässe. Sie werden bei der Fertigung einmalig eingestellt oder sind für ihren Festwert dimensioniert, nämlich:
bei einem Kanalraster 9 kHz: auf 36 kHz, 27 kHz, 18 kHz, 9 kHz;
bei einem Kanalraster 5 kHz: auf 20 kHz, 15 kHz, 10 kHz, 5 kHz.

Ihr Abgleich bei der Fertigung ist unkritisch. Näheres s. in der Erfindungsbeschreibung des Patentes P 40 38 405 C2 und der korrespondierenden PCT-Anmeldung PCT/DE 91/00929.

Die Entstöreinrichtung E4 ist voll identisch mit derjenigen für eine Störbefreiung von nur einem Störer, also voll identisch mit einer der Varianten B1 oder B2 oder B2a (Fig. 13 oder 15 oder 16).

Die übrigen Entstöreinrichtungen unterscheiden sich von der Entstöreinrichtung E4 nur dadurch, daß statt mit der Trägerschwingung TD mit der Trägerschwingung TE oder TF oder TG (und ihren Folgeprodukten) gearbeitet wird. Zu diesen Unterschieden gehören z. B. die unterschiedlichen Grenzfrequenzen der Tiefpässe TP3 bis TP6. Bei der Variante B1 existiert baugleich zu dem Tiefpaß im Ausgang der Entstöreinrichtung in deren Innern ein Tiefpaß TP* (s. Fig. 13; dort ist es TP3*). Dieser ändert sich dann natürlich auch. Das Arbeitsprinzip der aufeinander folgenden Entstöreinrichtungen, wie wir anhand der Fig. 17 gesehen haben, ist immer dasselbe; es sei jedoch auf folgendes hingewiesen: Die Entstöreinrichtungen E1 bis E4 müssen nicht der gleichen Variante (B1, B2, B2a) angehören; die Varianten dürfen auch gemischt werden.

Noch ein anderer Gedanke:
Wenn nicht alle 4 Frequenznachbarn des Wunschsenders überlappende Störer im beschriebenen Sinne sind, macht der entsprechend eingestellte Tiefpaß die entsprechenden Entstöreinrichtungen funktionslos. Man könnte die Frage stellen, ob man die auf diese Weise funktionslos gewordenen Entstöreinrichtungen dann nicht überbrücken sollte. Dies ist nicht erforderlich; sie bleiben vielmehr in der Schaltung, da in der Reihenfolge der Tiefpässe TP3, TP4, TP5, TP6 der Tiefpaß der jeweils vorangegangenen Entstöreinrichtung eine um einen Kanalabstand (9 kHz oder 5 kHz) höhere Grenzfrequenz hat und infolgedessen in diesen Entstöreinrichtungen praktisch keine Dämpfung oder Phasendrehung stattfindet.

Die gesamte Entstör-Kompensation wird also vom Empfänger automatisch geleistet. Der Benutzer braucht bloß die nach Gehör beste Grenzfrequenz am Tiefpaß TP2 einzustellen, die - und das ist neu - nicht bandbeschneidend ist für das Basisband des empfangenen Wunschsenders, für das zu Gehör kommende Niederfrequenzband. Daneben hat der Benutzer zu entscheiden, ob er bei jeweils optimaler TP2-Einstellung den Empfang des oberen oder aber des unteren Seitenbandes des Wunschsenders für besser findet und hat den Umschalter für die Wahl des Seitenbandes entsprechend zu betätigen.

Weitere Gesichtspunkte

In der Beschreibung der früheren Erfindung, auf der der hier beschriebene Funkempfänger basiert, wurde der Begriff des "Ensembles" geprägt. "Ensemble" heißt erfindungsgemäß eine Folge frequenzbenachbarter, sich überlappender Zweiseitenbandschwingungen, die zwei Eigenschaften hat:

• 1. Die äußersten Seitenbänder an den beiden Enden des Ensembles sind ungestört.
• 2. Die Überlappungen von Seitenbändern innerhalb des Ensembles dürfen jeweils maximal nur bis zur Trägerfrequenz der benachbarten Zweiseitenbandschwingung reichen bzw. - falls es keinen Träger gibt - bis zu derjenigen Frequenz, zu der die Seitenbänder symmetrisch angeordnet sind.

Vom Standpunkt eines solchen Begriffes aus kann man den hier beschriebenen Empfänger folgendermaßen klassifizieren:

Er empfängt nicht von vornherein einen einzelnen Sender, sondern im Einseitenbandempfang wählbar den frequenzoberen oder frequenzunteren Teil eines Ensembles und selektiert daraus nach einem neuen Verfahren, der fortgesetzten Entstör-Kompensation, den Wunschsender. Da es sich um Einseitenbandempfang handelt, genügt es dann, von der Ungestörtheit des einen Ensembleendes Gebrauch zu machen.

Der hier beschriebene Empfänger ist (den Wunschsender mitgerechnet) für 9 nebeneinander liegende Kanäle ausgelegt. Die hohe mögliche Zahl kommt durch den umschaltbaren Einseitenbandempfang zustande, durch den man umschaltbar den oberen oder den unteren Teil des Ensembles empfangen kann. Wenn man aber als "Wellenjäger" einen Kurzwellenempfänger "durchdreht", stellt man positiv fest: Es gibt gar keine Ensembles, die eine so hohe Zahl sich überlappender Sender, 9 nebeneinander liegende Kanäle, umfassen. Dies gilt auch bei Benutzung einer Antenne ohne Richtwirkung. Der Erfinder hat zwar noch keine Statistik angefertigt (sie soll noch kommen), hat sich aber durch Stichproben davon überzeugt, daß die Kanalzahl von Ensembles im Mittel kleiner ist. Man braucht ja nur die Rundfunkbereiche durchzugehen, um festzustellen, nach wieviel Kanälen wieder ein ungestört zu empfangender Sender kommt. Das heißt: jeder Wunschsender wäre mit dem hier vorgeschlagenen Empfänger ohne Seitenbandüberlagerung von Nachbarkanälen ungestört zu empfangen. Zusätzliche Erkenntnis: Der hier beschriebene Empfänger kann also noch einfacher werden, indem man ihn mit einer geringeren Zahl von Entstöreinrichtungen als 4 ausrüstet.

Kombiniert man jedoch die erfindungsgemäße Entstör-Kompensation mit einer Empfangsantenne mit Richtwirkung derart, daß bei entsprechender Antennenausrichtung (Nullrichtung) ein Sender der 4 frequenzoberen oder der 4 frequenzunteren Nachbarkanäle des Wunschsenders nicht-empfangbar gemacht wird, so tut sich überhaupt ein Tor zu neuen Möglichkeiten auf. Dann hat man es nämlich frei in der Hand, demjenigen Nachbarsender die Eigenschaft des Ensembleendes zu verleihen, den man gerne überlappungsfrei hätte. Dessen frequenzäußersten Nachbarsender macht man dann nicht-empfangbar.

Durch die hohe Zahl möglicher Nullrichtungen kann man dabei nicht nur einen Nachbarsender wählen, von dem aus die beste Entstör-Kompensation ihren Anfang und ihren Lauf nimmt, sondern auch dafür Sorge tragen, daß die gewählte Nullrichtung zugleich eine gute Empfangsrichtung für den Wunschsender darstellt, eine Empfangsrichtung ohne wesentliche Dämpfung.

Der Einseitenbandempfang eines zweiseitenbandmodulierten Senders mit einer Antenne mit Richtwirkung ist Stand der Technik. Das hier vorgeschlagene Verfahren bietet jedoch noch mehr Möglichkeiten.

Auch schwierige Problemfälle im Kurzwellenbereich wären durch Kombination von Entstör-Kompensation und Richtantenne lösbar.

Beispiel:
Zwei Sender liegen auf fast derselben Frequenz und sind außerdem noch bezüglich ihrer Seitenbänder oben und unten überlappt. Der eine der beiden Sender sei unser Wunschsender. Vorgehen:
Die beiden sehr nahe beieinanderliegenden Sender werden (vorausgesetzt sie liegen nicht unglücklicherweise in der gleichen Empfangsrichtung) zunächst durch Richtempfang voneinander getrennt. Der Wunschsender wird sodann - von seinem natürlichen Ensembleende her - durch die erfindungsgemäße Entstör-Kompensation entstört.

Möglicherweise könnte sogar durch eine Entwicklung, die durch die vorliegende Erfindung in Gang kommt, der für das nächste Jahrhundert in Aussicht genommene Wellenplan, der für den AM-Bereich generell Einseitenbandmodulation vorsieht, entfallen oder unter neuen Gesichtspunkten gegliedert werden.

Zum Schluß nochmals der Hinweis:
Die hier beschriebene Erfindung hatte zwar von der Erfindungsgeschichte her den Kurzwellen-Weltempfänger im Auge. Die hier niedergelegten Erfindungsgedanken haben jedoch auch für die kommerzielle Funktechnik und Nachrichtenübertragung und den Amateurfunk eine grundsätzliche Bedeutung und vor allem für stationäre Empfänger, die mit einer Antenne ohne Richtwirkung arbeiten.

Claims (10)

1. Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender mit niederfrequenter Entstör-Kompensation seitenbandüberlappender frequenzbenachbarter Sender, bei dem die Entstör-Kompensation nach einem Verfahren zum Entstören einer auszuwertenden Zweiseitenbandschwingung aus einem Gemisch mehrerer Zweiseitenbandschwingungen erfolgt, bei denen das untere Seitenband der auszuwertenden Zweiseitenbandschwingung von dem ihm zugekehrten oberen Seitenband einer frequenztiefer unmittelbar benachbarten Zweiseitenbandschwingung ganz oder teilweise störend überlagert ist, oder das obere Seitenband der auszuwertenden Zweiseitenbandschwingung von dem ihm zugekehrten unteren Seitenband einer frequenzhöher unmittelbar benachbarten Zweiseitenbandschwingung ganz oder teilweise störend überlagert ist, oder beide Seitenbänder der auszuwertenden Zweiseitenbandschwingung von den ihnen zugekehrten Seitenbändern unmittelbar benachbarten Zweiseitenbandschwingungen ganz oder teilweise störend überlagert sind, wobei die Entstörung dadurch erfolgt, daß das untere Seitenband einer jeden Zweiseitenbandschwingung des Gemischs, deren oberes Seitenband störend das untere Seitenband der jeweils unmittelbar benachbarten Zweiseitenbandschwingung überlappt, und/oder das obere Seitenband einer jeden Zweiseitenbandschwingung des Gemischs, deren unteres Seitenband störend das obere Seitenband der jeweils unmittelbar benachbarten Zweiseitenbandschwingung überlappt, mittels Mischung oder mehrfacher Mischung in die Frequenzlage des gestörten oberen bzw. unteren Seitenbands der jeweiligen Zweiseitenbandschwingung umgesetzt und mit gleicher Amplitude, aber mit einem dem Vorzeichen des gestörten oberen bzw. unteren Seitenbands entgegengesetzten Vorzeichen zum jeweiligen Gemisch hinzuaddiert wird, wobei die Entstör-Kompensation, d. h. die Additionen entgegengesetzten Vorzeichens der jeweils anderen Seitenbänder, nacheinander erfolgen und bei derjenigen Zweiseitenbandschwingung, die einen oder mehrere Kanalabstände entfernt sein kann, ihren Anfang nehmen, deren unteres oder oberes Seitenband von keinem unmittelbar benachbarten Zweiseitenband störend überlagert ist, und wobei, nachdem dieses äußerste ungestörte Seitenband zur ersten Entstör-Kompensation benutzt worden ist, alle weiteren Entstör-Kompensationen das Ergebnis der jeweils vorausgegangenen Entstör-Kompensation nach entsprechender Frequenzumsetzung benutzen, das durch die vorausgegangene Entstör-Kompensation stets ein äußerstes störbefreites Seitenband enthält.

2. Funkempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß mit geeigneter Empfängertechnik ein hochfrequentes Frequenzband, welches bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders beginnt und sich einseitig frequenzaufwärts oder einseitig frequenzabwärts erstreckt und, welches nach einer Anzahl von Nachbarkanälen endet,
frequenzumgesetzt wird in einen mit der Frequenz Null beginnenden niederfrequenten Bereich,
daß die Trägerfrequenz des Wunschsenders auf die Frequenz Null abgebildet wird,
daß mittels Umschalters gewählt werden kann, ob das Frequenzband von der Trägerfrequenz des Wunschsenders an frequenzaufwärts oder aber von der Trägerfrequenz des Wunschsenders an frequenzabwärts in den niederfrequenten Bereich umgesetzt wird,
daß im Falle der Verwendung der Empfängertechnik eines Superhets die genannte Umschaltung durch Umschalten auf eine andere Oszillatorfrequenz erfolgt,
daß die Trennschärfe, mit der das gewählte obere oder aber das gewählte untere Frequenzband vor der Frequenzumsetzung in den niederfrequenten Bereich bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders abgeschnitten wird, der üblichen Trennschärfe entspricht, wie sie zur Abtrennung eines Seitenbands beim Einseitenbandempfang einer Zweiseitenbandschwingung unter Außerachtlassung von Frequenznachbarn erforderlich wäre,
daß die Anzahl der Nachbarkanäle, nach der das Frequenzband enden soll, gleich der Mindestzahl von Kanälen ist, bei der gemäß allgemeiner Empfangserfahrung immer ein Sender mit ungestörtem äußersten Seitenband zu finden ist,
daß das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Frequenzband mittels eines Tiefpasses (TP2) einstellbarer Grenzfrequenz jeweils genau oberhalb des oberen Seitenbandes derjenigen Zweiseitenbandschwingung abgeschnitten wird, deren oberes Seitenband störungsfrei ist, und
daß der Tiefpaß-Einsteller als Bedienungselement für die manuelle Bedienung so gestaltet wird wie übliche Bandbreiteneinsteller.

3. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Schwingungsgemisch, in welchem das zu entstörende Basisband W des Wunschsenders enthalten ist,
mit dem Problem behaftet ist, daß im günstigsten Falle (Fig. 13) die Zweiseitenbandschwingung D, welche dem Basisband W frequenzaufwärts folgt und dieses durch Überlappung stört, ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
aber im ungünstigen Fall ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung E, welche
ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung F, welche
ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung G, welche
ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann vom untersten Seitenband einer weiteren Folge frequenzbenachbarter Zweiseitenbandschwingungen, die sich nach dem gleichen Schema, wie aufgezählt, gegenseitig durch Überlappung stören könnten,
bis zu einer beliebigen Zweiseitenbandschwingung N,
wobei eine ober mehrere der aufgezählten Zweiseitenbandschwingungen E oder F oder G oder auch eine solche bis N ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
wobei frequenzaufwärts die erste bezüglich ihres oberen Seitenbandes ungestörte Zweiseitenbandschwingung den äußersten Störer des Ensembles darstellt,
daß das so beschriebene Schwingungsgemisch in einer Weise frequenzumgesetzt wird, daß die Trägerfrequenz des äußersten Störers auf die Frequenz Null abgebildet wird,
daß das obere störfreie oder störbefreite Seitenband des äußersten Störers von Null an aufwärts abgebildet wird,
daß das untere Seitenband des äußersten Störers ebenfalls von Null an aufwärts abgebildet wird, jedoch mit entgegengesetztem Vorzeichen,
mit der Folge, daß sich die beiden Seitenbänder des äußersten Störers gegenseitig auslöschen;
daß sodann das restliche Schwingungsgemisch dieser Frequenzumsetzung nach Passieren eines Tiefpasses, der es von frequenzoberen Mischprodukten befreit, mit der gleichen Mischfrequenz, mit der es abwärts gemischt worden war, wieder aufwärts gemischt wird,
so daß nach Passieren eines nochmaligen Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wieder erscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer.

4. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die zum Abwärts- und Aufwärtsmischen benutzte Schwingung, wie sie auch in die Mischer (Mi4) und (Mi5) hineingeht, der Trägerschwingung des äußersten Störers frequenzgleich, jedoch gegenüber dieser um 90° phasenverschoben ist, und mittels einer PLL (PLLF2) und eines nachgeschalteten 90°-Phasenschiebers (P2) gewonnen wird,
wobei den Mischern (Mi4) und (Mi5) baugleiche Tiefpässe (TP3* und TP3 ) nachgeschaltet sind, die die frequenzoberen Mischprodukte aussperren,
mit dem Erfolg, daß die Schaltungsanordnung der Fig. 13 nicht nur, wie dort hineingeschrieben, die Aufgabe bewältigt,
W + D von D zu befreien, wenn D äußerster Störer ist, sondern auch W + D + E von E zu befreien, wenn E äußerster Störer ist, W + D + E + F von F zu befreien, wenn F äußerster Störer ist, W + D + E + F + G von G zu befreien, wenn G äußerster Störer ist, und gegebenenfalls so fort.

5. Funkempfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Schwingungsgemisch, in welchem das zu entstörende Basisband W des Wunschsenders enthalten ist, mit dem Problem behaftet ist, daß im günstigsten Falle (Fig. 15) die Zweiseitenbandschwingung D, welche dem Basisband W frequenzaufwärts folgt und dieses durch Überlappung stört, ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
aber im ungünstigen Fall ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung E, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung F, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung G, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann vom untersten Seitenband einer weiteren Folge frequenzbenachbarter Zweiseitenbandschwingungen, die sich nach dem gleichen Schema, wie aufgezählt, gegenseitig durch Überlappung stören könnten, bis zu einer beliebigen Zweiseitenbandschwingung N,
wobei eine oder mehrere der aufgezählten Zweiseitenbandschwingungen E oder F oder G oder auch eine solche bis N ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
wobei frequenzaufwärts die erste bezüglich ihres oberen Seitenbandes ungestörte Zweiseitenbandschwingung den äußersten Störer des Ensembles darstellt,
daß das so beschriebene Schwingungsgemisch in einem Mischer (Mi4) mit einer einem Gleichanteil enthaltenden, Schwingung a cos 2π 2f_TAt + a/2multipliziert wird,
wobei f_TA die Trägerfrequenz des äußersten Störers A ist und 2f_TA die doppelte Trägerfrequenz des äußersten Störers A,
wobei a cos 2π 2f_TAt eine Schwingung darstellt, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des äußersten Störers A eine Cosinusschwingung mit einer Frequenz ist, die doppelt so hoch ist wie die Trägerfrequenz f_TA des äußersten Störers A,
wobei der Gleichanteil, der die Schwingung a cos 2π 2f_TAt begleitet, von der Größe a/2 ist,
und wobei nach dem Mischen im Mischer (Mi4) die frequenzoberen Mischprodukte durch einen Tiefpaß (TP3) ausgesperrt werden,
so daß nach dem Passieren dieses Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wiedererscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer A.

6. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 5, dadurch gekennzeichnet,
daß die Funktion a cos 2π 2f_TDt + a/2 durch eine Reihenschaltung folgender Bausteine erzeugt ist (s. Fig. 15),
einer PLL (PLLF2), die die Trägerschwingung des äußersten Störers A frequenz- und phasengenau gewinnt, einem 90°-Phasenschieber (P2), einem Quadrierer (Q), einem Vierpol (A=), der bei der Frequenz Null die doppelte Durchlaßdämpfung hat als bei der Frequenz 2f_TA und der bei der Frequenz 2f_TA die Phasendrehung Null aufweist,
mit dem Erfolg, daß durch die Schaltungsanordnung W + D von D befreibar ist, wenn D äußerster Störer ist,
W + D + E von E, wenn E äußersten Störer ist,
W + D + E + F von F, wenn F äußerster Störer ist,
W + D + E + F + G von G, wenn G äußersten Störer ist, und gegebenenfalls so fort.

7. Funkempfänger nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet,
daß das in den niederfrequenten Bereich umgesetzte Schwingungsgemisch, in welchem das zu entstörende Basisband W des Wunschsenders enthalten ist,
mit dem Problem behaftet ist, daß im günstigsten Falle (Fig. 16) die Zweiseitenbandschwingung D, welche dem Basisband W frequenzaufwärts folgt und dieses durch Überlappung stört, ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
aber im ungünstigen Fall ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung E, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung F, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann von einer frequenzaufwärts benachbarten Zweiseitenbandschwingung G, welche ihrerseits durch Überlappung gestört sein kann vom untersten Seitenband einer weiteren Folge frequenzbenachbarter Zweiseitenbandschwingungen, die sich nach dem gleichen Schema, wie aufgezählt, gegenseitig durch Überlappung stören könnten, bis zu einer beliebigen Zweiseitenbandschwingung N,
wobei eine ober mehrere der aufgezählten Zweiseitenbandschwingungen E oder F oder G oder auch eine solche bis N ein oberes Seitenband aufweist, das ungestört ist,
wobei frequenzaufwärts die erste bezüglich ihres oberen Seitenbandes ungestörte Zweiseitenbandschwingung den äußersten Störer des Ensembles darstellt,
daß das so beschriebene Schwingungsgemisch in einem Mischer (Mi4) mit einer Schwingung b cos²2πf_TAt - b/3 sin²2πf_TAtmultipliziert wird (s. Fig. 16),
wobei f_TA die Trägerfrequenz des äußersten Störers A ist und b sin²πf_TAt die Trägerschwingung des äußersten Störers A ist,
wobei b cos 2πf_TAt eine Schwingung darstellt, die gegenüber der als Sinusschwingung aufgefaßten Trägerschwingung des äußersten Störers A eine Cosinusschwingung gleicher Frequenz ist,
und wobei nach dem Mischen im Mischer (Mi4) die frequenzoberen Mischprodukte durch einen Tiefpaß (TP3) ausgesperrt werden,
so daß nach Passieren dieses Tiefpasses das ursprüngliche Schwingungsgemisch wiedererscheint, jedoch befreit vom äußersten Störer A.

8. Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 7, dadurch gekennzeichnet,
daß die Funktion b cos²2πf_TDt - b/3 sin²2πf_TDt erzeugt wird, indem die durch eine PLL (PLLF2) frequenz- und phasengenau gewonnene Trägerschwingung des äußersten Störers A in einem ersten Pfad verarbeitet wird durch einen 90°-Phasenschieber (P2) gefolgt von einem Quadrierer (Q1),
parallel dazu in einem zweiten Pfad verarbeitet wird durch einen Quadrierer (Q2) gefolgt von einem Abschwächer (A_1/3) mit dem Abschwächungsfaktor 1/3,
und indem anschließend die Ergebnisse beider Pfade in einem Summationspunkt (S) voneinander subtrahiert werden, mit dem Erfolg, daß durch die Schaltungsanordnung (Fig. 16) nicht nur W + D von D befreibar ist, wenn D äußerster Störer ist, sondern auch W + D + E von E, wenn E äußerster Störer ist, W + D + E + F von F, wenn F äußerster Störer ist, W + D + E + F + G von G, wenn G äußerster Störer ist, und gegebenenfalls so fort.

9. Funkempfänger nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß der Empfänger (EM) ohne Entstöreinrichtung (Fig. 17) ein hochfrequentes Frequenzband, welches bei der Trägerfrequenz des Wunschsenders beginnt und sich einseitig frequenzaufwärts oder einseitig frequenzabwärts erstreckt, in den niederfrequenten Bereich umsetzt;
daß der Tiefpaß (TP2), dessen Grenzfrequenz von Hand einstellbar ist, dieses Frequenzband oberhalb des oberen Seitenband des äußersten Störers abschneidet, wobei in bekannter Weise das Frequenzband aus dem Basisband W des Wunschsenders und den sich anschließenden Zweiseitenbandschwingungen D, E, F, G und gegebenenfalls bis N besteht,
daß die Entstöreinrichtungen (E1 bis E4) der Reihe nach dem Empfänger ohne Entstöreinrichtung (Em) nachgeschaltet sind,
daß die Entstöreinrichtungen im Sinne der Erfindungsbeschreibung Verwirklichungen der Variante B1 gemäß Schaltungsanordnung Fig. 13 oder der Variante B2 gemäß Schaltungsanordnung Fig. 15 oder der Variante B2a gemäß Schaltungsanordnung Fig. 16 darstellen, wobei die Varianten auch gemischt werden dürfen.

10. Funkempfänger zum Einseitenbandempfang zweiseitenband-amplitudenmodulierter Sender, dadurch gekennzeichnet,
daß zwecks optimaler Wiedergabe der Schwingungen tiefer Frequenzen für das menschliche Ohr,
im Falle der Verwendung der Empfängertechnik eines Superhets,
die Zwischenfrequenz durch eine Regelschaltung auf einem konstanten, unter Fertigungsgesichtspunkten festgelegten Wert gehalten wird, und
daß nach Erfüllung dieser Voraussetzung das Filter, welches das eine Seitenband abtrennt, zwecks bester Wiedergabe der Bässe optimal dimensioniert und bei der Fertigung optimal eingestellt wird.